JP2005174610A - 照明装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＰＷＭ制御によって放電灯の調光を行うインバータを用いた照明装置において、調光時のリンギング電圧を抑制して電子部品への印加ストレスを低減し、安価で小型化が容易な放電灯の点灯装置を提供する。
【解決手段】インバータ１の発振動作を停止および再開させる調光用スイッチング素子Ｑ３のオン・オフ比率を制御することで放電灯ＦＬの調光を行う照明装置であって、調光用スイッチング素子Ｑ３を、直流電源ＤＣからインバータ１への電力供給路に挿入し、調光用スイッチング素子Ｑ３のオン・オフに対してインバータ１の出力の立ち上がりに時定数を持たせてインバータ１をソフトスタートさせるためのコンデンサＣ３を調光用スイッチング素子Ｑ３とインバータ１との間に設けた。
【選択図】図１

Description

本発明は、自励発振式の共振型インバータを用いてＰＷＭ制御により放電灯を調光点灯させる照明装置に関するものである。

蛍光灯などの放電灯を調光点灯させる手段としては、例えば特開平５−１９８３８４に記載されているようなＰＷＭ制御方式が一般的に知られている。具体的には、図１１に示すように、調光制御回路２ａに接続されたスイッチング素子Ｑ３をＰＷＭ調光信号に応じてオン・オフさせることで、自励発振式のインバータ１への電力供給を周期的に断続させる。ＰＷＭ調光信号の周波数は一般的に、インバータの発振周波数よりも低く設定され、例えば特開平５−１９８３８４ではＰＷＭ調光信号が約１２０Ｈｚ、インバータのスイッチング周波数が約３５ＫＨｚと開示されている。
特開平５−１９８３８４号公報

しかし、上述のようなＰＷＭ制御によって放電灯を調光点灯させようとすると、図１２に示すように、スイッチング素子Ｑ３がオンするごとにＰＷＭ調光信号の周期Ｔで繰り返される瞬間的な過電圧（以下リンギング電圧と称する）がインバータ発振電圧に発生する。このため、ＰＷＭ制御によって放電灯を調光点灯させる場合には、インバータの連続発振により放電灯を全点灯させる場合に比べて、瞬間的な印加電圧が大きくなる。したがって、インバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２やトランスＴ１などの電子部品は、耐電圧の高い部品の選定が必要になり、部品の大型化やコストが高くなるという問題が生じる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、リンギング電圧による電子部品への印加ストレスを抑制することで、安価で小型でありながら放電灯の調光点灯が可能な照明装置を提供することを目的とするものである。

本発明にあっては、上記の課題を解決するために、図１に示すように、直流電源ＤＣからの供給電力を高周波の交流に変換して放電灯ＦＬを点灯させるインバータ１と、インバータ１の発振動作を停止および再開させる調光用スイッチング素子Ｑ３と、調光用スイッチング素子Ｑ３のオン・オフ比率を制御することで放電灯ＦＬの調光を行う制御回路とからなり、インバータ１は間欠発振の開始時にリンギング電圧を生じる自励発振式の共振型インバータであり、放電灯ＦＬの調光はインバータ１の発振周波数よりも低い周波数で調光用スイッチング素子Ｑ３をオン・オフするＰＷＭ制御で行う照明装置であって、調光用スイッチング素子Ｑ３は、直流電源ＤＣからインバータ１への電力供給路に設けられ、調光用スイッチング素子Ｑ３のオン・オフに対してインバータ１の出力の立ち上がりに時定数を持たせてインバータ１をソフトスタートさせるためのコンデンサＣ３を調光用スイッチング素子Ｑ３とインバータ１との間に接続したことを特徴とするものである。

本発明によれば、自励発振式の共振型インバータを用いてＰＷＭ制御により放電灯を調光点灯させる照明装置において、調光時のリンギング電圧を抑制して電子部品への印加ストレスを低減し、安価で小型化が容易な放電灯の点灯装置を提供することが可能となる。

（実施形態１）
図１に本発明の実施形態１の回路構成を示す。本実施形態では、ＰＷＭ調光信号に応じてオンオフするスイッチング素子Ｑ３を、直流電源ＤＣからインバータ１への電力供給を遮断する位置へ挿入し、スイッチング素子Ｑ３とインバータ１との間にコンデンサＣ３を追加したものである。以下、その回路構成について説明する。

直流電源ＤＣの一端は調光用スイッチング素子Ｑ３と定電流用インダクタＬ１を介して発振トランスＴ１の１次巻線のセンタータップに接続されている。発振トランスＴ１の１次巻線の両端は発振用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を介して直流電源ＤＣの他端に接続されている。発振トランスＴ１の１次巻線の両端には共振用のコンデンサＣ１が並列接続されている。発振用スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はここではバイポーラトランジスタよりなり、そのベースには抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して直流バイアスが付与されている。また、この直流バイアスに重畳して発振トランスＴ１の帰還巻線から自励発振用の帰還バイアスが付与されている。発振トランスＴ１の２次巻線にはバラスト用のコンデンサＣ２を介して放電灯ＦＬ（例えば、冷陰極蛍光灯）が接続されている。

ＰＷＭ制御部２は、直流電源ＤＣを電源として動作し、調光点灯用の低周波のＰＷＭ調光信号を発振出力する矩形波発振器であり、ＰＷＭ調光信号によりスイッチング素子Ｑ４をオン・オフすることで、抵抗Ｒ３を介してスイッチング素子Ｑ３をオン・オフ制御する制御回路を構成している。

図１２で説明したように、ＰＷＭ制御によって調光点灯を行うと、周期Ｔで繰り返されるオン区間ごとにリンギング電圧が継続して発生する。これは、周期Ｔごとに放電灯が点灯と消灯を繰り返すので、インバータが無負荷状態から定常負荷状態へと移行する過程が繰り返されるためである。そこで、本実施形態では、インバータの起動を緩やかにすることでリンギング電圧を抑制する。具体的には、図１でスイッチング素子Ｑ３がオンするとコンデンサＣ３に電荷が蓄積され、その端子電圧は緩やかに上昇する。従って、インバータの入力電圧は徐々に立ち上がりながら安定点灯状態へ移行してゆき、図１２の過渡状態におけるインバータ発振電圧が低くなることで、リンギング電圧を抑制することができる。また、コンデンサＣ３に蓄積された電荷は周期Ｔごとにインバータで消費されるので、図２に示すように、次のＰＷＭ調光信号でスイッチング素子Ｑ３がオンする時には再びコンデンサＣ３に電荷が蓄積されるため、周期Ｔごとに同様の動作によってリンギング電圧を抑制することが可能となる。

以上のように、この実施形態１では、インバータの電力供給経路にコンデンサを追加することで、インバータの入力電圧の立ち上がりに時定数を持たせることができるので、簡単な構成でリンギング電圧を抑制することが可能となり、特に放電灯の消費電力が小さな場合には有効である。

（実施形態２）
図３に実施形態２の回路構成を示す。上述の実施形態１では、インバータへの入力電圧を緩やかに立ち上げることでリンギング電圧を抑制したが、その場合、放電灯への電力供給量に比例してコンデンサＣ３のリップル電流が大きくなる。従って、定格電力の大きな放電灯ではコンデンサＣ３が大型化してしまう。そこで、本実施形態では、直流電源ＤＣからインバータへの電力供給を遮断する位置に挿入したスイッチング素子Ｑ３のベース・エミッタ間にコンデンサＣ３を追加したものである。

具体的には、図３でスイッチング素子Ｑ４がオンすると、コンデンサＣ３に電荷が蓄積されるため、スイッチング素子Ｑ３のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは、図４に示すように徐々に上昇し、スイッチング素子Ｑ３は能動領域から飽和領域への移行が緩やかに行われる。従って、インバータの入力電圧および入力電流が徐々に立ち上がりながら安定状態へ移行してゆくので、過渡動作におけるリンギング電圧を抑えることが可能となる。

また、スイッチング素子Ｑ３がオフすると、コンデンサＣ３に蓄積された電荷は抵抗Ｒ４によって消費されるので、図４に示すように、次のＰＷＭ調光信号でスイッチング素子Ｑ３がオンする時には再びコンデンサＣ３に電荷が蓄積されるように抵抗Ｒ４を設定すれば、同様の動作を継続することによってリンギング電圧を抑制することが可能となる。また、実施形態１と比べると、コンデンサＣ３のリップル電流は非常に小さくなるため、コンデンサＣ３を大幅に小型化することが可能となり、安価な部品で構成することができる。

このように、実施形態２では、インバータへの電力供給を遮断するスイッチング素子のオン時間に時定数を持たせることで、放電灯の消費電力が大きな場合でも、部品を大型化することなくリンギング電圧を抑制することが可能となる。

（実施形態３）
図５に実施形態３の回路構成を示す。上述の実施形態２では、インバータへの電力供給を遮断するスイッチング素子Ｑ３のオン時間に時定数を持たせることで、リンギング電圧を抑制する例であった。しかし、そのために挿入したコンデンサＣ３の放電時間はＣＲ時定数によって決められるため、オンデューティーが１００％付近になると、図６に示すようにコンデンサＣ３の放電が間に合わず、調光の精度が落ちるという問題が生じる。そこで、実施形態３ではオンデューティーを１００％付近まで高精度に調光させる場合に有効な例を説明する。

本実施形態では、図５に示すように、スイッチング素子Ｑ４のベース・エミッタ間にコンデンサＣ３を接続し、スイッチング素子Ｑ４のベースとＰＷＭ制御部２の出力との間にコンデンサＣ３の電荷を放電する方向にダイオードＤ１を直列に接続し、ダイオードＤ１と並列に抵抗Ｒ４を接続したものである。ＰＷＭ制御部２からオン信号が出力されると、抵抗Ｒ４を介してコンデンサＣ３に電荷が蓄積されるため、スイッチング素子Ｑ４のベース・エミッタ間電圧Ｖｂｅは、徐々に上昇し、スイッチング素子Ｑ４は能動領域から飽和領域への移行が緩やかに行われる。すると、これに合わせてスイッチング素子Ｑ３のベース電流も徐々に増加するので、スイッチング素子Ｑ３の飽和領域への移行が緩やかに行われる。この結果、インバータの入力電圧は実施形態２と同様に徐々に立ち上がりながら安定状態へ移行してゆくので、過渡動作におけるリンギング電圧を抑えることが可能となる。

また、ＰＷＭ制御部２からオフ信号が出力されると、コンデンサＣ３に蓄積された電荷はダイオードＤ１を介してすばやく放電されるので、図７に示すように、オンデューティーが１００％付近であっても次のＰＷＭ調光信号でスイッチング素子Ｑ３がオンする時には再びコンデンサＣ３に電荷が蓄積されるため、同様の動作によってリンギング電圧の抑制と高精度の調光が可能となる。

本実施形態により、実施形態２よりも幅広い調光が可能となるうえ、スイッチング素子Ｑ４の駆動電流はスイッチング素子Ｑ３と比べて少ないためコンデンサＣ３のリップル電流も小さく、コンデンサＣ３を更に小型化することが可能となる。

（実施形態４）
図８に実施形態４の回路構成を示す。上述の実施形態２、実施形態３では、インバータへの電力供給を遮断するスイッチング素子Ｑ３のオン時に時定数を持たせることでリンギング電圧を抑制する例であった。しかし、このスイッチング素子Ｑ３は、能動領域から飽和領域へ移行する過程で電位を持ちながらインバータへ電力供給を行うために電力消費が発生する。この電力は放電灯へは供給されないため、回路効率の低下になるという問題が生じる。そこで、本実施形態では回路効率を低下させることなくリンギング電圧を抑制する例を説明する。

本実施形態は、図８に示すように、インバータへの電力供給を遮断するスイッチング素子Ｑ３とインバータのバイアス回路の間にダイオードＤ１を介してコンデンサＣ３を挿入し、インバータの発振用スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベース抵抗Ｒ１，Ｒ２とコンデンサＣ３とを接続したものである。スイッチング素子Ｑ３がオンすると、コンデンサＣ３に電荷が蓄積されるため、発振用スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベース電流は徐々に増加するので、インバータの起動は緩やかに行われ、過渡動作におけるリンギング電圧を抑えることが可能となる。また、スイッチング素子Ｑ３がオフすると、コンデンサＣ３に蓄積された電荷は抵抗Ｒ１，Ｒ２を介してインバータのバイアス回路で消費されるので、上述の図２に示すように、次のＰＷＭ調光信号でスイッチング素子Ｑ３がオンする時には再びコンデンサＣ３に電荷が蓄積されるため、同様の動作によってリンギング電圧を抑制することが可能となる。

なお、図９のようにＰＷＭ調光信号に応じてオン・オフするスイッチング素子Ｑ３をインバータの発振用スイッチング素子Ｑ１、Ｑ２のベース電流供給経路に挿入し、スイッチング素子Ｑ３のベース・エミッタ間にコンデンサＣ３を接続した場合でも、上記と同様の効果を得られる。このとき、コンデンサＣ３の電荷は、スイッチング素子Ｑ３のベース・エミッタ間に接続された抵抗Ｒ４によって消費される。

本実施形態により、コンデンサＣ３は実施形態２や実施形態３とほぼ同等のリップル電流となるので、コンデンサの小型化が図れるだけではなく、図８においてはスイッチング素子Ｑ３の電力消費を抑えることが可能となる。また、図９では直流電源ＤＣとインバータの主電流経路（インダクタＬ１を通る経路）との間にスイッチング素子Ｑ３が介在しないため、図８よりも更に電力消費を抑えることが可能となる。

このように、実施形態４では、インバータのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動用バイアスの立ち上がりに時定数を持たせることで、回路効率を低下させることなくリンギング電圧の抑制が可能となる。

なお、本発明の実施形態１〜４における回路図では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４を電流駆動素子であるバイポーラトランジスタを例にして説明したが、電圧駆動素子であるＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の素子であっても同様の効果を得られる。

また、非常灯や誘導灯などの非常用照明装置では、商用電源通電時に点灯させる光源と、停電時に点灯させる光源とを兼用しているものが多いが、このような照明装置では、図１０に示すように、通電時は蓄電池６への充電を行うとともにインバータ１によって放電灯ＦＬを点灯させ、停電時はインバータ１の電源を蓄電池６に切り替える構成において、ＰＷＭ制御による調光を行えば良い。図１０において、３は商用電源を降圧し整流して直流に変換する降圧回路、４は降圧回路の出力を受けて商用電源の停電の有無を判定する停電検出回路、５は降圧回路の出力を受けて蓄電池を充電する充電回路、６は蓄電池、７は降圧回路または蓄電池のいずれかからインバータに電力を供給する切替回路である。停電検出回路４が停電を検出すると、切替回路７が蓄電池６の側に切り替わり放電灯ＦＬは非常点灯となる。このとき、インバータ１に調光信号が与えられて、放電灯ＦＬの光出力は非停電時に比べて小さくなるように制御される。このような非常用照明装置では、装置の小型化に加えて調光時の光出力精度が要求されるため、本発明による効果を最大限活用することができる。

本発明の実施形態１の回路図である。 本発明の実施形態１の動作波形図である。 本発明の実施形態２の回路図である。 本発明の実施形態２の動作波形図である。 本発明の実施形態３の回路図である。 本発明の実施形態３が解決しようとする課題を説明するための動作波形図である。 本発明の実施形態３の動作波形図である。 本発明の実施形態４の回路図である。 本発明の実施形態４の一変形例の回路図である。 本発明の実施形態１〜４を非常用照明装置に用いた場合の回路図である。 従来例の回路図である。 従来例の動作波形図である。

符号の説明

１ インバータ
２ ＰＷＭ制御部
Ｑ３ スイッチング素子
Ｃ３ コンデンサ

Claims (8)

1. 直流電源からの供給電力を高周波の交流に変換して放電灯を点灯させるインバータと、インバータの発振動作を停止および再開させる調光用スイッチング素子と、調光用スイッチング素子のオン・オフ比率を制御することで放電灯の調光を行う制御回路とからなり、インバータは間欠発振の開始時にリンギング電圧を生じる自励発振式の共振型インバータであり、放電灯の調光はインバータの発振周波数よりも低い周波数で調光用スイッチング素子をオン・オフするＰＷＭ制御で行う照明装置であって、調光用スイッチング素子は、直流電源からインバータへの電力供給路に設けられ、調光用スイッチング素子のオン・オフに対してインバータの入力電圧の立ち上がりに時定数を持たせてインバータをソフトスタートさせるためのコンデンサを調光用スイッチング素子とインバータとの間に接続したことを特徴とする照明装置。
2. 直流電源からの供給電力を高周波の交流に変換して放電灯を点灯させるインバータと、インバータの発振動作を停止および再開させる調光用スイッチング素子と、調光用スイッチング素子のオン・オフ比率を制御することで放電灯の調光を行う制御回路とからなり、インバータは間欠発振の開始時にリンギング電圧を生じる自励発振式の共振型インバータであり、放電灯の調光はインバータの発振周波数よりも低い周波数で調光用スイッチング素子をオン・オフするＰＷＭ制御で行う照明装置であって、調光用スイッチング素子は直流電源からインバータへの電力供給路に設けられ、制御回路による調光用スイッチング素子のオン・オフ信号に対して調光用スイッチング素子が時定数をもってオンするようにソフトスタート用のコンデンサを付加したことを特徴とする照明装置。
3. 請求項２において、コンデンサは調光用スイッチング素子の制御電極間に並列に接続したことを特徴とする照明装置。
4. 請求項２において、コンデンサは制御回路の出力部に並列に接続したことを特徴とする照明装置。
5. 直流電源からの供給電力を高周波の交流に変換して放電灯を点灯させるインバータと、インバータの発振動作を停止および再開させる調光用スイッチング素子と、調光用スイッチング素子のオン・オフ比率を制御することで放電灯の調光を行う制御回路とからなり、インバータは発振用トランスの１次巻線の両端とセンタータップの間に主電極を並列接続された一対の発振用スイッチング素子が交互にオン・オフする自励発振式のプッシュプルインバータであり、放電灯の調光はインバータの発振周波数よりも低い周波数で調光用スイッチング素子をオン・オフするＰＷＭ制御で行う照明装置であって、調光用スイッチング素子は直流電源から発振用スイッチング素子の制御電極への電力供給路に設けられており、制御回路による調光用スイッチング素子のオン・オフ信号に対してインバータの出力が徐々に増加するようにソフトスタート用のコンデンサを付加したことを特徴とする照明装置。
6. 請求項５において、コンデンサは調光用スイッチング素子の出力側に接続されたスイッチング素子のバイアス回路に並列に接続したことを特徴とする照明装置。
7. 請求項５において、コンデンサは調光用スイッチング素子の制御電極間または制御回路の出力部に並列に接続したことを特徴とする照明装置。
8. 請求項１〜７のいずれかにおいて、インバータは商用電源と前記直流電源との双方を電源として動作し、少なくとも商用電源の停電時には前記直流電源によって放電灯を点灯させることを特徴とする非常用照明装置。

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