JPS6399767A - フライバツクコンバ−タ - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概要〕 フライバックコンバータのメイントランスに三次巻線を
設け、この三次巻線に誘起する電圧を積分し、その積分
値が所定値以上となった時に、メイントランスの一次巻
線をオン、オフ制御するスイッチング素子のオン期間を
制限し、過電流保護を行うものである。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、整流出力電圧を一定化すると共に、過電流保
護を行うフライバックコンバータに関するものである。

フライバックコンバータは、メイントランスの一次巻線
にトランジスタ等のスイッチング素子を介して入力電圧
を印加し、そのスイッチング素子のオン期間に於いてメ
イントランスに蓄積されたエネルギを、スイッチング素
子のオフ！ＩＡ　ｍｌに二次巻線から取りだして整流平
滑し、その直流出力電圧を一定化するようにスイッチン
グ素子のオン期間を制御するものであり、メイントラン
スの二次巻線がインダクタンスとして作用するので、整
流平滑回路の構成を間車化できる利点があるので、比較
的小容量の安定化電源に採用されている。

又フライバックコンバータの負荷電流が太き（なると、
メイントランスが磁気飽和する場合があり、若し磁気飽
和すると、メイントランスのインダクタンス成分が極端
に減少する為に、スイッチング素子に過大な電流が流れ
て、スイッチング素子が破損することになる。従って、
このような過電流による損傷から保護することが要望さ
れている。

〔従来の技術〕

従来のフライバックコンバータは、例えば、第４図の要
部ブロック図に示すように、メイントランス３１の一次
巻線に直流電源３５の電圧を印加する為のトランジスタ
３２と、このメイントランス３１の二次巻線に誘起した
電圧を整流平滑する整流平滑回路３３と、トランジスタ
３２をトランス３７を介して制御する制御回路３４と、
電流検出用の抵抗３６とを備え、整流平滑回路３３はダ
イオード３８とコンデンサ３９とから＋１１成されてい
る。

制御回路３４は、一定周期でトランス３７を介してトラ
ンジスタ３２を制御するものであり、整流平滑回路３３
の直流出力電圧を検出し、設定電圧となるように、一定
周期内のトランジスタ３２０オン期間を制御するもので
ある。トランジスタ３２がオン状態となると、メイント
ランス３１の一次巻線に直流電源３５から電流が供給さ
れ、二次巻線に電圧が誘起される。この電圧は、整流平
滑回路３３のダイオード３８の逆方向に誘起されるので
、二次巻線には電流が流れず、メイントランス３１に電
磁エネルギとして蓄積される。そして、制御回路３４か
らトランス３７を介してトランジスタ３２がオフ状態に
制御されると、蓄積エネルギにより二次巻線に電圧が誘
起され、その電圧は整流平滑回路３３のダイオード３８
の順方向となるから、コンデンサ３９の充電及び負荷へ
の電流供給が行われ、この時に、二次巻線はインダクタ
ンスとして作用するから、コンデンサ３９のみで平滑化
することが可能となる。

負荷電流は抵抗３６により検出され、制御回路３４は、
直流出力電圧と抵抗３６により検出された負荷電流とに
基づいてトランジスタ３２のオン期間を制御し、負荷電
流が所定値以下の場合は、直流出力電圧が一定となるよ
うに、トランジスタ３２のオン期間を制御し、負荷電流
が所定値に達すると、トランジスタ３２のオン期間の増
加を制限し、メイントランス３１の蓄積エネルギを制限
して、過大な負荷電流を抑制するものである。

又第５図に示す従来例は、メイントランス４１の一次巻
線に直流電源４５の電圧を印加する為のトランジスタ４
２と、メイントランス４１の二次巻線に誘起した電圧を
整流平滑する整流平滑回路４３と、トランジスタ４２を
トランス４７を介してＩｔ　？ｉｌする制御Ｂ回路４４
と、カレントトランス４６とを備え、整流平滑回路４３
はダイオード４８とコンデンサ４９とから構成されてい
る。

負荷電流が増大すると、メイントランス４１の一次巻線
に流れる電流も増大するから、その−次Ｓ線電流をカレ
ントトランス４６により検出し、その一次巻線電流が所
定値に達すると、制御回路４４によりトランジスタ４２
のオン期間の増加を制限し、過大な負荷電流を抑制する
ものである。

〔発明が解決しようとする問題点〕

第４図に示す従来例は、電流容量が大きくなるに従って
電流検出用の抵抗３６による損失が大きくなって電源効
率が低下する欠点があり、又発熱するので、実装上の問
題が生じる。又第５図に示す従来例は、カレントトラン
ス４６により一次巻線電流を検出するものであるが、カ
レ〉′トドランス４６は大型化すると共に、高価である
欠点がある。

本発明は、経済的に過電流を防止することを目的とする
ものである。

〔問題点を解決するための手段〕

本発明のフライバックコンバータは、メイントランスの
磁束密度の変化分を一定化して、過電流を防止するもの
であり、第１図を参照して説明する。一次巻線Ｎ１と二
次巻線Ｎ２と二次巻Ｆａ’ＡＮ３とを設けたメイントラ
ンス１の一次巻線ｎ１に、トランジスタ等のスイッチン
グ素子２を介して直流型ｉ５を接続し、そのスイッチン
グ素子２をオンからオフに制御した時に、メイントラン
ス１の二次巻線Ｎ２に誘起する電圧を整流平滑回路３に
より整流平滑して出力し、制御回路４により直流出力電
圧を検出し、その直流出力電圧を一定化するようにスイ
ッチング素子２のオン期間を制御し、且つメイントラン
ス１の三次巻線Ｎ３に誘起する電圧を積分して、その積
分値が所定値に達すると、スイッチング素子２のオン期
間の増加を制限し、過電流を抑制するものである。

〔作用〕

メイントランス１の三次Ｓ線Ｎ３に誘起する電圧は、メ
イントランス１の磁束密度の時間微分によるものである
から、その電圧を積分手段によって積分することにより
、メイントランス１の磁束密度を求めることができる。

その磁束密度がメイントランス１の磁気飽和以下となる
ようにスイッチング素子２のオン期間を制限することに
より、メイントランス１に蓄積されるエネルギが制限さ
れ、従って、過電流を抑制することができる。

〔実施例〕

以下図面を参照して本発明の実施例について詳細に説明
する。

第２図は本発明の実施例のブロック図であり、１１はメ
イントランス、１２はスイッチング素子２としてのトラ
ンジスタ、１３は整流平滑回路、１４は制御回路、１５
は直流電源、１６はダイオード、１７はコンデンサ、１
８は積分回路、１９は比較器、２０は基準電圧電源、２
１は演算増幅器、２２〜２４は抵抗、２５はコンデンサ
、２６は誤差増幅器、２７は基準電圧電源、２日は鋸歯
状波発生器、２９は比較器、３０はアンド回路、ｎ−よ
一次巻線、ｎ２は二次巻線、ｎ３は三次巻線である。

トランジスタ１２は、アンド回路３ｏの出力信号がベー
スに加えられて制御されるものであり、そのトランジス
タ１２のオン期間に、メイントランス１１の一次巻線ｎ
１には時間と共に増加する電流が流れ、二次巻線ｎ２及
び三次巻線ｎ３に電圧が誘起される。その時の二次巻線
ｎ２の誘起電圧は整流平滑回路１３のダイオード１６に
対して逆極性となるので、メイントランス１１にエネル
ギが蓄積される。そして、トランジスタ１２のオフ期間
に蓄積エネルギの放出による二次巻線ｎ２の誘起電圧が
整流平滑回路１３のダイオード１６により整流され、コ
ンデンサ１７により平滑されて出力される。

この直流出力電圧と基準電圧電源２７の基準電圧との差
電圧が誤差増幅器２６により増幅出力され、比較器２９
に加えられる。又鋸歯状波発生器２８から一定周朋の鋸
歯状波信号が出力され、比較器２９に加えられる。この
鋸歯状波信号が誤差増幅器２６の出力信号より大きい期
間では、比較器２９の出力信号は１”となる。又メイン
トランス１１の三次巻線ｎ３の誘起電圧は、積分回路１
８に加えられて積分される。この積分回路１８は、演算
増幅器２１と抵抗２２〜２４とコンデンサ２５とから構
成され、抵抗２２とコンデンサ２５との積が積分時定数
となる。

積分回路１８の積分出力信号は、比較器１９に於いて基
準電圧電源２０の基準電圧と比較され、積分出力信号が
基準電圧電源２０の基準電圧より大きい時に、比較器１
９の出力信号は“０”となる。それによって、アンド回
路３０は閉じられることになる。

第３図は本発明の実施例の動作説明図であり、（ａ）は
鋸歯状波発生器２８からの鋸歯状波信号、山）は比較器
２９の出力信号、（Ｃ）は三次巻線ｎ３の誘起電圧、（
ｄ）は積分回路１８の積分出力信号、＋１３１は比較器
１９の出力信号、（ｆ）はアンド回路３０の出力信号、
（ｇ）は（ｆ）の出力信号の場合の三次巻線ｎ３の誘起
電圧を示すものである。

（ａｌに示す鋸歯状波信号と、誤差増幅器２６の出力信
号Ｖｌ（鎖線で示す）とが比較器２９に人力されて比較
される。それによって（ｂｌに示すパルス幅Ｗｌの出力
信号が得られ、アンド回路３０を介してトランジスタ１
２のベースに加えられる。直流出力電圧力畳二昇すると
、誤差増１［コ器２Ｇの出力信号Ｖ１のレベルが高くな
るので、比較器２９の出力信号のパルス幅がＷｌより狭
くなる。即ち、トランジスタ１２のオン期間が短くなり
、二次巻線ｎ２の誘起電圧が低くなる。

反対に直流出力電圧が低下すると、誤差増幅器２６の出
力信号■１のレベルが低（なるので、比較器２９の出力
信号のパルス幅がＷｌより広くなり、トランジスタ１２
のオン期間が長くなるので、二次巻、％１ｎｚの誘起電
圧が上昇する。このような動作を繰り返すことにより、
直流出力電圧を一定化することができる。

誤差増幅器２６の出力信号■１は、基準電圧電源２７の
電圧と、直流出力電圧との差に対応するので、基準電圧
電源２７の電圧を調整することにより、直流出力電圧を
設定することができる。

前述のように、トランジスタ１２のオン期間がパルス幅
Ｗ１であると、三次巻線ｎ３には（Ｃ）に示す電圧が誘
起される。即ち、トランジスタ１２０オン期間に正桟性
の電圧が誘起され、オフ期間に負極性の電圧が誘起され
る。この三次９　’ｔｒ’Ａ　ｎ３の誘起電圧を積分回
路１８で積分することにより、（ｔｅｌに示す積分出力
信号が得られる。

この積分出力信号は、前述のように、メイントランス１
１の磁束密度の変化を示すものとなる。

従って、この積分出力信号が所定値以上とならないよう
に制御して、メイントランス１１のＬ■磁気飽和防止し
、且つメイントランス１１の蓄積エネルギを制限して過
電流を防止することができるものであり、積分出力信号
を比較器１９によりｉ４　ｉｊｊ電圧電ａ２０の基準電
圧と比較し、その基準電圧Ｖ２（（ｄｌの鎖線）以」二
に積分出力信号が大きくなった時に、比較器１９の出力
信号は、ｔｅｌに示すように“Ｏ″となる。

比較器１９の出力信号が“０”となると、比較器２９の
出力信号が“１”であっても、アンド回路３０の出力信
号は“０″とムるから、アンド回路３０の出力信号は（
ｆ）に示すようにＷ２のパルス幅となる。即ち、直流出
力電圧を一定に維持する為に、トランジスタ１２のオン
期間をＷｌとするように比較器２９から出力信号が得ら
れても、メイントランス１１が磁気飽和するような過負
荷状態では、比較器１９の出力信号によってアンド回路
３０を閉じて、トランジスタ１２のオン期間をＷ２　（
＜Ｗｌ）に制限するものである。

トランジスタ１２のオン期間がＷ２に開−された場合に
は、三次巻線ｎ３の誘起電圧は（ｇｌに示すものとなり
、トランジスタ１２のオフ期間に誘起される電圧が低く
なり、従って、積分回路１８の出力信号は、＜ｄ）に於
いて、基準電圧■２まで実線で示すように立上り、そし
て、点線で示すように立下ることになる。即ち、メイン
トランス１１に蓄積されるエネルギを抑制するものであ
るから、三次巻線ｎ３に誘起される負極性の電圧が低く
なり、それによって、積分出力電圧の傾斜は点線のよう
に緩くなる。

従って、直流出力電圧を一定に維持するようにトランジ
スタ】２のオン期間を制御し、過電流が流れる状態に於
いて拡大されたオン期間は、蓄積エネルギを抑制するよ
うに短縮され、それによって二次巻線ｎ２から供給する
過電流を制限することができる。又磁束密度の変化過程
に於ける最大値を制限するように、トランジスタ１２の
オン期間を短縮することになるから、磁気飽和を防止す
ることができる。

本発明は、前述の実施例にのみ限定されるものではなく
、論理レベル等に対応して種々付加変更を加えることが
できるものである。

〔発明の効果〕

以上説明したように、本発明は、メイントランス１の一
次巻″ｍＮ＋に接続されたトランジスタ等のスイッチン
グ素子２のオン期間を制御して、直流出力電圧を一定化
するフライバックコンバータに於いて、メイントランス
１に三次巻線Ｎ３を設け、この三次＠線Ｎ３の誘起電圧
を積分し、その積分出力電圧が所定値に達すると、過電
流状態と判断して、スイッチング素子２のオン期間の増
加を制限するものであり、スイッチング素子２のオン期
間に、メイントランス１に蓄積されるエネルギが大きく
なり過ぎないようにして過電流を防止し、且つメイント
ランス１との磁束密度の変化過程に於ける最大値を抑制
することができるから、磁気飽和を防止することができ
るものである。

又メイントランス１に三次巻線Ｎ３を追加するだけであ
るから、メイントランス１が特に大型化することもなく
、又三次巻線Ｎ３の誘起電圧を積分する手段は、スイッ
チング素子２の駆動制御を行う回路と共に、集積回路化
することも可能であるから、小型且つ経済的なフライバ
ックコンバータを提供することができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、第２図は本発明の実
施例のブロック図、第３図は本発明の実施例の動作説明
図、第４図及び第５図は従来例の要部ブロック図である
。 １．１１はメイントランス、２はスイッチング素子、３
，１３は整流平滑回路、４．１４は制御回路、５．１５
は直流電源、１２はトランジスタ、１６はダイオード、
１７はコンデンサ、１８は積分回路、１９．２９は比較
器、２０．２７は基準電圧電源、２１は演算増幅器、２
２〜２４は抵抗、２５はコンデンサ、２６は誤差増幅器
、２８は鋸歯状波発生器、Ｎｌ、ｎｌはｌ・ランスの一
次巻線、Ｎ２．ｎ２は二次巻線、Ｎ３．ｎ３は三次巻線
である。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 一次巻線（Ｎ＿１）と二次巻線（Ｎ＿２）と三次巻線（
   Ｎ＿３）とを設けたメイントランス（１）と、該メイン
   トランス（１）の一次巻線（Ｎ＿１）に印加する電圧を
   スイッチングするスイッチング素子（２）と、 該スイッチング素子（２）をオンからオフに制御した時
   に前記メイントランス（１）の二次巻線（Ｎ＿２）に誘
   起する電圧を整流平滑して出力する整流平滑回路（３）
   と、 該整流平滑回路（３）の直流出力電圧を検出して該直流
   出力電圧が一定化されるように前記スイッチング素子（
   ２）のオン期間を制御し、且つ前記メイントランス（１
   ）の三次巻線（Ｎ＿３）に誘起する電圧を積分し、積分
   値が所定値以上の時に前記スイッチグ素子（２）のオン
   期間を制限して過電流保護を行う制御回路（４）とを備
   えたことを特徴とするフライバックコンバータ。