DE69019040T2 - Geschaltete Speisespannungsschaltung. - Google Patents

Description

• Die Erfindung bezieht sich auf eine geschaltete Speisespannungsschaltung wie definiert in dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
• Eine derartige Speiseschaltung ist bekannt aus WO-A-86/07214. Dabei ist zwischen einer Gleichspannungsquelle und den Primärwicklungen eines Transformators ein Schalter vorgesehen. In den Zeitintervallen, in denen der Schalter leitend ist, fließt ein Strom durch die Primärwicklungen des Transformators, der den Transformator magnetisiert, d.h. mit Energie ladet (die Ladeperioden). In den Zeitintervallen, in denen der Schalter nicht leitend ist, wird die in dem Transformator gespeicherte Energie über einen Gleichrichter einer Belastung geliefert (die Entladeperioden). Der Schalter wird von einem pulsbreitenmodulierten Taktimpulssignal gesteuert. Die Pulsbreitenmodulation des Taktsignals ist abhängig von der am Gleichrichter verfügbaren Gleichspannung. Im normalen Betrieb hält eine derartige Steuerung die Gleichstrom-Ausgangsspannung der Speisespannungsschaltung nahezu stabil. Aber die Speisespannungsschaltung wird nicht einwandfrei funktionieren, wenn der Transformator gesättigt wird.
• Um eine Sättigung des Transformators zu vermeiden wird der Schalter forciert in dem nicht-leitenden Zustand gehalten während jeder Entladeperiode bis der Transformator völlig entmagnetisiert ist. Die Polarität einer Spannung an einer Sekundärwicklung des Transformators bedeutet Magnetisierung des Transformators. Solange der Transformator magnetisiert ist und der Schalter nicht-leitend ist, ist die Spannung an der Sekundärwicklung positiv. Dies wird von einem Schwellenspannungsdetektor detektiert, der in antwort auf diese Polarität vermeidet, daß der Schalter durch das impulsbreitenmodulierte Taktsignal geschlossen wird.
• Aber Instabilität kann eine solche Maßnahme zur Vermeidung einer Sättigung beeinträchtigen.
• Deswegen ist es u.a. eine Aufgabe der Erfindung die Wirkung einer geschalteten Speisespannungsschaltung zu verbessern, bei der Sättigung des Transformators wie bei der bekannten Schaltungsanordnung vermieden wird. Dazu schafft die Erfindung eine Speisespannungsschaltung wie definiert in Anspruch 1. Vorteilhafte Ausführungsformen werden in den nachfolgenden Patentansprüchen definiert.
• Der Erfindung liegt die nachfolgende Erkenntnis zugrunde. Die Induktivitäten des Transformators und die damit gekoppelten Kapazitäten verursachen Kreisstromeffekte in der Sekundärwicklungsspannung. Durch diese Kreisstromeffekte kann die Polarität dieser Spannung sich ändern ohne daß dies eine Änderung in der Magnetisierung des Transformators herbeiführt. Denn die Sekundärwicklungsspannung gibt ... den magnetischen Zustand des Transformators an, was zu Instabilität führt und/oder zu einer anderen nicht-einwandfreien Wirkung. Bei der Erfindung wird ein übliche Unterschied gemacht zwischen den zwei möglichen Zuständen des Schalters. Eine Instabilität, die sonst durch Kreisstromeffekte herbeigeführt werden könnte, tritt dann nicht auf. Die Steuerschaltung ignoriert falsche Anzeigen und der Zustand des Schalters wird entsprechend der aktuellen Magnetisierung des Transformators gesteuert. Die Schaltungsmittel für die erfindungsgemäße Maßnahme sind ziemlich einfach und lassen sich integrieren.
• Der Entmagnetisierungsschutz wird auf befriedigende Art und Weise wirksam wenn eine Anzahl wicklungen mit dem induktiven Element gekoppelt ist, wenn der Schwellenspannungsdetektor mit derjenigen Wicklung verbunden ist, welche die größte Anzahl Windungen aufweist.
• Die Speiseschaltung weist vorzugsweise das Kennzeichen auf, daß ein Verzögerungselement zur Verzögerung des dem Rückstelleingang des bistabilen Elementes zugeführten Rückstellsignals zwischen dem Schwellensspannungsdetektor und dem genannten Eingang vorgesehen ist. Dadurch wird vermieden, daß der steuerbare Schalter am Anfang eines Sperrintervalls nach wie vor leitend ist, während Kreisstromeffekte auftreten, die durch Streukapazitäten und Leckinduktivitäten verursacht werden, so daß unter Umständen die Spannung am induktiven Element null werden könnte und die andere Polarität folglich beeinflussen könnte.
• Es sei erwähnt, daß eine geschaltete Speisespannungsschaltung mit einem bistabilen Element aus DE-A-3.226.213 bekannt ist. Das bistabile Element vermeidet eine Sättigung des Transformators während der Aufstartperiode der Speisespannungsschaltung. Das bistabile Element wird gesetzt, wenn durch die Primärwicklung ein Strom fließt, der einen vorbestimmten Wert übersteigt, wobei angegeben wird, daß der Transformator nahezu gesättigt ist. In dem Setzzustand vermeidet das bistabile Element daß ein pulsbreitenmoduliertes Taktsignal einen Schalter in Reihe mit der Primärwicklung schließt. Dies führt dazu, daß der Transformator die Möglichkeit hat, sich selbst zu entmagnetisieren. Wenn der Transformator völlig entmagnetisiert ist, wird das bistabile Element rückgestellt und es fängt eine neue Aufstartperiode an, in der der Transformator magnetisch geladen wird. Dies ist in Figur 2 von DE-A-3.226.213 dargestellt. Es dürfte einleuchten, daß wenn während der Aufstartperiode keine Sättigung auftritt, das bistabile Element die Steuerung des Schalters nicht beeinflußt. Denn der Zustand des Schalters wird nur durch das pulsbreitenmodulierte Taktsignal bestimmt.
• Ausführungsbeispiel der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und werden im Folgende näher beschrieben. Es zeige
• Figur 1 ein Blockschaltbild der Erfindungsgemäßen Speisespannungsschaltung,
• Figur 2 einige Einzelheiten des Schaltplans nach Figur 1,
• Figur 3 Diagramme, die sich auf die Schaltungsanordnung beziehen und
• Figur 4 Wellen formen, die in der Schaltungsanordnung auftreten.
• Die Speisespannungsschaltung nach Figur 1 weist einen steuerbaren Schalter im Form eines npn-Schalttransistors Tr auf, dessen Kollektor mit der Primärwicklung L1 eines Transformators T verbunden ist und dessen Emitter an masse liegt. Die Wicklung L1 ist andererseits mit dem positiven Pol einer Eingangsgleichspannungsquelle Vi verbunden, deren negativer Pol ebenfalls an Masse liegt und beispielsweise ein Netzgleichrichter ist. In der Basisleitung des Transistors Tr ist eine Steuerschaltung 1 vorgesehen um den Transistor wechselweise in den leitenden beziehungsweise gesperrten Zustand zu bringen.
• Der Transistor T hat eine Anzahl Sekundärwicklungen. Eine dieser Wicklungen, L2, hat ein Ende, das an Masse liegt. Mit dem anderen Ende ist die Anode eines Gleichrichters Do verbunden, dessen Kathode mit einem Glättungskondensator Co und einer durch einen Widerstand R dargestellten Belastung verbunden ist. Die nicht mit dem Gleichrichter Do verbundenen Anschlüsse des Kondensators Co und des Widerstandes R liegen an Masse. Der Wickelsinn der Wicklungen L1 und L2, die auf übliche Weise durch Punkte bezeichnet sind, sowie die Leitungsrichtung des Gleichrichters Do sind derartig gewählt worden, daß im Betrieb durch die eine Wicklung Strom fließt, während die andere stromlos ist. An der Belastung entsteht eine Ausgangsgleichspannung Vo. Die genannten Elementen bilden einen Teil einer geschalteten Speisespannungsschaltung bekannten Typs, wobei durch eine Regelung der Dauer der Zeitintervalle, in denen der Transistor Tr leitend ist, Spannung Vo einen nahezu konstanten Wert hat, der von den Werten der Spannung Vi und der Belastung R unabhängig ist. Die Schaltungsanordnung nach Figur 1 kann beispielsweise eine Speiseschaltung sein für einen Fernsehempfänger. Dabei werden die Belastungen an den Sekundärwicklungen des Transformators T durch den Verbrauch einer Anzahl Schaltungsanordnungen in dem Empüanger gebildet. Durch eine dieser Wicklungen, L3, fließt Strom in der Zeit, inder Strom durch die Wicklung L1 fließt.
• Die Ausgangsspannung Vo wird einem Funktionsgenerator 2, einer Anlaufschaltung 3 und einer Sicherungsschaltung zugeführt. Der Generator 2 und die Schaltungsanordnung 3 sind andererseits mit einer Wahlschaltung 5 verbunden. Die Wicklungen L2 und L3 sind mit einen Sägezahngenerator 6 verbunden. Das dadurch erzeugte sägezahnförmige Signal und ein Ausgangssignal der Schaltungsanordnung 5 werden einen Impulsdauermodulator 7 zugeführt, von dem ein Ausgangssignal einer Regelschaltung 8 zugeführt wird. Eine sekundärwicklung M des Transformators T ist mit einer Wartezustandsschaltung 9 verbunden. Die Schaltungsanordnung 9 ist andererseits mit der Stufe 8 gekoppelt und die Stufe 8 ist mit der Schaltungsanordnung 1 gekoppelt.
• Figur 2 zeigt Einzelheiten der Speiseschaltung nach Figur 1. Zwischen der Spannung Vo und Masse liegt die Reihenschaltung aus zwei Widerständen 11 und 12. Der Funktionsgenerator 2 weist einen Differenzverstärker 23 auf, von dem ein umkehrender Eingang mit dem Verbindungspunkt der Widerstände Verbunden ist. An diesem Punkt herrscht eine Spannung Vfb, die zu der Spannung Vo proportional ist. Bei einer anderen Ausführungsform kann auf dem Spannungsteiler 11, 12 verzichtet werden. Ein Eingang einer Addierstufe 24 ist mit diesem Punkt verbunden. An einen anderen Eingang der Stufe 24 ist eine Stromquelle 25 angeschlossen und zwischen diesem Eingang und Masse liegt ein Widerstand 26. Mit einem nicht-umkehrenden Eingang des Verstärkers 23 ist eine Bezugsspannung verbunden. Durch den Verstärker 23 wird die Differenz zwischen der Gegenkopplungsspannung Vfb und der Bezugsspannung verstärkt und durch die Stufe 24 wird die Spannung Vfb zu der durch die Quelle 25 am Widerstand 26 verursachten Spannung addiert. Die an einem Ausgang der Stufe 24 erhaltene Summenspannung wird einem Begrenzer 27 zugeführt. Die dadurch erhaltene Spannung und die an einem Ausgang des Verstärkers 23 vorhandene Spannung werden einer Minimalwertdurchlaßschaltung 28 zugeführt. Durch diese Schaltungsanordnung wird von den genannten Spannungen die Niedrigste zu der Wahlschaltung 5 weiter geleitet. Die Schaltungsanordnung 5 erhält andererseits eine Spannung zugeführt, die von der Anlaufschaltung 3 herrührt. Die Schaltungsanordnung 5 ist auch eine Minimalwertdurchlaßschaltung und von den zwei Eingangsspannungen der Schaltungsanordnung 5 wird die Niedrigere weiter geleitet zu einem umkehrenden Eingang des als Differenzverstärker ausgebildeten Modulators 7 zur Steuerung des Modulators als Funktion der Ausgangsspannung Vo. In der normalen Betriebslage der Speiseschaltung ist die Spannung am Ausgang der Schaltungsanordnung 28 immer niedriger als die Spannung, die von der Schaltungsanordnung 3 herrührt, so daß die erstgenannte Spannung zu einer Schaltungsanordnung 5 weiter geleitet wird. In der praxis kann eine derartige Minimalwertdurchlaßschaltung mit Hilfe zweier emittergekoppelter pnp-Transistoren ausgebildet werden, deren Basiselektroden an die zu vergleichenden Spannungen angeschlossen sind, wobei die Niedrigere dieser Spannungen den leitenden Zustand des zugeordneten Transistors verursacht.
• In Figur 3a ist durch eine gezogene Linie die Übertragungskennlinie der Elemente 2 und 5 angegeben, d.h. das Diagramm der Schwankung der von der Schaltungsanordnung 5 weitergeleiteten Spannung Vr als Funktion der Spannung Vo in dem Fall, wo die Anlaufschaltung 3 nicht wirksam ist. Ist die Spannung Vo null, so hat die Spannung Vr einen bestimmten Wert Vro, der mittels der Elemente 25 und 26 eingestellt werden kann (Punkt A in Figur 3a). Zu einem bestimmten Wert Vr1, der für Vo = Vol erreicht wird (Punkt B), ist die Kennlinie linear. Ist die Spannung Vo höher als Vol, so tritt der Begrenzer 27 in Wirkung, mit der Folge, daß die Spannung Vo nicht mehr zunimmt. Bei Werten der Spannung Vo die niedriger sind als ein Wert Vo2 (Punkt C), der höher ist als Vo1, ist die Spannung am Ausgang des Verstärkers höher als die Spannung des Begrenzers 27, so daß die Schaltungsanordnung 5 die letztgenannte Spannung weiter leitet. Bei Werten der Spannung Vo, die höher sind als Vo2 ist die Spannung am Ausgang des Verstärkers 23 niedriger als die des Begrenzers 27, so daß die Spannung am genannten Ausgang weiter geleitet wird. Diese Spannung nimmt sehr steil ab bei steigenden Werten der Spannung Vo und wird null an einem Punkt D.
• Der Sägezahngenerator 6 enthält einen Kondensator 61, der von einer Stromquelle 62 geladen wird. Der Wert des Stromes der Quelle 62 wird bestimmt durch einen Widerstand 63, der mit der Wicklung L3 verbunden ist. Weil die Wicklung L3 gleichzeitig mit der Wicklung L1 Strom führt, ist die Quelle 62 im Leitungsintervall des Transistors Tr wirksam. Die Spannung der Wicklung L2 wird mittels eines Differenzverstärkers 64 mit einer Bezugsspannung von beispielsweise 100 mV verglichen. Steigt die Spannung an der Wicklung L2 über diesen Wert hinaus, was während der Sperrzeit des Transistors Tr statt findet, so wird ein Parallelsummenkondensator 61 vorgesehene Schalter 65 leitend, wodurch der Kondensator sich entlädt. Mittels eines Verzögerungselementes 66 wird der Anfangszeitpunkt der Ladung verzögert. Der Grund dazu wird untenstehend erklärt. Unter diesen Umständen entsteht am Kondensator 61 eine sägezahnförmige Spannung, deren Spitzenwert ein Maß für den Spitzenwert des Kollektorstromes des Transistors Tr ist und für den Wert der Spannung Vi. Zu dem Sägezahn wird mittels einer Addierstufe 67 eine Spannung von etwa 100 mV addiert und die erhaltene Spannung Vs wird einem nicht-umkehrenden Eingang des Verstärkers 7 zugeführt. In einer anderen Ausführungsform kann der Sägezahngenerator als Oszillator ausgebildet werden.
• Im Betriebszustand wird vom Verstärker 7 die von der Wahlschaltung 5 dem Steuereingang des Verstärkers zugeführte Ausgangsspannung Vr mit der Spannung Vs verglichen. Die Regelschaltung 8 weist ein ODER-Gatter 81 auf, von dem ein Eingang mit einem Ausgang des Verstärkers 7 verbunden ist. Über ein zweites ODER- Gatter 82 erreicht das Ausgangssignal des Verstärkers 7 eine Steuerstufe 83, die eine Leuchtdiode 84 ansteuert. Die Diode 84 ist mit einem Leuchtelement gekoppelt, das einen Teil der Steuerschaltung 1 des Transistors Tr bildet. Zu einem Zeitpunkt, wo die Spannung Vr niedriger ist als Vs, ist das Ausgangssignal des Verstärkers 7 hoch, wodurch die Diode 84 Strom führt. Die Schaltungsanordnung 1 ist derart auf bekannte Weise eingerichtet, daß der Transistor Tr dann gesperrt ist. Zu einem Zeitpunkt, wo die Spannung Vr höher ist als Vs ist dagegen der Transistor Tr leitend. Je niedriger die Spannung Vr gegenüber der Spannung Vs ist, umso kürzer ist die Leitungszeit des Transistors Tr und umgekehrt. Dadurch wird eine Regelung der Spannung Vo erhalten. Nimmt beispielsweise die Belastung ab, so nimmt die Spannung Vo zu. Die Spannung Vr nimmt ab (Abschnitt CD in Figur 3a). Dadurch wird die Diode 84 eher leitend als sonst der Fall wäre, wodurch der Transistor Tr eher ausgeschaltet wird. Der Spitzenwert des Kollektorstromes nimmt ab. Die während der Leitungszeit des Transistors in dem Transformator T gespeicherte Energie nimmt ab, was der Zunahme der Spannung Vo entgegen wirkt. Bei einer größeren Belastung gilt daß entgegengesetzte, d.h. die Leitungszeit des Transistors Tr wird länger. Nimmt die Spannung Vi zu, wodurch die Spannung Vo zunehmen würde, so nimmt die Spannung Vs auch zu mit der Folge, daß die genannte Leitungszeit zum Stabilisieren von Vo kürzer wird.
• Figur 3b zeigt durch eine gezogene Linie die Ausgangskennlinie der Speiseschaltung, d.h. das Diagramm der Schwankung der Ausgangsspannung Vo als Funktion des durch die Belastung R fließenden Ausgangsstromes Io. Die Kennlinie hat eine bestimmte Form durch die Tatsache, daß die Spannung Vr den in Figur 3a angegebenen Verlauf hat als Funktion der Spannung Vo. Zwischen dem Wert 0 und einem bestimmten Wert des Stromes Io (zwischen den Punkten K und L in Figur 3b) ist die Kennlinie nach Figur 3b eine nahezu horizontale gerade Linie. Bei höheren Werten des Stromes nimmt die Spannung etwas ab, während der Strom etwas zunimmt und einen Maximalwert iomax erreicht (Punkt M), wonach die Spannung sowie der Strom steil abnehmen. Die Kennlinie ist dann eine nahezu gerade Linie, welche die Io-Achse in einem Punkt P erreicht, der dem niedrigen Wert von Io entspricht, d.h. dem Wert bei kurzgeschlossener Belastung (Vo = 0). Eine derartige abfallende Kennlinie ist in dem englischen Sprachbereich bekannt unter dem Namen: "Current foldback characteristic". Die Diagramme nach Figur 3a und b entsprechen einander und zwar derart, daß der Punkt A dem Punkt P, der Punkt B dem Punkt M, der Punkt C dem Punkt L und der Punkt D dem Punkt K entspricht. In Figur 3b ist auch die gerade Linie angegeben, die den Widerstand R darstellt bei dem Nennwert dieses Widerstandes.
• Diese Linie schneidet den Abschnitt KL an einem Punkt W, der den Nenn-Arbeitspunkt darstellt und der in Figur 3a einem auf dem Abschnitt CD liegenden Punkt E entspricht. Die Regelung der Leitungszeit des Transistors Tr bedeutet, daß im Betrieb der Arbeitspunkt sich über den Abschnitt KL um den Punkt W herum verschiebt. Dabei bezeichnet eine gerade Linie, die zwischen dem Ursprung O des Achsensystems und dem Punkt L gezogen sein würde, den Minimalwert des Widerstandes R. Der Punkt A bestimmt die minimale Leitungszeit des Transistors Tr bei kurzgeschlossenem Ausgang, die Einstellung desselben beeinflußt die beiden Kennlinien: dies ist in Figur 3 durch Striche angegeben gemäß einer Linie, die sich parallel zu der gezogenen Linie AB beziehungsweise MP erstreckt. Mittels des Begrenzers 27 wird der Maximalwert des Kollektorstromes des Transistors und daher der der Spannung Vr und des Stromes Io bestimmt. Mittels der Stufe 67 wird erreicht, daß der Pegel der Spannung Vr niedriger sein kann als die Spannung Vs, beispielsweise in unbelastetem Betriebszustand, wobei der Arbeitspunkt sich zu dem Punkt D hin muß verschieben können, d.h. dem Punkt, für den die Leitungszeit des Transistors Tr null ist.
• Die Anlaufschaltung 3 enthält eine Stromquelle 31 zum Laden eines Speicherelementes in Form eines Kondensators 32. Der Verbindungspunkt der Elemente 31 und 32 ist mit einem nicht-umkehrenden Eingang eines Differenzverstärkers 33 verbunden, von dem ein umkehrender Eingang mit dem Verbindungspunkt der Widerstände 11 und 12 verbunden ist. Ein Ausgang des Verstärkers 33 ist mit einem Eingang eines UND-Gatters 34 verbunden. Von einer Addierstufe 35 ist ein Eingang mit dem Verbindungspunkt der Elemente 25 und 26 verbunden, ein anderer Eingang mit dem der Elemente 31 und 32 und ein Ausgang mit dem zweiten Eingang der Schaltungsanordnung 5. Ein Ausgang des Gatters 34 betätigt einen Kondensator 32 parallel zum Schalter 36.
• Die Schaltungsanordnung 4 ist eine Überspannungsschutzschaltung. Mit Hilfe eines Differenzverstärkers 41 wird die Spannung zu dem Verbindungspunkt zweier Widerstände 13 und 14, die zwischen der Spannung Vo und Masse in Reihe liegen, mit einer Bezugsspannung von beispielsweise 2,5 V verglichen. Ein Ausgang des Verstärkers 41 ist mit einem Stelleingang einer Flipflopschaltung 42 verbunden. Ein nichtumkehrender Ausgang Q der Flipflopschaltung 42 steuert eine Entladestromquelle 43 für den Kondensator 32 und ist mit einem zweiten Eingang des Gatters 82 verbunden. Ein umkehrender Ausgang Q der Flipflopschaltung 42 ist mit einem zweiten Eingang des Gatters 34 verbunden. Mit Hilfe eines Differenzverstärkers 44 wird die Spannung am Kondensator 32 mit einer Bezugsspannung von beispielsweise 100 mV verglichen und ein Ausgang des Verstärkers 44 ist mit einem Rückstelleingang der Flipflopschaltung 42 verbunden.
• In dem normalen Arbeitszustand der Speisung ist die Spannung an dem Verbindungspunkt der Widerstände 13 und 14 niedriger als etwa 2,5 V. Das von der Flipflopschaltung 42 dem Gatter 34 zugeführte Signal ist eine 1, während die Quelle 43 unwirksam ist. Wird die von der Quelle 31 am Kondensator 32 erzeugte Spannung Vss höher als die Spannung Vfb, so wird der Schalter 36 leitend, wodurch der Kondensator sich schnell entlädt. Die Spannung Vss sinkt. In dem entgegengesetzten Fall ist der Schalter gesperrt, wodurch die genannte Spannung ansteigt. Daraus geht hervor, daß die Spannung Vss jeweils auf nahezu den Wert der Spannung Vfb geklemmt wird. Dieser Wert ist dem normalen Arbeitszustand nahezu konstant und ist höher als die von dem Generator 2 der Schaltungsanordnung 5 zugeführte Spannung und hat daher keinen Einfluß auf die Regelung der Ausgangsspannung. Parallel zu dem Kondensator 32 kann ein gestrichelt dargestellter Widerstand 39 vorgesehen werden. Dadurch wird die Spannung am Kondensator auf den Wert des von der Quelle 31 am Widerstand verursachten Spannungsabfalls herabgesetzt. Der Widerstand kann derart gewählt werden, daß die von der Stufe 35 der Schaltungsanordnung 5 zugeführte Spannung die Niedrigste ist der Eingangsspannungen dieser Schaltungsanordnung, so daß der Transistor Tr eher gesperrt wird als sonst der Fall wäre. Daraus geht hervor, daß durch Anbringung des genannten Widerstandes der Maximalwert des Kollektorstromes des Transistors mit Hilfe der Anlaufschaltung 3 auf einen bestimmten Wert eingestellt werden kann.
• Beim Einschalten des Fernsehempfängers, von dem die beschriebene Speiseschaltung einen Teil bildet, sind zunächst alle Spannungen null. Die Spannung am Ausgang des Verstärkers 23 ist hoch. Von der Quelle 25 wird über den Widerstand 26 ein Spannungsabfall verursacht, der mittels der Stufe 35 bei langsam hochkommender Spannung am Kondensator 32 addiert wird. Über die Schaltungsanordnung 5 bestimmt der genannte Spannungsabfall die minimale Leitungszeit des Transistors Tr, wobei in dieser Zeit Energie zu dem Transformator T zugeführt wird. Die Ausgangsspannungen der Speisung wachsen also an. Ein Minimalwertdetektor 37 vergleicht eine Gleichspannung Vb, die von der Wicklung L3 mit Hilfe eines Gleichrichters Db abgeleitet ist und über den Glättungskondensator Cb (Figur 1) vorhanden ist, mit einem Bezugswert von beispielsweise 6 V. Solange die Spannung Vb niedriger ist als dieser Wert, wird die Stufe 83 vom Detektor 37 gesperrt, was einen weichen Anlauf ermöglicht. Die Quelle 31 lädt den Kondensator 32 auf, wodurch die Spannung Vss langsam ansteigt und zwar langsamer als die Spannung am Ausgang des Generators 2, so daß die von der Schaltungsanordnung 3 der Schaltungsanordnung 5 zugeführte Spannung niedriger ist als die Spannung vom Generator 2. Durch die Schaltungsanordnung 5 wird die Spannung der Schaltungsanordnung 3 als Spannung Vr dem Modulator 7 zugeführt, wodurch die Leitungszeit des Transistors Tr langsam ansteigt. Dadurch ist die genannte Leitungszeit kürzer als unter dem Einfluß der Ausgangsspannung des Generators 2 der Fall wäre. Die Geschwindigkeit, mit der die Spannung Vss ansteigt, wird durch die Wahl der Kapazität des Kondensators 32 eingestellt. Der normale Arbeitszustand tritt ein, sobald die von der Stufe 35 der Schaltungsanordnung 5 zugeführte Spannung höher wird als die von der Schaltungsanordnung 28 der Schaltungsanordnung 5 zugeführte Spannung, was statt findet, wenn Vo den Wert Vo2 erreicht hat, in welchem Zustand die Spannung des Funktionsgenerators 2 durch die Wahlschaltung 5 zu dem Modulator 7 weiter geleitet wird und zwar zur Regelung der Dauer der Leitungszeit des Transistors Tr, während die Spannung Vss, die keinen Einfluß mehr auf die genannte Dauer hat, nahezu konstant bleibt. In Figur 3 ist die Kennlinie der Anlaufschaltung als Strichlinie AE beziehungsweise PW aufgetragen.
• Die Spannung Vb ist die Speisespannung einer integrierten Schaltung, welche die meisten Teile der Schaltungsanordnung nach Figur 2 aufweist. Es sei bemerkt, daß der Wert der Spannung Vb, die von der Wicklung L3 abgeleitet wird, nicht von dem Wert von Vo abhängig ist, sondern von dem von Vi und zwar weil die integrierte Schaltung auch wirksam sein muß bei kurzgeschlossener Spannung Vo. Wird in der Betriebslage die Spannung Vb niedriger als 5 V, bei welchem Wert die integrierte Schaltung nicht einwandfrei funktionieren kann, sind die Diode 84 stromlos und der Transistor Tr ständig leitend, mit der Folge, daß der Transistor beschädigt wird. Dies wird dadurch vermieden, daß die Steuerschaltung 1 eine Vorkehrung aufweist zum Freigeben der Steuerung des Transistors, wenn die Spannung Vb höher ist als 6 V. Zugleich wird der Kondensator 32 dadurch rückgestellt, daß ein Schalter 38, der parallel zu dem Schalter 36 liegt, unter dem Einfluß des Detektors 37 leitend wird.
• Wird die Spannung Vo wesentlich niedriger als der Wert in dem normalen Arbeitszustand, so nimmt die Spannung Vfb proportional ab. Die Spannung Vss nimmt entsprechend ab und zwar zu dem Wert von Vfb, wodurch die Spannung am Ausgang der Stufe 35 niedriger wird als die des Generators 2 und folglich zu dem Modulator 7 weiter geleitet wird. Dieser Zustand tritt bei einer Belastung auf, wobei der Widerstand R einen kleineren Wert R' annimmt, und zwar derart, daß die Belastungslinie in Figur 3b die Kennlinie bei einem Arbeitspunkt J schneidet, der auf dem Abschnitt MP liegt. Steigt dagegen die Spannung Vo derart, daß der Sicherungspegel an dem Verbindungspunkt der Widerstände 13 und 14 höher wird als 2,5 V, so wird die Flipflopschaltung 42 gesetzt. An dem Ausgang Q der Flipflopschaltung 42 ist eine 1 vorhanden, wodurch die Quelle 43 wirksam wird und der Kondensator 32 sich langsam entlädt. Die Spannung Vss nimmt ab. Gleichzeitig wird das Gatter 34 durch eine 0 an dem Ausgang Q gesperrt, so daß der Schalter 36 nicht betätigt wird. Die Spannung Vo hat keinen Einfluß auf die Anlaufschaltung. Sonst würde die Spannung Vss dem Wert Vfb entsprechen und das Entladen des Kondensators 32 würde durch den Belastungsstrom beeinflußt werden. Die Stufe 83 wird über das Gatter 82 von der Flipflopschaltung 42 aus gesteuert um die Diode 84 ständig in dem leitenden Zustand zu haben und folglich zum Sperren des Transistors Tr. In dem Fall der Überlastung, sowie in dem Fall der Überspannung ist die Anlaufspannung Vss niedrig. So dem Zeitpunkt, wo die Spannung Vss niedriger wird als 100 mv, wird die Flipflopschaltung 42 durch den Verstärker 44 rückgestellt, wodurch die Entladung des Kondensators 32 aufhört, während das Gatter 34 abermals eine 1 zugeführt bekommt und während der Transistor Tr freigegeben wird. Ein neuer Anlauf kann dann anfangen.
• Die Wartezustandsschaltung 9 weist eine Stufe 91 auf, die mit der Wicklung M verbunden ist und unter dem Einfluß eines Schaltsignals dafür sorgt, daß die Ausgangsspannungen der Speisung wesentlich verringert werden. Die Stufe 91 ist mit einer Vergleichsstufe 92 verbunden, von der ein Ausgang mit einem dritten Eingang des Gatters 82 verbunden ist. In dem Wartezustand wird eine periodisch unterbrochene Schwingung erzeugt mit einer niedrigen Frequenz (auf englisch: Burst mode). Eine derartige Schaltungsanordnung ist in der niederländischen Patentanmeldung 8502338 (PHN 11.471) beschrieben, die durch Bezeichnung als hierin aufgenommen betrachtet wird. Überschreitet die Spannung an der Wicklung L4 einen bestimmten Pegel, so wird die Diode 84 zum Sperren des Transistors Tr leitend, so daß die genannte Spannung wieder sinkt. Wird unter diesen Umständen ein anderer Pegel erreicht, der niedriger ist als der erstgenannte Pegel, so wird die Stufe 83 abermals gesperrt um den Transistor Tr in den leitenden Zustand zu bringen.
• Tritt eine Überlastung zu einem Zeitpunkt auf, der in der Leitungszeit des Transistors Tr liegt, so ist zu diesem Zeitpunkt in dem Transformator T energie vorhanden, die nicht unmittelbar verschwinden kann. Der Arbeitspunkt folgt der Kennlinie längst der Punkte L und M und des Abschnitts MP zu der neuen Position J. Tritt die Überlastung auf zu einem Zeitpunkt der in der Sperrzeit des Transistors liegt, so hat zu diesem Zeitpunkt der Transformator keine oder nur wenig Energie, so daß zum Erreichen des Punktes J der Arbeitspunkt einen kürzeren Weg als die Kennlinie. Auch bei einer Überspannung und beim Einstellen des Wartezustandes verschiebt sich der Arbeitspunkt zu einem Punkt, der auf einem Abschnitt PM der Kennlinie in der Nähe des Punktes P liegt. In all diesen Fällen ist die Speisung nach wie vor auf normale Weise wirksam, sei es, daß die Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom niedrige Werte haben. Weil die Spannung Vss immer auf den Werte Spannung Vfb gekiemmt ist, entsteht ein weicher Anlauf, wobei die Ausgangsspannungen der Speisung allmählich zunehmen, bis die Nennlage W der Kennlinie wieder erreicht wird, es sei denn daß die Störung oder der Wartezustand wieder auftritt. Daraus geht hervor, daß geringe und kurze Störungen die Speisung nicht länger außer Betrieb setzen können. Ist beispielsweise die Überlastung ein Kurzschluß der Spannung Vo, so liegt der Arbeitspunkt im Punkt P. Wird der Kurzschluß aufgehoben, wobei die Belastung abermals durch den Widerstand R gebildet wird, so verursacht der hindurchfließende Io einen Spannungsabfall, der in Figur 3b durch eine gestrichelte vertikal Linie zwischen dem Punkt P und der Belastungslinie, die R darstellt, angegeben wird. Auf der Kennlinie PW der Anlaufschaltung entspricht der gebildete Schnittpunkt einem Punkt, der durch eine horizontale Linie gegeben wird. Dieser neue Punkt liefert einen neuen Wert des Stromes Io. Daraus geht hervor, daß der Arbeitspunkt sich längs einer stufenförmigen Kurve verschiebt und den Punkt W erreicht, ohne daß große Werte des Stromes Io auftreten. Dasselbe gilt für den Anlauf nach dem Einschalten des Empfängers, wobei der Arbeitspunkt die Position W von dem Punkt o erreicht. In Figur 3a sowie in Figur 3b folgt der Arbeitspunkt einem kürzen Weg als die ursprüngliche Kennlinie. Zum Vergleich ist in Figur 3b die Stufenform dargestellt, über die der Arbeitspunkt sich ohne die Anlaufschaltung verschieben würde, wobei diese Stufenform den Abschnitt PM berührt. Diese letzte vertikale Linie dieser Stufenform, in Figur 3 die dritte, schneidet den Abschnitt KL auf der Kurve an einem Punkt der sich auf der rechten Seite des Punktes W befindet und eine Situation mit einem größeren Ausgangsstrom darstellt. Unter Umständen kann der Maximalwert Iomax erreicht werden. Nach dem Erreichen des Abschnittes K1 tritt die Regelung in Wirkung, so daß der Arbeitspunkt sich nicht länger auf der vertikalen Linie verschiebt, sondern nach links geht über den Abschnitt K1, bis es die Lage W einnimmt. Es dürfte einleuchten, daß die Verlustleistung größer ist als durch die Anlaufschaltung der Fall ist.
• Die Wirkungsweise der Speiseschaltung wird durch das bereits genannte Verzögerungselement 66 und durch die Teile der Regelschaltung 8, die nun beschrieben werden, verbessert. Es handelt sich dabei zunächst um ein UND-Gatter 85, von dem ein Ausgang mit einem zweiten Eingang des ODER-Gatters 81 verbunden ist. Ein Eingang des Gatters 85 ist mit einem umkehrenden Ausgang Q einer Flipflopschaltung 86 verbunden. Der Ausgang des Elementes 66, der den Schalter 65 steuert, ist mit einem Rückstelleingang der Flipflopschaltung 86 verbunden und mit einem anderen Eingang des Gatters 85. Mit einem Stelleingang der Flipflopschaltung 86 ist der Ausgang eines Oder-Gatters 87 verbunden, von dem ein erster Eingang mit dem Ausgang des Modulators 7 verbunden ist, ein zweiter Eingang mit einem Ausgang eines Differenzverstärkers 88 und ein dritter Eingang mit dem Detektor 37 verbunden ist. Der Ausgang der Stufe 67 ist mit einem nicht-umkehrenden Eingang des Verstärkers 88 und ein umkehrender Eingang dieses Verstärkers ist mit einer Bezugsspannung von beispielsweise 1,5 V verbunden. Während des Zeitintervalls, indem der Schalttransistor Tr gesperrt ist, fließen abnehmende Ströme durch eine Anzahl Sekundärwicklungen des Transformators T, in diesem Ausführungsbeispiel L2 und L4. Dadurch wird der Transformator entmagnetisiert. Sollte in diesem Intervall der Transistor wieder in den Ieitenden Zustand gebracht werden, so würde der Transformator sich nicht entladen können und würde dadurch in den gesättigten Zustand gelangen. Dies ist unerwünscht. Die Steuerung des Transistors muß deswegen derart sein, daß der Transistor Tr nicht wieder eingeschaltet wird bevor der sekundäre Strom null geworden ist. Dabei ist ein übliches Maßstab die Tatsache, daß nach dem Sperren des Transistors Tr die Spannung an einer Sekundärwicklung schnell eine bestimmte Polarität annimmt, beispielsweise positiv wird an der Wicklung L2 und diese Polarität wird beibehalten, solange der daran angeschlossene Gleichrichter sich in dem leitenden Zustand befindet und den Entmagnetisierungsstrom durchläßt, wonach die genannte Spannung abnimmt, Null und dann negativ wird. Die Schwierigkeit dabei ist, daß wenn der Transistor noch immer gesperrt ist, Ausschwingungen auftreten können, die durch die Induktivität des Transformators und Streukapazitäten verursacht werden, so daß die genannte Spannung positiv sein kann, ohne daß diese Situation eine Entmagnetisierung bedeutet. Wenn in der Steuerung des Transistors zwischen den Intervallen, in denen Entmagnetisierung und denen in denen Oszillation stattfindet, keinen Unterschied gemacht wird, kann eine Instabilität entstehen.
• Die Maßnahmen, die dazu getroffen worden sind, werden anhand der Diagramme nach Figur 4 erläutert, die auch nützlich sind zu Erläuterung der vorhergehenden Beschreibung. Diese Diagramme gelten für den Fall einer durch eine Parallel zu dem Transistor Tr vorgesehenen Kondensator abgestimmten Speiseschaltung. Figur 4a zeigt die Sekundärspannung als Funktion der Zeit. In Figur 4b sind der Kollektorstrom des Transistors Tr durch eine gezogene Linie und der zu der Primärseite transformierte Sekundärstrom durch eine gestrichelte Linie aufgetragen. Der Transistor ist zwischen den Zeitpunkten T1 und T2 leitend. Aus diesen Diagrammen geht hervor, daß nur der zwischen dem Zeitpunkt T2 und dem ersten Nulldurchgang der Sekundärspannung zu dem Zeitpunkt T3 fließende Sekundärstrom entmagnetisierend ist und daß T3 eine Schwingung auftritt.
• Durch den Verstärker 41 werden die Zeitpunkte festgelegt, zu denen die Spannung an der Wicklung L2 nicht null wird, sondern den Wert 100 mV überschreitet, dies um einen Unterschied zu machen zwischen dem Ruhezustand, in dem diese Spannung null ist und dem Zustand mit kurzgeschlossener Ausgangsspannung, indem die Diode Do leitend ist mit daran einem Spannungsabfall von einigen zehnteln Volt. Ist die Spannung an der Wicklung L2 höher als 100 mV, so wird das Signal an dem Ausgang des Verstärkers 64 hoch (Figur 4c). Die sinkenden Flanken dieses Signals, die auftreten, wenn diese Spannung niedriger wird als 100 V, werden mittels des Elementes 66 um eine mit Hilfe eines Kondensators 68 eingestellten Verzögerung D verzögert. Die abfallenden verzögerten Flanken des an dem Ausgang des Elementes 66 erhaltenen Signals (Figur 4d) werden der Flipflopschaltung 86 zum Rückstellen derselben zugeführt sowie dem Schalter 65 um diesen Schalter aus dem leitenden Zustand zu bringen. In Figur 4e wird durch eine gezogene Linie die an dem Kondensator 61 erzeugte sägezahnförmige Spannung und durch eine gestrichelte Linie wird die Spannung Vs dargestellt. Das Ausgangssignal des Modulators 7 ist in Figur 4f angegeben. Ohne Verstärker 88 würden die ansteigenden Flanken dieses Signals die Flipflopschaltung 86 setzen. Das Diagramm nach Figur 49 stellt das Signal an dem Ausgang Q der Flipflopschaltung 86 dar und die Diagramme der Figur 4h und 4i stellen das Signal an dem Ausgang des Gatters 85 und das Signal an dem Ausgang des Gatters 81 dar.
• Aus den Diagrammen der Figur 4 geht hervor, daß der Zeitpunkt T1, der durch die Verzögerung D bestimmt wird, die Diode 84 gesperrt wird, wodurch der Transistor Tr in de leitenden Zustand gebracht wird. Zu dem Zeitpunkt, wo Vr und Vs in Figur4e einander kreuzen, wird die Diode 84 wieder leitend. Nach diesem Zeitpunkt wird der Transistor gesperrt und zwar zu dem Zeitpunkt T2 nach einem Intervall, das durch die Speicherzeit des Transistors und durch Verzögerungen bestimmt wird, die durch den Regelprozeß entstehen. Nach dem Sperren des Transistors Tr können Ausschwinungen entstehen, die durch Streuinduktivitäten und Streukapazitäten verursacht werden. Dadurch nimmt die Sekundärspannung (Figur 4a) nicht unmittelbar den Wert Vo an, sondern schwingt um diesen Wert herum. Bei einem niedrigen Wert der Spannung Vo könnte die erste dieser Schwingungen unter null gelangen, wodurch das Signal nach Figur 4c eine abfallende Flanke ausweisen würde, und wodurch der Transistor Tr in den leitenden Zustand gebracht werden würde. Dies wird dadurch vermieden, daß die Flanke mittels des Elementes 66 verzögert wird. Auf ähnliche Weise würde der Transistor in den leitenden Zustand gebracht werden so dem Zeitpunkt T3.
• Das Signal nach Figur 4i sorgt dafür, daß dies erst nach der Verzögerung D erfolgt. Eine Verbesserung der beschriebenen Vorkehrungen zum Entmagnetisierungsschutz ist, daß die dem Verstärker 64 zugeführte Information in zug auf die Sekundärspannung, die von der Sekundärwicklung herrührt, in diesem Beispiel L2, welche die größte Anzahl Windungen hat.
• Die Eigenschaften der Speisung beim Anlauf werden dadurch verbessert, daß das Entmagnetisierungssignal aus dem Element 66 die Stufe 83 in Wirkung setzt nur wenn die Flipflopschaltung 86 gesetzt ist, was über das Gatter 87 erfolgt, wenn das Ausgangssignal des Modulators 7 positiv ist, oder wenn die Spannung Vs höher ist 1,5 V, was mit Hilfe des Verstärkers 88 festgestellt wird, oder wenn der Detektor 37 die Information liefert, daß die Spannung Vb nicht niedriger ist als 5 V. Diese zwei letzten Kriterien sind hinzugefügt worden zur Gewährleistung davon, daß Entmagnetisierung auftritt in dem Fall, wo der Transistor Tr beim Anlauf zu wenig Basisstrom hat, wodurch der Sägezahn in Figur 4e den Pegel Vr nicht erreicht und wodurch der Modulator 7 noch kein Signal liefert zum Setzen der Flipflopschaltung 86. Figur 49 zeigt, daß die Flipflopschaltung zu dem Zeitpunkt gesetzt wird, wo die Spannung V1 den Wert 1,5 V überschreitet.
• Obenstehend sind einige Teile der Speisung nach Figur 1 eingehend beschrieben worden. Es dürfte einleuchten, daß im Rahmen der Erfindung viele Abwandlungen möglich sind. So ist der Speisungstyp, beispielsweise selbschwingend oder nicht, mit konstanter Schaltfrequenz oder nicht, abgestimmt oder nicht, für die Erfindung nicht von Bedeutung. Dasselbe gilt für das verwendete Schaltelement und für eine Anzahl Einzelheiten in Figur 2, beispielsweise die Sägezahnerzeugung, die auch an der Primärseite erfolgen kann, wenn eine galvanische Trennung nicht erforderlich ist, beispielsweise mit Hilfe eines Emitterwiderstandes des Transistors Tr.

Claims (10)

1. Geschaltete Speisespannungsschaltung mit einer zwischen den Anschlüssen einer Gleichstrom-Eingangsspannung (Vi) vorgesehenen Reihenschaltung aus einem Schalter (Tr), weiterhin mit einem mit dem induktiven Element (T) gekoppelten Gleichrichter (D0), damit an einer damit verbundenen Last (R) eine Gleichstromspannung verfügbar wird, ferner mit einer Steuerschaltung (8) um den Schalter (Tr) wechselweise leitend bzw. gesperrt zu machen, und mit einem Schwellenspannungsdetektor (64) um zu vermeiden, daß der Schalter (Tr) leitend ist, wenn die Spannung an dem induktiven Element (T) eine Polarität aufqweist, die angibt, daß dieser Gleichrichter (D0) leitend ist, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltung (8) ein bistabiles Element (86) aufweist, sowie Mittel (61, 62, 63, 65, 67, 88) um das bistabile Element (86) während jedes Leitungsintervalls des Schalters (Tr) zu setzen, wobei ein Eingang (R) des bistabilen Elementes (86) mit einem Ausgang des Schwellenspannungsdetektors (64) zum Rückstellen des bistabilen Elementes (86), wenn die genannte Polarität sich ändert, gekoppelt ist.

2. Geschaltete Speisespannungsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen dem genannten Ausgang des Schwellenspannungsdetektors (64) und dem genannten Eingang des bistabilen Elementes (86) ein Verzögerungselement (66, 68) vorgesehen ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein Sägezahngenerator (61, 62, 63, 65) vorgesehen ist zum Erzeugen eines sägezahnförmigen Signals während jedes Leitungsintervalls des Schalters (Tr) und zum Stellen des bistabilen Elementes (86), wenn das sägezahnförmige Signal eine vorbestimmten Wert überschreitet.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator (61, 62, 63, 65) mit einer Wicklung (L&sub3;) verbunden ist, die mit dem dem induktiven Element (T) gekoppelt ist, wobei durch diese Wicklung während desselben Intervalls, in dem ein Strom durch das induktive Element (T) fließt, ein Strom fließt.

5. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei eine Anzahl Wicklungen (L&sub1;, L&sub2;, L&sub3;, L&sub4;) mit dem induktiven Element gekoppelt sind dadurch gekennzeichnet, daß der Schwellenspannungsdetektor (64) mit der Wicklung (L2) verbunden ist, welche die größte Anzahl Windungen aufweist.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Sägezahngenerator (61, 62, 63, 65) ein Speicherelement (61) und eine Ladequelle (62) für das Speicherelement (61) aufweist, wobei das Rückstellen des Speicherelementes (61) mit dem Rückstellen des bistabilen Elementes (88) zusammenfällt.

7. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Gatter mit einer UND-Funktion (85) vorgesehen ist zum Empfangen des Rückstellsignals des bistabilen Elementes (86) und eines Ausgangssignals des genannten Elementes (86) und zum Durchlassen eines Signals zum Sperren des steuerbaren Schalters (Tr).

8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, mit einer Regelschaltung zum Erzeugen eines Regelsignals, das von der Ausgangsspannung zur Regelung der Leitungszeit des steuerbaren Schalters (Tr) abhängig ist, gekennzeichnet durch ein Gatter (81) mit einer ODER-Funktion zum Empfangen des Signals, das von dem UND-Gatter (85) herrührt und des Steuersignals und zum Durchlassen eines Signals zum Sperren des steuerbaren Schalters (Tr).

9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch ein zweites Gatter (82) mit einer ODER-Funktion zum Empfangen des Signals des ersten ODER- Gatters (81) und eines Signals zum Senken der Ausgangsspannung und zum Durchlassen eines Signals zum Sperren des steuerbaren Schalters (Tr).

10. Schaltungsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Gatter (87) vorgesehen ist mit einer ODER-Funktion zum Empfangen eines Stellsignals von den genannten Mitteln (61, 62, 63, 65, 67, 68) und eines Signals von einem Mindestwertdetektor (37) um zu gewährleisten, daß eine Ausgangsspannung der Schaltungsanordnung nicht niedriger ist als ein weiterer vorbestimmter Wert, wobei ein Ausgang des Gatters (87) mit dem Stelleingang (S) des bistabilen Elementes (86) verbunden ist.