JP6316269B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

この発明は、半導体スイッチング素子と受動部品を用いたＤＣ／ＤＣコンバータと、インバータと、を含む電力変換装置等に関するものである。

従来の電力変換装置として、リアクトルと半導体スイッチング素子から構成されるＤＣ／ＤＣコンバータと、リアクトルの温度を検出して、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧を抑制する手段と、間接的にリアクトルの電流を抑制する手段と、を有した電力変換装置がある(例えば、下記特許文献１参照)。

また、従来のＤＣ／ＤＣコンバータとして、スイッチング動作を行なう２つの半導体スイッチング素子から構成されるスイッチングユニットを２つ以上有し、各スイッチングユニットの半導体スイッチング素子がすべて直列に接続され、エネルギ移行用コンデンサと、リアクトルを有する構成とされ、各スイッチングユニットの半導体スイッチング素子のスイッチング動作によりエネルギ移行用コンデンサの充放電を利用して直流／直流変換を行うものが知られており、低耐圧の半導体スイッチング素子と小型のリアクトルを用いることができ、また、半導体スイッチング素子のオンデューティーを変えることにより、入力電圧と出力電圧の比を調整できることが知られている(例えば、下記特許文献２参照)。

下記特許文献１の電力変換装置では、スイッチング素子とリアクトルを用いるＤＣ／ＤＣコンバータとインバータにより構成され、リアクトルの検出温度に従って、ＤＣ／ＤＣコンバータの電圧を抑制する手段や、間接的にリアクトルの電流を抑制する手段を有している。

また、下記特許文献２の従来のＤＣ／ＤＣコンバータを適用することにより、小型のリアクトルを用いることができる。

特開２００９−２１９２００号公報 特許第５１８９６２０号明細書

Thierry A. Meynard他著、"Multicell Converters: Basic Concepts and Industry Applications"、IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS、VOL.49、NO. 5、OCTOBER 2002

従来の電力変換装置においてリアクトルを小型化することが可能である。しかしながら、従来の電力変換装置においても、リアクトルは大きく重く、電力変換装置自体が、大型化・重量化する問題がある。
また、電力変換装置に含まれるコンデンサについては温度上昇による出力制限は行っていないため、電流定格の大きなコンデンサを用いる必要がある。そのため、コンデンサが大型化・重量化し、電力変換装置自体も大型化・重量化する問題がある。

この発明は、このような問題点を解消するためになされたものであって、電流・電力定格の小さな小型軽量のリアクトルまたはコンデンサまたはリアクトルとコンデンサを用いることができる改良された電力変換装置等を提供することを目的とするものである。

この発明は、スイッチング動作を行う第１の半導体スイッチング素子群、リアクトル、およびコンデンサを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を第２の半導体スイッチング素子群のスイッチングにより交流電流に変換して電動回転機へ供給するインバータと、前記ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータの制御を行うと共に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記リアクトルの温度と昇圧される直流電圧に従って、前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力を制限することで前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流を制限する制御部と、を備え、前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、前記第１の半導体スイッチング素子群が、それぞれ相補的にスイッチング動作を行なう２つの半導体スイッチング素子から構成される２つのスイッチングユニットからなり、前記各スイッチングユニットの半導体スイッチング素子がすべて直列に接続されており、中心の電圧端子の一方の側に前記各スイッチングユニットの一方の半導体スイッチング素子が直列に接続され、前記中心の電圧端子の他方の側に前記各スイッチングユニットの他方の半導体スイッチング素子が直列に接続され、前記中心の電圧端子の一方の側の半導体スイッチング素子間の接続点と他方の側の半導体スイッチング素子間の接続点との間に前記コンデンサが接続され、前記中心の電圧端子と電源側との間に前記リアクトルが直列に接続され、前記コンデンサとリアクトルが、前記各スイッチングユニットの前記各半導体スイッチング素子のスイッチング動作により充放電されるエネルギ移行用コンデンサと電圧変換のための電気エネルギを蓄積するリアクトルからなる、電力変換装置等にある。

この発明では、電流・電力定格の小さな小型軽量のリアクトルまたはコンデンサまたはリアクトルとコンデンサを用いることができる改良された電力変換装置等を提供できる。

この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す電気回路図を含む構成図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための各部の波形図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のＤＣ／ＤＣコンバータの動作を説明するための各部の波形図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置のＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子、リアクトル、コンデンサの温度上昇を表す図である。 この発明の実施の形態１に係る電力変換装置の制御部の内部構成を表す機能ブロック図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す電気回路図を含む構成図である。 この発明の実施の形態２に係る電力変換装置の制御部の内部構成を表す機能ブロック図である。

以下、この発明による電力変換装置等を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。

実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１による電力変換装置の構成を示す電気回路図を含む構成図である。実施の形態１による電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０、インバータ１１、および制御部２０により構成される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０は、電圧端子ＶＬと電圧端子ＶＮ間に入力された直流電圧Ｖ１を、昇圧された直流電圧Ｖ２に変換し、電圧端子ＶＨと電圧端子ＶＮ間に出力する昇圧機能と、電圧端子ＶＨと電圧端子ＶＮ間に入力された直流電圧Ｖ２を、降圧された直流電圧Ｖ１に変換し、電圧端子ＶＬと電圧端子ＶＮ間に出力する降圧機能を有する双方向のＤＣ／ＤＣコンバータである。

インバータ１１は、電圧端子ＶＨと電圧端子ＶＮ間の直流電圧Ｖ２を、３相交流として３相出力端子Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに出力するインバータである。電力変換装置の電圧端子ＶＬと電圧端子ＶＮは、バッテリＢに接続され、電力変換装置の３相出力端子は発電機や電動機等からなる電動回転機ＭＧに接続され三相交流を供給する。

制御部２０は、
インバータ１１の３相電流を制御する機能と、
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の直流電圧Ｖ２を制御する機能と、
リアクトル温度とコンデンサ温度に基づきＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電流を制限するように電動回転機ＭＧのトルクやインバータ１１の負荷出力を制限する機能と、
を有する。

図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の主回路は、入出力直流電圧Ｖ１、Ｖ２を平滑化する平滑コンデンサＣ１、Ｃ２と、エネルギ移行用コンデンサとして機能する平滑コンデンサＣ０と、複数の半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ(第１の半導体スイッチング素子群)と、電圧変換のための電気エネルギを蓄えるリアクトルＬを備えている。半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂは相補的にスイッチング動作を行ない、スイッチングユニットＳＵ１を構成する。また、半導体スイッチング素子Ｓ２ａ、Ｓ２ｂも、相補的にスイッチング動作を行ない、スイッチングユニットＳＵ２を構成する。

各半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂは、それぞれＩＧＢＴ(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)と、それに逆並列に接続されたダイオードで構成されている。各半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂのＩＧＢＴは、それぞれコレクタ端子と、エミッタ端子と、ゲート端子を有し、各半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂのダイオードは、各半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂのＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子の間に、アノード端子がエミッタ端子に接続されるようにして、逆並列に接続されている。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の接続の詳細について説明する。
半導体スイッチング素子Ｓ１ｂのＩＧＢＴのエミッタ端子は、電圧端子ＶＭに接続され、そのコレクタ端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０の高電圧側端子に接続されている。
半導体スイッチング素子Ｓ１ａのＩＧＢＴのエミッタ端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０の低電圧側端子に接続され、そのコレクタ端子は、電圧端子ＶＭに接続されている。
半導体スイッチング素子Ｓ２ｂのＩＧＢＴのエミッタ端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０の高電圧側端子に接続され、そのコレクタ端子は、平滑コンデンサＣ２の高電圧側端子に接続されている。
半導体スイッチング素子Ｓ２ａのＩＧＢＴのエミッタ端子は、平滑コンデンサＣ２の低電圧側端子に、そのコレクタ端子は、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０の低電圧側端子に接続されている。

平滑コンデンサＣ１の低電圧側端子は、電圧端子ＶＮに接続され、この平滑コンデンサＣ１の高電圧側端子は、電圧端子ＶＬに接続されている。平滑コンデンサＣ２の低電圧側端子は、電圧端子ＶＮに接続され、この平滑コンデンサＣ２の高電圧側端子は電圧端子ＶＨに接続されている。リアクトルＬの一方の端子は電圧端子ＶＬに、他方の端子は電圧端子ＶＭにそれぞれ接続されている。

半導体スイッチング素子Ｓ１ａのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ１ａにより、
半導体スイッチング素子Ｓ１ｂのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ１ｂにより、
半導体スイッチング素子Ｓ２ａのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ２ａにより、
半導体スイッチング素子Ｓ２ｂのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅ２ｂにより、スイッチング動作を行う。
半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂは、それぞれゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂがハイ「Ｈ」信号のときにオンとなり、ゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂがロウ「Ｌ」信号のときにオフとなる。

インバータ１１の接続の詳細について説明する。
半導体スイッチング素子Ｓｕｌ，Ｓｕｈ，Ｓｖｌ，Ｓｖｈ，Ｓｗｌ，Ｓｗｈ(第２の半導体スイッチング素子群)は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の半導体スイッチング素子Ｓ１ａ，Ｓ２ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ｂと同様に、それぞれＩＧＢＴ(絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ)と、それに逆並列に接続されたダイオードで構成されている。

Ｕ相下アーム側の半導体スイッチング素子ＳｕｌのＩＧＢＴのエミッタ端子は、電圧端子ＶＮに接続され、そのコレクタ端子は、３相出力端子Ｖｕに接続されている。
Ｕ相上アーム側の半導体スイッチング素子ＳｕｈのＩＧＢＴのエミッタ端子は、３相出力端子Ｖｕに接続され、そのコレクタ端子は、電圧端子ＶＨに接続されている。
Ｖ相下アーム側の半導体スイッチング素子ＳｖｌのＩＧＢＴのエミッタ端子は、電圧端子ＶＮに接続され、そのコレクタ端子は、３相出力端子Ｖｖに接続されている。
Ｖ相上アーム側の半導体スイッチング素子ＳｖｈのＩＧＢＴのエミッタ端子は、３相出力端子Ｖｖに接続され、そのコレクタ端子は、電圧端子ＶＨに接続されている。
Ｗ相下アーム側の半導体スイッチング素子ＳｗｌのＩＧＢＴのエミッタ端子は、電圧端子ＶＮに接続され、そのコレクタ端子は、３相出力端子Ｖｗに接続されている。
Ｗ相上アーム側の半導体スイッチング素子ＳｗｈのＩＧＢＴのエミッタ端子は、３相出力端子Ｖｗに接続され、そのコレクタ端子は、電圧端子ＶＨに接続されている。

半導体スイッチング素子ＳｕｌのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｕｌにより、
半導体スイッチング素子ＳｕｈのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｕｈにより、
半導体スイッチング素子ＳｖｌのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｖｌにより、
半導体スイッチング素子ＳｖｈのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｖｈにより、
半導体スイッチング素子ＳｗｌのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｗｌにより、
半導体スイッチング素子ＳｗｈのＩＧＢＴは制御部２０から出力されるゲート信号Ｇａｔｅｗｈにより、スイッチング動作を行う。

電圧センサＳｎｓＶ１は電圧端子ＶＬ−ＶＮ間の直流電圧Ｖ１の電圧値を検出し、
電圧センサＳｎｓＶ２は電圧端子ＶＨ−ＶＮ間の直流電圧Ｖ２の電圧値を検出し、
３相電流センサＳｎｓＩｕ，ＳｎｓＩｖ，ＳｎｓＩｗはインバータ１１の３相出力端子Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと電動回転機ＭＧ間の３相交流の３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出し、
温度センサＳｎｓＴＬはリアクトルＬの温度ＴｍｐＬを検出し、
温度センサＳｎｓＴＣはコンデンサＣ０の温度ＴｍｐＣを検出し、
回転角センサＳｎｓθｍは電動回転機ＭＧの回転角θｍを検出し、
それぞれ制御部２０に入力する。
また外部から、電動回転機ＭＧのトルク指令値Ｔｒｑ＊と、直流電圧指令値Ｖ２＊と、が制御部２０に入力される。

リアクトル温度ＴｍｐＬとコンデンサ温度ＴｍｐＣが低いときには、電動回転機ＭＧのトルクが、トルク指令値Ｔｒｑ＊と等しくなるように、インバータ１１のゲート信号Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈを制御する。また、直流電圧Ｖ２が、直流電圧指令値Ｖ２＊と等しくなるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号Ｇａｔｅ１ａ，Ｇａｔｅ１ｂ，Ｇａｔｅ２ａ，Ｇａｔｅ２ｂを制御する。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の直流電圧を、昇圧または降圧した直流電圧に変換する動作について説明する。
定常状態では、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０の電圧Ｖ０の平均電圧は、直流電圧Ｖ２の１／２、すなわちＶ２／２となる。平滑コンデンサＣ２には直流電圧Ｖ２が充電されているので、各半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂの印加電圧は、ほぼＶ２／２となる。また、前記非特許文献１に記載のように、リアクトルＬに印加されるリップル電圧は小さくなり、またリアクトルＬに印加されるリップル電圧の周波数は、スイッチング周波数の２倍となるため、小型のリアクトルＬを用いることができる。

図２、図３は、実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の動作を説明するための各部の波形図であり、図２は半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーが５０％以上の場合(Ｄｕｔｙ≧５０％)における動作を、また図３は半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーが５０％より小さい場合(Ｄｕｔｙ＜５０％)における動作をそれぞれ示す。

図２、図３において、(ａ)はゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂを、(ｂ)はリアクトルＬの電流を、(ｃ)は平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０の電流をそれぞれ示す。なお、図２、図３の横軸は、共通な時間軸である。

まず、半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーが５０％以上(Ｄｕｔｙ≧５０％)の場合における動作について、図２を参照して、以下に説明する。
ゲート信号Ｇａｔｅ１ａとゲート信号Ｇａｔｅ１ｂは、一方がハイ信号のときに他方がロウ信号となり、一方がロウ信号のときに他方がハイ信号となる、互いに相補のゲート信号である。同様にゲート信号Ｇａｔｅ２ａとＧａｔｅ２ｂも互いに相補のゲート信号である。

ゲート信号Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂは、ゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂに対して、位相が１８０°遅延する信号である。なお、実際には、ゲート信号Ｇａｔｅ１ａとＧａｔｅ１ｂにおいて、ハイ信号からロウ信号(あるいはロウ信号からハイ信号)に切り替えるときに、半導体スイッチング素子Ｓ１ａとＳ１ｂの短絡防止のために、両方のゲート信号がロウ信号となるデッドタイムが極短い期間存在するが、説明の簡単化のため省略する。ゲート信号Ｇａｔｅ２ａとＧａｔｅ２ｂについても同様にごく短い期間のデッドタイムが存在するが説明を省略する。

半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂは、それぞれゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂがハイ信号のときにオンとなり、ゲート信号Ｇａｔｅ１ａ、Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａ、Ｇａｔｅ２ｂがロウ信号のときにオフとなる。また、各半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂのスイッチング一周期におけるオン時間Ｔ１ａ、Ｔ１ｂ、Ｔ２ａ、Ｔ２ｂは、スイッチング周期Ｔｓと半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーＤｕｔｙを用いて、以下の通りとなる。

Ｔ１ａ＝Ｄｕｔｙ×Ｔｓ
Ｔ１ｂ＝(１−Ｄｕｔｙ)×Ｔｓ
Ｔ２ａ＝Ｄｕｔｙ×Ｔｓ
Ｔ２ｂ＝(１−Ｄｕｔｙ)×Ｔｓ

ゲート信号Ｇａｔｅ１ａとゲート信号Ｇａｔｅ２ａが共にハイ信号(ゲート信号Ｇａｔｅ１ｂとゲート信号Ｇａｔｅ２ｂが共にロウ信号)である区間を区間１として説明する。また、ゲート信号Ｇａｔｅ１ａがハイ信号(ゲート信号Ｇａｔｅ１ｂがロウ信号)で、ゲート信号Ｇａｔｅ２ａがロウ信号(ゲート信号Ｇａｔｅ２ｂがハイ信号)である区間を区間２とする。ゲート信号Ｇａｔｅ１ａがロウ信号(ゲート信号Ｇａｔｅ１ｂがハイ信号)で、ゲート信号Ｇａｔｅ２ａがハイ信号(ゲート信号Ｇａｔｅ２ｂがロウ信号)である区間を区間３とする。ゲート信号Ｇａｔｅ１ａとＧａｔｅ２ａが共にロウ信号(ゲート信号Ｇａｔｅ１ｂとＧａｔｅ２ｂが共にハイ信号)である区間を区間４とするが、図２では、区間４は存在しない。なお、区間１、区間４においては、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０には電流は流れない。

半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーが５０％より大きい(Ｄｕｔｙ＞５０％)場合には、図２に示すように、区間１、区間２、区間３により一周期が構成され、この一周期には、区間４は存在しない。なお、半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーが５０％(Ｄｕｔｙ＝５０％)である場合には、区間１も存在しなくなるが、以下の区間２、３における動作は、同じである。

まず、区間３においては、ゲート信号Ｇａｔｅ１ｂ、Ｇａｔｅ２ａがハイ信号となり、半導体スイッチング素子Ｓ１ｂ、Ｓ２ａがオンとなるため、リアクトルＬと平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０が直列接続され、以下の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０には、リアクトルＬと同様の電流が流れる。
コンデンサＣ１→リアクトルＬ→半導体スイッチング素子Ｓ１ｂ→コンデンサＣ０→半導体スイッチング素子Ｓ２ａ

区間２においては、半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ｂがオンとなるため、リアクトルＬと平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０が直列接続され、以下の経路で電流が流れる。このため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０にはリアクトルＬに対して、区間３と逆向きの電流が流れる。
コンデンサＣ１→リアクトルＬ→半導体スイッチング素子Ｓ１ａ→コンデンサＣ０→半導体スイッチング素子Ｓ２ｂ→コンデンサＣ２

また、区間１においては、半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａがオンとなり、以下の経路で電流が流れるため、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０には電流が流れない。
コンデンサＣ１→リアクトルＬ→半導体スイッチング素子Ｓ１ａ→半導体スイッチング素子Ｓ２ａ

スイッチング一周期における区間２、区間３の時間Ｔｓ２、Ｔｓ３はそれぞれ以下の通りとなる。

Ｔｓ２＝(１−Ｄｕｔｙ)×Ｔｓ
Ｔｓ３＝(１−Ｄｕｔｙ)×Ｔｓ

リアクトルＬの電流は、直流電流ＩＬとリプル電流ΔＩＬに分けることができる。リプル電流ΔＩＬは、リアクトルＬの三角波状の電流の谷から山までの電流の大きさを表す。リアクトルのリプル電流ΔＩＬは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の半導体スイッチング素子のスイッチングにより生じ、電圧Ｖ１，Ｖ２とスイッチング周期Ｔｓ、リアクトルのインダクタンス値Ｌにより決まり、以下の式(１)の通りとなる。

ΔＩＬ＝[{Ｖ１・(Ｖ２−２×Ｖ１)}／(Ｖ２×Ｌ)]・(Ｔｓ／２) (１)

また、リアクトルのリプル電流ΔＩＬはコンデンサＣ１に流れる。そのため、リアクトルＬの直流電流ＩＬは、バッテリＢからＤＣ／ＤＣコンバータ１０に流れる電流Ｉ１に等しくなる。ここでは、バッテリＢからＤＣ／ＤＣコンバータ１０に流れる電流Ｉ１をＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流と呼ぶ。

また、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０の(実効値)電流Ｉｃ０は、一周期を積分して計算すると、以下の式(２)の通りとなる。

Ｉ_Ｃ０＝√［２×(１−Ｄｕｔｙ)×{Ｉ１^２＋(ΔＩＬ^２／１２)}］ (２)

式(２)によれば、オンデューティーが５０％以上(Ｄｕｔｙ≧５０％)である場合において、平滑コンデンサＣ０の電流Ｉｃ０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１に依存することが理解される。

また、オンデューティーＤｕｔｙと入出力直流電圧Ｖ１、Ｖ２の関係を説明する。定常状態において、リアクトルＬの両端間におけるスイッチング一周期の平均電圧は、抵抗成分による電圧降下を無視すると、０となる。よって、電圧端子ＶＭ−ＶＮ間の平均電圧と直流電圧Ｖ１は等しくなり、以下の式(３)の関係となる。

Ｖ１＝(１−Ｄｕｔｙ)×Ｖ２ (３)

この式(３)から明らかな通り、オンデューティーＤｕｔｙを制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の入出力直流電圧Ｖ１、Ｖ２の電圧比を制御することができる。

次に、半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーが５０％より小さい(Ｄｕｔｙ＜５０％)場合における動作について、図３を参照して、以下に説明する。この場合には、区間１は存在せず、図３の(ａ)には、区間２、３、４が表示される。

半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーが５０％より小さい場合では、区間２、区間３、区間４により一周期が構成され、期間１は存在しない。区間３、区間２においては、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０に電流が流れる。しかし、区間４においては、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０に電流は流れない。

スイッチング一周期における区間２、区間３の時間Ｔｓ２、Ｔｓ３は、それぞれ以下の通りとなる。

Ｔｓ２＝Ｄｕｔｙ×Ｔｓ
Ｔｓ３＝Ｄｕｔｙ×Ｔｓ

リアクトルＬの電流は、オンデューティーが５０％より大きいときと同様に、直流電流ＩＬとリプル電流ΔＩＬに分けることができる。リアクトルのリプル電流ΔＩＬは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の半導体スイッチング素子のスイッチングにより生じ、電圧Ｖ１，Ｖ２とスイッチング周期Ｔｓ、リアクトルのインダクタンス値Ｌにより決まり、以下の式(４)の通りとなる。

ΔＩＬ＝{(２×Ｖ１−Ｖ２)・(Ｖ２−Ｖ１)}／(Ｖ２×Ｌ)}・(Ｔｓ／２) (４)

また、リアクトルのリプル電流ΔＩＬはコンデンサＣ１に流れる。そのため、リアクトルＬの直流電流ＩＬは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１に等しくなる。

また、平滑コンデンサ(エネルギ移行用コンデンサ)Ｃ０の(実効値)電流Ｉｃ０は、一周期を積分して計算すると、以下の式(５)の通りとなる。

Ｉ_Ｃ０＝√［２×Ｄｕｔｙ×{(Ｉ１^２＋(ΔＩＬ^２／１２)}］ (５)

式(５)によれば、オンデューティーが５０％より小さい(Ｄｕｔｙ＜５０％)場合である場合において、平滑コンデンサＣ０の電流Ｉｃ０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１に依存することが理解される。

また、デューティー信号Ｄｕｔｙと入出力直流電圧Ｖ１、Ｖ２の関係は、半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーが５０％以上の場合と同様に、以下の式(６)となる。

Ｖ１＝(１−Ｄｕｔｙ)×Ｖ２ (６)

この式(６)から明らかな通り、半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーＤｕｔｙが５０％より小さい場合においても、デューティーＤｕｔｙを制御することにより、入出力直流電圧Ｖ１、Ｖ２の電圧比を制御することができる。

上記より、半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ２ａのオンデューティーＤｕｔｙに依らず、リアクトルＬの直流電流ＩＬはＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１に等しくなる。また、リアクトルＬのリプル電流ΔＩＬは、電圧Ｖ１，Ｖ２、半導体スイッチング素子のスイッチング周期Ｔｓに依存する。

リアクトルの損失は、リアクトルＬの直流電流ＩＬとリプル電流ΔＩＬにより生じる。リアクトルの直流電流ＩＬにより生じるリアクトル損失は、リアクトルＬのコイルＬｃｏｉｌに生じる直流銅損Ｐｃｏｉｌｄｃであり、巻線抵抗ＲＬを用いて、式(７)の通りとなる。

Ｐｃｏｉｌｄｃ＝ＲＬ×Ｉ１^２ (７)

リアクトルの交流成分であるリプル電流によって生じるリアクトル損失は、リアクトルＬのコアＬｃｏｒｅに生じる鉄損Ｐｃｏｒｅと、コイルＬｃｏｉｌに生じる渦電流損失である交流銅損Ｐｃｏｉｌａｃがある。

また、式(２)(５)によれば、平滑コンデンサＣ０の電流Ｉｃ０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１とリアクトルＬのリプル電流ΔＩＬとＤｕｔｙに依存する。リアクトルＬのリプル電流ΔＩＬは、電圧Ｖ１，Ｖ２、半導体スイッチング素子のスイッチング周期Ｔｓに依存し、Ｄｕｔｙは電圧Ｖ１，Ｖ２に依存する。そのため、コンデンサＣ０の電流Ｉｃ０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１と電圧Ｖ１，Ｖ２、半導体スイッチング素子のスイッチング周期Ｔｓに依存する。

コンデンサＣ０の損失Ｐｃ０は、コンデンサＣ０の電流Ｉｃ０と、コンデンサＣ０の抵抗ＲＣ０を用いて、式(８)の通りとなる。

Ｐｃ０＝ＲＣ０×Ｉｃ０^２ (８)

このように、リアクトルＬ、コンデンサＣ０の損失は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１に依存する。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１の絶対値が大きくなると、リアクトルＬ、コンデンサＣ０の損失が増加し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１の絶対値が小さくなると、リアクトルＬ、コンデンサＣ０の損失が減少する。

リアクトルＬやコンデンサＣ０の温度上昇についても同様となり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１の絶対値が大きいと温度上昇が大きくなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１の絶対値が小さいと温度上昇が小さくなる。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータの半導体スイッチング素子、リアクトル、コンデンサの温度上昇について、以下に説明する。図４は、実施の形態１によるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の半導体スイッチング素子Ｓ１ａ、Ｓ１ｂ、Ｓ２ａ、Ｓ２ｂ、リアクトルＬ、コンデンサＣ０の温度上昇を表す図である。図４において、(ａ)はＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１、(ｂ)は半導体スイッチング素子Ｓ１ａのＩＧＢＴの温度、(ｃ)はリアクトルＬの温度、(ｄ)はコンデンサＣ０の温度を、それぞれ示す。なお、図４の横軸は、共通な時間軸である。

図４においては、電力変換装置が無通電状態(電圧・電流が印加されていない状態)から通電状態(電圧・電流が印加された状態)にステップ状に変化したときを表している。ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１が０Ａからある一定の電流にステップ状に変化している。半導体スイッチング素子Ｓ１ａのＩＧＢＴの温度は、通電状態になってから、温度が徐々に上がり、熱飽和状態である一定の温度にまで上昇する。同様に、リアクトルＬの温度についても、通電状態になってから、温度が徐々に上がり、熱飽和状態である一定の温度にまで上昇する。同様に、コンデンサＣ０の温度についても、通電状態になってから、温度が徐々に上がり、熱飽和状態である一定の温度にまで上昇する。

熱飽和状態においても、各部品(半導体スイッチング素子、リアクトル、コンデンサ)の耐熱温度以下であれば、連続して通電することが可能である。半導体スイッチング素子は、半導体スイッチング素子を高熱伝導率であるセラミック基板の片面に接合し、セラミック基板の反対面に、水冷のヒートシンク(水冷機構)を熱的に接続することにより、効率的に冷却することができる。

一方、リアクトルＬは、磁性体コアＬｃｏｒｅをコイルＬｃｏｉｌで巻回した構成のため、磁性体コアＬｃｏｒｅおよびコイルＬｃｏｉｌを効率的に冷却することが困難である。コンデンサＣ０についても、同様に、電極Ｃ０ｅｌｅと誘電体フィルムＣ０ｆｌｍを巻回した構成となるため、効率的に冷却することが困難である。
ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の最大定格電流を連続で通電することが可能なリアクトルＬやコンデンサＣ０を実現した場合には、リアクトルＬやコンデンサＣ０が大型化・重量化し、電力変換装置自体も大型化・重量化してしまう課題がある。そのため、本実施の形態１の電力変換装置においては、小型化・軽量化のために、連続定格電流がＤＣ／ＤＣコンバータ１０の半導体スイッチング素子の連続定格電流に対して小さな小型・軽量なリアクトルＬやコンデンサＣ０を用いる。

本実施の形態のリアクトルＬは、磁性体コアＬｃｏｒｅと、磁性体コアＬｃｏｒｅに巻回されたコイルＬｃｏｉｌと、磁性体コアＬｃｏｒｅとコイルＬｃｏｉｌを収納するリアクトルケースＬｃａｓｅと、コアＬｃｏｒｅとコイルＬｃｏｉｌが収納されたリアクトルケースＬｃａｓｅ内に注型されたポッディング樹脂Ｌｒｅｓｉｎで構成され、磁性体コアＬｃｏｒｅとコイルＬｃｏｉｌの全部または少なくとも一部がポッディング樹脂Ｌｒｅｓｉｎに覆われている。磁性体コアＬｃｏｒｅとコイルＬｃｏｉｌをポッディング樹脂Ｌｒｅｓｉｎで覆うことにより、リアクトルＬの熱容量が大きくなり、リアクトルが熱飽和するまでの時間が長くなる。そのため、連続定格電流の小さな小型・軽量なリアクトルを用いても、リアクトルの温度がリアクトルの耐熱温度まで上昇するまでの時間であれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の最大定格電流を通電することが可能となる。

また、本実施の形態のコンデンサＣ０は、電極Ｃ０ｅｌｅと誘電体フィルムＣ０ｆｌｍを巻回した構成であり、電極Ｃ０ｅｌｅと誘電体フィルムＣ０ｆｌｍの券回体がコンデンサケースＣ０ｃａｓｅに収納され、電極Ｃ０ｅｌｅと誘電体フィルムＣ０ｆｌｍの全部または一部がコンデンサケース内に注型されたポッディング樹脂Ｃ０ｒｅｓｉｎに覆われている。電極Ｃ０ｅｌｅと誘電体フィルムＣ０ｆｌｍをポッディング樹脂Ｃ０ｒｅｓｉｎで覆うことにより、コンデンサの熱容量が大きくなり、コンデンサが熱飽和するまでの時間が長くなる。そのため、連続定格電流の小さな小型・軽量なコンデンサＣ０を用いても、コンデンサＣ０の温度がコンデンサの耐熱温度まで上昇するまでの時間であれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの最大定格電流を通電することが可能となる。

ここで、熱飽和状態のときの温度上昇を１００％としたときに、通電開始後から温度上昇が６３％(＝１−ＥＸＰ(−１))となる時間を熱時定数(τ)と呼ぶ。リアクトルＬについては磁性体コアＬｃｏｒｅとコイルＬｃｏｉｌをポッディング樹脂Ｌｒｅｓｉｎで覆うことにより、リアクトルＬの熱時定数τＬは、半導体スイッチング素子(Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂのＩＧＢＴとダイオード)の時定数τＳよりも大きな値とすることができる。

コンデンサＣ０についても電極Ｃ０ｅｌｅと誘電体フィルムＣ０ｆｌｍをポッディング樹脂Ｃ０ｒｅｓｉｎで覆うことにより、コンデンサＣ０の熱時定数τＣは、半導体スイッチング素子(Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂのＩＧＢＴとダイオード)の時定数τＳよりも大きな値とすることができる。

半導体スイッチング素子(Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂのＩＧＢＴとダイオード)の連続定格電流をＤＣ／ＤＣコンバータ１０の連続定格電流と同じとした場合に、半導体スイッチング素子(Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂのＩＧＢＴとダイオード)が熱飽和しても、リアクトルＬやコンデンサＣ０の熱時定数(τＬ、τＣ)は、半導体スイッチング素子の熱時定数τＳよりも大きいので、連続定格電流の小さな小型・軽量のリアクトルＬやコンデンサＣ０を用いても、リアクトルＬやコンデンサＣ０の温度が耐熱温度に上昇するまでの間、リアクトルＬやコンデンサＣ０の連続定格電流よりも大きな電流を通電することができる。

次に、電力変換装置の制御部２０の詳細について以下に説明する。
上述のように制御部２０には、
電圧端子ＶＬ−ＶＮ間の電圧Ｖ１を検出する電圧センサＳｎｓＶ１の出力である検出電圧(直流電圧)Ｖ１と、
電圧端子ＶＨ−ＶＮ間の電圧Ｖ２を検出する電圧センサＳｎｓＶ２の出力である検出電圧(直流電圧)Ｖ２と、
リアクトルＬの温度ＴｍｐＬを検出する温度センサＳｎｓＴＬの出力である検出温度ＴｍｐＬと、
コンデンサＣ０の温度ＴｍｐＣを検出する温度センサＳｎｓＴＣの出力である検出温度ＴｍｐＣと、
インバータ１１の電圧端子(３相出力端子)Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと電動回転機ＭＧ間の３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する(３相)電流センサＳｎｓＩｕ，ＳｎｓＩｖ，ＳｎｓＩｗの出力である検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、
電動回転機ＭＧの回転角θｍを検出する回転角センサＳｎｓθｍの出力でなる検出回転角θｍが入力されている。
電力変換装置の外部より制御部２０には、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、電圧指令値Ｖ２＊も入力されている。
制御部２０からは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の半導体スイッチング素子のＩＧＢＴのゲート信号(Ｇａｔｅ１ａ，Ｇａｔｅ１ｂ，Ｇａｔｅ２ａ，Ｇａｔｅ２ｂ)と、インバータ１１の半導体スイッチング素子のゲート信号(Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈ)が出力されている。

図５は、制御部２０の内部構成を表す機能ブロック図である。制御部２０は、(ａ)のトルク制限値演算部２０１と、(ｂ)のトルク制限部２０２、(ｃ)のトルク制御部２０３、(ｄ)の電圧制御部２０４、(ｅ)の角速度演算部２０５により構成されている。

(ａ)のトルク制限値演算部２０１は、電流制限値演算部２０１１、制限電力演算部２０１２、制限トルク演算部２０１３により構成され、リアクトル温度ＴｍｐＬとコンデンサ温度ＴｍｐＣを基づいて、トルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘを演算している。

電流制限値演算部２０１１には、リアクトル温度ＴｍｐＬとコンデンサ温度ＴｍｐＣが入力され、電流Ｉ１の制限値である電流制限値Ｉ１ｍａｘを出力する。電流制限値Ｉ１ｍａｘは、リアクトル温度ＴｍｐＬとコンデンサ温度ＴｍｐＣに基づいて導出する。

制限値算出部ＬＴでは、リアクトル温度ＴｍｐＬに基づいて、電流制限値Ｉ１Ｌｍａｘを導出する。リアクトル温度ＴｍｐＬが予め定められた所定の閾値温度ＴｍｐＬｔｈ１未満のときには電流制限値Ｉ１Ｌｍａｘは最大電流値とする。リアクトル温度ＴｍｐＬが閾値温度ＴｍｐＬｔｈ１以上で予め定められた所定の閾値温度ＴｍｐＬｔｈ２未満(ＴｍｐＬｔｈ１＜ＴｍｐＬｔｈ２)のときには、電流制限値Ｉ１Ｌｍａｘは、最大電流値より小さな値とし、リアクトル温度ＴｍｐＬが高温ほど小さな値とする。リアクトル温度ＴｍｐＬが閾値温度ＴｍｐＬｔｈ２以上のときには、０とする。なお、閾値温度ＴｍｐＬｔｈ１，ＴｍｐＬｔｈ２は、リアクトルＬの耐熱温度に基づいて、決定された値である。

リアクトル温度と同様に、制限値算出部ＣＴでは、コンデンサ温度ＴｍｐＣに基づいて、電流制限値Ｉ１Ｃｍａｘを導出する。コンデンサ温度ＴｍｐＣが予め定められた所定の閾値温度ＴｍｐＣｔｈ１未満のときには電流制限値Ｉ１Ｃｍａｘは最大電流値とする。コンデンサ温度ＴｍｐＣが閾値温度ＴｍｐＣｔｈ１以上で予め定められた所定の閾値温度ＴｍｐＣｔｈ２未満(ＴｍｐＣｔｈ１＜ＴｍｐＣｔｈ２)のときには、電流制限値Ｉ１Ｃｍａｘは、最大電流値より小さな値とし、コンデンサ温度ＴｍｐＣが高温ほど小さな値とする。コンデンサ温度ＴｍｐＣが閾値温度ＴｍｐＣｔｈ２以上のときには、０とする。なお、閾値温度ＴｍｐＣｔｈ１，ＴｍｐＣｔｈ２は、コンデンサＣ０の耐熱温度に基づいて、決定された値である。

制限値決定部ＭＩＮでは、電流制限値Ｉ１ｍａｘは、電流制限値Ｉ１Ｌｍａｘ、Ｉ１Ｃｍａｘの小さい値とし、リアクトル温度ＴｍｐＬとコンデンサ温度ＴｍｐＣに基づいて、導出される。

制限電力演算部２０１２には、電流制限値Ｉ１ｍａｘと電圧Ｖ１が入力され、電力制限値Ｐ２ｍａｘを出力する。電力制限値Ｐ２ｍａｘはＤＣ／ＤＣコンバータ１０の直流電圧Ｖ２側の電力制限であり、電流Ｉ１の制限値である電流制限値Ｉ１ｍａｘと電圧Ｖ１により導出される。なお、具体的な電力制限値Ｐ２ｍａｘの演算は、電流制限値Ｉ１ｍａｘと電圧Ｖ１の積に、既知であるＤＣ／ＤＣコンバータ１０の電力変換効率ηｄｃｄｃを積算し、導出する。なお、制御に使用する既知である各種ファクタは、制御部２０内の記憶部(図示省略)に予め記憶または設定しておく(以下同様)。

制限トルク演算部２０１３には、電力制限値Ｐ２ｍａｘと電動回転機ＭＧの角速度ωｍが入力され、電動回転機ＭＧのトルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘを出力する。トルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘは電動回転機ＭＧのトルク制限値であり、電力制限値Ｐ２ｍａｘと電動回転機の角速度ωｍにより導出される。具体的なトルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘの演算は、電力制限値Ｐ２ｍａｘを角速度ωｍで除算し、その結果に既知であるインバータ１１の電力変換効率ηｉｎｖと電動回転機ＭＧの変換効率ηｍｇを積算し、導出する。
なお、角速度ωｍは、図５の(ｅ)の角速度演算部２０５により導出された値である。角速度演算部２０５には、電動回転機ＭＧの回転角θｍが入力され、電動回転機ＭＧの角速度ωｍが出力される。角速度ωｍは、回転角θｍを時間微分し、導出される。

トルク制御値演算部２０１においては、リアクトル温度ＴｍｐＬとコンデンサ温度ＴｍｐＣに基づいて、電流Ｉ１の電流値を制限するような、トルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘを演算し、出力している。

図５の(ｂ)のトルク制限部２０２には、制御部２０の外部より入力されるトルク指令値Ｔｒｑ＊とトルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘが入力され、制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊が出力される。トルク指令値Ｔｒｑ＊の絶対値をトルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘ以下に制限する。トルク指令値Ｔｒｑ＊がトルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘより大きいときには制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊はＴｒｑ＿ｍａｘと同じ値となり、トルク指令値Ｔｒｑ＊が(−Ｔｒｑ＿ｍａｘ)より小さいときには制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊が(−Ｔｒｑ＿ｍａｘ)と同じ値となる。トルク指令値Ｔｒｑ＊がそれ以外の場合には、制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊はトルク指令値Ｔｒｑ＊と等しくなる。制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊は、−Ｔｒｑ＿ｍａｘからＴｒｑ＿ｍａｘの範囲で制限される。制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊を、−Ｔｒｑ＿ｍａｘからＴｒｑ＿ｍａｘの範囲で制限することにより、電流値Ｉ１の絶対値を制限することができる。

図５の(ｃ)のトルク制御部２０３は、電流演算部２０３１、電流制御部２０３２、ｄｑ軸電流演算部２０３３、３φ電圧演算部２０３４により構成され、制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊、角速度ωｍ、電圧Ｖ２、３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、回転角θｍが入力され、インバータ１１のゲート信号Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈが出力される。

電流演算部２０３１には、制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊、角速度ωｍ、電圧Ｖ２が入力され、電動回転機ＭＧのｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊が出力される。角速度ωｍ、電圧Ｖ２の条件において、電動回転機ＭＧのトルクが制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊を出力するのに必要な電流を演算し、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊として出力する。

ｄｑ軸電流演算部２０３３には、３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと回転角θｍが入力され、ｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑが出力される。交流である３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗをモータの回転角θｍに合わせて座標変換し、直流であるｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑにして出力する。

電流制御部２０３２には、ｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑが入力され、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊が出力される。ｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑがｄｑ軸電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と等しくなるような、インバータ１１のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を出力している。電流制御部２０３２では、ｄｑ軸電流のフィードバック制御を行って、インバータ１１のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を出力している。

３φ電圧演算部２０３４には、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊と回転角θｍ、電圧Ｖ２が入力され、インバータ１１のゲート信号Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈが出力される。インバータ１１のｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータの回転角θｍに合わせて座標変換し、インバータ１１の交流である３相電圧指令値に変換する。３相電圧指令値と電圧Ｖ２より、３相電圧指令値を出力するためのインバータのゲート信号を演算し、ゲート信号Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈとして出力する。

トルク制御部２０３においては、制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊を出力するために必要なｄｑ電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を演算し、ｄｑ電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を出力するために必要なｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を演算し、ｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を出力するために必要なインバータのゲート信号Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈを演算し、出力している。このようにして、トルク制御部２０３においては、制限後トルク指令値Ｖｒｑ２＊を出力するためのインバータのゲート信号Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈを演算し、出力している。

図５の(ｄ)の電圧制御部２０４には、電圧指令値Ｖ２＊と電圧Ｖ２が入力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号Ｇａｔｅ１ａ，Ｇａｔｅ１ｂ，Ｇａｔｅ２ａ，Ｇａｔｅ２ｂが出力される。電圧Ｖ２が電圧指令値Ｖ２＊と等しくなるように、フィードバック演算を行い、ゲート信号Ｇａｔｅ１ａ，Ｇａｔｅ１ｂ，Ｇａｔｅ２ａ，Ｇａｔｅ２ｂを出力している。

制御部２０についてまとめると以下のようになる。
トルク制限値演算部２０１、トルク制限部２０２、トルク制御部２０３において、リアクトル温度ＴｍｐＬとコンデンサ温度ＴｍｐＣに基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１の絶対値を制限するように、制限後トルク指令値Ｔｒｑ２＊やｄｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを制限し、インバータゲート信号Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈを出力している。
また、電圧制御部２０４において、電圧Ｖ２が電圧指令値Ｖ２＊と等しくなるように、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０のゲート信号Ｇａｔｅ１ａ，Ｇａｔｅ１ｂ，Ｇａｔｅ２ａ，Ｇａｔｅ２ｂを出力している。

また、制御部２０については、単一のマイコン(microcontroller)またはＤＳＰ(digital signal processor)、ＦＰＧＡ(field programmable gate array)、ＡＳＩＣ(application-specific integrated circuit)にて、機能を実現する。制御部２０の機能を、複数のマイコンあるいはＤＳＰに分けた場合には、マイコンまたはＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ間で情報を通信する必要があり、通信による遅延が含まれてしまう。制御部２０においては、リアクトル温度ＴｍｐＬやコンデンサ温度ＴｍｐＣに応じて、瞬時にＤＣ／ＤＣコンバータ１０の１次側電流Ｉ１を制限する必要がある。そのため、制御部２０の機能は、単一のマイコンあるいはＤＳＰ、ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣにて実現する。

本実施の形態による電力変換装置では、スイッチング動作を行なう２つの半導体スイッチング素子Ｓａ、Ｓｂから構成されるスイッチングユニットＳＵを２つ以上有し、前記各スイッチングユニットにおける前記各半導体スイッチング素子がすべて直列に接続され、前記各スイッチングユニットにおける前記各半導体スイッチング素子のスイッチング動作により充放電を行なうエネルギ移行用コンデンサと、リアクトルを有するＤＣ／ＤＣコンバータとすることにより、リアクトルを小型化することができる。

また、半導体スイッチング素子よりも連続電流定格が小さな小型・軽量なリアクトルやコンデンサを用い、リアクトルやコンデンサの熱時定数を半導体スイッチング素子よりも大きくなるような構成とし、リアクトル温度やコンデンサ温度に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流Ｉ１の絶対値を制限するように、インバータの負荷出力や電動回転機のトルクを制限する制御部を有することにより、連続定格の小さな、小型・軽量のリアクトルやコンデンサを用いても、リアクトルやコンデンサが高温になるまでの短時間であれば、リアクトルやコンデンサの連続定格電流以上の大きな電流を通電することができる。つまり、リアクトル温度やコンデンサ温度に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流Ｉ１の絶対値を制限するように、インバータの負荷出力や電動回転機のトルクを制限する制御部を有することにより、リアクトルやコンデンサが高温になるまでの短時間であれば、小型・軽量なリアクトルとコンデンサを用いることが可能となる。

なお、本実施の形態１では、インバータと電動回転機が１台の場合について記載したが、インバータと電動回転機が複数台、電圧端子ＶＨ，ＶＮに接続される場合についても、同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流を制限するように、インバータの負荷出力あるいは電動回転機のトルク出力を制限すれば、同様の効果を得られる。

実施の形態２．
図６は、この発明の実施の形態２による電力変換装置の構成を示す電気回路図を含む構成図である。実施の形態２による電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０、インバータ１１、制御部２１で構成されている。実施の形態２による電力変換装置は、実施の形態１による電力変換装置に対して、温度センサＳｎｓＴＬ、ＳｎｓＴＣを無くし、代わりにリアクトルＬのリプル電流を除去した直流電流を計測する電流センサＳｎｓＩＬが追加されていることと、制御部２０が制御部２１に置き換えられていること以外は同じである。

実施の形態１による電力変換装置では、リアクトル温度やコンデンサ温度に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流Ｉ１の絶対値を制限するように、インバータの負荷出力や電動回転機のトルクを制限する制御部を有することにより、リアクトルやコンデンサが高温になるまでの短時間であれば、リアクトルやコンデンサの連続定格電流以上の大きな電流を通電することができる。そのため、小型・軽量のリアクトルやコンデンサを適用することができた。

実施の形態２による電力変換装置では、制御部２１において、リアクトル電流ＩＬを用いて、リアクトル温度やコンデンサ温度を推定し、推定したリアクトル温度やコンデンサ温度により、ＤＣ／ＤＣコンバータの電流Ｉ１の絶対値を制限するように、インバータの負荷出力や電動回転機のトルクを制限する機能を有する。そのため、温度センサＳｎｓＴＬ、ＳｎｓＴＣを無くすことが可能となる。
また、推定した温度により、電流Ｉ１の絶対値を制限するため、インバータの負荷出力や電動回転機のトルクを制限する制御部を有することにより、実施の形態１と同様に、実施の形態２においても、リアクトルやコンデンサが高温になるまでの短時間であれば、リアクトルやコンデンサの連続定格電流以上の大きな電流を通電することができる。そのため、小型・軽量のリアクトルやコンデンサを適用することができる。

電力変換装置の制御部２１の詳細について、以下に説明する。
制御部２１には、
電圧端子ＶＬ−ＶＮ間の電圧Ｖ１を検出する電圧センサＳｎｓＶ１の出力である検出電圧(直流電圧)Ｖ１と、
電圧端子ＶＨ−ＶＮ間の電圧Ｖ２を検出する電圧センサＳｎｓＶ２の出力である検出電圧(直流電圧)Ｖ２と、
リアクトルＬのリプル電流を除去した直流電流を検出する電流センサＳｎｓＩＬの出力である検出電流ＩＬと、
インバータ１１の電圧端子(３相出力端子)Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと電動回転機ＭＧ間の３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出する電流センサＳｎｓＩｕ，ＳｎｓＩｖ，ＳｎｓＩｗの出力である検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと、
電動回転機ＭＧの回転角θｍを検出する回転角センサＳｎｓθｍの出力でなる検出回転角θｍが入力されている。
電力変換装置の外部より制御部２１には、トルク指令値Ｔｒｑ＊と、電圧指令値Ｖ２＊も入力されている。
制御部２１からは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１０の半導体スイッチング素子のＩＧＢＴのゲート信号(Ｇａｔｅ１ａ，Ｇａｔｅ１ｂ，Ｇａｔｅ２ａ，Ｇａｔｅ２ｂ)と、インバータ１１の半導体スイッチング素子のゲート信号(Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈ)が出力されている。

図７は、制御部２１の内部構成を表す機能ブロック図である。制御部２１は、図５と同じ、(ａ)のトルク制限値演算部２０１、(ｂ)のトルク制限部２０２、(ｃ)のトルク制御部２０３、(ｄ)の電圧制御部２０４、(ｅ)の角速度演算部２０５に加えて、図７上部の(ａ１)のリアクトル温度演算部２１１、(ａ２)のコンデンサ温度演算部２１２を加えて構成されている。

(ａ１)のリアクトル温度演算部２１１において、リアクトル温度の推定値であるリアクトル(推定)温度ＴｍｐＬを演算する。リアクトル温度演算部２１１には、電流ＩＬ、電圧Ｖ１，Ｖ２が入力され、推定値であるリアクトル(推定)温度ＴｍｐＬが出力される。
リアクトル温度演算部２１１は、直流銅損演算部２１１１、交流銅損演算部２１１２、鉄損演算部２１１３、(第１の)リアクトル温度上昇演算部２１１４、(第２の)リアクトル温度上昇演算部２１１５により構成されている。
リアクトルの損失は、前述のように、直流銅損Ｐｃｏｉｌｄｃ、交流銅損Ｐｃｏｉｌａｃ、鉄損Ｐｃｏｒｅがある。

直流銅損演算部２１１１には、電流ＩＬが入力され、直流銅損Ｐｃｏｉｌｄｃが演算されて出力される。既知のリアクトルの巻線抵抗ＲＬを用いて、直流銅損Ｐｃｏｉｌｄｃを以下のように演算する。

Ｐｃｏｉｌｄｃ＝ＲＬ×ＩＬ^２ (７)

交流銅損演算部２１１２には、電圧Ｖ１，Ｖ２が入力され、交流銅損Ｐｃｏｉｌａｃが演算されて出力される。交流銅損Ｐｃｏｉｌａｃは、リプル電流ΔＩＬにより生じるが、リプル電流ΔＩＬは電圧Ｖ１，Ｖ２により決まるため、電圧Ｖ１，Ｖ２より、交流銅損Ｐｃｏｉｌａｃを演算することができる。具体的には、式（１）、（４）を用いて、電圧Ｖ１，Ｖ２より、リプル電流ΔＩＬを演算により導出する。リプル電流ΔＩＬと交流銅損Ｐｃｏｉｌａｃの関係をマップとして保存しておくことにより、電圧Ｖ１，Ｖ２より、交流銅損Ｐｃｏｉｌａｃを演算することができる。

鉄損演算部２１１３には、電圧Ｖ１，Ｖ２が入力され、鉄損Ｐｃｏｒｅが演算されて出力される。鉄損Ｐｃｏｒｅは、リプル電流ΔＩＬにより生じるが、リプル電流ΔＩＬは電圧Ｖ１，Ｖ２により決まるため、電圧Ｖ１，Ｖ２より、鉄損Ｐｃｏｒｅを演算することができる。交流銅損Ｐｃｏｉｌａｃと同様に、鉄損Ｐｃｏｒｅにおいても、電圧Ｖ１，Ｖ２より演算によりΔＩＬを演算により導出する。リプル電流ΔＩＬと交流銅損Ｐｃｏｒｅの関係をマップとして保存しておくことにより、電圧Ｖ１，Ｖ２より、交流銅損Ｐｃｏｒｅを演算することができる。

(第１の)リアクトル温度上昇演算部２１１４には、直流銅損Ｐｃｏｉｌｄｃと交流銅損Ｐｃｏｉｌａｃを加算部ａｄで加算した値である銅損が入力され、銅損によって生じる温度上昇が演算され出力される。銅損が生じたときに、ある時定数のカーブに従い温度上昇するので、温度上昇演算部２１１４は、温度上昇を模擬したローパスフィルタ演算などにより、実現される。

(第２の)リアクトル温度上昇演算部２１１５には、鉄損Ｐｃｏｒｅが入力され、鉄損Ｐｃｏｒｅによって生じる温度上昇が演算され出力される。鉄損Ｐｃｏｒｅが生じたときに、ある時定数のカーブに従い温度上昇するので、温度上昇演算部２１１５は、温度上昇を模擬したローパスフィルタ演算などにより、実現される。

温度上昇演算部２１１４の出力値と温度上昇演算部２１１５の出力値を加算部ａｄで加算することにより、リアクトルＬの温度上昇が導出でき、温度上昇に外部からの冷却器(図示省略)の水温などの基準温度を加算部ａｄで加算することにより、リアクトル温度ＴｍｐＬを演算により推定する。

コンデンサ温度演算部２１２において、コンデンサ温度の推定値であるコンデンサ温度ＴｍｐＣを演算する。コンデンサ温度演算部２１２には、電流ＩＬ、電圧Ｖ１，Ｖ２が入力され、推定値であるコンデンサ(推定)温度ＴｍｐＣが出力される。コンデンサ温度演算部２１２は、コンデンサ損失演算部２１２１、コンデンサ温度上昇演算部２１２２により構成されている。

コンデンサ損失演算部２１２１には、電流ＩＬ、電圧Ｖ１，Ｖ２が入力され、損失Ｐｃ０が出力される。式（１）、（４）、（３）、（６）を用いて、電圧Ｖ１，Ｖ２より、リアクトルのリプル電流ΔＩＬとＤｕｔｙを一旦演算する。次に、式（２）、（５）を用いて、電流ＩＬとリプル電流ΔＩＬとＤｕｔｙより、コンデンサＣ０の電流Ｉｃ０を演算し、式（８）を用いて電流Ｉｃ０と既知のコンデンサ抵抗ＲＣ０よりコンデンサ損失
Ｐｃ０を導出する。

コンデンサ温度上昇演算部２１２２には、コンデンサ損失Ｐｃ０が入力され、コンデンサ損失Ｐｃ０によって生じる温度上昇が演算され出力される。コンデンサ損失Ｐｃ０が生じたときに、ある時定数のカーブに従い温度上昇するので、温度上昇演算部２１２２は、温度上昇を模擬したローパスフィルタ演算などにより、実現される。

コンデンサ温度上昇演算部２１２２の出力値に、加算部ａｄで基準温度を加算することにより、コンデンサ温度ＴｍｐＣを演算により推定する。

実施の形態１の制御部２０では、トルク制限値演算部２０１において、温度センサＳｎｓＴＬ，ＳｎｓＴＣの検出温度を用いて、トルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘを演算したが、実施の形態２の制御部２１では、リアクトル温度演算部２１１、コンデンサ温度演算部２１２により推定した温度を用いて、トルク制限値Ｔｒｑ＿ｍａｘを演算する。

このように、本実施の形態２において、電流ＩＬによりリアクトル温度ＴｍｐＬとコンデンサ温度ＴｍｐＣを導出することができ、実施の形態１と同様の効果を得ることができる。

また、本実施の形態２では、リアクトルの直流電流ＩＬを用いて、リアクトル温度ＴｍｐＬとコンデンサ温度ＴｍｐＣの推定演算を行ったが、リアクトルの直流電流ＩＬと電流Ｉ１は等しくなるため、電流Ｉ１の電流を検出する電流センサを搭載し、電流Ｉ１を用いても、同様に温度ＴｍｐＬ，ＴｍｐＣを推定演算することができる。この場合には例えば、電流Ｉ１の平均値から直流電流ＩＬを求め、以降同様に推定演算を行う。

また、以下の関係が成り立つため、電動回転機のトルクＴｒｑと角速度ωｍと電圧Ｖ１より、電流ＩＬを導出することができる。

Ｖ１×ＩＬ×ηｍｇ×ηｉｎｖ×ηｄｃｄｃ＝Ｔｒｑ×ωｍ (９)

そのため、電流センサＳｎｓＩＬを無くしても、電動回転機ＭＧのトルクやインバータの出力より電流ＩＬを導出することができる。そのため、電動回転機ＭＧのトルクやインバータの出力よりリアクトル温度ＴｍｐＬやコンデンサ温度ＴｍｐＣを推定演算することができる。すなわち、上記式(９)中の、電動回転機のトルクＴｒｑは電動回転機ＭＧのトルクやインバータの出力として外部から得る、ωｍは角速度演算部２０５より得る、ηｍｇ，ηｉｎｖ，ηｄｃｄｃは予め記憶部に記録しておく。

なお、この発明は上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの可能な組み合わせ、諸種の設計的変更等を含むものである。

例えば、電流・電力定格の小さな小型軽量の回路部品を使用する対象としては、リアクトルとコンデンサの双方に限定されず、リアクトルとコンデンサの少なくとも一方としてもよい。その場合、図５，７のトルク制限値演算部２０１の電流制限値演算部２０１１では、対象となる回路部品の温度から電流制限値Ｉ１ｍａｘを求めればよい。

１０ ＤＣ／ＤＣコンバータ、
１１ インバータ、
２０ 制御部、
２０１ トルク制限値演算部、
２０２ トルク制限部、
２０３ トルク制御部、
２０４ 電圧制御部、
２０５ 角速度演算部、
２１１ リアクトル温度演算部、
２１２ コンデンサ温度演算部、
２０１１ 電流制限値演算部、
２０１２ 制限電力演算部、
２０１３ 制限トルク演算部、
２０３１ 電流演算部、
２０３２ 電流制御部、
２０３３ ｄｑ軸電流演算部、
２０３４ ３φ電圧演算部、
２１１１ 直流銅損演算部、
２１１２ 交流銅損演算部、
２１１３ 鉄損演算部、
２１１４ リアクトル温度上昇演算部、
２１１５ リアクトル温度上昇演算部、
２１２１ コンデンサ損失演算部、
２１２２ コンデンサ温度上昇演算部、
ａｄ 加算部、
Ｂ バッテリ、
ＣＴ，ＬＴ 制限値算出部、
ＭＩＮ 制限値決定部、
ＭＧ 電動回転機、
Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ 半導体スイッチング素子、
Ｓｕｌ，Ｓｕｈ，Ｓｖｌ，Ｓｖｈ，Ｓｗｌ，Ｓｗｈ 半導体スイッチング素子、
ＳＵ１，ＳＵ２ スイッチングユニット、
Ｃ０，Ｃ１，Ｃ２ (平滑)コンデンサ、
Ｌ リアクトル、
ＳｎｓＶ１，ＳｎｓＶ２ 電圧センサ、
ＳｎｓＩｕ，ＳｎｓＩｖ，ＳｎｓＩｗ ３相電流センサ、
ＳｎｓＴＬ 電流センサ、
Ｓｎｓθｍ 回転角センサ、
ＴｍｐＬ，ＴｍｐＣ 温度センサ、
ＶＨ，ＶＬ，ＶＮ，ＶＭ 電圧端子、
Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ ３相出力端子、
Ｇａｔｅ１ａ，Ｇａｔｅ１ｂ，Ｇａｔｅ２ａ，Ｇａｔｅ２ｂ ゲート信号、
Ｇａｔｅｕｌ，Ｇａｔｅｕｈ，Ｇａｔｅｖｌ，Ｇａｔｅｖｈ，Ｇａｔｅｗｌ，Ｇａｔｅｗｈ インバータゲート信号。

Claims (14)

1. スイッチング動作を行う第１の半導体スイッチング素子群、リアクトル、およびコンデンサを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を第２の半導体スイッチング素子群のスイッチングにより交流電流に変換して電動回転機へ供給するインバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータの制御を行うと共に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記リアクトルの温度と昇圧される直流電圧に従って、前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力を制限することで前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流を制限する制御部と、
   を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１の半導体スイッチング素子群が、それぞれ相補的にスイッチング動作を行なう２つの半導体スイッチング素子から構成される２つのスイッチングユニットからなり、前記各スイッチングユニットの半導体スイッチング素子がすべて直列に接続されており、
   中心の電圧端子の一方の側に前記各スイッチングユニットの一方の半導体スイッチング素子が直列に接続され、前記中心の電圧端子の他方の側に前記各スイッチングユニットの他方の半導体スイッチング素子が直列に接続され、
   前記中心の電圧端子の一方の側の半導体スイッチング素子間の接続点と他方の側の半導体スイッチング素子間の接続点との間に前記コンデンサが接続され、前記中心の電圧端子と電源側との間に前記リアクトルが直列に接続され、
   前記コンデンサとリアクトルが、前記各スイッチングユニットの前記各半導体スイッチング素子のスイッチング動作により充放電されるエネルギ移行用コンデンサと電圧変換のための電気エネルギを蓄積するリアクトルからなる、
   電力変換装置。
2. スイッチング動作を行う第１の半導体スイッチング素子群、リアクトル、およびコンデンサを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を第２の半導体スイッチング素子群のスイッチングにより交流電流に変換して電動回転機へ供給するインバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータの制御を行うと共に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記コンデンサの温度と昇圧される直流電圧に従って、前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力を制限することで前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流を制限する制御部と、
   を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１の半導体スイッチング素子群が、それぞれ相補的にスイッチング動作を行なう２つの半導体スイッチング素子から構成される２つのスイッチングユニットからなり、前記各スイッチングユニットの半導体スイッチング素子がすべて直列に接続されており、
   中心の電圧端子の一方の側に前記各スイッチングユニットの一方の半導体スイッチング素子が直列に接続され、前記中心の電圧端子の他方の側に前記各スイッチングユニットの他方の半導体スイッチング素子が直列に接続され、
   前記中心の電圧端子の一方の側の半導体スイッチング素子間の接続点と他方の側の半導体スイッチング素子間の接続点との間に前記コンデンサが接続され、前記中心の電圧端子と電源側との間に前記リアクトルが直列に接続され、
   前記コンデンサとリアクトルが、前記各スイッチングユニットの前記各半導体スイッチング素子のスイッチング動作により充放電されるエネルギ移行用コンデンサと電圧変換のための電気エネルギを蓄積するリアクトルからなる、
   電力変換装置。
3. スイッチング動作を行う第１の半導体スイッチング素子群、リアクトル、およびコンデンサを含むＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力を第２の半導体スイッチング素子群のスイッチングにより交流電流に変換して電動回転機へ供給するインバータと、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータとインバータの制御を行うと共に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記リアクトルと前記コンデンサの温度と昇圧される直流電圧に従って、前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力を制限することで前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流を制限する制御部と、
   を備え、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータにおいて、
   前記第１の半導体スイッチング素子群が、それぞれ相補的にスイッチング動作を行なう２つの半導体スイッチング素子から構成される２つのスイッチングユニットからなり、前記各スイッチングユニットの半導体スイッチング素子がすべて直列に接続されており、
   中心の電圧端子の一方の側に前記各スイッチングユニットの一方の半導体スイッチング素子が直列に接続され、前記中心の電圧端子の他方の側に前記各スイッチングユニットの他方の半導体スイッチング素子が直列に接続され、
   前記中心の電圧端子の一方の側の半導体スイッチング素子間の接続点と他方の側の半導体スイッチング素子間の接続点との間に前記コンデンサが接続され、前記中心の電圧端子と電源側との間に前記リアクトルが直列に接続され、
   前記コンデンサとリアクトルが、前記各スイッチングユニットの前記各半導体スイッチング素子のスイッチング動作により充放電されるエネルギ移行用コンデンサと電圧変換のための電気エネルギを蓄積するリアクトルからなる、
   電力変換装置。
4. 前記制御部が、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記リアクトルの温度に従って、前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流の電流制限値を導出し、前記電流制限値と前記昇圧される直流電圧を積算することにより、電力制限値を導出し、前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力が前記電力制限値以下となるように制限する、請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部が、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記コンデンサの温度に従って、前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流の電流制限値を導出し、前記電流制限値と前記昇圧される直流電圧を積算することにより、電力制限値を導出し、前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力が前記電力制限値以下となるように制限する、請求項２に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部が、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの前記リアクトルの温度に従って、前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流の第１の電流制限値を導出し、
   前記コンデンサの温度に従って、前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流の第２の電流制限値を導出し、
   前記第１および第２の電流制限値の小さい方を、前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流の電流制限値とし、前記電流制限値と前記昇圧される直流電圧を積算することにより、電力制限値を導出し、前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力が前記電力制限値以下となるように制限する、請求項３に記載の電力変換装置。
7. 前記リアクトルの温度が閾値温度以上のときに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流を制限するように、前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力を制限する、請求項１、３、４、６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記コンデンサの温度が閾値温度以上のときに、前記ＤＣ／ＤＣコンバータで変換される電流を制限するように、前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力を制限する、請求項２、３、５、６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
9. 前記リアクトルのリプルを除去した電流を第１の直流電流として検出する第１の電流センサを備え、
   前記制御部が、
   前記第１の直流電流を二乗し、前記リアクトルの巻線抵抗に相当する係数を積算したものをリアクトル損失として導出し、
   前記リアクトル損失をローパスフィルタ演算することにより、前記リアクトルの温度上昇を演算し、基準温度を加算することにより、前記リアクトルの温度を演算するリアクトル温度演算部を有し、
   演算により導出した前記リアクトルの温度を前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力を制限するための前記リアクトルの温度として使用する、請求項１、３、４、６、７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
10. 前記リアクトルのリプルを除去した電流を第１の直流電流として検出する第１の電流センサを備え、
    前記制御部が、
    リアクトル直流銅損を、前記第１の直流電流を二乗し、前記リアクトルの巻線抵抗に相当する係数を積算して演算し、
    リアクトル交流銅損とリアクトル鉄損を、前記昇圧される直流電圧と昇圧された直流電圧の電圧比Ｖ２／Ｖ１(但しＶ１は昇圧される直流電圧、Ｖ２は昇圧された直流電圧)が２以上のときと、２未満のときで演算式を分け、前記昇圧される直流電圧と前記昇圧された直流電圧より演算し、
    リアクトル銅損を前記リアクトル直流銅損と前記リアクトル交流銅損を加算することにより演算し、
    前記リアクトル銅損をローパスフィルタ演算することにより、前記リアクトル銅損による前記リアクトルの温度上昇を演算し、
    前記リアクトル鉄損をローパスフィルタ演算することにより、前記リアクトル鉄損による前記リアクトルの温度上昇を演算し、
    前記リアクトル銅損による温度上昇と前記リアクトル鉄損による温度上昇と、基準温度を加算することにより、前記リアクトルの温度を演算するリアクトル温度演算部を備え、
    演算により導出した前記リアクトルの温度を前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力を制限するための前記リアクトルの温度として使用する、請求項１、３、４、６、７のいずれか１項に記載の電力変換装置。
11. 前記第１の半導体スイッチング素子群の各スイッチングユニットのゲート信号の位相差が１８０°となるように制御され、
    前記電圧比Ｖ２／Ｖ１が２以上のときに、下記式(１)で前記リアクトルのリプル電流ΔＩＬを演算し、
    前記電圧比Ｖ２／Ｖ１が２未満のときに、下記式(２)で前記リアクトルのリプル電流ΔＩＬを演算することにより、前記リアクトルのリプル電流ΔＩＬを導出し、
    ΔＩＬ＝[{Ｖ１・(Ｖ２−２×Ｖ１)}／(Ｖ２×Ｌ)]・(Ｔｓ／２) (１)
    ΔＩＬ＝{(２×Ｖ１−Ｖ２)・(Ｖ２−Ｖ１)}／(Ｖ２×Ｌ)}・(Ｔｓ／２) (２)
    Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス値
    Ｔｓ：スイッチング周期
    前記リアクトルのリプル電流ΔＩＬを元にして、前記リアクトルの前記リアクトル交流銅損と前記リアクトル鉄損を導出することにより、前記リアクトルの温度を演算する、請求項１０に記載の電力変換装置。
12. 前記リアクトルのリプルを除去した電流を第１の直流電流として検出する第１の電流センサを備え、
    前記制御部が、
    コンデンサ損失Ｐｃ０を、前記昇圧される直流電圧と昇圧された直流電圧の電圧比Ｖ２／Ｖ１(但しＶ１は昇圧される直流電圧、Ｖ２は昇圧された直流電圧)が２以上のときと、２未満のときで演算式を分け、前記昇圧される直流電圧と前記昇圧された直流電圧、前記第１の直流電流より演算し、
    前記コンデンサ損失Ｐｃ０をローパスフィルタ演算した温度上昇に基準温度を加算することにより、前記コンデンサの温度を演算するコンデンサ温度演算部を有し、
    演算により導出した前記コンデンサの温度を前記インバータの出力または前記インバータに接続された電動回転機のトルク出力を制限するための前記コンデンサの温度として使用する、請求項２、３、５、６、８のいずれか１項に記載の電力変換装置。
13. 前記第１の半導体スイッチング素子群の各スイッチングユニットのゲート信号の位相差が１８０°となるように制御され、
    前記電圧比Ｖ２／Ｖ１が２以上のときに、下記式(３)と式(１)で前記コンデンサの電流Ｉｃ０を演算し、
    前記電圧比Ｖ２／Ｖ１が２未満のときに、下記式(４)と式(２)で前記コンデンサの電流Ｉｃ０を演算することにより、
    前記コンデンサの電流Ｉｃ０を導出し、
    Ｉ_ｃ０＝√[２×(Ｖ１／Ｖ２)×{ＩＬ^２＋(ΔＩＬ^２／12)}] (３)
    Ｉ_ｃ０＝√[２×(１−Ｖ１／Ｖ２)×{｛ＩＬ^２＋(ΔＩＬ^２／12)}] (４)
    ＩＬ：前記第１の直流電流
    ΔＩＬ：前記リアクトルのリプル電流
    ΔＩＬ＝[{Ｖ１・(Ｖ２−２×Ｖ１)}／(Ｖ２×Ｌ)]・(Ｔｓ／２) (１)
    ΔＩＬ＝{(２×Ｖ１−Ｖ２)・(Ｖ２−Ｖ１)}／(Ｖ２×Ｌ)}・(Ｔｓ／２) (２)
    Ｌ：前記リアクトルのインダクタンス値
    Ｔｓ：スイッチング周期
    前記コンデンサ損失Ｐｃ０を、下記式(５)により演算する、
    Ｐｃ０＝ＲＣ０×Ｉｃ０^２ (５)
    ＲＣ０：前記コンデンサの抵抗
    請求項１２に記載の電力変換装置。
14. 前記制御部が、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータを、昇圧された直流電圧をフィードバックして制御し、
    前記インバータを、前記電動回転機のトルクまたは電流を制御するように制御する、
    請求項１から１３までのいずれか１項に記載の電力変換装置。

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