JP5325983B2 - Ｄｃ／ｄｃ電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、直流電圧を昇圧あるいは降圧した直流電圧に変換する、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置に関するものである。

従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、スイッチ素子のオンオフ動作を利用して、リアクトルへのエネルギの蓄勢と放勢の量をコントロールして直流から直流への電圧変換を行っている。また、このリアクトルは大形で重いという課題があることから、コンデンサの充放電を利用してリアクトルに印加される電圧を低減し、そのリアクトルに必要なインダクタンス値を低減することによりリアクトルを小形、軽量化する技術が示されている（例えば、特許文献１、２参照）。

特開昭６１−９２１６２号公報 特開２００５−２２４０６０号公報

これらの従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、スイッチ素子をある一定のスイッチング周波数でオンオフ動作させることによりリアクトルへのエネルギの蓄勢と放勢をコントロールして所定の電圧に昇圧あるいは降圧し負荷に電圧を供給する。
そして、このスイッチ素子のオンオフ動作により、スイッチ素子にはスイッチング損失が発生し、この損失はスイッチング周波数が高いほど大きくなる。また、スイッチング損失を抑制するためにスイッチング周波数を低くすると、リアクトルの電流リプルが大きくなり、その電流、電圧変化の大きさが原因となり放射ノイズや伝導ノイズが大きくなり周囲の装置、機器の誤動作といった問題の発生や、電流実効値が大きくなることからリアクトルや配線の損失が増大するという不具合がある。

ところで、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、直流を交流に変換するインバータと組み合わせてシステムが構成される場合がある。例えば、太陽光発電用電力変換システム、エアーコンディショナ、ハイブリッド自動車の電気駆動システム等がある。これらシステムに用いられるＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、電源の状態（例えば、太陽光発電システムの太陽電池の光の照射量）や負荷の状態（例えば、ハイブリッド自動車の電気駆動システムのモータの回転数）に応じて、その出力電圧をコントロール、従って、その電圧変換に係る電圧比を制御している。

この電圧比の調整はスイッチ素子の通流率、いわゆるデューティファクタを制御して行われるので、これに伴いリアクトルの電流リプルの大きさも変化する。
このため、従来のＤＣ／ＤＣ電力変換装置では、これら電圧比の変化に伴うリアクトルの電流リプルの変動を加味してスイッチ素子のスイッチング周波数を設定することになるが、上述した通り、スイッチング損失とリアクトル電流に伴う不具合とは相反する関係にあり、その設定は容易ではなかった。
従って、昨今の、広い動作範囲における平均的な電力消費量の低減を図るという高度な省エネ化要請に十分応えることができないという課題があった。

この発明は、上記のような課題を解決するためになされたもので、直流電圧比の広い範囲における平均的な電力消費量の低減を可能とするＤＣ／ＤＣ電力変換装置を得ることを目的とする。

この発明に係るＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、高圧電圧端子、低圧電圧端子、高圧電圧端子間に接続され、整流素子を複数個互いに直列に接続してなる素子直列体、複数個の整流素子の全部または一部のそれぞれに並列に接続されたスイッチ素子、複数の整流素子と並列に接続され高圧電圧端子間の電圧を分圧した電圧を保持するコンデンサ、一端が低圧電圧端子の一方に接続され他端が整流素子の直列接続点に接続されスイッチ素子のスイッチング動作に応じて通電しエネルギの蓄勢放勢を行うリアクトル、およびスイッチ素子のオンオフ動作を制御することにより高圧電圧端子間の電圧と低圧電圧端子間の電圧との間の直流電圧変換の制御を行う制御回路を備えたＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、（高圧電圧端子間の電圧／低圧電圧端子間の電圧）を電圧比ｋとし、直流電圧変換を実行する場合の電圧比ｋの範囲を複数の動作領域に分割し、動作領域として電圧比ｋ＝２を含む動作領域を設け、制御回路は、リアクトルに流れる電流リプルの大きさが動作領域に拘わらず所定の制限値以下となるよう、動作領域毎にスイッチ素子をオンオフするスイッチング周波数を設定し、電圧比ｋ＝２を含む動作領域で設定するスイッチング周波数を他の動作領域で設定するスイッチング周波数以下としたものである。

以上のように、この発明に係るＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、
（高圧電圧端子間の電圧／低圧電圧端子間の電圧）を電圧比ｋとし、直流電圧変換を実行する場合の電圧比ｋの範囲を複数の動作領域に分割し、動作領域のとして電圧比ｋ＝２を含む動作領域を設け、制御回路は、リアクトルに流れる電流リプルの大きさが動作領域に拘わらず所定の制限値以下となるよう、動作領域毎にスイッチ素子をオンオフするスイッチング周波数を設定し、電圧比ｋ＝２を含む動作領域で設定するスイッチング周波数を他の動作領域で設定するスイッチング周波数以下としたので、リアクトルの電流リプルを制限値以下に抑え、従って、この電流リプルに伴う損失や不具合を一定以下のレベルに抑制しつつ、電圧比の広い範囲でのスイッチング周波数の平均値を低減し、電圧比に拘わらずスイッチング周波数を一定とする従来の場合に比較して、平均的な電力消費量を低減することができる。

この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態１による昇圧動作において、１×Ｖ１≦Ｖ２＜２×Ｖ１に調整する時のゲート電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示す図である。 この発明の実施の形態１による昇圧動作において、２×Ｖ１＜Ｖ２に調整する時のゲート電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示す図である。 この発明の実施の形態１による、降圧動作において、１×Ｖ２≧Ｖ１＞０．５×Ｖ２に調整する時のゲート電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示す図である。 この発明の実施の形態１による降圧動作において、０．５×Ｖ２＞Ｖ１に調整する時のゲート電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示す図である。 この発明の実施の形態１による昇圧動作において、リアクトルＬｃの電流リプルの大きさが同じとなるスイッチング周波数と出力電圧との関係を示す図である。 この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す図である。 この発明の実施の形態２による昇圧動作において、１×Ｖ１≦Ｖ２＜２×Ｖ１に調整する時のゲート電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示す図である。 この発明の実施の形態２による昇圧動作において、２×Ｖ１＜Ｖ２に調整する時のゲート電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示す図である。 この発明の実施の形態２による降圧動作において、１×Ｖ２≧Ｖ１＞０．５×Ｖ２に調整する時のゲート電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示す図である。 この発明の実施の形態２による降圧動作において、０．５×Ｖ２＞Ｖ１に調整する時のゲート電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示す図である。 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の昇圧動作を説明する前提として、電圧比の全範囲でスイッチング周波数を一定とした場合における、出力電圧と電流リプルとの関係を示す図である。 この発明の実施の形態３によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の昇圧動作を説明するもので、電圧比の全範囲で２種類のスイッチング周波数を切り替える場合における、出力電圧と電流リプルとの関係を示す図である。

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。
図１は、この発明の実施の形態１によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す。図１に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、低圧電圧端子ＶＬとＶｃｏｍ間に入力された電圧Ｖ１を、Ｖ１以上に昇圧された電圧Ｖ２に変換して高圧電圧端子ＶＨとＶｃｏｍ間に出力したり（昇圧動作）、高圧電圧端子ＶＨとＶｃｏｍ間に入力された電圧Ｖ２を、Ｖ２以下に降圧された電圧Ｖ１に変換して低圧電圧端子ＶＬとＶｃｏｍ間に出力する（降圧動作）ＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有する。

ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、主回路１１０と制御回路１２０とから構成される。主回路１１０は、入出力電圧Ｖ１、Ｖ２を平滑化する平滑コンデンサＣＬ、ＣＨと、スイッチ素子として４つのＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）Ｓ１〜Ｓ４（以下、適宜Ｓ１等と略記する）と、各ＩＧＢＴと並列にＩＧＢＴの導通方向と逆方向に導通するように接続された４つの第１〜第４の整流素子Ｄ１〜Ｄ４（以下、適宜Ｄ１等と略記する）と、低圧電圧端子ＶＬとＩＧＢＴおよび整流素子で構成されるスイッチ素子群との間に接続されたリアクトルＬｃと、スイッチ素子群の間に接続されたコンデンサＣｐと、から構成される。

更に、回路の接続の詳細について説明する。平滑コンデンサＣＬの両端子は、それぞれ低圧電圧端子ＶＬとＶｃｏｍに接続され、低圧電圧端子Ｖｃｏｍは接地されている。平滑コンデンサＣＨの低圧側端子は高圧電圧端子Ｖｃｏｍに接続され、高圧側端子は高圧電圧端子ＶＨに接続されている。
Ｓ１のエミッタ端子は低圧電圧端子Ｖｃｏｍに、コレクタ端子はＳ２のエミッタ端子に接続され、Ｓ２のコレクタ端子はＳ３のエミッタ端子に接続されている。Ｓ３のコレクタ端子はＳ４のエミッタ端子に接続され、Ｓ４のコレクタ端子は高圧電圧端子ＶＨに接続されている。Ｄ１のアノード端子はＳ１のエミッタ端子に、カソード端子はコレクタ端子に接続され、Ｄ２のアノード端子はＳ２のエミッタ端子に、カソード端子はコレクタ端子に接続されている。Ｄ３のアノード端子はＳ３のエミッタ端子に、カソード端子はコレクタ端子に接続され、Ｄ４のアノード端子はＳ４のエミッタ端子に、カソード端子はコレクタ端子に接続されている。

リアクトルＬｃは、Ｓ２とＤ２との並列体およびＳ３とＤ３との並列体の直列接続点と低圧電圧端子ＶＬとの間に接続されている。コンデンサＣｐは、互いに直列に接続されたＳ２とＤ２との並列体およびＳ３とＤ３との並列体と並列に接続されている。
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート端子と、電圧端子ＶＨ、ＶＬ、Ｖｃｏｍは、制御回路１２０に接続されている。Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート端子には、各ＩＧＢＴのエミッタ端子の電圧を基準としたゲート信号が入力されている。

次に、動作について説明する。まず、昇圧動作について述べる。このＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、入出力電圧の関係において、Ｖ２が１×Ｖ１以上で２×Ｖ１より小さい場合と２×Ｖ１より大きい場合とで動作が異なる。始めに、高圧電圧端子ＶＨ−Ｖｃｏｍ間に、電圧Ｖ２として１×Ｖ１≦Ｖ２＜２×Ｖ１に昇圧して出力する動作について説明する。
この場合は、電圧Ｖ１の直流電源（平滑コンデンサＣＬは容量が大きいとして所定の時間内の動作では直流電源とみなしてもよい）が低圧電圧端子ＶＬ−Ｖｃｏｍ間に接続され、高圧電圧端子ＶＨ−Ｖｃｏｍ間には直流負荷が接続され、エネルギをＶＬ−Ｖｃｏｍ→ＶＨ−Ｖｃｏｍの経路で消費している状態である。

図２に、ＩＧＢＴＳ１とＳ２のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示している。なお、ＩＧＢＴはゲート信号がハイ電圧でオンする。定常状態において、コンデンサＣｐには電圧０．５×Ｖ２の電圧が蓄積されている。昇圧動作において、Ｓ３とＳ４とはオフした状態でありＳ１とＳ２とがオンオフの動作を行う。動作は下記の４つのモードから成る。

Ｓ１のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ２のゲート電圧がロウ電圧の状態（図２の時間帯（１））では、Ｓ１がオン、Ｓ２がオフであることから、以下の経路でエネルギがリアクトルＬｃとコンデンサＣｐに移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｄ３→Ｃｐ→Ｓ１→ＣＬ
即ち、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、平滑コンデンサＣＬ、従って低圧電圧端子ＶＬ、Ｖｃｏｍ間にコンデンサＣｐを介して接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ１のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ２のゲート電圧がロウ電圧の状態（図２の時間帯（２））では、Ｓ１がオフ、Ｓ２がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＨに移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｄ３→Ｄ４→ＣＨ→ＣＬ

Ｓ１のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ２のゲート電圧がハイ電圧の状態（図２の時間帯（３））では、Ｓ１がオフ、Ｓ２がオンであることから、以下の経路でＣｐに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＨに移行するとともに、リアクトルＬｃにエネルギを蓄積する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｓ２→Ｃｐ→Ｄ４→ＣＨ→ＣＬ
即ち、ここでも、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、低圧電圧端子ＶＬ、Ｖｃｏｍ間にコンデンサＣｐを介して接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ１のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ２のゲート電圧がロウ電圧の状態（図２の時間帯（４））では、Ｓ１がオフ、Ｓ２がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＨに移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｄ３→Ｄ４→ＣＨ→ＣＬ

この一連の動作の繰り返しにより、１×Ｖ１≦Ｖ２＜２×Ｖ１の範囲で、入力された電圧Ｖ１を昇圧調整して、電圧Ｖ２として出力する。

なお、上記範囲の内、Ｖ１＝Ｖ２となるのは、Ｓ１、Ｓ２を共にオフの状態を維持することに相当する。

次に、高圧電圧端子ＶＨ−Ｖｃｏｍ間に、電圧Ｖ２としてＶ２＞２×Ｖ１に昇圧して出力する動作について説明する。この場合も同様に、高圧電圧端子ＶＨ−Ｖｃｏｍ間には直流負荷が接続され、エネルギをＶＬ−Ｖｃｏｍ→ＶＨ−Ｖｃｏｍの経路で消費している状態である。

図３に、ＩＧＢＴＳ１とＳ２のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示している。この場合も定常状態において、コンデンサＣｐには電圧０．５×Ｖ２の電圧が蓄積されている。同様に、昇圧動作において、Ｓ３とＳ４とはオフした状態でありＳ１とＳ２とがオンオフの動作を行う。動作は下記の４つのモードから成る。

Ｓ１のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ２のゲート電圧がハイ電圧の状態（図３の時間帯（５））では、Ｓ１がオン、Ｓ２がオンであることから、以下の経路でエネルギがリアクトルＬｃに移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｓ２→Ｓ１→ＣＬ
即ち、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、低圧電圧端子ＶＬ、Ｖｃｏｍ間にコンデンサＣｐを介さず直接接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ１のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ２のゲート電圧がロウ電圧の状態（図３の時間帯（６））では、Ｓ１がオン、Ｓ２がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣｐに移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｄ３→Ｃｐ→Ｓ１→ＣＬ

Ｓ１のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ２のゲート電圧がハイ電圧の状態（図３の時間帯（７））では、Ｓ１がオン、Ｓ２がオンであることから、以下の経路でエネルギがリアクトルＬｃに移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｓ２→Ｓ１→ＣＬ
即ち、ここでも、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、低圧電圧端子ＶＬ、Ｖｃｏｍ間にコンデンサＣｐを介さず直接接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ１のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ２のゲート電圧がハイ電圧の状態（図３の時間帯（８））では、Ｓ１がオフ、Ｓ２がオンであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギとコンデンサＣｐに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＨに移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｓ２→Ｃｐ→Ｄ４→ＣＨ→ＣＬ

この一連の動作の繰り返しにより、Ｖ２＞２×Ｖ１の範囲で、入力された電圧Ｖ１を昇圧調整して、電圧Ｖ２として出力する。

次に、降圧動作について述べる。降圧動作でも、入出力電圧の関係において、Ｖ２が１×Ｖ１以上で２×Ｖ１より小さい場合と２×Ｖ１より大きい場合とで動作が異なる。まず、低圧電圧端子ＶＬ−Ｖｃｏｍ間に、電圧Ｖ１として１×Ｖ２≧Ｖ１＞０．５×Ｖ２に降圧して出力する動作について説明する。
この場合は、電圧Ｖ２の直流電源（平滑コンデンサＣＨは容量が大きいとして所定の時間内の動作では直流電源とみなしてもよい）が高圧電圧端子ＶＨ−Ｖｃｏｍ間に接続され、低圧電圧端子ＶＬ−Ｖｃｏｍ間には直流負荷が接続され、エネルギをＶＨ−Ｖｃｏｍ→ＶＬ−Ｖｃｏｍの経路で消費している状態である。

図４に、ＩＧＢＴＳ３とＳ４のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示している。昇圧動作時の電流を正の方向として表したので、ここではＩＬを負の電流として表している。定常状態において、ここでもコンデンサＣｐには電圧０．５×Ｖ２の電圧が蓄積されている。降圧動作において、Ｓ１とＳ２とはオフした状態でありＳ３とＳ４とがオンオフの動作を行う。動作は下記の４つのモードから成る。

Ｓ３のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ４のゲート電圧がハイ電圧の状態（図４の時間帯（９））では、Ｓ３がオン、Ｓ４がオンであることから、以下の経路でエネルギがリアクトルＬｃとコンデンサＣＬに移行する。
ＣＨ→Ｓ４→Ｓ３→Ｌｃ→ＣＬ→ＣＨ
即ち、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、高圧電圧端子ＶＨ、Ｖｃｏｍ間にコンデンサＣｐを介さず直接接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ３のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ４のゲート電圧がロウ電圧の状態（図４の時間帯（１０））では、Ｓ３がオン、Ｓ４がオフであることから、以下の経路でＬｃとＣｐに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＬに移行する。
Ｃｐ→Ｓ３→Ｌｃ→ＣＬ→Ｄ１→Ｃｐ

Ｓ３のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ４のゲート電圧がハイ電圧の状態（図４の時間帯（１１））では、Ｓ３がオン、Ｓ４がオンであることから、以下の経路でエネルギがリアクトルＬｃとコンデンサＣＬに移行する。
ＣＨ→Ｓ４→Ｓ３→Ｌｃ→ＣＬ→ＣＨ
即ち、ここでも、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、高圧電圧端子ＶＨ、Ｖｃｏｍ間にコンデンサＣｐを介さず直接接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ３のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ４のゲート電圧がハイ電圧の状態（図４の時間帯（１２））では、Ｓ３がオフ、Ｓ４がオンであることから、以下の経路でリアクトルＬｃのエネルギがコンデンサＣＨに移行するとともに、コンデンサＣｐにエネルギを蓄積する。
ＣＨ→Ｓ４→Ｃｐ→Ｄ２→Ｌｃ→ＣＬ→ＣＨ

この一連の動作の繰り返しにより、１×Ｖ２≧Ｖ１＞０．５×Ｖ２の範囲で、入力された電圧Ｖ２を降圧調整して、電圧Ｖ１として出力する。

なお、上記範囲の内、Ｖ１＝Ｖ２となるのは、Ｓ３、Ｓ４を共にオンの状態を維持することに相当する。

次に、低圧電圧端子ＶＬ−Ｖｃｏｍ間に、電圧Ｖ１としてＶ１＜０．５×Ｖ２に降圧して出力する動作について説明する。この場合も同様に、低圧電圧端子ＶＬ−Ｖｃｏｍ間には直流負荷が接続され、エネルギをＶＨ−Ｖｃｏｍ→ＶＬ−Ｖｃｏｍの経路で消費している状態である。

図５に、ＩＧＢＴＳ３とＳ４のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示している。ここでもまた、電流ＩＬを負の電流として表している。この場合も定常状態において、コンデンサＣｐには電圧０．５×Ｖ２の電圧が蓄積されている。同様に、降圧動作において、Ｓ１とＳ２とはオフした状態でありＳ３とＳ４とがオンオフの動作を行う。動作は下記の４つのモードから成る。

Ｓ３のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ４のゲート電圧がロウ電圧の状態（図５の時間帯（１３））では、Ｓ３がオン、Ｓ４がオフであることから、以下の経路でＣｐのエネルギがＣＬに移行するとともに、リアクトルＬｃにエネルギを蓄積する。
Ｃｐ→Ｓ３→Ｌｃ→ＣＬ→Ｄ１→Ｃｐ
コンデンサＣｐは、高圧電圧端子ＶＨ−Ｖｃｏｍ間の電圧Ｖ２を分圧した電圧（０．５×Ｖ２）を蓄積しているものであることから、上記した経路により、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作は、高圧電圧端子ＶＨ、Ｖｃｏｍ間にコンデンサＣｐを介して接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる、と言える。

Ｓ３のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ４のゲート電圧がロウ電圧の状態（図５の時間帯（１４））では、Ｓ３がオフ、Ｓ４がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＬに移行する。
Ｌｃ→ＣＬ→Ｄ１→Ｄ２→Ｌｃ

Ｓ３のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ４のゲート電圧がハイ電圧の状態（図５の時間帯（１５））では、Ｓ３がオフ、Ｓ４がオンであることから、以下の経路でＣＨのエネルギがＣＬに移行するとともに、リアクトルＬｃとコンデンサＣｐに蓄積される。
ＣＨ→Ｓ４→Ｃｐ→Ｄ２→Ｌｃ→ＣＬ→ＣＨ
即ち、ここでも、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作は、高圧電圧端子ＶＨ、Ｖｃｏｍ間にコンデンサＣｐを介して接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ３のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ４のゲート電圧がロウ電圧の状態（図５の時間帯（１６））では、Ｓ３がオフ、Ｓ４がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＬに移行する。
Ｌｃ→ＣＬ→Ｄ１→Ｄ２→Ｌｃ

この一連の動作の繰り返しにより、Ｖ１＜０．５×Ｖ２の範囲で、入力された電圧Ｖ２を降圧調整して、電圧Ｖ１として出力する。

本ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、以上説明したように動作することにより昇降圧の動作ができる。
ところで、既述したように、リアクトルの電流リプルが大きくなると、リアクトルを構成する磁性体の損失が大きくなり、リアクトルが発熱することにより温度が上昇しインダクタンス値が低下しリアクトルの機能を果たさなくなったり、熱で破損したりする。また、電流リプルが大きくなると、リアクトルから放射される電磁ノイズや騒音が大きくなり、その周辺に悪影響を及ぼしたりする。このようなことから、リアクトルの電流リプルは、ある大きさ以下にしなければならない。この為、従来はどんな電圧比の条件においても電流リプルが許容できる値になるように、スイッチ素子をオンオフするスイッチング周波数とリアクトルのインダクタンス値が選ばれていた。

これに対し、本発明のＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、さらに、スイッチ素子をオンオフするスイッチング周波数を入出力電圧比に応じて変化させることで、リアクトルの電流リプルの大きさを変化させること無しにスイッチ素子のスイッチング損失を低減し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の広い動作範囲において電力消費量を低減するものである。

次に、このスイッチング周波数を変化させる要領を明らかにするため、スイッチング周波数ｆ、電流リプルのピーク−ピーク値ΔＩ、リアクトルのインダクタンスＬ、および昇降圧動作に係る電圧Ｖ１、Ｖ２の間に成立する関係式を求める。
この関係式は、先の図２〜図５で説明した、昇圧動作または降圧動作、およびそれらの電圧変換範囲により異なるので、以下、これら各ケース毎に求める。

先ず、先の図２の、１×Ｖ１≦Ｖ２＜２×Ｖ１の範囲で、入力された電圧Ｖ１を昇圧調整して、電圧Ｖ２として出力する場合について説明する。
Ｓ１、Ｓ２のいずれかのゲート電圧がハイの期間（図２の時間帯（１）、（３）の期間）をＴｏｎ、Ｓ１がオフしてＳ２がオンするまでの期間（図２の時間帯（２）の期間）、Ｓ２がオフしてＳ１がオンするまでの期間（図２の時間帯（４）の期間）をＴｏｆｆとすると、コンデンサＣｐの電圧が０．５×Ｖ２であることから、Ｔｏｎの期間では、（１）式が成り立つ。

Ｖ１−Ｖ２／２＝Ｌ×ΔＩ／Ｔｏｎ ・・・ （１）

また、Ｔｏｆｆの期間では、（２）式が成り立つ。

Ｖ２−Ｖ１＝Ｌ×ΔＩ／Ｔｏｆｆ ・・・ （２）

スイッチ素子のスイッチング周期Ｔ＝１／ｆは各期間の和であるから（３）式が成り立つ。

Ｔ＝１／ｆ＝２×（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ） ・・・ （３）

（１）〜（３）式から、スイッチング周波数ｆは、（４）式で表される。

ｆ＝（Ｖ２−Ｖ１）×（２Ｖ１−Ｖ２）／（２×Ｌ×ΔＩ×Ｖ２） ・・・ （４）

次に、先の図３の、Ｖ２＞２×Ｖ１の範囲で、入力された電圧Ｖ１を昇圧調整して、電圧Ｖ２として出力する場合について説明する。
Ｓ１、Ｓ２のゲート電圧が同時にハイの期間（両方ともオンしている期間）で、Ｓ１がオンしてからＳ２がオフするまでの期間（図３の時間帯（５）の期間）、Ｓ２がオンしてからＳ１がオフするまでの期間（図３の時間帯（７）の期間）をＴｏｎ、Ｓ１、Ｓ２のいずれかがオフしている期間（図３の時間帯（６）、（８）の期間）をＴｏｆｆとすると、Ｔｏｎの期間では、（５）式が成り立つ。

Ｖ１＝Ｌ×ΔＩ／Ｔｏｎ ・・・ （５）

コンデンサＣｐの電圧が０．５×Ｖ２であることから、Ｔｏｆｆの期間では、（６）式が成り立つ。

Ｖ２−Ｖ２／２−Ｖ１＝Ｌ×ΔＩ／Ｔｏｆｆ ・・・ （６）

（５）、（６）、（３）式から、スイッチング周波数ｆは、（７）式で表される。

ｆ＝Ｖ１×（Ｖ２−２×Ｖ１）／（２×Ｌ×ΔＩ×Ｖ２） ・・・ （７）

次に、先の図４の、１×Ｖ２≧Ｖ１＞０．５×Ｖ２の範囲で、入力された電圧Ｖ２を降圧調整して、電圧Ｖ１として出力する場合について説明する。
Ｓ３、Ｓ４のゲート電圧が同時にハイの期間（両方ともオンしている期間）で、Ｓ３がオンしてからＳ４がオフするまでの期間（図４の時間帯（９）の期間）、Ｓ４がオンしてからＳ３がオフするまでの期間（図４の時間帯（１１）の期間）をＴｏｎ、Ｓ３、Ｓ４のいずれかがオフしている期間（図４の時間帯（１０）、（１２）の期間）をＴｏｆｆとすると、Ｔｏｎの期間では、（８）式が成り立ち、Ｔｏｆｆの期間では、（９）式が成り立つ。

Ｖ２−Ｖ１＝Ｌ×ΔＩ／Ｔｏｎ ・・・ （８）
Ｖ１−Ｖ２／２＝Ｌ×ΔＩ／Ｔｏｆｆ ・・・ （９）

（８）、（９）、（３）式から、スイッチング周波数ｆは、（１０）式で表される。

ｆ＝（Ｖ２−Ｖ１）×（２Ｖ１−Ｖ２）／（２×Ｌ×ΔＩ×Ｖ２） ・・・ （１０）

次に、先の図５の、Ｖ１＜０．５×Ｖ２の範囲で、入力された電圧Ｖ２を降圧調整して、電圧Ｖ１として出力する場合について説明する。
Ｓ３、Ｓ４のいずれかのゲート電圧がハイの期間（図５の時間帯（１３）、（１５）の期間）をＴｏｎ、Ｓ３がオフしてＳ４がオンするまでの期間（図５の時間帯（１４）の期間）、Ｓ４がオフしてＳ３がオンするまでの期間（図５の時間帯（１６）の期間）をＴｏｆｆとすると、Ｔｏｎの期間では、（１１）式が成り立ち、Ｔｏｆｆの期間では（１２）式が成り立つ。

Ｖ２−Ｖ２／２−Ｖ１＝Ｌ×ΔＩ／Ｔｏｎ ・・・ （１１）
Ｖ１＝Ｌ×ΔＩ／Ｔｏｆｆ ・・・ （１２）

（１１）、（１２）、（３）式から、スイッチング周波数ｆは、（１３）式で表される。

ｆ＝Ｖ１×（Ｖ２−２×Ｖ１）／（２×Ｌ×ΔＩ×Ｖ２） ・・・ （１３）

電圧比（Ｖ２／Ｖ１）をｋとすると、（４）式と（１０）式とが、また、（７）式と（１３）式とがそれぞれ同一であることに着目すると、昇降圧動作の区別無く、スイッチング周波数ｆは、電圧比ｋの範囲に基づき、以下の（１４）式と（１５）式で表される。

１≦ｋ＜２の場合：
ｆ＝（Ｖ１／（２×Ｌ×ΔＩ））×（ｋ−１）×（２−ｋ）／ｋ ・・・ （１４）
ｋ＞２の場合：
ｆ＝（Ｖ１／（２×Ｌ×ΔＩ））×（ｋ−２）／ｋ ・・・ （１５）

従って、制御回路１２０は、リアクトルの電流リプルΔＩとして許容される値を入力し、スイッチング周波数ｆを、電圧比ｋに応じて（１４）式または（１５）式で算出される値に変化させることにより、リアクトルの電流リプルの大きさを変化させること無しにスイッチ素子のスイッチング損失を低減し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の広い動作範囲において電力消費量を低減することができるわけである。
電力消費量が低減することで、装置を冷却する負担が軽減して装置の小形軽量化も実現し、装置の耐久性も向上する。

例えば、具体例として、昇圧動作において、Ｖ１＝２５０Ｖ、ΔＩ＝２４Ａ、Ｌ＝１００μＨとした場合、出力電圧Ｖ２と電流リプルが同じとなるスイッチング周波数の関係は、図６に示すようになる。図からわかるように、電圧３５０Ｖを出力する場合は９ｋＨｚ程度のスイッチング周波数が必要となるが、５２０Ｖを出力する場合は２ｋＨｚ程度のスイッチング周波数でよいことになる。
よって、出力５００Ｖ付近ではスイッチング周波数を小さくすることができ、その結果、ＩＧＢＴのスイッチング損失が小さくなることから、損失の小さい動作が可能となる。

この電圧条件では、出力２５０Ｖから３５０Ｖまでは電圧の増加に応じて周波数を増加させ、３５０Ｖから５００Ｖまでは電圧の増加に応じて周波数を減少させ、５００Ｖ以上は電圧の増加に応じて周波数を増加させている。このように動作させることで、動作領域の中で損失の小さな動作領域ができることから、一定の周波数で動作させた場合と比較して、電力消費量を大幅に削減することができる。
同様に、降圧動作においても上記式から、入出力の電圧比に応じて決まるスイッチング周波数で動作することにより、電力消費量を大幅に削減することができる。

なお、（１４）式、（１５）式では、数式の適用上、電圧比ｋ＝２の場合が除かれるが、電圧比ｋ＝２で出力したい場合は、実際には、例えば、ｆとして、数１００Ｈｚまたは１ｋＨｚ程度の十分小さい値に設定することにより、電流リプルを大きくすることなく低損失での運転が可能となる。

上記で説明したように、昇圧動作のみの場合はＳ３、Ｓ４は不要であり、降圧動作のみの場合はＳ１、Ｓ２は不要となる。よって、片方向の機能のみでよい場合、不要なスイッチ素子を省いた構成とすればよい。

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置について説明する。先の実施の形態１のＤＣ／ＤＣ電力変換装置に対して回路構成は一部異なるが昇降圧に係る制御動作は基本的に異なるものではない。

図７は、この発明の実施の形態２によるＤＣ／ＤＣ電力変換装置の回路構成を示す。図７に示すように、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、低圧電圧端子ＶＬとＶｃｏｍＬ間に入力された電圧Ｖ１を、Ｖ１以上に昇圧された電圧Ｖ２に変換して高圧電圧端子ＶＨとＶｃｏｍＨ間に出力したり（昇圧動作）、高圧電圧端子ＶＨとＶｃｏｍＨ間に入力された電圧Ｖ２を、Ｖ２以下に降圧された電圧Ｖ１に変換して低圧電圧端子ＶＬとＶｃｏｍＬ間に出力する（降圧動作）ＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有する。

ＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、主回路２１０と制御回路２２０とから構成される。主回路２１０は、入出力電圧Ｖ１、Ｖ２を平滑化する平滑コンデンサＣＬ、ＣＨ１、ＣＨ２と、スイッチ素子として４つのＩＧＢＴＳ１〜Ｓ４（以下、適宜Ｓ１等と略記する）と、各ＩＧＢＴと並列にＩＧＢＴの導通方向と逆方向に導通するように接続された４つの第１〜第４の整流素子Ｄ１〜Ｄ４（以下、）適宜Ｄ１等と略記する）と、低圧電圧端子ＶＬとＩＧＢＴおよび整流素子で構成されるスイッチ素子群との間に接続されたリアクトルＬｃと、から構成される。
なお、平滑コンデンサＣＨ１、ＣＨ２は、高圧電圧端子ＶＨとＶｃｏｍＨ間の電圧Ｖ２を分圧した電圧を保持するコンデンサとしても機能する。

更に、回路の接続の詳細について説明する。平滑コンデンサＣＬの両端子は、それぞれ低圧電圧端子ＶＬとＶｃｏｍＬに接続されている。平滑コンデンサＣＨ１の高圧側端子は高圧電圧端子ＶＨに接続され、低圧側端子は平滑コンデンサＣＨ２の高圧側端子に接続され、平滑コンデンサＣＨ２の低圧側端子は高圧電圧端子ＶｃｏｍＨに接続されている。ＶｃｏｍＨは接地されている。

Ｓ１のエミッタ端子は高圧電圧端子ＶｃｏｍＨに、コレクタ端子はＳ２のエミッタ端子に接続されるとともに、低圧電圧端子ＶｃｏｍＬに接続されている。Ｓ２のコレクタ端子はＳ３のエミッタ端子に接続されている。Ｓ３のコレクタ端子はＳ４のエミッタ端子に接続され、Ｓ４のコレクタ端子は、高圧電圧端子ＶＨに接続されている。Ｄ１のアノード端子はＳ１のエミッタ端子に、カソード端子はコレクタ端子に接続され、Ｄ２のアノード端子はＳ２のエミッタ端子に、カソード端子はコレクタ端子に接続されている。Ｄ３のアノード端子はＳ３のエミッタ端子に、カソード端子はコレクタ端子に接続され、Ｄ４のアノード端子はＳ４のエミッタ端子に、カソード端子はコレクタ端子に接続されている。

リアクトルＬｃは、Ｓ３とＤ３との並列体およびＳ４とＤ４との並列体の直列接続点と低圧電圧端子ＶＬとの間に接続されている。平滑コンデンサＣＨ１は、互いに直列に接続されたＳ３とＤ３との並列体およびＳ４とＤ４との並列体と並列に接続され、平滑コンデンサＣＨ２は、互いに直列に接続されたＳ１とＤ１との並列体およびＳ２とＤ２との並列体と並列に接続されている。
Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート端子と、電圧端子ＶＨ、ＶＬ、ＶｃｏｍＬ、ＶｃｏｍＨは、制御回路２２０に接続されている。Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のゲート端子には、各ＩＧＢＴのエミッタ端子の電圧を基準としたゲート信号が入力されている。

次に、動作について説明する。まず、昇圧動作について述べる。このＤＣ／ＤＣ電力変換装置は、入出力電圧の関係において、Ｖ２が１×Ｖ１以上で２×Ｖ１より小さい場合と２×Ｖ１より大きい場合とで動作が異なる。始めに、高圧電圧端子ＶＨ−ＶｃｏｍＨ間に、電圧Ｖ２として１×Ｖ１≦Ｖ２＜２×Ｖ１に昇圧して出力する動作について説明する。 この場合は、電圧Ｖ１の直流電源（平滑コンデンサＣＬは容量が大きいとして所定の時間内の動作では直流電源とみなしてもよい）が低圧電圧端子ＶＬ−ＶｃｏｍＬ間に接続され、高圧電圧端子ＶＨ−ＶｃｏｍＨ間には直流負荷が接続され、エネルギをＶＬ−ＶｃｏｍＬ→ＶＨ−ＶｃｏｍＨの経路で消費している状態である。

図８に、ＩＧＢＴＳ２とＳ３のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示している。なお、ＩＧＢＴはゲート信号がハイ電圧でオンする。定常状態において、平滑コンデンサＣＨ１、ＣＨ２には電圧０．５×Ｖ２の電圧が蓄積されている。昇圧動作において、Ｓ１とＳ４はオフした状態でありＳ２とＳ３とがオンオフの動作を行う。動作は下記の４つのモードから成る。

Ｓ２のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ３のゲート電圧がロウ電圧の状態（図８の時間帯（２１））では、Ｓ２がオン、Ｓ３がオフであることから、以下の経路でエネルギがコンデンサＣＨ１に移行するとともに、リアクトルＬｃにエネルギを蓄積する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｄ４→ＣＨ１→Ｓ２→ＣＬ
即ち、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、平滑コンデンサＣＬ、従って低圧電圧端子ＶＬ、ＶｃｏｍＬ間に分圧コンデンサとして機能する平滑コンデンサＣＨ１を介して接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ２のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ３のゲート電圧がロウ電圧の状態（図８の時間帯（２２））では、Ｓ２がオフ、Ｓ３がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギが平滑コンデンサＣＨ１およびＣＨ２に移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｄ４→ＣＨ１→ＣＨ２→Ｄ１→ＣＬ

Ｓ２のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ３のゲート電圧がハイ電圧の状態（図８の時間帯（２３））では、Ｓ２がオフ、Ｓ３がオンであることから、以下の経路でエネルギが平滑コンデンサＣＨ２に移行するとともに、リアクトルＬｃにエネルギを蓄積する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｓ３→ＣＨ２→Ｄ１→ＣＬ
即ち、ここでも、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、低圧電圧端子ＶＬ、ＶｃｏｍＬ間に分圧コンデンサとして機能する平滑コンデンサＣＨ２を介して接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ２のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ３のゲート電圧がロウ電圧の状態（図８の時間帯（２４））では、Ｓ２がオフ、Ｓ３がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギが平滑コンデンサＣＨ１およびＣＨ２に移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｄ４→ＣＨ１→ＣＨ２→Ｄ１→ＣＬ

この一連の動作の繰り返しにより、１×Ｖ１≦Ｖ２＜２×Ｖ１の範囲で、入力された電圧Ｖ１を昇圧調整して、電圧Ｖ２として出力する。

なお、上記範囲の内、Ｖ１＝Ｖ２となるのは、Ｓ２、Ｓ３を共にオフの状態にすることに相当する。

次に、高圧電圧端子ＶＨ−ＶｃｏｍＨ間に、電圧Ｖ２としてＶ２＞２×Ｖ１に昇圧して出力する動作について説明する。この場合も同様に、高圧電圧端子ＶＨ−ＶｃｏｍＨ間には直流負荷が接続され、エネルギをＶＬ−ＶｃｏｍＬ→ＶＨ−ＶｃｏｍＨの経路で消費している状態である。

図９に、ＩＧＢＴ２とＳ３のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示している。この場合も定常状態において、平滑コンデンサＣＨ１およびＣＨ２には電圧０．５×Ｖ２の電圧が蓄積されている。同様に、昇圧動作において、Ｓ１とＳ４とはオフした状態でありＳ２とＳ３とがオンオフの動作を行う。動作は下記の４つのモードから成る。

Ｓ２のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ３のゲート電圧がハイ電圧の状態（図９の時間帯（２５））では、Ｓ２がオン、Ｓ３がオンであることから、以下の経路でエネルギがリアクトルＬｃに移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｓ３→Ｓ２→ＣＬ
即ち、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、低圧電圧端子ＶＬ、ＶｃｏｍＬ間に平滑コンデンサＣＨ１、ＣＨ２を介さず直接接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ２のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ３のゲート電圧がロウ電圧の状態（図９の時間帯（２６））では、Ｓ２がオン、Ｓ３がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＨ１に移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｄ４→ＣＨ１→Ｓ２→ＣＬ

Ｓ２のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ３のゲート電圧がハイ電圧の状態（図９の時間帯（２７））では、Ｓ２がオン、Ｓ３がオンであることから、以下の経路でエネルギがリアクトルＬｃに移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｓ３→Ｓ２→ＣＬ
即ち、ここでも、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、低圧電圧端子ＶＬ、ＶｃｏｍＬ間に平滑コンデンサＣＨ１、ＣＨ２を介さず直接接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ２のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ３のゲート電圧がハイ電圧の状態（図９の時間帯（２８））では、Ｓ２がオフ、Ｓ３がオンであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＨ２に移行する。
ＣＬ→Ｌｃ→Ｓ３→ＣＨ２→Ｄ１→ＣＬ

この一連の動作の繰り返しにより、Ｖ２＞２×Ｖ１の範囲で、入力された電圧Ｖ１を昇圧調整して、電圧Ｖ２として出力する。

次に、降圧動作について述べる。降圧動作でも、入出力電圧の関係において、Ｖ２が１×Ｖ１以上で２×Ｖ１より小さい場合と２×Ｖ１より大きい場合とで動作が異なる。まず、低圧電圧端子ＶＬ−ＶｃｏｍＬ間に、電圧Ｖ１として１×Ｖ２≧Ｖ１＞０．５×Ｖ２に降圧して出力する動作について説明する。
この場合は、電圧Ｖ２の直流電源（平滑コンデンサＣＨ１、ＣＨ２は容量が大きいとして所定の時間内の動作では直流電源とみなしてよい）が高圧電圧端子ＶＨ−ＶｃｏｍＨ間に接続され、低圧電圧端子ＶＬ−ＶｃｏｍＬ間には直流負荷が接続され、エネルギをＶＨ−ＶｃｏｍＨ→ＶＬ−ＶｃｏｍＬの経路で消費している状態である。

図１０に、ＩＧＢＴＳ１とＳ４のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示している。昇圧動作時の電流を正の方向として表したので、ここではＩＬを負の電流として表している。定常状態において、ここでも平滑コンデンサＣＨ１およびＣＨ２には電圧０．５×Ｖ２の電圧が蓄積されている。降圧動作において、Ｓ２とＳ３はオフした状態でありＳ１とＳ４とがオンオフの動作を行う。動作は下記の４つのモードから成る。

Ｓ１のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ４のゲート電圧がハイ電圧の状態（図１０の時間帯（２９））では、Ｓ１がオン、Ｓ４がオンであることから、以下の経路でエネルギがリアクトルＬｃに移行する。
（ＣＨ２→ＣＨ１）→Ｓ４→Ｌｃ→ＣＬ→Ｓ１→（ＣＨ２→ＣＨ１）
平滑コンデンサＣＨ１とＣＨ２との直列体は、高圧電圧端子ＶＨ−ＶｃｏｍＨ間に接続される直流電源でもあるので、この経路により、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、高圧電圧端子ＶＨ、ＶｃｏｍＨ間に（分圧コンデンサとして機能する平滑コンデンサＣＨ１、ＣＨ２を介さず）直接接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる、と言える。

Ｓ１のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ４のゲート電圧がロウ電圧の状態（図１０の時間帯（３０））では、Ｓ１がオン、Ｓ４がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＬに移行する。
ＣＨ２→Ｄ３→Ｌｃ→ＣＬ→Ｓ１→ＣＨ２

Ｓ１のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ４のゲート電圧がハイ電圧の状態（図１０の時間帯（３１））では、Ｓ１がオン、Ｓ４がオンであることから、以下の経路でエネルギがリアクトルＬｃに移行する。
（ＣＨ２→ＣＨ１）→Ｓ４→Ｌｃ→ＣＬ→Ｓ１→（ＣＨ２→ＣＨ１）
即ち、ここでも、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作が、高圧電圧端子ＶＨ、ＶｃｏｍＨ間に（分圧コンデンサとして機能する平滑コンデンサＣＨ１、ＣＨ２を介さず）直接接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ１のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ４のゲート電圧がハイ電圧の状態（図１０の時間帯（３２））では、Ｓ１がオフ、Ｓ４がオンであることから、以下の経路でリアクトルＬｃのエネルギがコンデンサＣＬに移行する。
ＣＨ１→Ｓ４→Ｌｃ→ＣＬ→Ｄ２→ＣＨ１

この一連の動作の繰り返しにより、１×Ｖ２≧Ｖ１＞０．５×Ｖ２の範囲で、入力された電圧Ｖ２を降圧調整して、電圧Ｖ１として出力する。

なお、上記範囲の内、Ｖ１＝Ｖ２となるのは、Ｓ１、Ｓ４を共にオンの状態を維持することに相当する。

次に、低圧電圧端子ＶＬ−ＶｃｏｍＬ間に、電圧Ｖ１としてＶ１＜０．５×Ｖ２に降圧して出力する動作について説明する。この場合も同様に、低圧電圧端子ＶＬ−ＶｃｏｍＬ間には直流負荷が接続され、エネルギをＶＨ−ＶｃｏｍＨ→ＶＬ−ＶｃｏｍＬの経路で消費している状態である。

図１１に、ＩＧＢＴＳ１とＳ４のゲート信号電圧波形と、リアクトルＬｃの電流ＩＬの波形を示している。ここでもまた、電流ＩＬを負の電流として表している。この場合も定常状態において、平滑コンデンサＣＨ１およびＣＨ２には電圧０．５×Ｖ２の電圧が蓄積されている。同様に、降圧動作において、Ｓ２とＳ３はオフした状態でありＳ１とＳ４とがオンオフの動作を行う。動作は下記の４つのモードから成る。

Ｓ１のゲート電圧がハイ電圧、Ｓ４のゲート電圧がロウ電圧の状態（図１１の時間帯（３３））では、Ｓ１がオン、Ｓ４がオフであることから、以下の経路でエネルギがＣＬに移行するとともに、リアクトルＬｃにエネルギを蓄積する。
ＣＨ２→Ｄ３→Ｌｃ→ＣＬ→Ｓ１→ＣＨ２
平滑コンデンサＣＨ２は、高圧電圧端子ＶＨ−ＶｃｏｍＨ間の電圧Ｖ２を分圧した電圧（０．５×Ｖ２）を蓄積しているものであることから、上記した経路により、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作は、高圧電圧端子ＶＨ、ＶｃｏｍＨ間に分圧コンデンサとして機能する平滑コンデンサＣＨ２を介して接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる、と言える。

Ｓ１のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ４のゲート電圧がロウ電圧の状態（図１１の時間帯（３４））では、Ｓ１がオフ、Ｓ４がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＬに移行する。
Ｌｃ→ＣＬ→Ｄ２→Ｄ３→Ｌｃ

Ｓ１のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ４のゲート電圧がハイ電圧の状態（図１１の時間帯（３５））では、Ｓ１がオフ、Ｓ４がオンであることから、以下の経路でエネルギがＣＬに移行するとともに、リアクトルＬｃに蓄積される。
ＣＨ１→Ｓ４→Ｌｃ→ＣＬ→Ｄ２→ＣＨ１
即ち、ここでも、リアクトルＬｃによるエネルギの蓄勢動作は、高圧電圧端子ＶＨ、ＶｃｏｍＨ間に分圧コンデンサとして機能する平滑コンデンサＣＨ１を介して接続されるリアクトルＬｃへの通電により行われる。

Ｓ１のゲート電圧がロウ電圧、Ｓ４のゲート電圧がロウ電圧の状態（図１１の時間帯（３６））では、Ｓ１がオフ、Ｓ４がオフであることから、以下の経路でＬｃに蓄積されたエネルギがコンデンサＣＬに移行する。
Ｌｃ→ＣＬ→Ｄ２→Ｄ３→Ｌｃ

この一連の動作の繰り返しにより、Ｖ１＜０．５×Ｖ２の範囲で、入力された電圧Ｖ２を降圧調整して、電圧Ｖ１として出力する。

実施の形態２のＤＣ／ＤＣ電力変換装置も、実施の形態１と同様、以上説明したように動作することにより昇降圧の動作ができる。更に、実施の形態１で説明したと同様の原理で、スイッチング周波数ｆ、電流リプルのピーク−ピーク値ΔＩ、リアクトルのインダクタンスＬ、昇降圧動作に係る電圧Ｖ１、Ｖ２、および電圧比ｋの間に先の（１４）式および（１５）式が成立する。

従って、この実施の形態２における制御回路２２０は、リアクトルの電流リプルΔＩとして許容される値を入力し、スイッチング周波数ｆを、電圧比ｋに応じて（１４）式または（１５）式で算出される値に変化させることにより、リアクトルの電流リプルの大きさを変化させること無しにスイッチ素子のスイッチング損失を低減し、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置の広い動作範囲において電力消費量を低減することができる。

上記で説明したように、昇圧動作のみの場合はＳ１、Ｓ４は不要であり、降圧動作のみの場合はＳ２、Ｓ３は不要となる。よって、片方向の機能のみでよい場合、不要なスイッチ素子を省いた構成とすればよい。

実施の形態３．
先の実施の形態１では、記述したように、（１４）式、（１５）式に基づき、電流リプルの大きさが一定になるようスイッチング周波数ｆを連続的に変化させる必要があり、制御が複雑になるという側面がある。また、電圧比ｋ＝２では、両式からは有効なスイッチング周波数ｆが得られないので、これも記述したとおり、電圧比ｋ＝２の付近で動作させたい場合は、スイッチング周波数ｆとして極小さい値に設定するという制御上の特別の配慮が必要となる。

この発明の実施の形態３は、以上の点を考慮してなされたもので、スイッチング周波数ｆを電圧比ｋに合わせて可変させるのではなく、スイッチング周波数ｆを固定の何種類かで変化させ、リアクトルのインダクタンス値Ｌをさほど大きくしないで（リアクトルのサイズをさほど大きくしないで）、電流リプルをある値以下に抑えるとともに、スイッチング周波数が低い動作領域において電力消費量を低減できるようにしたものである。

回路構成は図１に示したものと同じで再度の説明は省略する。同様に、ＤＣ／ＤＣ電力変換装置としては、低圧電圧端子ＶＬとＶｃｏｍ間に入力された電圧Ｖ１を、Ｖ１以上に昇圧された電圧Ｖ２に変換して高圧電圧端子ＶＨとＶｃｏｍ間に出力したり（昇圧動作）、高圧電圧端子ＶＨとＶｃｏｍ間に入力された電圧Ｖ２を、Ｖ２以下に降圧された電圧Ｖ１に変換して低圧電圧端子ＶＬとＶｃｏｍ間に出力する（降圧動作）ＤＣ／ＤＣ電力変換機能を有する。

昇圧動作、降圧動作自体は、先の実施の形態１で説明した通りであり、再度の説明は省略する。ここでは、電圧比ｋの範囲を複数の動作領域に分割し、各動作領域において異なる２種類のスイッチング周波数を設定し、動作領域に応じて、従って、電圧比ｋに応じてスイッチング周波数ｆを切り替える方法とその効果について説明する。

先ず、その前提として、昇圧動作においてスイッチング周波数ｆを１０ｋＨｚ一定とした場合における、出力電圧と電流リプルΔＩ（最大値と最小値の差）との関係を図１２に示す。ここでは、Ｖ１＝２５０Ｖ、リアクトルのＬ＝１００μＨとしている。
図からわかるように、出力電圧２６０Ｖ〜６６０Ｖの範囲において、電流リプルは３７５Ｖ（２５０Ｖの１．５倍）で極大値をもち、５００Ｖ（２５０Ｖの２倍）で最小値、５００Ｖ以上では電圧の大きさに依存して大きくなり、６６０Ｖでは最大値の３０．３Ａをとる。

次に、動作領域２６０Ｖ〜２８０Ｖの範囲ではｆ＝５ｋＨｚ、２８０Ｖ〜４４０Ｖではｆ＝１０ｋＨｚ、４４０Ｖ〜５６０Ｖではｆ＝５ｋＨｚ、５６０Ｖ〜６６０Ｖではｆ＝１０ｋＨｚで動作させた場合の出力電圧と電流リプルΔＩとの関係を図１３に示す。このような周波数を選んで動作させることにより、リアクトルの電流リプルを制限値３０．３Ａ以下に抑制しつつ、２６０Ｖ〜２８０Ｖ、４４０Ｖ〜５６０Ｖの動作領域でｆ＝５ｋＨｚでの動作が可能となる。
そして、このｆ＝５ｋＨｚの動作領域で消費電力を低減できることから、動作電圧範囲の全体として見て電力消費量を低減でき、装置を冷却する負担が軽減して装置の小形軽量化も実現し、装置の耐久性も向上し、制御も全体として簡便となる。

なお、上記の例では、動作電圧範囲の全体においては、３回の周波数切替点があるが、動作電圧範囲が４４０Ｖ〜６６０Ｖの条件では、周波数切替点は２回となる。また、上記の例では２種類の周波数を設定したが、３種類、４種類と増やすことによりさらに電流リプルを低く抑え、消費電力を低下させることができる。

また、上記の例では昇圧動作について説明したが、降圧動作でも同様な動作が可能であり、同様な効果を得ることができる。また、実施の形態２で示したＤＣ／ＤＣ電力変換装置においても同様な動作が可能であり、同様な効果を得ることができる。

更に、実施の形態１および２で説明したように、昇圧動作あるいは降圧動作のみの機能でよい場合は、不要なスイッチ素子を省いた構成とすればよい。

Claims (13)

1. 高圧電圧端子、低圧電圧端子、前記高圧電圧端子間に接続され、整流素子を複数個互いに直列に接続してなる素子直列体、前記複数個の整流素子の全部または一部のそれぞれに並列に接続されたスイッチ素子、複数の前記整流素子と並列に接続され前記高圧電圧端子間の電圧を分圧した電圧を保持するコンデンサ、一端が前記低圧電圧端子の一方に接続され他端が前記整流素子の直列接続点に接続され前記スイッチ素子のスイッチング動作に応じて通電しエネルギの蓄勢放勢を行うリアクトル、および前記スイッチ素子のオンオフ動作を制御することにより前記高圧電圧端子間の電圧と前記低圧電圧端子間の電圧との間の直流電圧変換の制御を行う制御回路を備えたＤＣ／ＤＣ電力変換装置において、
   （前記高圧電圧端子間の電圧／前記低圧電圧端子間の電圧）を電圧比ｋとし、前記直流電圧変換を実行する場合の前記電圧比ｋの範囲を複数の動作領域に分割し、前記動作領域として前記電圧比ｋ＝２を含む動作領域を設け、
   前記制御回路は、前記リアクトルに流れる電流リプルの大きさが前記動作領域に拘わらず所定の制限値以下となるよう、前記動作領域毎に前記スイッチ素子をオンオフするスイッチング周波数を設定し、前記電圧比ｋ＝２を含む動作領域で設定する前記スイッチング周波数を他の動作領域で設定する前記スイッチング周波数以下としたＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
2. 前記素子直列体は、低電位側から高電位側に順次互いに直列に接続された第１〜第４の整流素子からなり、前記低圧電圧端子は、前記リアクトルを介して前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との直列体と並列に接続され、前記コンデンサは、前記第２の整流素子と前記第３の整流素子との直列体と並列に接続されており、
   前記第１〜第４の整流素子のそれぞれに並列に前記スイッチ素子を接続することにより、前記低圧電圧端子間の電圧を前記高圧電圧端子間の電圧に昇圧する昇圧動作と前記高圧電圧端子間の電圧を前記低圧電圧端子間の電圧に降圧する降圧動作の双方を実行するようにした請求項１記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
3. 前記素子直列体は、低電位側から高電位側に順次互いに直列に接続された第１〜第４の整流素子からなり、前記低圧電圧端子は、前記リアクトルを介して前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との直列体と並列に接続され、前記コンデンサは、前記第２の整流素子と前記第３の整流素子との直列体と並列に接続されており、
   前記第１の整流素子と前記第２の整流素子とのそれぞれに並列に前記スイッチ素子を接続することにより、前記低圧電圧端子間の電圧を前記高圧電圧端子間の電圧に昇圧する昇圧動作を実行するようにした請求項１記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
4. 前記素子直列体は、低電位側から高電位側に順次互いに直列に接続された第１〜第４の整流素子からなり、前記低圧電圧端子は、前記リアクトルを介して前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との直列体と並列に接続され、前記コンデンサは、前記第２の整流素子と前記第３の整流素子との直列体と並列に接続されており、
   前記第３の整流素子と前記第４の整流素子とのそれぞれに並列に前記スイッチ素子を接続することにより、前記高圧電圧端子間の電圧を前記低圧電圧端子間の電圧に降圧する降圧動作を実行するようにした請求項１記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
5. 前記素子直列体は、低電位側から高電位側に順次互いに直列に接続された第１〜第４の整流素子からなり、前記低圧電圧端子は、前記リアクトルを介して前記第２の整流素子と前記第３の整流素子との直列体と並列に接続され、前記コンデンサは、前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との直列体および前記第３の整流素子と前記第４の整流素子との直列体のそれぞれと並列に接続されており、
   前記第１〜第４の整流素子のそれぞれに並列に前記スイッチ素子を接続することにより、前記低圧電圧端子間の電圧を前記高圧電圧端子間の電圧に昇圧する昇圧動作と前記高圧電圧端子間の電圧を前記低圧電圧端子間の電圧に降圧する降圧動作の双方を実行するようにした請求項１記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
6. 前記素子直列体は、低電位側から高電位側に順次互いに直列に接続された第１〜第４の整流素子からなり、前記低圧電圧端子は、前記リアクトルを介して前記第２の整流素子と前記第３の整流素子との直列体と並列に接続され、前記コンデンサは、前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との直列体および前記第３の整流素子と前記第４の整流素子との直列体のそれぞれと並列に接続されており、
   前記第２の整流素子と前記第３の整流素子とのそれぞれに並列に前記スイッチ素子を接続することにより、前記低圧電圧端子間の電圧を前記高圧電圧端子間の電圧に昇圧する昇圧動作を実行するようにした請求項１記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
7. 前記素子直列体は、低電位側から高電位側に順次互いに直列に接続された第１〜第４の整流素子からなり、前記低圧電圧端子は、前記リアクトルを介して前記第２の整流素子と前記第３の整流素子との直列体と並列に接続され、前記コンデンサは、前記第１の整流素子と前記第２の整流素子との直列体および前記第３の整流素子と前記第４の整流素子との直列体のそれぞれと並列に接続されており、
   前記第１の整流素子と前記第４の整流素子とのそれぞれに並列に前記スイッチ素子を接続することにより、前記高圧電圧端子間の電圧を前記低圧電圧端子間の電圧に降圧する降圧動作を実行するようにした請求項１記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
8. 前記低圧電圧端子間に直流電源が接続され前記高圧電圧端子間に直流負荷が接続され、
   前記制御回路は、前記リアクトルによる前記エネルギの蓄勢動作が、前記低圧電圧端子間に前記コンデンサを介して接続される前記リアクトルへの通電により行われるよう前記各スイッチ素子をオンオフ制御することにより、前記電圧比ｋに対して、１≦ｋ＜２の範囲で昇圧動作の直流電圧変換の制御をする請求項１〜３、５、６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
9. 前記低圧電圧端子間に直流電源が接続され前記高圧電圧端子間に直流負荷が接続され、
   前記制御回路は、前記リアクトルによる前記エネルギの蓄勢動作が、前記低圧電圧端子間に前記コンデンサを介さず接続される前記リアクトルへの通電により行われるよう前記各スイッチ素子をオンオフ制御することにより、前記電圧比ｋに対して、ｋ＞２の範囲で昇圧動作の直流電圧変換の制御をする請求項１〜３、５、６のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
10. 前記高圧電圧端子間に直流電源が接続され前記低圧電圧端子間に直流負荷が接続され、
    前記制御回路は、前記リアクトルによる前記エネルギの蓄勢動作が、前記高圧電圧端子間に前記コンデンサを介さず接続される前記リアクトルへの通電により行われるよう前記各スイッチ素子をオンオフ制御することにより、前記電圧比ｋに対して、１≦ｋ＜２の範囲で降圧動作の直流電圧変換の制御をする請求項１、２、４、５、７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
11. 前記高圧電圧端子間に直流電源が接続され前記低圧電圧端子間に直流負荷が接続され、
    前記制御回路は、前記リアクトルによる前記エネルギの蓄勢動作が、前記高圧電圧端子間に前記コンデンサを介して接続される前記リアクトルへの通電により行われるよう前記各スイッチ素子をオンオフ制御することにより、前記電圧比ｋに対して、ｋ＞２の範囲で降圧動作の直流電圧変換の制御をする請求項１、２、４、５、７のいずれか１項に記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
12. 前記低圧電圧端子間の電圧をＶ１、前記スイッチング周波数をｆ、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記リアクトルに流れる電流リプルの前記制限値をΔＩとしたとき、
    前記制御回路は、下式に基づき、前記電圧比ｋに応じて前記スイッチング周波数ｆを変化させるようにした請求項８または１０記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
    ｆ＝（Ｖ１／（２×Ｌ×ΔＩ））×（ｋ−１）×（２−ｋ）／ｋ
13. 前記低圧電圧端子間の電圧をＶ１、前記スイッチング周波数をｆ、前記リアクトルのインダクタンスをＬ、前記リアクトルに流れる電流リプルの前記制限値をΔＩとしたとき、
    前記制御回路は、下式に基づき、前記電圧比ｋに応じて前記スイッチング周波数ｆを変化させるようにした請求項９または１１記載のＤＣ／ＤＣ電力変換装置。
    ｆ＝（Ｖ１／（２×Ｌ×ΔＩ））×（ｋ−２）／ｋ

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