JPS60204258A - スイツチング電源装置 - Google Patents
スイツチング電源装置Info
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- JPS60204258A JPS60204258A JP5902484A JP5902484A JPS60204258A JP S60204258 A JPS60204258 A JP S60204258A JP 5902484 A JP5902484 A JP 5902484A JP 5902484 A JP5902484 A JP 5902484A JP S60204258 A JPS60204258 A JP S60204258A
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- voltage
- switching power
- capacitor
- output
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の技術分野］
この発明は、リンギングチョークコンバータ方式のスイ
ッチング電源装置に係り、特にスイッチング用パワート
ランジスタのオフ制御を行なう制御回路に関する。
ッチング電源装置に係り、特にスイッチング用パワート
ランジスタのオフ制御を行なう制御回路に関する。
［発明の技術的背景とその問題点］
一般にリンギングチョークコンバータ方式のスイッチン
グ電源装置は、スイッチング用パワートランジスタのオ
ン／オフの繰返しによる自助発振により、出力にのこぎ
り波状の電流を発、生させ、コンデンサにより平滑化し
、負荷に連続的に直流電力を供給するようになっている
。従来、この種の電源装置には、出力電圧の安定化を図
るために、出力制御回路が設けられるのが一般的である
。第１図は、このような出力制御回路を有する従来のス
イッチング電源装置を示す。第１図において、ＣＮＴは
出力電圧ｖｏｕｔを監視する出力制御回路である。この
出力制御回路ＣＮＴは出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧を
抵抗ＲとコンデンサＣとの並列回路に印加する。この並
列回路はスイッチング用パワートランジスタＱ１のエミ
ッタと、当該トランジスタＱ１をオフするための制御ト
ランジスタＱ２のベースとの間に介挿されている。トラ
ンジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ１のベースに
接続されている。しかして出力制御回路ＣＮＴにより、
出力電圧ｖｏｕｔに応じた電圧が抵抗ＲとコンデンサＣ
との並列回路に印加され、トランジスタＱ２のベース電
圧が充分高くなると、当該トランジスタＱ２がオンする
。この結果、トランジスタＱ１のベース電流がトランジ
スタＱ２に引かれ、トランジスタＱ１がオフすることに
なる。トランジスタＱ１のオフタイミングは、出力制御
回路ＣＮＴからの印加電圧によって、即ち出力電圧ＶＯ
ｕｔによって異なる。このように出力電圧Ｖｏｕｔに応
じてトランジスタＱ１のオン／オフ時間を制御すること
により、当該出力電圧ｖｏｕｔの安定化が図られる。
グ電源装置は、スイッチング用パワートランジスタのオ
ン／オフの繰返しによる自助発振により、出力にのこぎ
り波状の電流を発、生させ、コンデンサにより平滑化し
、負荷に連続的に直流電力を供給するようになっている
。従来、この種の電源装置には、出力電圧の安定化を図
るために、出力制御回路が設けられるのが一般的である
。第１図は、このような出力制御回路を有する従来のス
イッチング電源装置を示す。第１図において、ＣＮＴは
出力電圧ｖｏｕｔを監視する出力制御回路である。この
出力制御回路ＣＮＴは出力電圧Ｖｏｕｔに応じた電圧を
抵抗ＲとコンデンサＣとの並列回路に印加する。この並
列回路はスイッチング用パワートランジスタＱ１のエミ
ッタと、当該トランジスタＱ１をオフするための制御ト
ランジスタＱ２のベースとの間に介挿されている。トラ
ンジスタＱ２のコレクタはトランジスタＱ１のベースに
接続されている。しかして出力制御回路ＣＮＴにより、
出力電圧ｖｏｕｔに応じた電圧が抵抗ＲとコンデンサＣ
との並列回路に印加され、トランジスタＱ２のベース電
圧が充分高くなると、当該トランジスタＱ２がオンする
。この結果、トランジスタＱ１のベース電流がトランジ
スタＱ２に引かれ、トランジスタＱ１がオフすることに
なる。トランジスタＱ１のオフタイミングは、出力制御
回路ＣＮＴからの印加電圧によって、即ち出力電圧ＶＯ
ｕｔによって異なる。このように出力電圧Ｖｏｕｔに応
じてトランジスタＱ１のオン／オフ時間を制御すること
により、当該出力電圧ｖｏｕｔの安定化が図られる。
しかし、このような従来のスイッチング電源装置では、
次に述べるようにスイッチング用パワートランジスタＱ
１を効率よくオフできない問題がありた。即ち、第１図
の電源装置では、制御トランジスタＱ２のオンによりト
ランジスタＱ１のベース電流が引かれ、トランジスタＱ
１がオフ状態に近付くと、当該トランジスタＱ１のエミ
ッタ電流が減少する。この結果、トランジスタＱ２のベ
ース電位が低下し、オン状態にあったトランジスタＱ２
がオフ状態に近付く。トランジスタＱ２がオフ状態に近
付くと、トランジスタＱ１のベース電流が充分に引かれ
なくなり、したがってトランジスタＱ１を強制的にオフ
することが困難となる。
次に述べるようにスイッチング用パワートランジスタＱ
１を効率よくオフできない問題がありた。即ち、第１図
の電源装置では、制御トランジスタＱ２のオンによりト
ランジスタＱ１のベース電流が引かれ、トランジスタＱ
１がオフ状態に近付くと、当該トランジスタＱ１のエミ
ッタ電流が減少する。この結果、トランジスタＱ２のベ
ース電位が低下し、オン状態にあったトランジスタＱ２
がオフ状態に近付く。トランジスタＱ２がオフ状態に近
付くと、トランジスタＱ１のベース電流が充分に引かれ
なくなり、したがってトランジスタＱ１を強制的にオフ
することが困難となる。
このため、従来のスイッチング電源装置は、次の２つの
欠点があった。
欠点があった。
■スイッチング用パワートランジスタのコレクタ損失が
大きい。
大きい。
■入力電圧が高い場合には、スイッチング用パワートラ
ンジスタのベース電流も増えるため、出力の最大伝達パ
ワーが増え、逆に入力電圧が低いと最大伝達パワーが減
るので、過負荷保護が困難となる。
ンジスタのベース電流も増えるため、出力の最大伝達パ
ワーが増え、逆に入力電圧が低いと最大伝達パワーが減
るので、過負荷保護が困難となる。
［発明の目的］
この発明は上記事情に鑑みてなされたものでその目的は
、スイッチング用パワートランジスタの損失を小さくで
き、且つ出力最大伝達パワーが入力電圧に関係なく一定
にできるスイッチング電源装置を提供することにある。
、スイッチング用パワートランジスタの損失を小さくで
き、且つ出力最大伝達パワーが入力電圧に関係なく一定
にできるスイッチング電源装置を提供することにある。
［発明の概要］
この発明によれば、スイッチング用パワートランジスタ
を備えたリンギングチョークコンバータ方式のスイッチ
ング電源装置が提供されている。
を備えたリンギングチョークコンバータ方式のスイッチ
ング電源装置が提供されている。
この電源１置には、抵抗およびコンデンサを有し、入力
電圧に比例した電圧に基づいてのこぎり波状電圧を発生
するのこぎり波発生回路が設けられている。のこぎり波
発生回路で発生されるのこぎり波状電圧は、比較器によ
って出力電圧と比較され、この比較器の比較結果に応じ
て制ｍ ＋−ランジスタがオン／オフする。この制ｔ［
ｌｌ〜ランジスタの状態は、パルストランスにより上記
スイッチング用パワートランジスタに伝達される。これ
により、スイッチング用パワートランジスタのベース電
流が、制御トランジスタのオン／オフに応じ、パルスト
ランスの２次側に強制的に引かれる。
電圧に比例した電圧に基づいてのこぎり波状電圧を発生
するのこぎり波発生回路が設けられている。のこぎり波
発生回路で発生されるのこぎり波状電圧は、比較器によ
って出力電圧と比較され、この比較器の比較結果に応じ
て制ｍ ＋−ランジスタがオン／オフする。この制ｔ［
ｌｌ〜ランジスタの状態は、パルストランスにより上記
スイッチング用パワートランジスタに伝達される。これ
により、スイッチング用パワートランジスタのベース電
流が、制御トランジスタのオン／オフに応じ、パルスト
ランスの２次側に強制的に引かれる。
［発明の実施例コ
以下、図面を参照してこの発明の一実施例を説明する。
なお、第１図と同一部分には同一符号が付されている。
第２図のスイッチング電源装置において、Ｔ１はフライ
バックトランス、Ｑｌはスイッチング用パワートランジ
スタである。トランジスタＱ１のコレクタはトランスＴ
１の１次巻線Ｎ１１の一端に接続されている。この１次
巻線Ｎ１１の他端（第１入力端）とトランジスタＱ１の
ベースとの間には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路が
介挿されている。抵抗Ｒ１は、起動時にトランジスタＱ
１をオンさせるための点弧用抵抗、抵抗Ｒ２は、１〜ラ
ンジスタＱ１のベース電流制限用抵抗である。抵抗Ｒ１
と抵抗Ｒ２との共通接続点には、整流器ＣＲＩとコンデ
ンサＣ１との並列回路の一端が接続され、この並列回路
の他端にはトランスＴ１のベース巻線ＮＢの一端が接続
されている。コンデンサＣ１は、次のサイクルにトラン
ジスタＱ１をオンさせるのに用いられる。ベース巻線Ｎ
ａの他端（第２入力端）はトランジスタＱ１のエミッタ
に接続されている。
バックトランス、Ｑｌはスイッチング用パワートランジ
スタである。トランジスタＱ１のコレクタはトランスＴ
１の１次巻線Ｎ１１の一端に接続されている。この１次
巻線Ｎ１１の他端（第１入力端）とトランジスタＱ１の
ベースとの間には、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２との直列回路が
介挿されている。抵抗Ｒ１は、起動時にトランジスタＱ
１をオンさせるための点弧用抵抗、抵抗Ｒ２は、１〜ラ
ンジスタＱ１のベース電流制限用抵抗である。抵抗Ｒ１
と抵抗Ｒ２との共通接続点には、整流器ＣＲＩとコンデ
ンサＣ１との並列回路の一端が接続され、この並列回路
の他端にはトランスＴ１のベース巻線ＮＢの一端が接続
されている。コンデンサＣ１は、次のサイクルにトラン
ジスタＱ１をオンさせるのに用いられる。ベース巻線Ｎ
ａの他端（第２入力端）はトランジスタＱ１のエミッタ
に接続されている。
トランスＴ１の２次巻線Ｎ１２の一端は、出力用の整流
器ＯＲ２のアノードに接続されている。整流器ＯＲ２の
カソード（第１出力端）と２次巻線Ｎ１２の他端（第２
出力＃）との間には、出力平滑用のコンデンサＣ２が介
挿されている。トランス■１の２次巻線の一つである制
御音ｔａＮ ｃの一端は、整流器ＣＲ３のアノードに接
続されている。
器ＯＲ２のアノードに接続されている。整流器ＯＲ２の
カソード（第１出力端）と２次巻線Ｎ１２の他端（第２
出力＃）との間には、出力平滑用のコンデンサＣ２が介
挿されている。トランス■１の２次巻線の一つである制
御音ｔａＮ ｃの一端は、整流器ＣＲ３のアノードに接
続されている。
整流器ＣＲ３のカソードと制御巻線Ｎｃの他端との間に
は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３からなる積分回路が介挿
されている。コンデンサＣ３の一端（コンデンサＣ３と
抵抗Ｒ３との共通接続点）はトランジスタＱ３のコレク
タに接続され、コンデンサＣ３の他端はトランジスタＱ
３のエミッタに接続されている。このトランジスタＱ３
は、コンデンサＣ３の充電電圧を放電するのに用いられ
る。
は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３からなる積分回路が介挿
されている。コンデンサＣ３の一端（コンデンサＣ３と
抵抗Ｒ３との共通接続点）はトランジスタＱ３のコレク
タに接続され、コンデンサＣ３の他端はトランジスタＱ
３のエミッタに接続されている。このトランジスタＱ３
は、コンデンサＣ３の充電電圧を放電するのに用いられ
る。
トランジスタＱ３、抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ３は、
のこぎり波発生回路ＳＷＧを構成している。
のこぎり波発生回路ＳＷＧを構成している。
トランジスタＱ３のベースには抵抗Ｒ４を介して整流器
ＣＲ４のカソードが接続され、整流器ＣＲ４のアノード
には整流器ＣＲ２のアノードが接続されている。整流器
ＯＲ２のカソード（第１出力端）は反転増幅器ＩＡＭＰ
の入力端に接続され、反転増幅器ＩＡＭＰの出力端は比
較器ＣＯＭＰの反転入力端に接続されている。この比較
器ＧＯＭＰの非反転入力端には、トランジスタＱ３のコ
レクタが接続されている。比較器ＧＯＭＰの出力端は、
トランジスタＱ１をオフするためのトランジスタ（制御
トランジスタ）Ｑ４のベースに接続されている。トラン
ジスタＱ４のエミッタはトランジスタＱ３のエミッタに
接続され、トランジスタＱ４のコレクタはパルストラン
スＴ２の１次巻線Ｎ２１の一端に接続されている。この
１次巻線Ｎ２１の他端には、電源＋Ｖが供給される。パ
ルストランスＴ２の２次’！ ４１ Ｎ ２２の一端は
トランジスタＱ１のエミッタに接続され、２取巻ＩＩ
Ｎ ２２の他端は整流器ＣＲ５を介してトランジスタＱ
１のベースに接続されている。
ＣＲ４のカソードが接続され、整流器ＣＲ４のアノード
には整流器ＣＲ２のアノードが接続されている。整流器
ＯＲ２のカソード（第１出力端）は反転増幅器ＩＡＭＰ
の入力端に接続され、反転増幅器ＩＡＭＰの出力端は比
較器ＣＯＭＰの反転入力端に接続されている。この比較
器ＧＯＭＰの非反転入力端には、トランジスタＱ３のコ
レクタが接続されている。比較器ＧＯＭＰの出力端は、
トランジスタＱ１をオフするためのトランジスタ（制御
トランジスタ）Ｑ４のベースに接続されている。トラン
ジスタＱ４のエミッタはトランジスタＱ３のエミッタに
接続され、トランジスタＱ４のコレクタはパルストラン
スＴ２の１次巻線Ｎ２１の一端に接続されている。この
１次巻線Ｎ２１の他端には、電源＋Ｖが供給される。パ
ルストランスＴ２の２次’！ ４１ Ｎ ２２の一端は
トランジスタＱ１のエミッタに接続され、２取巻ＩＩ
Ｎ ２２の他端は整流器ＣＲ５を介してトランジスタＱ
１のベースに接続されている。
次に第２図の構成の動作を第３図の信号波形図を参照し
て説明する。第２図のスイッチング電源製置に、非安定
の直流電源、即ら入力電圧Ｖｉｎが印加されると、抵抗
Ｒ１によりスンツチング用パワートランジスタＱ１がオ
ンする。トランジスタＱ１がオンすると、トランスＴ１
の１次巻線Ｎｉｌの両端には略入力電圧■ｉｎに等しい
電圧が加わり、したがってトランスＴ１のベース’Ｍｆ
ａＮｓには入力電圧Ｖｉｎに比例した電圧が誘起される
。そして、この誘起電圧により整流器ＣＲ１、抵抗Ｒ２
を通してトランジスタＱ１にベース電流ＩＢが流れ、ト
ランジスタＱ１は安定したオン状態となる。
て説明する。第２図のスイッチング電源製置に、非安定
の直流電源、即ら入力電圧Ｖｉｎが印加されると、抵抗
Ｒ１によりスンツチング用パワートランジスタＱ１がオ
ンする。トランジスタＱ１がオンすると、トランスＴ１
の１次巻線Ｎｉｌの両端には略入力電圧■ｉｎに等しい
電圧が加わり、したがってトランスＴ１のベース’Ｍｆ
ａＮｓには入力電圧Ｖｉｎに比例した電圧が誘起される
。そして、この誘起電圧により整流器ＣＲ１、抵抗Ｒ２
を通してトランジスタＱ１にベース電流ＩＢが流れ、ト
ランジスタＱ１は安定したオン状態となる。
一方、のこぎり波発生回路ＳＷＧ内の抵抗Ｒ３とコンデ
ンサＣ３との積分回路の両端には、トランスＴ１の制御
巻線Ｎｃにより、第３図に示すように入力電圧■ｉｎに
比例した電圧Ｖ！が加えられる。この結果、この電圧■
１によりコンデンサＣ３が抵抗Ｒ３を通して充電される
。コンデンサＣ３の充電電圧（両端電圧）Ｖ２は、比較
器ＧＯＭＰの非反転入力端に加えられる。この比較器Ｃ
ＯＭＰの反転入力端には、反転増幅器ＩＡＭＰからの出
力電圧■３が加えられる。この電圧■３は、出力用のコ
ンデンサＣ２の両端電圧（即ちスイッチング電源装置の
出力電圧Ｖｏｕｔ）に対する、反転増幅器ＩＡＭＰでの
反転増幅結果である。比較器ＧＯＭＰは、これら両電圧
Ｖ２ 、Ｖ３を比較し、第３図−に示すように電圧Ｖ２
（Ｃ３の充電電圧）が電圧■３を越えたことを検出す
ると、１−ランジスタＱ４をオンする。
ンサＣ３との積分回路の両端には、トランスＴ１の制御
巻線Ｎｃにより、第３図に示すように入力電圧■ｉｎに
比例した電圧Ｖ！が加えられる。この結果、この電圧■
１によりコンデンサＣ３が抵抗Ｒ３を通して充電される
。コンデンサＣ３の充電電圧（両端電圧）Ｖ２は、比較
器ＧＯＭＰの非反転入力端に加えられる。この比較器Ｃ
ＯＭＰの反転入力端には、反転増幅器ＩＡＭＰからの出
力電圧■３が加えられる。この電圧■３は、出力用のコ
ンデンサＣ２の両端電圧（即ちスイッチング電源装置の
出力電圧Ｖｏｕｔ）に対する、反転増幅器ＩＡＭＰでの
反転増幅結果である。比較器ＧＯＭＰは、これら両電圧
Ｖ２ 、Ｖ３を比較し、第３図−に示すように電圧Ｖ２
（Ｃ３の充電電圧）が電圧■３を越えたことを検出す
ると、１−ランジスタＱ４をオンする。
トランジスタＱ４がオンすると、パルストランスＴ２の
１次巻１！Ｎ２１に電流が流れる。これにより、パルス
Ｉ・ランスＴ２の２次巻線Ｎ２２に第３図に示すように
電流Ｉｓが流れる。即ち、トランジスタＱ１のベース電
流Ｉｎが、整流器ＣＲ５を通してパルストランスＴ２の
２次巻線Ｎ２２に強制的に引かれる。この結果、１−ラ
ンジスタＱ１は急速にオフし、そのコレクタ１Ｒ８！は
略零となる。このように、この実ｍ例では、パルストラ
ンスＴ２にてトランジスタＱ１のベース電流が強制的に
引かれるため、従来のスイッチング電源装置に比べ、ト
ランジスタＱ１の損失を著しく減少することができる。
１次巻１！Ｎ２１に電流が流れる。これにより、パルス
Ｉ・ランスＴ２の２次巻線Ｎ２２に第３図に示すように
電流Ｉｓが流れる。即ち、トランジスタＱ１のベース電
流Ｉｎが、整流器ＣＲ５を通してパルストランスＴ２の
２次巻線Ｎ２２に強制的に引かれる。この結果、１−ラ
ンジスタＱ１は急速にオフし、そのコレクタ１Ｒ８！は
略零となる。このように、この実ｍ例では、パルストラ
ンスＴ２にてトランジスタＱ１のベース電流が強制的に
引かれるため、従来のスイッチング電源装置に比べ、ト
ランジスタＱ１の損失を著しく減少することができる。
トランジスタＱ１がオフすると、トランスＴ１の１次巻
線Ｎ１１に蓄えられていたエネルギが２次巻線Ｎ１２に
移り、放出される。この結果、２次巻１！Ｎ１２の両端
電圧Ｖ４が、第３図に示すように正電圧に変る。これに
より、整流器ＣＲ２に電流が流れ、コンデンサＣ２によ
り平滑化されることにより、出力電圧ＶＯｕｔが得られ
る。また、電圧■４が正電圧となると、整流器ＣＲ４、
抵抗Ｒ４を通してトランジスタＱ３にベース電流が供給
され、トランジスタＱ３がオンする。この結果、第３図
に示すように、コンデンサＣ３の充電電圧Ｖ２が瞬時に
放電する。やがて、トランスＴ１の１次巻１ｉ１Ｎ１１
に蓄えられていたエネルギの放出が終了すると、ｌ・ラ
ンジスタＱ１が再びオンし、上記した動作が繰返される
。そして、上記した動作の繰返しに伴うコンデンサＣ３
の充放電の繰返しにより、電圧■２はのこぎり波状とな
る。
線Ｎ１１に蓄えられていたエネルギが２次巻線Ｎ１２に
移り、放出される。この結果、２次巻１！Ｎ１２の両端
電圧Ｖ４が、第３図に示すように正電圧に変る。これに
より、整流器ＣＲ２に電流が流れ、コンデンサＣ２によ
り平滑化されることにより、出力電圧ＶＯｕｔが得られ
る。また、電圧■４が正電圧となると、整流器ＣＲ４、
抵抗Ｒ４を通してトランジスタＱ３にベース電流が供給
され、トランジスタＱ３がオンする。この結果、第３図
に示すように、コンデンサＣ３の充電電圧Ｖ２が瞬時に
放電する。やがて、トランスＴ１の１次巻１ｉ１Ｎ１１
に蓄えられていたエネルギの放出が終了すると、ｌ・ラ
ンジスタＱ１が再びオンし、上記した動作が繰返される
。そして、上記した動作の繰返しに伴うコンデンサＣ３
の充放電の繰返しにより、電圧■２はのこぎり波状とな
る。
トランジスタＱ１のオン特開を決定するコンデンサＣ３
の充電時間は、Ｒ３，Ｃ３の時定数、■１およびＶ３に
依存する。もし、Ｖｌが一定であるならば、Ｃ３の充電
時間の最大値、即ちトランジスタＱ１の最大オン時間（
０１オンの最大パルス幅）は、上記時定数、Ｖｒおよび
Ｖ３ｍａｘ（出力電圧ｖｏｕｔの最大値の反転増幅出力
）とで決定され、一定となる。この場合、入力電圧Ｖｉ
ｎの変動に応じて、出力伝達パワーが変化してしまう不
都合が生じる。しかし、この実施例では、上記した動作
説明から明らかなように、電圧Ｖｌ即ちＲ３、Ｃ３から
なる積分回路への供給電圧は、入力電圧Ｖｉｎに比例し
ており、一定でない。したがって、もし入力電圧Ｖｉｎ
が高くなると電圧ｖ１が高くなり、Ｖ２ （コンデンサ
Ｃ３の充電電圧）がＶ３ ｍａｘに達するまでの充電時
間は短くなる。即ち、Ｑ１オンの最大パルス幅が小さく
なる。これにより、出力最大伝達パワーが、入力電圧ｖ
ｉ１）の変動に左右されずに一定に維持される。
の充電時間は、Ｒ３，Ｃ３の時定数、■１およびＶ３に
依存する。もし、Ｖｌが一定であるならば、Ｃ３の充電
時間の最大値、即ちトランジスタＱ１の最大オン時間（
０１オンの最大パルス幅）は、上記時定数、Ｖｒおよび
Ｖ３ｍａｘ（出力電圧ｖｏｕｔの最大値の反転増幅出力
）とで決定され、一定となる。この場合、入力電圧Ｖｉ
ｎの変動に応じて、出力伝達パワーが変化してしまう不
都合が生じる。しかし、この実施例では、上記した動作
説明から明らかなように、電圧Ｖｌ即ちＲ３、Ｃ３から
なる積分回路への供給電圧は、入力電圧Ｖｉｎに比例し
ており、一定でない。したがって、もし入力電圧Ｖｉｎ
が高くなると電圧ｖ１が高くなり、Ｖ２ （コンデンサ
Ｃ３の充電電圧）がＶ３ ｍａｘに達するまでの充電時
間は短くなる。即ち、Ｑ１オンの最大パルス幅が小さく
なる。これにより、出力最大伝達パワーが、入力電圧ｖ
ｉ１）の変動に左右されずに一定に維持される。
［発明の効果］
以上詳述したようにこの発明によれば、スイッチング用
パワートランジスタの損失を小さくでき、且つ出力最大
伝達パワーが入力電圧に関係なく一定にできる。また、
この発明では、出力電圧に比例した電圧を１次側に伝達
して制御する従来方式と異なり、２次側で制御し、パル
ストランスを介してパワートランジスタをオフ制御する
構成となっているため、出力変動による応答特性の改善
が図れる。
パワートランジスタの損失を小さくでき、且つ出力最大
伝達パワーが入力電圧に関係なく一定にできる。また、
この発明では、出力電圧に比例した電圧を１次側に伝達
して制御する従来方式と異なり、２次側で制御し、パル
ストランスを介してパワートランジスタをオフ制御する
構成となっているため、出力変動による応答特性の改善
が図れる。
第１図は従来のスイッチング電源装置の回路構成図、第
２図はこの発明の一実施例に係るスイッチング電源装置
の回路構成図、第３図は動作を説明するための信号波形
図である。 Ｑｌ、Ｑ３．Ｑ４・・・トランジスタ、Ｔ１・・・フラ
イバックトランス、Ｔ２・・・パルストランス、Ｒ１−
Ｒ４・・・抵抗、０１〜Ｃ３・・・コンデンサ、ＳＷＧ
・・・のこぎり、波発生回路、ＧＯＭＰ・・・比較器。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図 ｎ 〇−
２図はこの発明の一実施例に係るスイッチング電源装置
の回路構成図、第３図は動作を説明するための信号波形
図である。 Ｑｌ、Ｑ３．Ｑ４・・・トランジスタ、Ｔ１・・・フラ
イバックトランス、Ｔ２・・・パルストランス、Ｒ１−
Ｒ４・・・抵抗、０１〜Ｃ３・・・コンデンサ、ＳＷＧ
・・・のこぎり、波発生回路、ＧＯＭＰ・・・比較器。 出願人代理人 弁理士 鈴江武彦 第１図 ｎ 〇−
Claims (1)
- スイッチング用パワートランジスタを備えたリンギング
チョークコンバータ方式のスイッチング電源装置におい
て、抵抗およびコンデンサを有し、入力電圧に比例した
電圧に基づいてのこぎり波状電圧を発生するのこぎり波
発、主回路と、上記のこぎり波状電圧と出力電圧とを比
較する比較器と、この比較器の比較結果に応じてオン／
オフする制御１−ランジスタと、この制御トランジスタ
の状態を上記スイッチング用パワートランジスタのベー
スに伝達するパルストランスとを具備し、上記スイッチ
ング用パワートランジスタのベース電流が、上記制御ト
ランジスタのオン／オフに応じて上記パルストランスの
２次側に強制的に引かれるように構成されていることを
特徴とするスイッチング
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5902484A JPS60204258A (ja) | 1984-03-27 | 1984-03-27 | スイツチング電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5902484A JPS60204258A (ja) | 1984-03-27 | 1984-03-27 | スイツチング電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60204258A true JPS60204258A (ja) | 1985-10-15 |
Family
ID=13101301
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5902484A Pending JPS60204258A (ja) | 1984-03-27 | 1984-03-27 | スイツチング電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60204258A (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02254969A (ja) * | 1989-03-02 | 1990-10-15 | Philips Gloeilampenfab:Nv | スイッチトモード電源回路 |
-
1984
- 1984-03-27 JP JP5902484A patent/JPS60204258A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH02254969A (ja) * | 1989-03-02 | 1990-10-15 | Philips Gloeilampenfab:Nv | スイッチトモード電源回路 |
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