JPH08222389A

JPH08222389A - 高力率高輝度放電灯点灯装置

Info

Publication number: JPH08222389A
Application number: JP7025030A
Authority: JP
Inventors: Takao Takehara; 孝男竹原; Masashi Norizuki; 正志法月
Original assignee: Minebea Co Ltd
Current assignee: Minebea Co Ltd
Priority date: 1995-02-14
Filing date: 1995-02-14
Publication date: 1996-08-30

Abstract

(57)【要約】【目的】フルブリッジ方式インバータを使用しない、回
路構成の簡単で安価な高輝度放電点灯装置を提供するこ
と。【構成】商用交流電源の整流平滑回路と、昇圧チョッパ
ー方式正弦波コンバータとのパワースイッチ素子を持つ
電圧共振型インバータと、メタルハライドランプからな
る高輝度放電灯を含む高輝度放電灯点灯装置であって、
前記電圧共振型インバータは前記をスイッチングして出
力する回路である。前記高輝度放電灯は、ガスを封入し
た管内に距離を隔てて対抗する対の電極を有し、前記対
の電極間の放電により光りを発する放電灯であって、前
記対の電極に放電を発生させるトリガー電圧とトリガー
後に放電を維持する放電維持電圧との２つの異なる電圧
値を有し、前記電極が前記電圧共振型インバータの出力
に接続されている。そして、該メタルハライドランプの
ランプ電流を検出する手段を備え、この検出手段が検出
した電流が小さければ小さい程前記パワースイチ素子の
間欠間隔を長く設定するインバータの発信周波数制御手
段を具備している。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は高輝度の放電を点灯させ
る高輝度放電点灯装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】従来例１に高力率インバータを用いた高
輝度放電点灯装置の回路図を示す。従来例１において商
用交流電源ＡＣをダイオードＤ１０１〜Ｄ１０４とイン
ダクタＬＦとコンデンサＣＦとを含む整流回路ＲＥＣに
て直流化し、その出力はチョークコイルＬ１０１とスイ
ッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ１０５とコンデンサ
Ｃとを含む昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路に
印加される。正弦波コンバータ回路には、その負荷とし
てフルブリッジ方式のインバータＩＮＶが接続されてい
る。

【０００３】昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路
について簡単に説明する。入力電流Ｉｉを商用交流電源
電圧ｅｉの波形と同一にするために、まず、抵抗Ｒ１０
１、Ｒ１０２により電圧ｅｉ’を検出し、掛算器ＭＰＩ
に入力する。この電圧はｅｉ’と同一波形の電流指令値
Ｉｉ＊となる。一方、抵抗Ｒ１０４により電流Ｉｉ’を
検出し、コンパレータＣＭＰ１にてＩｉ＊とＩｉ’を比
較し、差に比例したＰＷＭ信号を作り出し、これにより
正弦波コンバータのスイッチング素子ＳＷ１を駆動すれ
ば高調波の抑制と高力率をフィードフォワード制御にて
達成できる。さらに、インバータＩＮＶの出力電流を安
定化するために、ランプ電流検出抵抗Ｒ１０５によりラ
ンプ電流を検出し、定電流回路によりランプ電流ＩＬの
変動分△ＩＬを得て、これとｅｉ’との積をとり、電流
指令値Ｉｉ＊を作り出す。これによりフィードバック回
路が構成され、Ｉｉ＊の振幅がＩＬの変動分により変化
し、ＩＬが安定化され、同時にｅｉ’と同一の電流波形
が得られる。

【０００４】このようにスイッチング毎の平均電流が入
力電圧に比例するので、スイッチング波形の高周波成分
をＬＦ、ＣＦによるローパスフィルタで取り除くことに
より、ＡＣラインの一周期では従来例２に示すように入
力電圧と相似形になり、力率はほぼ１が得られる。昇圧
チョッパー方式正弦波コンバータにはその負荷としてフ
ルブリッジ方式のインバータＩＮＶが接続されている。
なお、ＴＲ１〜ＴＲ４はインバータＩＮＶを構成するス
イッチングトランジスタである。インバータＩＮＶの出
力にはトランスＴ１０１の２次コイルとメタルハライド
ランプ（以下、ＨＩＤランプという）Ｌが直列接続され
ている。

【０００５】該ＨＩＤランプＬを点灯させるために、従
来例１に示す回路全体に電源を印加すると、タイマー回
路ＴＭが動作し、起動パルス発生回路ＰＧに１００Ｈｚ
の起動パルストリガー信号を出力する。起動パルス発生
回路ＰＧは約５秒間起動パルスを出力し、該起動パルス
はトランスＴ１０１で３−５ＫＶに昇圧される。さらに
タイマー回路ＴＭは発振回路ＯＳＣにインバータ動作開
始信号を出力し、これにより発振回路ＯＳＣが動作し、
この出力はドライブ回路ＤＣＣを動作させ、結局はイン
バータＩＮＶを動作させる。

【０００６】インバータＩＮＶが動作すると、ＨＩＤラ
ンプＬがグロー放電からアーク放電に移行して、点灯状
態となる。ＨＩＤランプＬを流れる電流を定電流制御す
るには、インバータＩＮＶの電流、すなわちランプ電流
をランプ電流検出抵抗Ｒ１０５により検出し、これを制
御ＩＣに入力し、該制御ＩＣからは昇圧チョッパー方式
正弦波コンバータ回路の制御入力端であるＤＲＩＶＥ
ＣＩＲＣＵＩＴに、ランプ電流が増加しようとすればこ
れを抑えるように、またランプ電流が減少しようとする
ときこれを増加させるような信号を加え、インバータＩ
ＮＶを定電流制御する事により行なわれる。すなわち何
等かの原因でランプ電流が増えるとランプ電流検出抵抗
の両端の電圧が増加する。従って昇圧チョッパー方式正
弦波コンバータ回路のＰＷＭ動作により正弦波コンバー
タ回路の出力電圧は低下し、定電流動作が保たれる。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上記のような従来のイ
ンバータ装置は、小型化に限界があることが知られてい
る。メタルハライドランプを高周波点灯する場合音響的
共鳴効果により、インバータＩＮＶの発振周波数が３０
０ＫＨｚ以下の場合、ランプ電流が立ち消えを起こし、
不安定な動作となる。フルブリッジ方式のインバータで
は、スイッチング素子のスイッチングスピード等の制約
により、スイッチング周波数は通常４００Ｈｚ以下にな
り、トランスＴ１の小型化は望めない。

【０００８】またフルブリッジ方式のインバータの制御
回路、ドライブ回路は複雑になり高価になるという問題
点があった。そこで本発明は、フルブリッジ方式インバ
ータを使用しない、回路構成の簡単で安価な高輝度放電
点灯装置を提供することを目的とする。

【０００９】

【問題点を解決するための手段】上述した課題解決のた
め、本発明は次に述べる高輝度放電灯装置を提供する。
すなわち、商用交流電源の整流平滑回路と、昇圧チョッ
パー方式正弦波コンバータとのパワースイッチ素子を持
つ電圧共振型インバータと、メタルハライドランプから
なる高輝度放電灯を含む高輝度放電灯点灯装置であっ
て、前記電圧共振型インバータは前記をスイッチングし
て出力する回路である。前記高輝度放電灯は、ガスを封
入した管内に距離を隔てて対抗する対の電極を有し、前
記対の電極間の放電により光りを発する放電灯であっ
て、前記対の電極に放電を発生させるトリガー電圧とト
リガー後に放電を維持する放電維持電圧との２つの異な
る電圧値を有し、前記電極が前記電圧共振型インバータ
の出力に接続されている。そして、該メタルハライドラ
ンプのランプ電流を検出する手段を備え、この検出手段
が検出した電流が小さければ小さい程前記パワースイチ
素子の間欠間隔を長く設定するインバータの発信周波数
制御手段を具備している。そして本発明の構成は、メタ
ルハライドランプを負荷とした電圧共振型インバータ装
置を具備する高力率高輝度放電点灯装置において、該イ
ンバータに直流電源を供給する電源部として昇圧チョッ
パー動作を用いた正弦波コンバータを設けると共に、電
圧共振型インバータのスイッチング周波数を一定に保持
する手段を具備することを特徴とする高力率高輝度放電
点灯装置である。

【００１０】

【作用】本発明に係る高輝度放電電灯点灯装置は、音響
的共鳴効果を避けるために、インバータのスイッチング
周波数を３００ＫＨｚ以上に設定している。電圧共振型
のため効率は高い。また電源オン直後に、インバータ出
力が１ＫＶ以上になる様にトランスの巻数を設定する事
により特別な起動回路がなくても、グロー放電が発生す
る事を特徴とする。高周波パルスを用いることにより、
低周波の起動パルスに比べてパルス振巾を約１／３〜１
／５に減らすことができる。

【００１１】

【実施例】次に、本発明の一実施例を、図面を用いて詳
細に説明する。図１は、本発明の高力率高輝度放電点灯
装置を示す回路図である。図１において、商用交流電源
ＡＣをダイオードＤ１−Ｄ４による整流回路にて直流化
し、その出力は、チョークコイルＬ２とパワーＭＯＳＦ
ＥＴＱ２とダイオードＤ５とコンデンサーＣ２とを含む
昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路に印加され
る。正弦波コンバータ回路には、その負荷として電圧共
振型インバータ回路が接続されている。

【００１２】昇圧チョッパー方式正弦波コンバータ回路
について簡単に説明する。入力電流Ｉｉを商用交流電源
電圧ｅｉの波形と同一にするため、まず抵抗Ｒ８、Ｒ９
によりｅｉ’を検出し掛け算器ＭＵＬＴに入力する。こ
の電圧にエラーアンプの出力を乗じた電圧ＶＭＯが、掛
け算器ＭＵＬＴの出力となる。一方チョークコイルＬ２
の電流を抵抗Ｒ３で検出し、この抵抗にかかる電圧をカ
レントセンスロジック回路に入力する。この電圧が、掛
け算器ＭＵＬＴの出力ＶＭＯにより設定された公称電圧
値を越えるとＰＷＭ回路をＯＦＦし、ＭＯＳＦＥＴのゲ
ートをＯＦＦする。またチョークコイルＬ２の電流検出
用巻線Ｎｓ２の出力を、抵抗Ｒ６を介して、カレントセ
ンスロジックに入力する。パワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦ
するとチョークコイルＬ２の電流は減少し、ゼロに低下
すると、電源検出巻線Ｎｓ２の出力は反転し、ＭＯＳＦ
ＥＴをＯＮする。

【００１３】抵抗Ｒ７は、起動抵抗である。制御ＩＣ
ＩＣ２が動作して、パワーＭＯＳＦＥＴがスイッチング
動作を開始し、制御巻線Ｎｆ２に発生した電圧を、ダイ
オードＤ７、コンデンサーＣ３で整流平滑した直流電圧
により、制御ＩＣＩＣ２への電力供給が行われる。抵
抗Ｒ１はパワースイッチ素子Ｑ２のゲートドライブ抵
抗、ダイオードＤ６は、パワースイッチ素子Ｑ２のゲー
トーソースの間の、蓄積電荷引き用である。昇圧チョッ
パー方式正弦波コンバーターの出力電圧は定電圧化され
るので、負荷として接続される、一石式電圧共振型イン
バーターの入力電圧は、一定となり通常、メタルハライ
ドランプは、調光せず、（ランプ電流一定で）使用され
るのでランプ電力は定電力制御され、インバータのスイ
ッチング周波数は、一定となる。

【００１４】次に電圧共振型インバータについて詳細に
説明する。図１において、Ｔ１は電圧共振型インバ−タ
の一次コイルＮｐ１、二次コイルＮｓ１、帰還コイルＮ
ｆを備えた昇圧トランスである。ＩＣ１は、電圧共振型
スイッチング電源用制御回路であり、集積回路からな
る。Ｑ１はパワ−スイッチ素子（パワーＭＯＳＦＥＴ）
である。抵抗Ｒ１２は起動用抵抗で電源がオンすると該
起動用抵抗Ｒ１２により共振型スイッチング電源用制御
回路ＩＣ１に電源が供給され、これが動作する。この共
振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１は、電圧制御発
振器ＶＣＯ、ワンショットマルチバイブレータＭＢ、パ
ルス周波数変調器ＰＦＭ、ドライバＤＢ、エラーアンプ
ＯＰＡ、５ボルトの基準電圧Ｖｒｅｆを発生する基準電
圧発生回路ＳＶＧを含む。

【００１５】昇圧トランスＴ１の一次コイルＮｐ１に対
して直列にパワースイッチ素子Ｑ１が接続されている。
また昇圧トランスＴ１の二次コイルＮｓ１には、ＨＩＤ
ランプＬとチョークコイルＬ１と電流検出用抵抗ＲＤが
直列に接続されている。

【００１６】従来メタルハライドランプの放電電流を定
電流制御するには、フルブリッジ方式インバータの入力
電圧、すなわち昇圧チョッパー方式正弦波コンバータの
出力電圧を放電電流の値に応じて可変することにより行
っていたが、図１に示す回路図からもわかるように、本
発明では、電圧共振型インバータにより、ＨＩＤランプ
Ｌを直接ドライブしている。

【００１７】次に本発明の実施例動作を説明する。ブリ
ッジ整流器ＲＥＣに交流電源ＡＣが投入された当初はＨ
ＩＤランプＬが点灯せず、これには電流が流れていない
ので電流検出用抵抗ＲＤの両端の電圧はＯＶである。通
常動作時においてＨＩＤランプＬが点灯しているとき電
流検出用抵抗ＲＤの両端には電圧が発生し、この電圧
は、ダイオードＤ１２、コンデンサーＣ１１により、整
流、平滑され、制御用ＩＣの制御入力端に入力されるよ
うになているが、現状では電流検出用抵抗ＲＤの両端の
電圧が零であるので、制御入力端の電圧はＯＶである。
共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１は、制御入力
端の電圧が低くなると、発振周波数は、低下する。逆に
制御入力端の電圧が高くなると発振周波数は高くなる、
いわゆるパルス周波数変調（ＰＦＭ）を行う。従って、
ＨＩＤランプＬに放電電流が流れている定常動作時に比
べて電圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は低下する。従
って、定常動作時よりも、昇圧トランスＴ１の一次電流
は増えるので、その出力電圧も大きくなる。昇圧トラン
スＴ１の巻数比を、その出力電圧が、１ＫＶ以上になる
様に選べば、ＨＩＤランプＬはグロ−放電を開始する。
グロー放電から、アーク放電に着実に移行させ点灯状態
にするには、ＨＩＤランプＬの放電維持電圧（約１００
Ｖ）の２倍以上の電圧をこれに印加する必要があるが、
グロー放電時には、ＨＩＤランプＬを流れる電流は定常
動作時よりも少ないので、電圧制御発振器ＶＣＯの発振
周波数も定常動作時より低い。また上述の巻数比の設定
から、昇圧トランスＴ１の出力電圧を２００Ｖ以上に設
定するのは可能である。

【００１８】チョークコイルＬ１は、ＨＩＤランプＬが
点灯時に該ランプ両端の電圧は放電維持電圧（約１００
Ｖ）になるので昇圧トランスＴ１の二次側の出力電圧と
放電維持電圧の差を分担するバラストインダクターであ
る。チョークコイルＬ１はコンデンサーに置き換えて
も、動作は可能である。

【００１９】ＨＩＤランプＬを流れる電流を定電流制御
するには、ランプ電流を検出抵抗ＲＤで検出し、Ｄ１
２，Ｃ１１で整流、平滑した直流電圧を共振型スイッチ
ング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端に接続する事に
より行われる。すなわち何等かの原因でランプ電流が増
加すると、検出抵抗ＲＤの両端の電圧は上昇する。従っ
て、共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１のエラー
アンプＯＰＡの出力電圧は上昇する。従って電圧制御発
振器ＶＣＯの発振周波数は上昇し、ランプ電流は減少す
る。可変抵抗ＶＲ１はランプ電流設定用の可変抵抗器で
ある。コンデンサ−Ｃｓは昇圧トランスＴ１の１次イン
ダクタンスＬｐ１と直列共振回路を構成し、パワースイ
ッチ素子Ｑ１がオフの時のドレイン電圧波形を正弦波状
にする。Ｒ１３は、パワースイッチ素子Ｑ１のゲートド
ライブ抵抗、Ｄ１３はパワースイッチ素子Ｑ１のゲート
・ソース間の蓄積電荷引き抜き用である。ダイオードＤ
１４、コンデンサーＣ１２は共振型スイッチング電源用
制御回路ＩＣ１の電源供給用整流器を構成する。

【００２０】共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１
の動作を図１及び図２を用いて、詳しく説明する。ＨＩ
ＤランプＬの放電電流（ランプ電流）が、何等かの原因
で増加すると、エラーアンプＯＰＡの出力は上昇し、電
圧制御発振器ＶＣＯの発振周波数は高くなる。電圧制御
発振器ＶＣＯの出力の立ち下がりで、ワンショットマル
チバイブレータＭＢのワンショットはセットされ、その
出力はハイレベルとなる。抵抗Ｒ１８とコンデンサーＣ
１６はワンショットの出力パルス幅決定用で、その時定
数で定まる時間Ｔｏｆｆの間、ワンショットの出力を、
ハイレベルに保つ。Ｔｏｆｆは、昇圧トランスＴ１の１
次インダクタンスＬｐ１、電圧共振用コンデンサーＣｓ
等のバラツキや温度変化による共振周波数の変動を考慮
して、電圧共振動作が満足されるように設定する。すな
わち、Ｔｏｆｆは一定のまま、電圧制御発振器ＶＣＯの
発振周波数（＝スイッチング周波数）を変化させるパル
ス周波数制御を行う。

【００２１】コンデンサーＣ１４、抵抗Ｒ１４は電圧制
御発振器ＶＣＯの発振周波数決定用のものである。Ｒ１
６，Ｒ１７はエラーアンプＯＰＡの一入力端のＤＣバイ
アス用のものであり、Ｒ１５，Ｃ１５はエラーアンプＯ
ＰＡの位相補正用のものである。

【００２２】電圧共振形インバータの場合、電源オンの
時には、ランプ電流が流れていないので、共振型スイッ
チング電源用制御回路ＩＣ１の制御入力端の電圧は０Ｖ
であり、発振周波数は最も低い状態である。従って、昇
圧トランスＴ１、パワースイッチ素子Ｑ１には、定常動
作時よりも大きな電流が流れ、パワースイッチ素子Ｑ１
の電流ストレスの増加を招き、信頼性低下の原因にもな
る。図３はこのような不都合を解消した本発明の第２の
実施例の回路図である。図３において、ＳＳＣはソフト
スタート制御回路を示す。また、ＶＤＣは直流電源であ
る。なお、図３において、図１と同一部分には同一の符
号を付し、その説明は省略する。

【００２３】次に本発明の第２の実施例の動作を説明す
る。図３において、電源が投入されると、コンデンサＣ
softは、抵抗Ｒsoftにより充電され、端子電圧は上昇す
る。コンデンサＣsoftは、ソフトスタート制御回路ＳＳ
Ｃに接続されている。ソフトスタート制御回路ＳＳＣの
出力は電源オン直後はハイレベルになっている。その出
力は、電圧制御発振器ＶＣＯの制御入力端に接続されて
いるので、電圧制御発振器ＶＣＯの発振出力は定常動作
時よりも高くなる。コンデンサＣsoftの端子電圧が上昇
するに従ってソフトスタート制御回路ＳＳＣの出力は低
下するように構成されているので、電圧制御発振器ＶＣ
Ｏの発振周波数は徐々に低下し、コンデンサＣsoftの端
子電圧がスレシュホールド電圧Ｖｔｈ以下になると、出
力は開放状態になり、電圧制御発振器ＶＣＯの制御はエ
ラーアンプＯＰＡの出力のみにより行なわれる。すなわ
ち、電源がオンされると電圧制御発振器ＶＣＯの発振周
波数は定常動作時より高い周波数から動作するので、昇
圧トランスＴ１、パワースイッチ素子Ｑ１の電流ストレ
スは低く抑えられる。

【００２４】図４は本発明の第３の実施例を示す回路図
である。この実施例は、昇圧用のトランスを省略した一
般照明用のメタルハライドランプの駆動回路である。同
図において、Ｑ２はパワースイッチ素子であり、ＦＥＴ
である。Ｃｓはパワースイッチ素子Ｑ２の出力端に接続
されたコンデンサ、ＣＨ１１，ＣＨ１２はチョークコイ
ル、Ｃ50はコンデンサ、ＲＤはメタルハライドランプＬ
を流れる電流を検出する電流検出用抵抗、ＶDCは直流電
源である。なお、ＩＣ１は共振型スイッチング電源用制
御回路であり、図１に示すものと同様な構成を有するの
で、詳細な構成と作用の説明を省略するとともに、図１
の回路図に示す部品と同一部分には同一符号を付し、ま
た実施例回路全体の詳細な説明は省略する。

【００２５】図４に示すような準Ｅ級インバータの場
合、パワースイッチ素子Ｑ２のオンデューティ比Ｄが大
きくなると、パワースイッチ素子Ｑ２のオフ時のドレイ
ン電圧Ｖdsmax は大きくなることが知られている。例え
ば、Ｄ（デューティ）＝０．５の時・・・・・Ｖdsmax
＝３．６＊ＶDCとなり、Ｄ（デューティ）＝０．７５の
時・・・・Ｖdsmax ＝７．１＊ＶDCとなるので、グロー
放電を起こすには、Ｖdsmax ≧１０００ＶとなるようにＤを設定すればよい。

【００２６】準Ｅ級インバータの電圧利得ＭＡ（ＶＯ／
Ｖｄｃ）は、以下のようになることが知られている。Ｄ＝０．５の時、ＭＡ＝０．７２Ｄ＝０．７５の時、ＭＡ＝１．２９ＶＯが、放電維持電圧の２倍（約２００Ｖ）になるよう
にＤを設定すればグロー放電に移行する。すなわち、Ｖ
Ｏ＝ＶDC＊ＭＡ＝２００ＶとなるようにＤを設定すれば
よい。

【００２７】図５は本発明の第４実施例を示す回路図で
ある。図５に示す実施例回路は、図１に示す第１の実施
例とほぼ同様な回路であるが、メタルハライドランプＬ
を流れる電流を検出する手段として、カレントトランス
Ｔ２を設けている。この電流検出手段として、抵抗を使
用する方法に比べて、電力損失を減少させることができ
る。

【００２８】上記カレントトランスＴ２は巻数比を１：
Ｎとし、昇圧された二次電圧をダイオードＤ１２、コン
デンサＣ１１で整流平滑した直流電圧を、ランプ電流設
定用の可変抵抗器ＶＲ１を介して共振型スイッチング電
源用制御回路ＩＣ１の制御入力端に接続する。Ｒ５０は
カレントトランスＴ２のリセット用の抵抗である。

【００２９】図６は本発明の第５実施例を示す回路図で
ある。図６に示す実施例回路は、前記第４実施例と同
様、図１に示す第１の実施例とほぼ同様な回路であり、
かつ起動時にのみ、共振型スイッチング電源用制御回路
ＩＣ１に電源を印加する起動回路を付したものである。
図６において、Ｑ３は制御用トランジスタ、ＺＤはツェ
ナーダイオード、Ｒ６１，Ｒ６２は抵抗である。なお、
ＩＣ１は共振型スイッチング電源用制御回路であり、図
１に示すものと同様な構成を有するので、詳細な構成と
作用の説明を省略するとともに、図１の回路図に示す部
品と同一部分には同一符号を付し、また実施例回路全体
の詳細な説明は省略する。

【００３０】次に本発明の第５実施例の主な動作を説明
する。ツェナーダイオードＺＤのツェナー電圧を、（共
振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１の起動開始電
圧）＋（制御用トランジスタＱ３のＶｂｅ）となるよう
に設定しておく（Ｖｂｅは約０．７ボルト）。電源がオ
ンすると、制御用トランジスタＱ３はオンし、そのエミ
ッタ電圧は、共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ１
の起動電圧になるので、該共振型スイッチング電源用制
御回路ＩＣ１は動作を開始し、パワースイッチ素子Ｑ１
はスイッチング動作を開始し、制御巻線Ｎｆ１に発生し
た電圧をダイオードＤ１４，コンデンサＣ１２で整流平
滑した直流電圧が、ツェナーダイオードＺＤのツェナー
電圧以上になるように、制御巻線の巻数を設定すれば、
制御用トランジスタＱ３はオフし、共振型スイッチング
電源用制御回路ＩＣ１への電力供給は制御巻線Ｎｆ１か
ら行なわれる。したがって、図１における起動抵抗Ｒ１
２による方法よりも起動回路全体の電力損失を低減でき
る。

【００３１】本発明によれば、昇圧チヨッパー方式正弦
波コンバータと、電圧共振型インバータを、組み合わせ
ることにより、インバータの入力電圧は、定電圧となる
ので、ランプ電流が、一定ならばインバータのスイッチ
ング周波数は変化しない。従って他機器への妨害、干渉
等、を減少させることができる。またインバータの、入
力電圧が、一定なので、パワーＭＯＳＦＥＴＱ１のＯＦ
Ｆ時のＶＤＳ（ドレインソース間電圧）を低く抑えるこ
とができ、耐圧の低い、（オン抵抗の低い）パワーＭＯ
ＳＦＥＴを使用できる。

【００３２】次に本発明の第６実施例の主な動作を説明
する。図７において、ランプの点灯初期にはグロー放電
の状態なのでランプ電流が安定せず、電圧共振型インバ
ータの出力波形も正負非対称なので、コンデンサＣ２０
が無いとランプ電流はＤＣ成分を持つ。またＤＣオフセ
ット電流、すなわちランプの平均電流が変動するのでラ
ンプ電流が不連続的に変化し、輝度が大きく変動する。
Ｃ２０を入れることによりランプ電流の直流成分はカッ
トされるので、Ｃ２０の両端の電圧は安定した正負対称
の波形となり、ランプ電流も安定する。Ｃ２０の両端の
電圧をコンデンサＣ２０、抵抗Ｒ２１により交流化した
後、ダイオードＤ１２，コンデンサＣ１１により整流、
平滑され、可変抵抗ＶＲ１により分圧されて、ＯＰＡ２
の反転入力端子に入力される。コンデンサＣ２１、抵抗
Ｒ２１はランプの点灯初期にランプ電流が正負非対称に
なることによりコンデンサＣ１１にＤＣ電圧が発生し、
オペアンプＯＰＡ２の出力電圧が低下し、ＩＣ１が間欠
発振することを防ぐためのものである。

【００３３】図８にカレントセンスロジックのブロック
図を示す。商用交流電圧ｅｉに、昇圧チョッパーの出力
電圧をＩＣ２のエラーアンプで極性反転した電圧を乗じ
た掛け算器ＭＵＬＴの出力ＶＭＯが、コンパレータ２の
＋入力端に接続されている。ＶＭＯ＝ｅｉ＊（−ＶＯ）となる。ただし、ＶＯ：
出力電圧何らかの原因で、ＶＯが低下するとＶＭＯは上昇する。
一方コンパレータ２の一入力端には、チョークコイルＬ
２の電流ＩＬ２が入力され、ＩＬ２の値が、ＶＭＯを上
回るとコンパレータ２の出力はローレベルとなり、その
出力はフリップフロップ１のリセット入力に接続されて
いるので、フリップフロップ１はリセットされ、ＰＷＭ
ドライバーはＯＦＦになる。すなわちフリップフロップ
１のハイレベルの時間が長くなった事になり（オン時間
が長くなる）電力供給量が増加し、出力電圧波、上昇す
る。商用交流電圧ｅｉが低下したときも、同様な動作と
なる。

【００３４】すなわち、チョークコイルＬ２の電流ＩＬ
２波形はｅｉが低下したときも、同様な動作となる。す
なわちチョークコイルＬ２の電流検出用巻線ＮＳ２の電
圧ＶＮＳ２がコンパレータ１の＋入力端に接続されてい
る。パワーＭＯＳＦＥＴがＯＦＦすると、チョークコイ
ルＬ２の電流は、減少し、ゼロに低下すると、ＮＳ２の
出力は反転しローレベルになるとコンパレーター１の出
力はローレベルとなり、その出力は、フリップフロップ
１のセット入力端に接続されているので、フリップフロ
ップ１の出力Ｑ０は、ハイレベルとなりＰＷＭドライバ
ーは、ＯＮし、パワーＭＯＳＦＥＴはＯＮする。

【００３５】

【発明の効果】本発明によれば、昇圧チョッパー方式正
弦波コンバータと、電圧共振型インバータを、組み合わ
せることにより、インバータのスイッチング周波数を一
定にする事ができ、他機器への妨害、干渉を減少させる
事ができる。またインバータの入力電圧を定電圧化する
ことにより、耐圧の低い、（オン抵抗の低い）パワーＭ
ＯＳＦＥＴを使用できる。

【図面の簡単な説明】

【図１】図１は本発明の第１の実施例を示す回路図であ
る。

【図２】図２は本発明の第１の実施例の動作を説明する
波形図である。

【図３】図３はソフトスタート動作を行う第２の実施例
の回路図である。

【図４】図４は本発明の第３の実施例を示す回路図であ
る。

【図５】図５は本発明の第４の実施例を示す回路図であ
る。

【図６】図６は本発明の第５の実施例を示す回路図であ
る。

【図７】図７は本発明の第６の実施例を示す回路図であ
る。

【図８】図８は本発明の実施例に使用されるカレントセ
ンスロジックのブロック図である。

【図９】図９は従来装置の回路図である。

【１０図】図１０はＰＷＭ動作を説明する波形図であ
る。

【符号の説明】

Ｄ１〜Ｄ４・・ダイオードＱ２・・・・・パワーＭＯＳＦＥＴＣ・・・・・・コンデンサＲ・・・・・・抵抗ＩＣ１・・・・共振型スイッチング電源用制御回路ＩＣ２・・・・制御ＩＣＮｆ２・・・・制御巻線Ｔ１・・・・・昇圧トランスＮｐ１・・・・一次コイルＮｓ１・・・・二次コイルＮｆ・・・・・帰還コイルＬ・・・・・・ＨＩＤランプＶＲ１・・・・可変抵抗

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【手続補正書】

【提出日】平成７年３月１日

【手続補正１】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】特許請求の範囲

【補正方法】変更

【補正内容】

【特許請求の範囲】

【手続補正２】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００１

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は高輝度の放電灯を点灯さ
せる高輝度放電灯点灯装置に関する。

【手続補正３】

【補正対象書類名】明細書

【補正対象項目名】０００２

【補正方法】変更

【補正内容】

【０００２】

【従来の技術】図９に高力率インバータを用いた従来の
高輝度放電灯点灯装置の回路図を示す。図９に示す従来
例において商用交流電源ＡＣをダイオードＤ１０１〜Ｄ
１０４とインダクタＬＦとコンデンサＣＦとを含む整流
回路ＲＥＣにて直流化し、その出力はチョークコイルＬ
１０１とスイッチング素子ＳＷ１とダイオードＤ１０５
とコンデンサＣとを含む昇圧チョッパー方式正弦波コン
バータ回路に印加される。正弦波コンバータ回路には、
その負荷としてフルブリッジ方式のインバータＩＮＶが
接続されている。

【手続補正４】

【補正対象書類名】図面

【補正対象項目名】図１

【補正方法】変更

【補正内容】

【図１】

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】メタルハライドランプを負荷とした電圧共
振型インバータ装置を具備する高力率高輝度放電点灯装
置において、該インバータに直流電源を供給する電源部
として昇圧チョッパー動作を用いた正弦波コンバータを
設けると共に、電圧共振型インバータのスイッチング周
波数を一定に保持する手段を具備することを特徴とする
高力率高輝度放電点灯装置。
【請求項２】電圧共振型インバータの入力電圧を定電圧
化せしめてインバータのパワースイッチ素子として用い
るパワーＭＯＳＦＥＴの耐圧を低減せしめることを特徴
とする請求項１に記載の高力率高輝度放電灯点灯装置。
【請求項３】メタルハイドランプの放電電流の直流成分
をカットする手段により放電状態を安定化せしめること
を特徴とする請求項１に記載の高輝度放電灯点灯装置。
【請求項４】インバーターの出力でメタルハライドラン
プを起動させることを特徴とする請求項１に記載の高力
率高輝度電灯点灯装置。
【請求項５】メタルハライドランプの電流の交流成分の
みを検出して、制御ＩＣにフィードバックし、ランプ電
流の定電流制御を行うことを特徴とする請求項１に記載
の高力率高輝度放電点灯装置。