DE69615610T2

DE69615610T2 - Schaltung und Verfahren zur Steuerung der Ausgangseigenschaften eines Schaltnetzteiles

Info

Publication number: DE69615610T2
Application number: DE69615610T
Authority: DE
Inventors: Hans-Juergen Brockmann
Original assignee: Perdix Oy
Current assignee: Salcomp Oyj
Priority date: 1995-05-26
Filing date: 1996-05-14
Publication date: 2002-09-05
Anticipated expiration: 2016-05-15
Also published as: DE69615610D1; EP0744818B1; US5657211A; FI952571A0; EP0744818A1; FI952571A

Description

Die Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Schaltung zur Begrenzung des Ausgangsstroms und der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils.
In modernen Stromrichtersystemen werden des öfteren unterschiedliche Schaltnetzteile (SMPS) eingesetzt, um eine Gleichstromspannung (oder auch eine Wechselstromspannung, wenn die Kopplung über geeignete Gleichrichtermittel verfügt) auf einen geeigneten Spannungswert zu konvertieren und um die der Last zugeführte Spannung bzw. den Strom unter Bedingungen, in denen der Versorgungsstrom und die elektrischen Eigenschaften der Last variieren können, zu stabilisieren. In zahlreichen unterschiedlichen Anwendungen ist eine Begrenzung des Ausgangsstroms und der Ausgangsspannung des Versorgungsstroms unter einen bestimmten Maximalwert erforderlich, um die Last und das Netzteil selbst nicht zu beschädigen. Außerdem ist es oft von Vorteil, wenn die Ausgangsspannung und der Ausgangsstrom gleichzeitig so gesteuert werden können, dass zwischen ihren Werten ein Zusammenhang besteht. Ein Beispiel einer solchen Anwendung ist ein Ladegerät zum Aufladen von Batterien. Wenn eine entladene Batterie an ein Ladegerät angeschlossen wird, ist die Klemmenspannung zunächst relativ gering. Während des Ladevorgangs erhöht sich die Klemmenspannung bis auf einen Maximalwert, der von den Materialien und der Bauweise der Batterie abhängig ist. Die Temperatur des Ladegeräts steigt mit der Klemmenspannung der Batterie, und der Ladestrom muss zur Vermeidung nachteiliger Phänomene, wie etwa exzessiver Erwärmung, begrenzt werden. Gegen das Ende des Ladevorgangs fällt die Stromaufnahmefähigkeit der Batterie ab, woraufhin es vorteilhaft ist, den Ausgangsstrom des Ladegeräts zu reduzieren und dessen Ausgangsspannung unter einen bestimmten Maximalwert zu senken, um Verluste und andere nachteilige Auswirkungen zu vermeiden.
Fig. 1 zeigt beispielhaft die Grenzwerte der Ausgangseigenschaften eines Batterieladegeräts, dargestellt durch die von den Grenzlinien in der Figur eingeschriebene Fläche. Das betreffende Gerät wird dazu verwendet, eine Batterie aufzuladen, deren Klemmenspannung bei voller Ladung 10 V beträgt. Wenn eine entladene Batterie an das Ladegerät angeschlossen wird, steigt deren Klammenspannung in wenigen Sekunden auf einen bestimmten Mindestwert, der in diesem Fall etwa 5 V beträgt. In der Figur wird gezeigt, dass der genau definierte Strom-Spannungs-Bereich oder der schmale "Kanal" zwischen den Grenzlinien bei fünf Volt beginnt, wo der Ausgangsstrom mindestens 0,76A und nicht mehr als 0,84A betragen muss. Unter diesem Spannungswert sind die Ausgangseigenschaften des Ladegeräts von geringer Bedeutung, so lange das Ladegerät beim Einschalten keine Stromspitzen von mehr als 0,84A erzeugt.
Während des Ladevorgangs muss der Ausgangsstrom des beschriebenen Ladegeräts im wesentlichen konstant bei etwa 0,8 A gehalten werden. Die Grenzlinien definieren einen Toleranzbereich, der die erlaubten ±5% Variation für den Stromwert darstellt. Es ist nicht praktikabel, den Stromwert noch genauer anzugeben, zumal die elektrischen Eigenschaften der Komponenten immer in bestimmten Toleranzen variieren. Die Klemmspannung der geladenen Batterie steigt so lange, bis sie sich dem nominalen Maximalwert von 10,0 V anzunähern beginnt. An dieser Stelle beginnt der Spannungsbegrenzer des Ladegeräts mit der Begrenzung seiner Ausgangsspannung, um diese von einem Überschreiten des oberen Grenzwerts abzuhalten. Der Spannungsbegrenzer ist für 10,0 V angelegt, es besteht allerdings ein Variationsbereich von ±5% rund um den Nennwert, so wie im Fall der Strombegrenzung. Wenn der Ladevorgang beendet wird, ist der Ausgangsstrom des Ladegeräts im wesentlichen Null und seine Ausgangsspannung mindestens 9,5 V und nicht mehr als 10,5 V. Danach wird bekannterweise der Ladevorgang mittels einer sogenannten Pufferfunktion fortgesetzt, wobei ein Schalter auf der sekundären Seite, d. h. auf der Lastseite des Ladegeräts, den Ladevorgang wiederholt ein- und ausschaltet. Zudem müssen in diesem Fall die Begrenzerfunktionen des Ladegeräts den Ausgangsstrom und die Spannung innerhalb der zulässigen Grenzwerte halten.
Ein Schaltnetzteil, das dazu verwendet werden kann, die oben beschriebene Ladefunktion auszuführen, umfasst typischer Weise einen Transformator, der das Netzteil in einen primären und einen sekundären Teil unterteilt. Die Eingangsspannung ist an die Eingangsklemmen am primären Teil angelegt. In der Regel umfasst das Netzteil ein Schaltelement, idealerweise einen MOSFET oder einen bipolaren Transistor, der die Eingangsspannung in Impulse zerhackt, welche die Primärwicklung des Transformators mit Strom versorgen. Die Variation der Primärspannung und des Stroms speichert magnetische Energie im Magnetfeld des Transformators. Anhand einer geeigneten Polarität in den Primär- und Sekundärwicklungen des Transformators und unter Verwendung von Gleichrichterdioden wird die gespeicherte Energie auf die sekundäre Wicklung übertragen und von dort auf den sekundären Teil des Schaltnetzteils, wo sie an den Ausgangsklemmen des Netzteils eine Ausgangsspannung erzeugt. Es gibt mehrere bekannte Schaltungstopologien oder Arten, die Komponenten im beschriebenen Netzteilgerät in Relation zueinander anzuordnen, um den gewünschten Vorgang zu erzielen. Die beliebtesten davon sind die Zuschaltungs-, die Gegenschaltungs- und die Sperrwandlertopologien.
Die herkömmliche Methode zur Implementierung der Stabilisierung der Ausgangseigenschaften in einem Schaltnetzteil wie dem hier beschriebenen war die Messung des Ausgangsstroms und der Ausgangsspannung im sekundären Teil und die Übertragung der Messdaten auf das Schaltelement im primären Teil, der das Lastspiel oder das Verhältnis von EIN- und AUS-Zeiten des zum Zerhacken der Primärspannung verwendeten Schalttransistors bestimmt. Je länger die EIN-Zeit im Verhältnis zur AUS-Zeit, desto größer die Menge der im Magnetfeld des Transformators gespeicherten Energie während eines EIN- AUS-Zyklus und desto größer die Menge der Energie, die durch die sekundäre Wicklung zum Sekundärteil der Schaltung und weiter zur Last übertragen wird. Ob die Ausgangsspannung, der Ausgangsstrom oder beide zunehmen, ist von der Konstruktion des Sekundärteils und den elektrischen Eigenschaften der Last abhängig. Eine Verringerung des Impulsverhältnisses oder des Anteils der EIN-Zeit reduziert demnach die übertragene Energiemenge und damit die Ausgangsspannung oder den Ausgangsstrom oder beide.
In einem Schaltnetzteil wie dem beschriebenen können die Stromstärke und die Spannungen relativ hoch sein. Was die elektrische Sicherheit betrifft, ist vielfach vorzuziehen, dass kein galvanischer Kontakt zwischen dem Primär- und dem Sekundärteil gegeben ist. Wenn die auf der Sekundärseite gemessenen Strom- oder Spannungsinformationen zur Stabilisierung der Ausgangseigenschaften auf die Primärseite übertragen werden sollen, müssen diese über einen Optokoppler oder ein entsprechendes Bauteil übertragen werden, das die galvanische Isolierung herstellt. Der Preis und die beschränkte Zuverlässigkeit und Lebensdauer von Optokopplern sind vom Standpunkt der Produktion nachteilige Faktoren.
Die Entwicklung von Schaltnetzteilen ist auf eine Konzentration der Steuerungs- und Begrenzungsfunktionen nur im Primärteil hinausgelaufen. Diese Entwicklung basiert auf der Tatsache, dass die Ausgangseigenschaften auf der Grundlage bestimmter Parameter des Primärteils bestimmt werden können. Eine bekannte Methode ist das Hinzufügen einer dritten oder weiteren Wicklung zu einem Transformator wie dem beschriebenen, um ein Bild der in die sekundäre Wicklung während eines Zyklus induzierten Spannungswellenform zu generieren. Bekannt ist auch das Verfahren, den Primärstrom durch Anschließen eines kleinen Strommesswiderstands in Serienschaltung mit dem Schaltelement zu messen und den Spannungsverlust über diesen Widerstand zu messen. Es ist vorteilhaft, die Steuerungs- und Begrenzungsfunktionen im Primärteil zu konzentrieren, weil der Großteil der erforderlichen Mess- und Einstellungsverbindungen in einen IC integriert werden können, der vorteilhafter Weise auch Mittel zur Erzeugung der EIN- und AUS-Signale des Schaltelements enthält. Das Schaltelement kann auch in den selben Schaltkreis integriert werden. Die Nachteile von Optokopplern werden somit vermieden.
In Fig. 2 ist eine bekannte Methode zur Begrenzung des Ausgangsstroms IOUT in einem Schaltnetzteil vom Sperrwandlertyp dargestellt, wie es beispielsweise beschrieben ist im Europäischen Patentantrag 95410115.0. Der Transformator T1 umfasst eine Primärwicklung 11, eine Skundärwicklung 12 und eine zusätzliche Wicklung 13. Die Primärseite umfasst einen MOSFET-Transistor Q1 zum Schalten des Primärstroms, einen Steuerkreis F1 zur Steuerung der Torspannung des Transistors, einen Strommmesswiderstand R5, einen Differenzialverstärker A1, eine konstante Stromversorgung Ic, einen sogenannten "externen" Kondensator Cext, einen Strompfad zur Entladung des Kondensators einschließlich eines Widerstands R, und eines Schalters S1 und einen sogenannten zusätzlichen Schaltkreis 10. Die Bezeichnung "extern" wird in dem gesamten Text einfach zur Qualifizierung des Kondensators Cext verwendet; sie bedeutet nicht notwendigerweise, dass der betreffende Kondensator physisch abgesetzt vom Rest des Schaltkreises angeordnet ist. Der zusätzliche Schaltkreis 10, der an die zusätzliche Wicklung 13 angeschlossen ist, ist ein Detektor, dessen Aufgabe darin besteht, die Entmagnetisierung des Transformators T1 zu erfassen, oder den Augenblick, in dem die im Magnetfeld während des EIN-Zyklus des Transistors Q1 gespeicherte Energie vollständig auf den Sekundärteil des Netzteils übertragen ist. Der Sekundärteil des Schaltnetzteils gemäß Fig. 2 umfasst eine Diode D1, einen Kondensator C1 mit relativ hoher Kapazität zur Stabilisierung der Ausgangsspannungsvariation in einem Zyklus und einen relativ großen Nebenschlusswiderstand RO, dessen Zweck darin liegt, als Mindestlast zu dienen und nach dem Ausschalten einen Entladungspfad für die im Kondensator C1 gespeicherte Energie zur Verfügung zu stellen.
Der in Fig. 2 dargestellte Schaltkreis funktioniert folgendermaßen: Zu Beginn eines Zyklus schaltet der Steuerkreis F1 den MOSFET-Transistor Q1 auf EIN, d. h. in den leitenden Zustand. Ein zunehmender Primärstrom Ip beginnt durch die Primärwicklung 11, den MOSFET-Transistor Q1 und den Strommesswiderstand R5 zu fließen. Beeinträchtigt von der Induktanz der Wicklung 11, nimmt der Primärstrom Ip linear zu. Die Polaritäten der Wicklungen 11 und 12 und der Diode D1 verhalten sich so, dass das vom Primärstrom Ip erzeugte Magnetfeld versucht, in der sekundären Wicklung 12 eine Spannung zu induzieren, zu der sich die Diode D1 in einem Sperr- Vorspannungsverhältnis befindet. Die Diode verhindert den Stromfluss im sekundären Schaltkreis, wodurch im sich verstärkenden Magnetfeld Energie gespeichert wird. Wenn der MOSFET-Transistor ausgeschaltet wird, kehrt sich das Zeichen des zeitlichen Differenzialquotienten des Magnetfelds um, und ein Strom wird in die Sekundärwicklung eingeführt, zu dem sich die Diode D1 in Durchlassrichtung vorgespannt verhält. Ein Teil des erzeugten Sekundärstroms IS wird zu der Last als Ausgangsstrom IOUT übertragen, und ein Teil lädt den Kondensator C1, der den Ausgangsstrom IOUT durch teilweise Entladung erhalten hat, während der Sekundärstrom IS nicht geflossen ist. Wenn die Energie im Magnetfeld vollkommen entladen ist, hört der Sekundärstrom IS zu fließen auf, und der zusätzliche Schaltkreis 10, der den in die zusätzliche Wicklung induzierten kleinen Strom Ia misst, erfasst die Situation und informiert den Steuerkreis F1. Das vom zusätzlichen Schaltkreis gelieferte Signal wirkt sich auf das Impulsverhältnis aus: je weniger Zeit dazu verwendet wurde, die magnetische Energie zu entladen, desto länger die EIN-Zeit im Verhältnis zur AUS-Zeit, die im nächsten Zyklus benötigt wird, und umgekehrt. Während des EIN-Zyklus des MOSFET-Transistors Q1 fließt der Primärstrom Ip durch einen Strommesswiderstand R5, wie oben beschrieben. Ein Differentialverstärker A1 vergleicht den vorhandenen Spannungsverlust des Widerstands R5 mit einer Referenzspannung Uext zwischen den Klemmen des externen Kondensators Cext. Wenn der vorhandene Spannungsverlust des Widerstands R5 größer wird als die Spannung Uext, informiert der Differentialverstärker A1 den Steuerkreis F1, dass der Primärstrom seinen Spitzenwert erreicht hat, woraufhin der MOSFET-Transistor Q1 sofort ausgeschaltet wird.
Neben der Steuerung der Torspannung des MOSFET-Transistors Q1 steuert der Steuerkreis F1 die Stellung des Schalters S1. Der Schalter S1 sollte stets in Stellung EIN sein, d. h. leitend, wenn die Diode D1 leitend ist, und entsprechend in Stellung AUS, wenn die Diode D1 nichtleitend ist. Dies deshalb, um die Spannung Uext zwischen den Klemmen des Kondensators Cext korrekt zu halten, indem ein Strompfad zur Verfügung gestellt wird, der einen Schalter S1 und einen Reihenwiderstand R umfasst, über die der Kondensator entladen wird, wenn sich der Schalter S1 in Stellung EIN befindet. Der Steuerkreis F1 stellt den Schalter S1 auf EIN, wenn der MOSFET-Transistor Q1 auf AUS gestellt wird, und auf AUS, wenn der zusätzliche Stromkreis 10 die Information gibt, dass der Transformator T1 entmagnetisiert wurde.
Durch die Verwendung der Entmagnetisierungsinformation zur Steuerung des Impulsverhältnisses und indem der Primärstrom IP daran gehindert wird, zu stark zuzunehmen, steuert der Primärteil des in Fig. 2 dargestellten Schaltnetzteils den Ausgangsstrom IOUT des Geräts. Wenn die Ausgangsspannung UOUT zunimmt, z. B. wenn eine an das Ladegerät angeschlossene Batterie geladen wird, werden die Entmagnetisierungszeit des Transformators T1 und die Leitungszeit der Diode D1 kürzer. Das Netzteil erfüllt den wachsenden Bedarf nach Ausgangsstrom durch Steigerung des Impulsverhältnisses auf der Grundlage, dass auch die EIN- Zeit des Schalters S1 verkürzt ist, woraufhin die Spannung Uext zwischen den Klemmen des Kondensators Cext zunimmt. Im umgekehrten Fall bedeutet eine langsame Entmagnetisierung oder ein sehr hoher Primärstrom einen exzessiven Ausgangsstrom, wobei sich der Schalter S1 während des Zyklus lange Zeit in leitendem Zustand befindet, wodurch die Spannung Uext zwischen den Klemmen des Kondensators Cext sinkt, wodurch wiederum das Impulsverhältnis kleiner wird. Was nun beispielsweise ein Batterieladegerät wie das oben beschriebene betrifft, liegt der Nachteil dieser bekannten Anordnung darin, dass sie keinen Ausgangsspannungsbegrenzer umfasst.
Fig. 3a zeigt eine bekannten Schaltung, die zur Bewertung der Ausgangsspannung eines Sperrwandler-Schaltnetzteils dient, wie es in PCT/EP94/03198 beschrieben wird. Die Schaltung soll als Teil der Primärseite des Netzteils verwendet werden, doch ist aus Gründen größerer Klarheit der Rest der Primärseite, mit Ausnahme der Primärwicklung 11, nicht dargestellt. Der Spannungsregelkreis (wie er im weiteren genannt wird) nach Fig. 3a umfasst eine Gleichrichterdiode D2, den Serienwiderstand R2, die Widerstände R3 und R4 für die Spannungsaufteilung, den Kondensator C2 zur Stabilisierung von Spannungsvariationen an Punkt A während eines Zyklus, und als Last einen konstanten Widerstand Ra, der durch eine konstante Stromlast ersetzt werden könnte, deren Strom Ia vorteilhafterweise etwa 10 mA betragen würde. Der Spannungsregelkreis umfasst auch eine Spannungsvergleichsphase, die einen Differentialverstärker A2 enthält.
Der Spannungsregelkreis nach Fig. 3a ist eine Art Spiegelbild der Sekundärseite des Schaltnetzteils und so angelegt, dass er eine sogenannte Abbildspannung Ua am Punkt A auf die gleiche Weise erzeugt wie die Sekundärseite eine Ausgangsspannung UOUT an den Ausgangsklemmen des Schaltnetzteils erzeugt. Die Abbildspannung Ua wird mittels eines Spannungsteilers gemessen, der die Widerstände R3 und R4 umfasst, und mittels eines Differentialverstärkers A2 mit einer exakten Referenzspannung Uref verglichen. Der Ausgang des Differentialverstärkers A2 wird dazu verwendet, den (nicht dargestellten) Primärstromschalter über einen Impulsdauermodulator und einen (nicht dargestellten) Steuerkreis zu steuern. Die Komponentenwerte werden so ausgewählt, dass der Stromverbrauch im Spannungsregelkreis so klein wie möglich ist. Leider steht dieses Ziel im Widerspruch mit der Intention, dass die Abbildspannung Ua ein perfektes Abbild der gesteuerten Ausgangsspannung UOUT sein sollte.
Die fundamentale Schwäche im Betrieb der Schaltung bezieht sich auf die magnetischen Eigenschaften des Transformators T1. In einem typischen Schaltnetzteiltransformator mit einer zusätzlichen Wicklung, wie der Transformator T1 in Fig. 3a, muss sich eine Isolierschicht zwischen der Primärwicklung 11 und der Sekundärwicklung 12 befinden. Allerdings kann die zusätzliche Wicklung 13 direkt über oder unterhalb der Primärwicklung 11 oder sogar in diese hinein gewickelt sein. Deshalb liegt der Kopplungskoeffizient zwischen der Primärwicklung 11 und der zusätzlichen Wicklung 13 näher bei 1 als der Kopplungskoeffizient zwischen der Primärwicklung 11 und der Sekundärwicklung 12. Im Fall des in Fig. 3a dargestellten Transformators können typische Kopplungskoeffizienten etwa 0,99 zwischen der Primär- und der zusätzlichen Wicklung und etwa 0,98 zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung sein. Der Unterschied der Kopplungskoeffizienten bedeutet, dass wenn der Strom durch die Primärwicklung 11 ausgeschaltet wird, die von deren Streuinduktivität gespeicherte Energie nicht auf die Sekundärwicklung 12 übertragen werden kann, sondern ein Teil davon auf die zusätzliche Wicklung 13 übertragen werden kann, was zu einer Spannungsspitze über der zusätzlichen Wicklung führt. Die Höhe der Spitze ist abhängig von der Menge der in der Streuinduktivität der Primärwicklung gespeicherten Energie. Wenn die Ausgangsleistung oder der Ausgangsstrom des Schaltnetzteils hoch ist, wird in einem Zyklus viel Energie übertragen, und entsprechend wird in den Streuinduktivitäten mehr Energie verloren als dies bei einer geringen Ausgangsleistung der Fall wäre. Eine große Menge der in der Streuinduktivität gespeicherten Energie bedeutet eine hohe Spannungsspitze über der zusätzlichen Wicklung 13. Der Kondensator C2 rundet die Wirkung dieser Spannungsspitze teilweise ab, doch jedenfalls führt sie zu einer nahezu linearen Abhängigkeit zwischen der Abbildspannung Ua und der Ausgangsspannung, wie in Fig. 4 dargestellt.
Eine Lösung des oben beschriebenen Problems wäre das Einfügen einer Isolierschicht zwischen der Primärwicklung 11 und der zusätzlichen Wicklung 13 im Transformator T1, wobei der Kopplungskoeffizient zwischen diesen gleich jenem zwischen der Primär- und der Sekundärwicklung wäre. Auch ein Sandwich-Transformator könnte verwendet werden. Allerdings ist der Transformator bereits die teuerste Einzelkomponente in einem Schaltnetzteil, weshalb es nicht vorteilhaft ist, seine Bauweise noch komplexer zu gestalten.
Eine weitere Lösung ist die Eliminierung der Spannungsspitze mittels einer bei einschlägigen Fachpersonen bekannten Anordnung. Eine solche Anordnung ist in Fig. 3b dargestellt, wo eine Tiefpasskopplung, bestehend aus einem Widerstand R5 und einem Kondensator C3, zu der in Fig. 3a dargestellten Anordnung hinzugefügt wird. Eine Gleichrichterdiode D3 und ein Kondensator C4 werden dem Schaltkreis ebenfalls hinzugefügt. Die Widerstände R3 und R4 umfassen eine mit der Diode D3 in Serie geschaltete Spannungsteilungskopplung, die dazu verwendet wird, ein Spannungssignal zum Differentialverstärker A2 zu übertragen, welches Spannungssignal proportional zu der Spannung Ub an Punkt B ist, d. h. zum Gleichrichtergebnis der tiefpassgefilterten Abbildspannung. Die Spannung Ub ist als Funktion des Ausgangsstroms IOUT eine bessere Darstellung der Schaltnetzteil-Ausgangsspannung UOUT, wie aus den Kurven in Fig. 4 ersichtlich ist, sie ist aber nach wie vor abhängig - und dies nicht-linear - vom Ausgangsstrom IOUT.
Die Kurven in Fig. 4 sind das Ergebnis einer Labormessung, wobei die Ausgangsspannung UOUT des Schaltnetzteils konstant gehalten wurde und die Abbildspannungsalternativen Ua und Ub als Funktion das Ausgangsstroms IOUT studiert wurden. In einem realen Schaltnetzteil, das einen Spannungsregelkreis nach Fig. 3a oder 3b verwendet, vergleicht ein Differentialverstärker A2 die Spannung Ua oder Ub mit einer exakten und konstanten Referenzspannung Uref, so dass also davon ausgegangen wird, dass die Abbildspannung Ua oder Ub, welche auch immer verwendet wird, die Ausgangsspannung UOUT realistisch wiedergibt, indem sie direkt proportional zu dieser und völlig unabhängig vom Ausgangsstrom IOUT ist. Da dies nicht der Fall ist, wird die Ausgangsspannung UOUT des Schaltnetzteils zu hoch bei einem kleinen Ausgangsstrom IOUT.
Mehrere andere Arten zur Verbesserung der Ausgangseigenschaften eines Schaltnetzteils sind bekannt. Eine bekannte Anordnung umfasst eine Abtastschaltung, die nicht die Form des gesamten in die zusätzliche Wicklung induzierten Spannungsimpulses misst, sondern eine schmale Probe davon nimmt, vorzugsweise in der Nähe der Hinterkante des Impulses. Die Wirkung der oben erwähnten Spannungsspitze ist am geringsten nahe der Hinterkante des Impulses. Die Spannungsprobe wird zur Erzeugung einer Abbildspannung verwendet, die auf die gleiche Weise wie die oben beschriebenen Abbildspannungen Ua und Ub verwendet wird. Die Abtastschaltung erhöht natürlich die Komplexität, die Herstellungskosten und den Stromverbrauch der Anordnung. Des weiteren ist eine Lösung bekannt, bei der ein Stromintegrator zum Messen der Ausgangsspannung zu der Strombegrenzungsanordnung gemäß Fig. 2 hinzugefügt wird. Die beschriebenen Lösungen waren nicht geeignet, die nicht-lineare Abhängigkeit zwischen der Ausgangsspannung und dem Ausgangsstrom in einem Schaltnetzteil zu korrigieren, die sich typischerweise in einem scharfen Anstieg der Ausgangsspannung bei kleinem Ausgangsstrom manifestiert.
Ebenfalls bekannt ist ein als Burst-Steuerung bezeichnetes Verfahren, bei dem eine Abbildspannung (oben Ua und Ub) gemessen und mit einem Referenzwert verglichen wird. Wenn der gemessene Wert größer ist als der das erlaubte Maximum anzeigende Referenzwert, erdet ein Schmitt-Trigger das Gate des als Primärstromschalter funktionierenden MOSFET-Transistors, d. h. er schaltet den Transistor eine bestimmte Zeitspanne lang AUS, deren Länge von den Komponentenwerten bestimmt wird. Wenn die erzwungene Erdung des Transistor-Gates beendet ist, beginnt der Zyklus von neuem. Das Problem bei dieser Anordnung ist, dass wenn die erzwungene Erdung des Schalttransistors beendet ist, das Schaltnetzteil sofort mit hoher Leistung zu arbeiten beginnt und eine große Menge magnetischer Energie in den Transformator pumpt und scharfe Spannungsspitzen in der Spannung über der zusätzlichen Wicklung auslöst. Dies hat dieselbe Wirkung wie die Tatsache, dass die oben erwähnten Abbildspannungen Ua und Ub vom Ausgangsstrom des Schaltnetzteils abhängig sind: die Leerlaufspannung oder die Ausgangsspannung des Geräts nimmt bei kleinem Ausgangsstrom zu.
Es ist der Zweck der Erfindung, ein Verfahren und eine Schaltung zur Steuerung der Ausgangsspannung und des Ausgangsstroms eines Schaltnetzteils mit Kopplungen in seinem Primärteil zu schaffen, welche die oben beschriebenen Nachteile der älteren Technik vermeiden und zum Teil verringern.
Das Ziel der Erfindung wird erreicht durch Kombinieren der Operation eines Strommess- und Reglerkreises mit einer gleichzeitigen Operation eines Spannungsmess- und Reglerkreises, so dass eine Ausgleichsspannung generiert wird, welche die Änderung ausgleicht, die als Funktion des Ausgangsstroms des Schaltnetzteils im Betrieb des Spannungsmess- und Reglerkreises erscheint. Zur Realisierung des Ziels der Erfindung wird zudem eine Ausgleichskopplung vom Spannungsmess- und Reglerkreis zum Strommess- und Reglerkreis geschaffen, um die Variation der Referenzspannung auszugleichen, die in der Stromregelung als Funktion des Ausgangsstroms des Schaltnetzteils verwendet wird.
Das Verfahren nach der Erfindung, bei dem eine erste Referenzspannung und ein erstes Spannungssignal und Schaltimpulse zum Schalten des Primärstromschaltelements auf der Primärseite eines Schaltnetzteils generiert werden, ist dadurch gekennzeichnet, dass auch auf der Primärseite
- eine Kombination des ersten Spannungssignals und der ersten Referenzspannung erzeugt wird, und
- die Schaltimpulse zum Schalten des Primärstrom-Schaltelements auf der Basis dieser Kombination generiert werden.
Die Schaltung gemäß der Erfindung, die einen Steuerkreis auf der Primärseite zur Generierung der Schaltimpulse aufweist, ist dadurch gekennzeichnet, dass sie ferner auf der Primärseite Mittel zur Produktion einer Kombination der ersten Referenzspannung mit dem ersten Spannungssignal und zur Hinleitung dieser Kombination an den Steuerkreis zur Generierung der Schaltimpulse aufweist.
Während der Entwicklungsarbeit, die zu der Erfindung geführt hat, wurde entdeckt, dass sich durch die Kombination der Operation eines Stromregelkreises der älteren Technik mit der Operation eines Spannungsregelkreises der älteren Technik die Möglichkeit ergibt, mit geeigneten Kopplungen eine Spannung zu produzieren, deren Verhalten als Funktion des Ausgangsstroms des Schaltnetzteils besonders vorteilhaft ist und die deshalb dazu verwendet werden kann, eine gleiche, aber mit umgekehrtem Vorzeichen versehene Änderung im Spannungsregelkreis auszugleichen. Die Spannung wird zwischen den Klemmen eines "externen" Kondensators produziert, der zu einem Stromregelkreis der älteren Technik gehört; Generierung und Wert als Funktion des Ausgangsstroms des Schaltnetzteils werden weiter unten diskutiert.
Im weiteren wird die Erfindung unter Heranziehung bestimmter Ausführungsbeispiele als illustrative Beispiele und unter Bezugnahme auf die Zeichnungen detaillierter beschrieben:
Fig. 1 stellt Ausgangsstrom- und Ausgangsspannungsgrenzwerte in einem typischen bekannten Ladegerät dar, das für die Ladung einer seriell angeschlossenen Batterie mit NiCd-Zellen vorgesehen ist;
Fig. 2 ist ein Schaltplan eines bekannten Strombegrenzungskreises eins Schaltnetzteils;
Fig. 3 ist ein Schaltplan eines bekannten Strombegrenzungskreises eines Schaltnetzteils;
Fig. 3b ist eine modifizierte Version der in Fig. 3a dargestellten Kopplung;
Fig. 4 ist eine grafische Darstellung der drei gemessenen Spannungen Ua, Ub und UOUT als Funktion des Ausgangsstroms IOUT im Schaltnetzteil gemäß der Erfindung;
Fig. 5 ist eine grafische Darstellung einer gemessenen und berechneten Referenzspannung UOUT als Funktion des Ausgangsstroms IOUT im Schaltnetzteil gemäß der Erfindung;
Fig. 6 ist eine grafische Darstellung zweier gemessener Spannungen UOUT und Uext als Funktion des Ausgangsstroms IOUT im Schaltnetzteil gemäß der Erfindung;
Fig. 7a ist ein Schaltplan eines Ausführungsbeispiels der Erfindung;
Fig. 7b ist ein Blockdiagramm eines Teils der Fig. 7a;
Fig. 8 ist ein Blockdiagramm des gesamten in Fig. 7a dargestellten Ausführungsbeispiels;
Fig. 9 ist eine Aktivitätskurve, in der der Fluss von Signalen und Informationen und die Aktivitätssequenz im Schaltnetzteil gemäß der Erfindung dargestellt sind; und
Fig. 10 ist ein Schaltplan eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, bei dem die Mehrzahl der erforderlichen Komponenten in einem einzigen IC integriert sind.
Identische Teile werden in allen Figuren mit gleichen Bezugszeichen versehen.
Zunächst wird ein Batterieladegerät beschrieben, um die Möglichkeiten der Anwendung der Erfindung aufzuzeigen. Allerdings ist die Erfindung nicht auf die beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern kann - wie für einschlägige Fachpersonen ohne weiteres einsehbar - in allen Anwendung eingesetzt werden, in denen es darauf ankommt, die Ausgangsspannung und den Ausgangsstrom eines Schaltnetzteils mittels einer Schaltkreisanordnung im Primärteil zu begrenzen.
Das Verfahren und die Schaltung gemäß der Erfindung verwenden eine bekannte Impulsdauermodulatorsteuerung, die für Schaltnetzteile ausgelegt ist; diese Steuerung wird im weiteren nur als PWM-Schaltung bezeichnet, und soweit die Struktur der Erfindung betroffen ist, soll dieser Schaltkreis zum Steuerkreis des Leistungs-Feldeffekttransistors gehören, der als Primärstromschalter dient. Eine geeignete PWM-Schaltung ist SGS- Thomsons LM3524, doch entsprechende andere, bei einschlägigen Fachpersonen bekannte PWM-Schaltungen können ebenfalls verwendet werden. Dieselben Funktionen können auch unter Verwendung separater Komponenten implementiert werden. Folgende Teile und Funktionen in der PWM-Schaltung sind vom Standpunkt der Erfindung aus kennzeichnend:
- ein Differentialverstärker zum Vergleichen einer bestimmten gemessenen Spannung mit einer bestimmten Referenzspannung,
- ein Impulsgenerator, der auf der Grundlage eines Ausgangs von dem Differentialverstärker eine impulsdauermodulierte Schaltimpulssequenz zur Steuerung des Primärstromschalters im Schaltnetzteil produziert,
- ein Taktimpulsgenerator, der zu einer bestimmten Frequenz die Zeitgeberimpulse produziert, die zur Steuerung des Betriebs der gesamten Schaltkreisanordnung benötigt werden, wobei die bestimmte Frequenz in der Schaltung und dem Verfahren nach der Erfindung vorzugsweise annähernd 43 kHz ist.
Das Verfahren und die Schaltung gemäß der Erfindung verwenden einen Schaltnetzteil-Transformator, der vorzugsweise drei Wicklungen umfasst. Ein geeigneter Transformator ist beispielsweise der Scalcomp FM3750, es können aber auch andere Transformatoren verwendet werden, wenn die Komponentenwerte in der Schaltkreisanordnung leicht verändert sind.
Fig. 7a zeigt einen Schaltplan, in dem ein Ausführungsbeispiel der Schaltung gemäß der Erfindung dargestellt ist. Die Schaltung gemäß der Erfindung verwendet auf bekannt Art und Weise einen Leistungs-FET Q1, in der Folge FET genannt, um die Primärspannung und den Primärstrom in einem Schaltnetzteil zu unterbrechen. Der von dem FET Q1 zerhackte Primärstrom Ip fließt durch die Primärwicklung 11 im Transformator T1. Ein Strommesswiderstand Rs mit relativ geringem Widerstand ist in Serie geschaltet mit dem FET Q1, um den Primärstrom Ip ebenfalls durch den Strommesswiderstand Rs zu leiten. Ein Abstimmwiderstand R6 kann parallel zu dem Strommesswiderstand geschaltet werden, wie in dem in Fig. 7a dargestellten Ausführungsbeispiel, oder es können auch andere bekannte Methoden für die exakte Auswahl eines Werts für den Strommesswiderstand verwendet werden. Der Zweck dieses Strommesswiderstands Rs ist die Bestimmung der Intensität des Primärstroms Ip durch Messen des Spannungsverlustes über den Strommesswiderstand. Für die Messung wird ein Anschluss an einen Differentialverstärker A1 an einer Stelle zwischen dem FET Q1 und dem Strommesswiderstand Rs geschaffen. Vorzugsweise wird der Anschluss hergestellt über eine Spannungsteilerkopplung, bestehend aus den Widerständen R7 bis R10, so dass das erste Ende (R7) der Spannungsteilerkopplung zwischen dem FET Q1 und dem Strommesswiderstand Rs angeschlossen ist und das zweite Ende (R10) an die Eingangsspannung US des Schaltnetzteils. Der Anschluss von der Spannungsteilerkopplung R7-R10 an den positiven Eingang des Differentialverstärkers A1 wird vorzugsweise hergestellt an einem Punkt zwischen dem ersten R7 und dem zweiten R8-Widerstand der Spannungsteilerkopplung. Der Zweck der Spannungsteilerkopplung R7-R10 ist der Ausgleich von Störungen in der Messung, verursacht von Variationen in der Eingangsspannung US.
Der negative Eingang des Differentialverstärkers A1 ist an eine erste Referenzspannung Uext angeschlossen, welche die Spannung zwischen den Klemmen eines externen Kondensators Cext ist. Der Zweck des Differentialverstärkers A1 ist der Vergleich einer gemessenen Spannung, die proportional zu der Intensität des Primärstroms Ip ist, mit der ersten Referenzspannung. Der Ausgang des Differentialverstärkers A1 ist an einen Schaltkreis F1 angeschlossen, der die Torspannung des FET Q1 steuert. Wenn die vom Differentialverstärker A1 gemessene Spannung über den Strommesswiderstand Rs größer ist als die erste Referenzspannung Uext, sendet der Differentialverstärker A1 an den Schaltkreis F1 ein Signal, auf dessen Grundlage der Schaltkreis F1 den FET Q1 auf AUS schaltet.
Gemäß dem in Fig. 7a dargestellten Ausführungsbeispiel kann Die Schaltung gemäß der Erfindung vorzugsweise einen zweiten Differentialverstärker A3 enthalten, und die selbe Spannung proportional zu der Intensität des Primärstroms, die an den positiven Eingang des Differentialverstärkers A1 angeschlossen war, ist an den positiven Eingang des zweiten Differentialverstärkers A3 angeschlossen. Eine zweite Referenzspannung Uref2, die im Ausführungsbeispiel in Fig. 7a mit einem Spannungsteiler generiert wird, der an einer Stelle zwischen +5 V und dem Erdpotential die Widerstände R24 und R25 aufweist, ist an den negativen Eingang des zweiten Differentialverstärkers angeschlossen, dessen Zweck darin liegt, die Spannung proportional zu der Intensität des Primärstroms mit der zweiten Referenzspannung Uref2 zu vergleichen. Wenn die vom Differentialverstärker A3 gemessene Spannung über den Strommesswiderstand Rs größer als die zweite Referenzspannung Uref2 ist, sendet der Differentialverstärker A3 an den Schaltkreis F1 ein Signal, auf dessen Grundlage der Schaltkreis F1 den FET Q1 auf AUS schaltet. Der Zweck dieser Funktion liegt in der Verbesserung der Zuverlässigkeit der Schaltkreises in einer Situation, in der dier erste Referenzspannung Uext aus irgendeinem Grund die feste zweite Referenzspannung Uref2 übersteigt.
Als nächstes diskutieren wir den Wert der ersten Referenzspannung Uref und wie dieser bestimmt wird. Diese Spannung ist die Spannung zwischen den Klemmen eines sogenannten externen Kondensators Cext, und um Wirkung auf die Spannung auszuüben, umfasst die Schaltung gemäß der Erfindung einen gesteuerten Strompfad S1, Rc, der dazu verwendet werden kann, eine Entladungskopplung zwischen den Klemmen des Kondensators zu produzieren, indem er den Schalter S1 leitend macht. Die Schaltung gemäß der Erfindung enthält zudem eine konstante Stromversorgung 14 zur kontinuierlichen Ladung des externen Kondensators Cext mit einem Konstantstrom Y. Vom Standpunkt der Erfindung aus ist es essentiell, dass die Spannung Uext als Funktion des Ausgangsstroms IOUT des Schaltnetzteils bestimmt wird, und sie kann theoretisch berechnet werden durch die Annahme, dass die Leitungszeit tS des Schalters S1 linear abhängig ist von der Leitungszeit tD der Diode D1 im Sekundärteil des Schaltnetzteils. Weiter oben wurde bei der Beschreibung der älteren Technik, wo ein Hinweis auf Fig. 2 erfolgte, eine ähnliche Verbindung zwischen den Leitungszeiten tS und tD hergestellt, dort allerdings unter der Annahme, dass als Ergebnis der Wirkung eines zusätzlichen Schaltkreises 10 und eines Steuerkreises F1 die Zeiten tS und tD identisch sind. Die hier angesetzte lineare Abhängigkeit ist eine realistischere Annahme.
Nach einem bekannten Induktionsgesetz gilt
wobei UOUT ist die Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils, UD ist der Spannungsverlust über die Diode D1, LS ist die Induktanz der Sekundärwicklung, S ist der Spitzenwert des Sekundärstroms und tD ist die Leitungszeit der Diode D1. Die Gleichung 1 ist nur dann exakt richtig, wenn die Konstantstromlast Ia gleich Null ist. Bei der Berechnung des Zusammenhangs zwischen dem Spitzenstrom S und dem Ausgangsstrom IOUT des Schaltnetzteils kann eine Annäherung vorgenommen werden, wenn die Wirkung einer an die zusätzliche Wicklung 13 angeschlossenen Konstantstromlast berücksichtigt wird, indem dem Ausgangsstromglied IOUT ein konstantes Glied
hinzugefügt wird, wobei na und ns die Anzahl der Windungen der zusätzlichen und der sekundären Wicklung sind und Ia die Intensität der Konstantstromlast ist, d. s. 10 mA im Ausführungsbeispiel der Fig. 7a. Der Zusammenhang zwischen dem Spitzenstrom S und dem Ausgangsstrom IOUT des Schaltnetzteils ist gegeben durch
wobei RO ist der Widerstand eines Ausgangswiderstands (Nebenschlusswiderstand) RO und T ist die Zykluszeit des Schaltnetzteils oder der Kehrwert der Betriebsfrequenz, hier als Konstante angenommen. Auch sind UOUT und RO im wesentlichen konstant, also ist in Gleichung 2 die Zeit tD nur vom Strom IOUT abhängig. Durch die Auflösung für den Spitzenstrom S erhalten wir
und durch Einsetzen dieses Ausdrucks in die Gleichung 1 erhalten wir nach einer kleinen Manipulation
für die Leitungszeit der Diode D1. Für die Spannung zwischen den Klemmen des externen Kondensators erhalten wir
wobei RC und IC sind der Entladestrompfadwiderstand und der Ladestrom gemäß Fig. 7a und tS ist die Leitungszeit des Schalters S1. Weiter oben wurde erwähnt, dass eine lineare Abhängigkeit angenommen wird zwischen den Leitungszeiten tS und tD oder dass
ts = κtd + τ
wobei κ und τ Konstanten sind. Wenn wir die Ergebnisse der Gleichungen 5, 6 und 7 kombinieren, erhalten wir
für die Spannung Uext zwischen den Klemmen des externen Kondensators Cext Eine Labormessung wurde durchgeführt, um die Werte der Konstanten κ und τ zu bestimmen, wobei die Konstantenwerte bei einer Wahrscheinlichkeit von über 99% in einer Serie von über 30 Messungen bestimmt wurden als
κ = 0,9900 τ = 1,300 usek (9)
Das Verhaften der Spannung Uext als Funktion des Ausgangsstroms IOUT des Schaltnetzteils, berechnet auf der Grundlage der Gleichung S. wird in Fig. 5 dargestellt ("calc."). Aus Vergleichsgründen zeigt die Figur auch eine gemessene Spannung Uext ("meas.") für eine reale Schaltung gemäß der Erfindung.
Zur Steuerung des Schalters S1 auf die oben beschriebene Weise enthält Die Schaltung gemäß der Erfindung Mittel zur Feststellung der Zeitpunkte, zu denen die Entmagnetisierung des Transformators T1 in einem Zyklus beginnt und endet. Unten wird die Struktur und der Betrieb dieser Mittel in dem in Fig. 7a dargestellten Ausführungsbeispiel beschrieben.
Die Entmagnetisierung beginnt in dem Augenblick, wenn FET Q1 auf AUS geschaltet wird. Die Information darüber wird einem Entmagnetisierungszeit-Simulationsblock 16 einfach mit einer Verbindung von der Gegenspannung der in einem Steuerkreis F1 generierten Torspannung von FET Q1 zugeführt. Die Erfassung des Endes der Entmagnetisierung ist schwieriger, weshalb eine zusätzliche Wicklung 13 im Transformator im Ausführungsbeispiel der Fig. 7a eine Spannung produziert, deren Form der Form der Spannung der Sekundärwicklung 12 entspricht. Wenn Energie, die während eines Zyklus im Magnetfeld des Transformators gespeichert ist, entladen wurde, hört die Diode D1 im Sekundärteil zu leiten auf, was zu einem Abfallen der Induktionsspannung in allen drei Wicklungen 11, 12 und 13 führt. Die Energie, die in den Kapazitäten der Wicklungen und in den inneren Kapazitäten des FET Q1 gespeichert ist, wird entladen, woraus eine gedämpfte Spannungsschwingung in den Wicklungen resultiert. Die erste Spannungsschwingung wird in der zusätzlichen Wicklung 13 als negativ erfasst und zu einem Detektor befördert, der im Ausführungsbeispiel der Fig. 7a eine Differentialverstärkerkopplung 15 ist. Auf der Grundlage der Erfassung generiert sie ein Signal, das zu dem Entmagnetisierungszeit- Simulationsblock 16 übertragen wird.
Auf der Grundlage der Anfangs- und Endsignale generiert der Entmagnetisierungszeit-Simulationsblock die Zeitgeberimpulse, die benötigt werden für die Steuerung des Schalters S1 wie oben beschrieben. Dann wird die erste Referenzspannung Uext über dem Kondensator Cext generiert.
Fig. 7b zeigt ein partielles Blockdiagramm des Ausführungsbeispiels der Fig. 7a, in dem die Generierung von FET-FET Q1-Schaltimpulsen im Steuerkreis F1 dargestellt ist. Das Element, welches die Länge des Schaltimpulses bestimmt, ist ein logisches NOR-Gate 20, dargestellt in der Mitte der Fig. 7b, welches in den Schaltkreis F1 im Ausführungsbeispiel der Fig. 7a enthalten ist. Sein Ausgang ist auf Logikstufe 0, wenn mindestens einer seiner drei Eingänge sich auf Logikstufe 1 befindet. Die Eingänge sind eine impulszeitmodulierte Schaltimpulsfolge von einer PWM-Schaltung 3524, ein invertierter Ausgang Q von einem Flipflop-Schaltkreis F2 und ein Ausgang vom Entmagnetisierungszeit-Simulationskreis 16, worin die Logikstufe 1 der Leitungszeit tS des (in Fig. 7b nicht dargestellten) Schalters S1 entspricht. Zu Beginn des Zyklus stellt die Anstiegsflanke eines Taktimpulses den Wert des invertierten Ausgangs Q des Flipflop-Schaltkreises F2 auf 0, und gleichzeitig wird in der pulszeitmodulierten Schaltimpulsfolge ein Stufe-0- Impuls gestartet. Wenn das Schaltnetzteil normal betrieben wird und nicht auf Dauerbetrieb übergeht, ist der Schalter S1 zu Beginn des Zyklus nichtleitend und deshalb ist das Niveau auch am Ausgang des Entmagnetisierungszeit-Simulationskreises 16 Null. Als Ergebnis der logischen NOR-Funktion schaltet das Tor 20 den FET Q1 durch den Steuerkreis 21 in leitenden Zustand. Wenn der Impuls von der PWMSchaltung 3524 auf das Niveau 1 steigt oder wenn einer der Strommessverstärker A1, A3 feststellt, dass der Primärstrom seinen Spitzenwert erreicht hat und den Flipflop-Schaltkreis F2 zurücksetzt, empfängt das logische NOR-Gate 20 einen Stufe-1-Eingang und schaltet FET Q1 mit dem Steuerkreis 21 in den nichtleitenden Zustand. Das zuerst stattfindende Ereignis beendet also die Leitung des FET Q1.
Es ist möglich, insbesondere wenn die Ausgangsspannung relativ niedrig ist, dass ein Sperrwandler-Schaltnetzteil im sogenannten Dauerbetrieb zu arbeiten beginnt. Dies kann beispielsweise infolge eines Kurzschlusses zwischen Ausgangsklemmen passieren, oder wenn eine völlig entladene Batterie an das Ladegerät angeschlossen wird. Dauerbetrieb bedeutet, dass der Transformators T1 nicht völlig entmagnetisiert ist, wenn FET Q1 zurück auf EIN geschaltet wird. Bei Systemen der älteren Technik kann dies zu sehr hohen Primär- und Sekundärströmen führen und so die Komponenten oder Leiter beschädigen. Außerdem funktioniert im Dauerbetrieb der oben beschriebene Strombegrenzungsalgorithmus nicht richtig. Indem ein Ausgang vom Entmagnetisierungszeit-Simulationskreis 16, in dem die Logikstufe 1 der Leitungszeit tS des Schalters S1 entspricht, auf die oben beschriebene Weise als Eingang an das NOR-Gate 20 gebracht wird, ist eine Begrenzung des Dauerausgangsstroms möglich, doch damit die Schaltung gemäß der Erfindung das Schaltnetzteil vollständig daran hindert, in den Dauerbetrieb überzugehen, enthält sie einen Anti- Dauerbetriebsblock 17, der im weiteren als ACM-Block bezeichnet wird. In der Folge wird die Struktur und die Betriebsweise dieses Blocks in dem in Fig. 7a und 8 dargestellten Ausführungsbeispiel beschrieben.
Der Beginn des Zyklus, also das Schalten des FET Q1 auf EIN, findet an der Anstiegsflanke des Taktimpulses statt, der den Betrieb des Systems steuert. Im Ausführungsbeispiel von Fig. 7a bis 8 wird der Taktimpuls von einem geeigneten Block in der PWM-Schaltung 3524 generiert. Würde sich das Netzteil im Dauerbetrieb befinden, würde die Anstiegsflanke des Taktimpulses während der Leitungszeit tD der Diode D1 im Sekundärteil vorkommen, die der Leitungszeit tS des Schalters S1 entspricht, und dies unter der Annahme, dass zwischen den genannten Leitungszeiten keine Verzögerung stattfindet. Der in der Schaltung gemäß der Erfindung verwendete ACM-Block 17 enthält ein logisches AND-Gate, das im Ausführungsbeispiel der Fig. 7a ein PNP-Transistorpaar 18 und die Widerstände R20 bis R23 umfasst und dessen Eingänge diesen Taktimpuls ausmachen, der den Betrieb des Systems und die Torspannung des Schalttransistors S1 steuert. Eine positive Torspannung bedeutet natürlich, dass der Schalttransistor S1 leitend ist. Das logische AND-Gate 18, R20- R23 gibt ein Ausgangssignal "1" ab, d. h. ein positives Spannungssignal, wenn der Taktimpuls gleichzeitig mit der positiven Torspannung oder der Leitungszeit tS des Schalttransistors S1 positiv ist. Der Ausgang des logischen AND-Gates ist mit dem Schalter S2 verbunden, der vorteilhafterweise ein Transistor ist, wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 7a, in welchem Fall der Ausgang so angeschlossen ist, dass er als seine Torspannung dient. Zwischen dem Gate des Transistors S2 und dem Erdpotential ist ein relativ großer Widerstand vorhanden, so dass ein positiver Torspannungsimpuls den Transistor eine ausreichende Zeit lang leitend erhält.
Wenn sich der Schalter S2 in leitendem Zustand befindet, scham er einen Strompfad zwischen den Klemmen eines externen Kondensators Cext, Dieser Strompfad umfasst vorteilhafterweise einen Reihenwiderstand, den Widerstand RACM in Fig. 7a, dessen Widerstandswert ein Mittel zur Steuerung des Kondensatorentladeeffekts des Strompfads bereitstellt. Wenn das logische AND-Gate 18, R20-R23 ein positives Signal abgibt, verliert der Kondensator Cext seine Ladung durch den Strompfad S2, RACM, wofür ein Differentialverstärker A1 an den Steuerkreis F1 ein Signal sendet, welches das AUS-Schalten des FET Q1 gemäß dem oben beschriebenen Funktionsprinzip auslöst. Struktur und Betriebsweise des oben beschriebenen ACM-Blocks 17 haben den Vorteil, dass der Block auf gewisse Weise "der Zeit voraus" ist, was bedeutet, dass er mit der Begrenzung der EIN-Zeit des FET Q1 beginnt, bevor das Schaltnetzteil in den Dauerbetrieb ginge. Dies ist zurückzuführen auf die Tatsache, dass das Signal, welches als zweiter Eingang in den ACM-Block 17 genommen wird, welches die Leitungszeit tS des Schalters S1 darstellt und welches mit dem Taktimpuls verglichen wird, der den Beginn des nächsten Zyklus markiert, aufgrund von Verzögerungen im Schaltkreis geringfügig hinter der Leitungszeit tD der Diode D1 zurückliegt.
Als nächstes wird die Begrenzung der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils in einem Verfahren und einer Schaltung gemäß der Erfindung diskutiert. Die zusätzliche Wicklung 13 in Transformator T1 wird auch für diesen Zweck eingesetzt. In dem Verfahren und der Schaltung gemäß der Erfindung wird eine Abbildspannung für die Ausgangsspannung UOUT des Schaltnetzteils generiert, wofür ein in Fig. 3b dargestelltes Verfahren verwendet wird, das auf der offensichtlichen Weiterentwicklung eines bekannten Verfahrens basiert, welches weiter oben in Zusammenhang mit der älteren Technik beschrieben wurde. Die Abbildspannung wird generiert unter Verwendung eines Tiefpassfilters, das im Ausführungsbeispiel der Fig. 7a eine Kopplung des Widerstands R5 und des Kondensators C3 in Serie geschaltet und eine mit dieser Kopplung verbundene Diode D3 umfasst. Der Tiefpassfilter R5, C3 ist parallel geschaltet mit der zusätzlichen Wicklung 13, um die Wirkung plötzlicher, in die zusätzliche Wicklung induzierter Spannungszacken zu eliminieren. Die Anode der Diode D3 ist in der Mitte des Tiefpassfilters zwischen Widerstand R5 und Kondensator C3 angeschlossen, und ihre Kathode ist via Kondensator C4 an das Erdpotential angeschlossen. Die Kathode der Diode D3, gekennzeichnet als B, weist also eine Abbildspannung Ub auf, deren Verhalten als Funktion des Ausgangsstroms IOUT des Schaltnetzteils in Fig. 4 grafisch dargestellt ist.
Allerdings wird in dem Verfahren und der Schaltung gemäß der Erfindung die Abbildspannung Ub nicht direkt auf den Differentialverstärker übertragen, der den Betrieb der PWM-Schaltung steuert, wie oben beschrieben in Zusammenhang mit der Diskussion über die ältere Technik und die darauf bezogene offensichtliche Entwicklung bezugnehmend auf Fig. 3b. Gemäß der Erfindung wird von der Abbildspannung Ub und der oben erwähnten ersten Referenzspannung UOUT als Funktion des Ausgangsstroms IOUT des Schaltnetzteils eine lineare Kombination produziert, da diese beiden Spannungen einer Änderung unterzogen werden, die im wesentlichen gleich, aber mit unterschiedlichen Vorzeichen versehen ist. In dem Ausführungsbeispiel der Fig. 7a wird die lineare Kombination unter Verwendung eines Widerstandsnetzwerks mit zwei Eingängen produziert, das die Widerstände R11 bis R14 umfasst. Die Widerstände R11 und R12 konstituieren einen Serienanschluss, welcher der Serienwiderstand des ersten Eingangs ist und durch den die Abbildspannung Ub an das Widerstandsnetzwerk angeschlossen ist. Der Widerstand R13 ist der Serienwiderstand des zweiten Eingangs, durch den die erste Referenzspannung Uext mit dem Widerstandsnetzwerk verbunden ist. Die Enden der Serienwiderstände des ersten Eingangs und des zweiten Eingangs sind an der Stelle C miteinander verbunden, und der Widerstand R14 ist mit dem Erdpotential durch diesen Punkt verbunden. Die Spannung U&sub1; an Punkt C ist eine lineare Kombination der Spannungen Uext und Ub, oder
U&sub1; = mUb + nUext, (10)
wobei die Konstanten m und n von den Widerständen R11 bis R14 abhängig sind. Das Ausführungsbeispiel der Fig. 7a umfasst auch einen Verstärker A5, deren Verstärkung vorteilhafterweise 1 ist und dessen Zweck darin liegt, die Spannungssignale an einer Rückverbindung von Punkt C auf das Stromregulierungssystem zu hindern, welches oben beschrieben wurde und welches auf der Spannung über dem externen Kondensator Cext beruht. Die Spannung U&sub1; wird an einen Differentialverstärker A4 übertragen, der den Betrieb der PWM-Schaltung steuert und der im Ausführungsbeispiel der Fig. 7a in der PWM-Schaltung 3524 enthalten ist. Der Verstärker A4 vergleicht die Spannung U&sub1; mit einer dritten Referenzspannung Uref3, die von einem Spannungsteiler generiert wird, der die Widerstände R15 und R16 umfasst. Die PWM-Schaltung 3524 verwendet das Ausgangssignal des Differentialverstärkers zur Steuerung des Impulsverhältnisses bei der Generierung der FET-Q1-Schaltimpulse, die auf den Steuerkreis F1 übertragen werden. Dies ist die normale Operation einer bekannten, handelsüblichen PWM-Schaltung und wird deshalb hier nicht näher ausgeführt.
Zusätzlich zu den oben beschriebenen Teilen umfasst das Ausführungsbeispiel der Schaltung gemäß der Erfindung, wie in Fig. 7a dargestellt, andere Teile, die bekannt sind, deren Operation aber auf die Stabilisierung der Ausgangseigenschaften des Schaltnetzteils bezogen ist und die deshalb im folgenden beschrieben werden. Zur Begrenzung der ersten Referenzspannung Uext unter einen bestimmten Maximalwert wird eine Begrenzerschaltung verwendet, die einen PNP-Transistor Q2 und die Widerstände R17 und R18 umfasst. Die Widerstände konstituieren eine Spannungsteilerkopplung zwischen dem +5 V-Potential und Erdpotential, und es besteht eine Verbindung von einem Punkt zwischen denselben zu der Basis des Transistors Q2. Der Emitter des Transistors Q2 ist an die positive Seite des externen Kondensators Cext abgeschlossen, und sein Kollektor an das Erdpotential.
Das Ausführungsbeispiel der Fig. 7a enthält auch eine Ausgleichskopplung R19 mit relativ hohem Widerstand, die zwischen Punkt B (Kathode der Abbildspannungsgleichrichterdiode oder der Punkt, an dem die Abbildspannung Ub erscheint) und der positiven Seite des externen Kondensators Cext angeschlossen ist. In der mathematischen Diskussion der ersten Referenzspannung Uext wurde weiter oben ins Treffen geführt, dass keine Verzögerung im Schaltkreis zwischen der Diode D1 der Sekundärseite und dem Schaltbetrieb des Schalters S1 walte. In Wahrheit waltet immer eine kleine Verzögerung zwischen diesen, weshalb die Leitungszeit tS des Schalters S1 bei hoher Ausgangsspannung des Schaltnetzteils ein wenig zu hoch ist, was zur Folge hat, dass der Ausgangsstrom IOUT zunimmt, wenn die Ausgangsspannung UOUT abfällt. Wenn eine zu der Ausgangsspannung UOUT proportionale Spannung zur Erzeugung einer kleinen zusätzlichen Ladung im Kondensator Cext verwendet wird, ist eine Kompensation der Kondensator-Überentladung möglich, die von der übermäßigen Leitungszeit des Schalters S1 bei hoher Ausgangsspannung UOUT verursacht wird. Die Abbildspannung Ub ist geeigneter Weise proportional zu der Ausgangsspannung, weshalb durch Anordnung einer Ausgleichskopplung mit relativ hohem Widerstand von ihr zum Kondensator Cext in der oben beschriebenen Weise ein Stabilisierungseffekt erzielt wird.
In den Beschreibungen oben, und insbesondere in Fig. 7a, wurde die Schaltung gemäß der Erfindung als Ganzes betrachtet, das aus getrennten Einzelkomponenten zusammengesetzt ist. Allerdings herrscht in der modernen Elektronik eine starke Tendenz zur Integration, bei der alle anwendbaren Komponenten innerhalb eines einzigen integrierten Schaltkreises (IC) realisiert werden. Fig. 10 zeigt ein Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung, bei dem die meisten Komponenten und Blöcke, die in Fig. 7a und 8 als getrennt dargestellt sind, als gemeinsamer, anwendungsspezifischer integrierter Schaltkreis (ASIC) realisiert sind. Aus Verständnisgründen wurden einige der Verbindungen darstellenden Linien in Fig. 10 weggelassen, und viele der Komponentengrupen sind nur als funktionale Blöcke dargestellt, aber im Prinzip ist die Struktur und Operation der Kopplung die gleiche wie im Ausführungsbeispiel der Fig. 7a. In Fig. 10 sind Komponenten, die in der ASIC nicht enthalten sind, entweder zu groß dafür, oder sie sollen einfach ersetzbar sein, damit die Schaltungseigenschaften je nach Verwendung geändert werden können. Das in Fig. 10 dargestellte Ausführungsbeispiel dient lediglich illustrativen Zwecken und ist in keinem Fall die einzige mögliche ASIC-Implementierung des Verfahrens und der Schaltung gemäß der Erfindung. Für einschlägige Fachpersonen ist es offensichtlich, dass im Geltungsbereich der unten aufgeführten Patentansprüche viele unterschiedliche ASIC-Anwendungen realisiert werden können.
Weiter oben wurde die Verwendung des Verfahrens und der Schaltung gemäß der Erfindung in einer Situation beschrieben, in der der Transformator des Schaltnetzteils drei Wicklungen umfasst. Allerdings können das Verfahren und die Schaltung gemäß der Erfindung mit geringfügigen Modifikationen auch unter Verwendung eines Zwei-Spulen- Transformators implementiert werden. Die Entmagnetisierungsinformationen und die Generierung der Abbildspannung finden dann in einem Schaltkreis statt, der direkt parallel mit der Primärwicklung verbunden ist. Die Zweispulenlösung erfordert bestimmte Sicherheitsmassnahmen, um zu verhindern, dass die hohe Primärenergie direkt mit der Entmagnetsisierungsinformation verbunden wird, und außerdem Abbildspannungskreise, die für kleine Signale dimensioniert sind. In einem ASIC-Schaltkreis bedeutet das, dass innerhalb des Schaltkreises eine größere Anzahl relativ breiter Isolierzonen vorhanden sein muss, die allerdings Platz brauchen, weshalb das oben diskutierte Ausführungsbeispiel als derzeit besser betrachtet wird. Auf jeden Fall ist es möglich, das Verfahren gemäß der Erfindung auf ein Schaltnetzteil mit einem Zweispulentransformator anzuwenden.
Als nächstes wird ein Verfahren gemäß der Erfindung zur Steuerung der Ausgangseigenschaften eines Schaltnetzteils unter Bezugnahme auf Fig. 9 und ohne direkte Bezugnahme auf ein bestimmtes physisches Ausführungsbeispiel diskutiert. Das Verfahren umfasst mehrere gleichzeitig angewendete Operationen, weshalb es nicht möglich ist, es in zeitlicher Abfolge zu beschreiben.
In dem Verfahren gemäß der Erfindung, wie es in Fig. 9 dargestellt ist, werden sämtliche Maßnahmen umgesetzt, die oben in Zusammenhang mit den Beschreibungen der physischen Ausführungsbeispiele beschrieben sind. Rechteckige Kästchen stellen funktionale Schritte des Verfahrens dar, und Bezeichnungen in ovalen Rahmen erklären die Art und Bedeutung der in Form von Signalen oder Impulsen übertragenen Informationen.
In dem Verfahren gemäß der Erfindung umfasst die Begrenzung des Ausgangsstroms mindestens folgende Schritte:
- der durch das Primärstrom-Schaltelement oder Leistungs-FET fließende Strom wird gemessen 100 und das Messergebnis in einen Spannungswert konvertiert;
- eine erste Refererfzspannung wird generiert 101 auf der Grundlage der Informationen 102 über den Anfang und das Ende der Entmagnetisierung,
- der Spannungswert, welcher den Strom durch das Schaltelement repräsentiert, wird mit der ersten Referenzspannung verglichen 103; und
- das Ergebnis aus dem Vergleich wird zur Dimensionierung der Primärstromschaltsteuerimpulse verwendet, so dass wenn der Spannungswert, welcher den Strom durch das Schaltelement repräsentiert, anzeigt, dass der Strom einen bestimmten Grenzwert überschreitet, die Steuerimpulse verkürzt 104 werden, um den Strom zu verringern.
Zusätzlich kann die Begrenzung des Ausgangsstroms folgende Schritte umfassen:
- die erste Referenzspannung wird ausgeglichen mit einem kleinen Ausgleichsignal 105, dessen Größe proportional zu einer von der Sekundärspannung des Schaltnetzteils generierten Abbildspannung ist;
- die erste Referenzspannung wird des weiteren ausgeglichen durch Änderung ihres Werts, so dass wenn die Gleichzeitigkeit von Taktimpuls 110 und Entmagnetisierungszeitsignal 102 anzeigt 111, dass das Schaltnetzteil im Begriffe ist, in den Dauerbetrieb überzugehen, der Wert der ersten Referenzspannung so geändert 106 wird, dass sie die Verkürzung der Schaltimpulse des Schaltelements bewirkt;
- die erste Referenzspannung wird des weiteren ausgeglichen mit einem Begrenzer-Schaltkreis, der sie unter einen bestimmten (in Fig. 9 nicht dargestellten) Maximalwert begrenzt, und
- der Spannungswert, der den Strom durch das Schaltelement repräsentiert, wird verglichen mit einer festen zweiten (in Fig. 9 nicht dargestellten) Referenzspannung, und das Ergebnis des Vergleichs wird auf dieselbe Weise verwendet wie das Ergebnis des ersten Vergleichs.
In dem Verfahren gemäß der Erfindung umfasst die Steuerung der Schaltnetzteil-Ausgangsspannung mindestens folgende Schritte:
- eine Abbildspannung wird generiert 107, die der Spannung der Sekundärwicklung im Schaltnetzteil entspricht;
- eine Kombination wird produziert 108 aus der Abbildspannung und der ersten, oben erwähnten Referenzspannung, und
- eine impulsdauermodulierte Impulsfolge wird produziert 109 auf der Grundlage der erwähnten Kombination, um das Primärstrom-Schaltelement zu schalten.
In dem Verfahren gemäß der Erfindung kann die Steuerung der Schaltnetzteil-Ausgangsspannung ferner folgende Schritte umfassen:
- die Abbildspannung wird ausgeglichen durch Entfernung unerwünschter Phänomene, wie beispielsweise plötzlicher Spannungszacken, und
- die lineare Kombination wird mit einer dritten Referenzspannung verglichen, um eine pulsdauermodulierte Impulsfolge zu produzieren 109.
Das Verfahren und die Schaltung gemäß der Erfindung sind geeignet für die Produktion einer sehr stabilen Schaltnetzteil- Ausgangsspannung UOUT als Funktion des Ausgangsstroms IOUT, wie aus der Fig. 6 ersichtlich ist, die aus Vergleichsgründen auch die erste Referenzspannung Uext über den Kondensator Cext zeigt. Die Lösung ist sehr einfach, was operative Zuverlässigkeit, geringe Herstellungskosten und einen guten Durchsatz in der Massenproduktion mit sich bringt. Das Verfahren und die Schaltung gemäß der Erfindung eliminieren die Notwendigkeit von Sandwich-Transformatoren oder anderweitig komplexer induktiver Elemente, und die Schaltung benötigt keine opto-isolierte Verbindungen zwischen der Primär- und der Sekundärseite.

Claims

1. Schaltkreis zur Steuerung des Ausgangsstroms und der Ausgangsspannung in einer Schaltstromversorgung, umfassend einen Transformator (T1), der mit primären und sekundären Wicklungen (11, 12) ausgerüstet ist, durch welche Energie von der primären zu der sekundären fließt, und mit einer zusätzlichen zweiten Wicklung (13), und mit einem ersten Schaltelement (Q1) auf der Primärseite zur Unterbrechung des Primärstroms (Ip), der durch die Primärwicklung (11) des Transformators fließt,

- einen Steuerkreis (F1) zur Regulierung der Ausgangsspannung der Stromversorgung mittels Pulsweitenmodulierung durch Anpassung der Pulsrate der Schaltimpulse des ersten Schaltelements (Q1),

- wobei der Schaltkreis (F1) mit dm ersten Schaltelement (Q1) und der zusätzlichen Wicklung (13) verbunden ist;

- Mittel (14, S1, Cext), die mit dem Steuerkreis (F1) verbunden sind, um eine erste Referenzspannung (Uex) zu erzeugen, die mit dem sekundären Ausgangsstrom IOUT variiert,

- Mittel (R5, D3, C3, C4), die mit der selben zusätzlichen Wicklung (13) verbunden sind, um ein erstes Spannungssignal (Ub) zu erzeugen, das eine Wellenspannung der in die zweite Wicklung (12) induzierten Spannung darstellt,

- Mittel (R11-R14) zur Erzeugung einer Spannung als lineare Kombination der ersten Referenzspannung (Uext) und des ersten Spannungssignals (Ub) zum Ausgleich ihrer Gegenänderung, abhängig vom Ausgangsstrom, und zur Verwendung der Kombinationsspannung zur Kontrolle des Kreises (F1), um die Schaltimpulse zu erzeugen.

2. Schaltkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er zur Erzeugung der Kombinationsspannung ein Doppeleingangs- Widerstandsnetz (R11-R14) umfasst, worin die erste Referenzspannung (Uext) mit dem ersten Eingang und das erste Spannungssignal (Ub) mit dem zweiten Eingang verbunden ist.

3. Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass er Mittel (R5; R7-R10) zum Messen des Stromes umfasst, der durch das erste Schaltelement (Q1) fließt und für die Umwandlung desselben in ein zweites Spannungssignal.

4. Schaltkreis nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass er Mittel (A1) umfasst zum Vergleich des zweiten Spannungssignals mit der ersten Referenzspannung (Uext) und zur Verwendung des Signals, das das Ergebnis des Vergleichs darstellt, zur Kontrolle des Steuerkreises (F1).

5. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er Mittel (17) zur Verhinderung eines Dauerbetriebs der Schaltstromversorgung umfasst.

6. Schaltkreis nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass er auf der Sekundärseite eine sekundäre Diode (D1) umfasst und dass die Mittel (17) zur Verhinderung eines Dauerbetriebs der Schaltstromversorgung ein Vergleichselement (18) zum Vergleich des Signals umfassen, welches die Leitung der Sekundärdiode (D1) anzeigt, wobei das Taktsignal den Betrieb des Schaltkreises steuert.

7. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er Mittel (R19) zur Bereitstellung eines Ausgleichssignals zwischen dem ersten Spannungssignal (Ub) und dem ersten Referenzsignal (Uext) aufweist.

8. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er Mittel (R24, R25, A3) zur Erzeugung einer zweiten Referenzspannung (Uref2) und für den Vergleich des zweiten Spannungssignals mit der zweiten Referenzspannung (Uref2) und zur Verwendung des Signals, welches das Ergebnis aus dem Vergleich darstellt, zur Kontrolle des Steuerkreises (F1) umfasst.

9. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er Mittel (R7-R10) zur Eliminierung von Störungen, die von Variationen in der Eingangsspannung verursacht werden, aus dem Ergebnis der Messung des Stroms (Ip), der durch das erste Schaltelement (Q1) fließt, umfasst.

10. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er Mittel (A5) umfasst zur Verhinderung einer Rückkopplung von dem Teil, wo die Kombination generiert wird, zu dem Teil, wo die erste Referenzspannung (Uext) generiert wird.

11. Schaltkreis nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass er Mittel (Q2, R17, R18) zur Beschränkung der ersten Referenzspannung (Uext) unter einen bestimmten Maximalwert umfasst.

12. Verfahren zur Steuerung des Ausgangsstroms und der Ausgangsspannung einer Schaltstromversorgung, bei dem Energie mittels eines Transformators von der Primär- auf die Sekundärseite übertragen wird, ein Schaltelement auf der Primärseite geschaltet wird und die Ausgangsspannung mittels Änderung der Pulsrate der Schaltimpulse des Schaltelements gesteuert wird, und worin, auf der Primärseite der Schaltstromversorgung

- eine erste Referenzspannung, die proportional mit dem sekundären Ausgangsstrom IOUT variiert, erzeugt und in einen Schaltkreis (F1) eingespeist wird,

- ein erstes Spannungssignal, das eine in die zweite Wicklung (12) induzierte Wellenspannung darstellt, von der zusätzlichen Wicklung (13 erzeugt wird,

- einer Spannung als lineare Kombination des ersten Spannungssignals und der ersten Referenzspannung zum Ausgleich ihrer Gegenänderung, abhängig vom Ausgangsstrom, erzeugt wird, und

- auf der Grundlage der Kombinationsspannung die Schaltimpulse erzeugt werden, um das Primärstromschaltelement zu schalten.

13. Verfahren nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Kombinationsspannung mit einer dritten Referenzspannung verglichen wird, um die Schaltimpulse zu erzeugen.

14. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass darin der Primärstrom der Schaltstromversorgung gemessen wird, das Messergebnis mit der ersten Referenzspannung verglichen wird und das Ergebnis dieses Vergleichs zur Steuerung des Schaltelements verwendet wird.

15. Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass wenn der Vergleich anzeigt, dass der Primärstrom über einem bestimmten Maximalwert liegt, die Schaltimpulse des Schaltelements verkürzt werden.

16. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass Informationen über die Start- und Endzeiten der Entmagnetisierung des Transformators in der Schaltstromversorgung erzeugt werden und auf der Grundlage dieser Informationen das erste Spannungssignal erzeugt wird und dieses erste Spannungssignal die Sekundärspannung des Schaltstromversorgungs-Transformators darstellt.

17. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 16, dadurch gekennzeichnet, dass wenn die Schaltstromversorgung im Begriffe ist, in den Dauerbetrieb zu gehen, der Wert der ersten Referenzspannung geändert wird, so dass die Schaltimpulse des Schaltelements verkürzt werden.

18. Verfahren nach einem der Ansprüche 12 bis 17, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen der Erzeugung des ersten Spannungssignals und der Erzeugung der Kombinationsspannung das erste Spannungssignal so geformt wird, dass eine bessere Abstimmung zwischen diesem und der Sekundärspannung hergestellt wird.

19. Verfahren nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet, dass die Formung als Tiefpass realisiert wird.

20. Verfahren nach einem der Ansprüche 16 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass die Informationen über das Ende der Transformatorentmagnetisierung produziert werden durch einen Vergleich der Spannung über einer Wicklung des Transformators mit einer Dauerspannung.