JP4611811B2 - フィンライン型マイクロ波帯域通過フィルタ - Google Patents

Description

本発明はマイクロ波帯域通過フィルタに関する。より詳細にはＥ面導波管技術によりプリントされる誘電性インサートを伴って作成されるフィルタであり、当該フィルタは、プリント回路上に形成される送信サブシステムの装入に適している。より詳細にいうと、当該フィルタは、ミリ波帯域で作動し、高いスペクトル純度に対する要求を満たことが求められる無線通信システムに適用される。

Ｋａ帯の静止衛星を使用する広帯域双方向通信との関連で、消費市場向けの端末においては、有用な帯域、典型的には２９．５乃至３０ＧＨｚの外にある不要波の信号を減衰するための出力フィルタの使用が必須である。このフィルタは、より正確に言うと、典型的には２８．５ＧＨｚである局部発振器の周波数を除去しなければならない。消費市場の要求を満たすために、このフィルタは安価でなければならない。

当該要求を前提として、様々な方法によるこの種の導波管技術の使用が知られており、特に以下のものがある。
● 誘導性又は容量性アイリスによりフィルタ自身に接続される単一又はマルチモードのキャビティを持つフィルタ
● 減衰モードフィルタ
● 金属製のインサート又はプリントされる誘電インサートを有し、一般にフィンラインと呼ばれるＥ面型フィルタ

本発明で使用する基本技術は上記リストの最後のものに関するものであり、図１に図示される。

図１では、長方形断面のマイクロ波導波管１０１が、このガイドのＥ伝播面に位置する誘電性基板１０２で、同等な２つの部分に分割される。この基板は低損失を提供し、きわめて薄く（例えば０．２ｍｍ未満）、ガイドの品質係数を低下させないようにする。しかし、この図では、また他の図においても、基板の薄さは見やすいように非常に太く表示されている。

基板１０２は少なくとも１つの面に印刷導体１０３を有し、印刷導体１０３は基板１０２を支持するガイドの内側面に電気的に接続されており、その印刷導体１０３の接続形態がフィルタに求められる応答性を決定付ける。単純化のため、“導電性インサート”の用語は電気的にガイドに接続されるこれらの導体を表すために使用されるものとする。

この技術の主な利点は、マイクロストリップ又はサスペンデッドマイクロストリップ技術のような他のプレーナー技術と容易に整合され、合併できる点にある。そしてこれは、フィルタリング機能が送信システムのメインボード上のプリント基板に組み込み可能なことを意味する。

図１で示す技術で最も一般的に使用される帯域通過フィルタの接続形態の本質は、電気的にガイドの内側面に接続されることで接地されるｎ＋１個の導電性インサートを使用することにあり、ｎはフィルタの次数である。これらのインサートは、理論的には被ガイド波長の半分の長さにほぼ等しい間隔を空け、基板の片側表面にプリントされる。しかし、製造ばらつきに対するフィルタの応答感度を最小化するため、インサートは好適には基板の両側表面にほぼ同等にプリントされる。しかし、それらはそれでもなおガイドの内部壁に接続される。

このように得られる帯域通過フィルタの応答曲線はチェビシェフ型である。

必要なスペクトル選択性を得るために、高い次数のフィルタが理論的には使用される。そして得られるフィルタは、大きな物理的寸法を有し、その外形寸法に応じる製造誤差に非常に敏感である。それゆえ実際には、製造が非常に困難であり不可能な場合さえある。

本発明は、特に高い性能レベル及び低い製造コストを維持しながら外形寸法上の問題を改善すべく使用され得る新しいマイクロ波帯域通過フィルタ構造を提案する。

本発明はフィンライン型マイクロ波帯域通過フィルタに関する。当該帯域通過フィルタはガイドのＥ面に位置する絶縁基板を備える導波管を有し、絶縁基板の少なくとも１つの表面上にあり、基板を支持するガイドの内側面に電気的に接続され、それらインサートの寸法及び基板上の位置によりチェビシェフ型フィルタ応答曲線を決定する導電性インサートを有する。当該帯域通過フィルタは、短絡回路に少なくとも１つのキャビティを基板に垂直となるように有し、当該キャビティの位置及び寸法はフィルタ応答曲線でのゼロ伝送を決定し、このゼロ周りに位置する周波数群を減衰することを特徴とする。

“ゼロ伝送”の用語は、フィルタ応答曲線上の所与の周波数で得られる完全な減衰を意味するよう使用される。

好適には、全く同一の形状又は異なる形状を持つ２つのキャビティは、一方をフィルタの入力に他方をフィルタの出力に有する。それぞれのキャビティは、所与の周波数で計算される、被ガイド波長の半分に等しい長さλｇ／２を有し、被ガイド波長はガイドの断面に依存する。

変形実施例に従って、キャビティの共振周波数を所要の周波数に調節する手段を備える単一のキャビティがフィルタの入力に備えられる。当該共振周波数の調節手段は例えば、調節ネジによる。

本発明の別の特性に従って、フィルタを導電ループ（マイクロストリップ技術の処理回路に接続される単なる線）に接続する。マイクロストリップ技術の回路は導電性インサートを受け入れる基板と同じ絶縁基板上にインピーダンス整合線又は四分の一波長線路及び５０オーム特性インピーダンス線を有する。

フィルタの全体長さを低減するという本発明のさらにもう１つの特性に従って、短絡回路のキャビティは導電ループに垂直となるよう配置される。

本発明の他の特性及び有利な点は別の実施例の説明、すなわち添付図を参照して与えられる当該説明を読むことで明確になる。

説明を簡略化するために、図中では同じ要素に同じ参照を与える。

本発明に従ったフィンライン型Ｅ面帯域通過フィルタの第１実施例を先ず、図２乃至６を参照して説明する。

図２乃至４を参照すると、本発明に従ったフィルタ２００は、基材２０１とカバー２０２を有し、双方金属製である。長方形の導波管２０３は基材２０１内及びカバー２０２内に成型される。より厳密には、図２及び図３に明確に示されるように、導波管の片割れ部分２０３ａが基材２０１内に成形され、一方、他方の片割れ部分２０３ｂがカバー２０２内に成形される。既知の方法により、導波管は、このガイドのＥ面に縦に、すなわち図２のＸＹ平面に置かれる薄い誘電性基板２０４と共に提供される。基板の表側は４つのインサート２０５を有する。これらのインサート２０５は誘導性インサートであり、比較的幅の広い長方形の金属化物で形成され、被ガイド波長の半分におおよそ等しい距離だけ互いに離れている。製造ばらつきに耐性のあるフィルタの応答性のため、インサートは基板の両側にプリントされ得る。図２及び４に示されるように、２つの金属化ストリップ２０６は基板の両側の縦端面にプリントされる。ストリップ２０６は金属化ホールを有し（図示せず。）、２つの導波管の部分２０３ａ及び２０３ｂ間の完全な接地継続性の提供に使用される。上述の構造はチェビシェフ型の帯域通過フィルタのフィルタリング機能を得るために使用される。インサートの寸法及び位置は、所要の応答曲線を得るため既知の方法で決定される。この具体的事例では、４つのインサートがあるため、フィルタ次数は３次である。

また、本発明に従って、短絡回路の２つのキャビティ２０７が基板２０４に垂直になるようにカバー２０２内に成形される。それぞれのキャビティ２０７は、所与の周波数（Ｆｚ）及びガイドセクションに依存する被ガイド波長で計算される被ガイド波長の半分λＬｇ／２に等しい長さである。これらキャビティはそれぞれ、消去すべき周波数（Ｆｚ）の周りのゼロ伝送をもたらす。それぞれのキャビティは、周波数Ｆｚ１及びＦｚ２のそれぞれでガイドの主軸上に短絡回路を提供し、そのような訳で、図５Ｂで見られるように、信号の伝送をほぼ完全に消去する。なお、図５Ｂは、入力キャビティに対応するこの周波数Ｆｚ１におけるフィルタ内電場の等振幅を示す。出力側に備えられる第２キャビティは、図５Ａのカーブ４０１’に見られるように周波数Ｆｚ１に非常に近い周波数Ｆｚ２の周りでゼロ伝送をもたらす。２つのキャビティの使用は、製造ばらつきによるフィルタ応答性の如何なるドリフトをもオフセットするため、所要の周波数の周りにかなり広い消去帯域を提供する。しかし、単一の入力キャビティであって、調節ネジのように周波数Ｆｚを調節する手段を提供するキャビティを備えるフィルタを想定することもまた可能である。

さらに、図２及び図３に示されるように、導波管とマイクロストリップ技術の回路との間の遷移帯は同一基板２０４上で形成される。より厳密には、この遷移帯は、ガイドの基本モードを励振する誘導ループ２１０を有する。このループはマイクロストリップ技術を使用し基板２０４の一方端で生成されるインピーダンス整合線２１１に連結される。基板の底側は金属化され、かつ／あるいは金属の基材２０１に接触し接地面を形成する。カバーは、導波管の上部片割れ部分２０３ｂを延長する凹所２０９を備える。インピーダンス整合線２１１は、マイクロストリップ技術を用いて同様に形成される５０オームの特性インピーダンス線２１２により伸張される。この遷移帯は図に示すように導波管の両端に生成される。

図２に示すフィルタは、安価なＲＯ４００３型０．２ｍｍ圧誘電性基板で供給される３．５５６×７．１１２ｍｍ^２の断面を持つＷＲ２８型標準導波管を実装する特別な実施例に対応する。

このフィルタは、４つの導電性インサートを有する３次フィルタで、これらインサートは、Ｋａ型ターミナルの通過帯域に準拠する、又は２９．５乃至３０．０ＧＨｚの通過帯域を得るように計算されたものである。このタイプのフィルタはＨＦＳＳ／ＡＮＳＯＦＴ三次元電磁気シミュレータを使用してシミュレートされた。シミュレーション結果は図５Ａ及び図６に与えられ、２つのマイクロストリップ／導波管の遷移帯のない本発明に従ったフィルタの場合、及び従来のフィンラインフィルタの場合をそれぞれ示す。導電性インサートだけを伴うフィルタの応答曲線はそれゆえに、もっぱらチェビシェフ型であり、図６のカーブ４０１で示される。そして、このカーブは、本発明の実施例に従った短絡回路の２つのキャビティを伴うフィルタの場合に、図５Ａのカーブ４０１’で示すように２８．５０ＧＨｚあたりで減衰ゼロを示す。追加されたキャビティのそれぞれはフィルタの端子インピーダンスを改変し、このような理由で端子インピーダンスを不整合にする。この不整合は、インサートの再配置により修正される。

カーブ４０２及び４０２’は非常に低い反射損を示し、５０オームのフィルタインピーダンスとの有効な整合を明示する。

従って、図５のカーブで与えられる結果に基づき、フィンラインＥ面帯域通過フィルタは、以下の性能水準を提供する。
● 約０．８ｄＢの挿入損失
● マッチング＞２５ｄＢ
● ２８．５５ＧＨｚでの周波数減衰＞４５ｄＢ
● イメージ帯域減衰＞４０ｄＢ

本発明の別の実施例を、これより図７乃至図９を参照しながら説明する。この実施例では、フィルタ３００が２つの片割れ部分３０１ａ及び３０１ｂで形成される長方形の導波管３０１を有する。２つの片割れ部分の間には薄い絶縁基板３０４がマウントされ、基板上には４つのインサート３０３が金属化され、インサートの数及び幅がフィルタ特性を決定する。基板はフィルタの伝播Ｅ面上に置かれる。本発明の一態様に従って、基板は、マイクロストリップ技術の電源ラインを受け入れる第1実施例での部分３０２だけ、導波管外に延長される。遷移帯３０２はそれゆえ、インピーダンス整合線及びマイクロストリップ技術による５０オーム線が後に続く誘導ループ３０５を有する。この実施例では、図７及び８に示すように、短絡回路３０６のキャビティは誘導ループ３０５上に直接提供される。この特定位置は当該フィルタをさらにコンパクトにするために用いられ得る。この実施例は上述の方法でシミュレートされた。図９のカーブが得られ、その中でカーブ５０１は、２８．５０ＧＨｚの周波数で５０ｄＢより大きいところで減衰ゼロを示す。他のカーブ５０２は反射損を示し、フィルタの有効なインピーダンス整合を明示する。

本発明は、上述で明確に説明されたもの以外のフィンライン型マイクロ波帯域通過フィルタにも適用できる。

当該技術分野の当業者に明らかなことに、本発明に従ったフィンライン型Ｅ面帯域通過フィルタは多くの利点を提供する。特に、それは従来のフィンラインフィルタに比べ、よりコンパクトで、より製造ばらつきへの耐性があり、有機基板技術でのプリント回路と互換性を有し、非常に低い挿入損失を提供する。また、従来のフィルタに比べ、非常に低い原価で調達できる。

本発明に従ったフィルタは、具体的にはユーザー端末の送信用室外ユニット（ＯＤＵ）内に、特に端末から発してはならない伝送帯域の残余成分を削除するように組み入れられる。この場合、室外ユニットは、少なくとも１つの低調波混合器を有する。当該低調波混合器は、一方の入力でＲＦ信号、すなわちＫａ帯での操作に用いる０．９５乃至１．４５ＧＨｚ帯の信号を室内ユニットから受信し、また他方の入力でＫｕ帯で動作する局部発振器の出力を受信し、当該混合器の出力は上述のフィンライン型帯域通過フィルタに送信される。

当業者に明らかなことに、本発明によるフィルタはまた上述のユーザー端末以外のシステムでも使用され得る。

既に説明された、従来技術に従ったフィンライン型Ｅ面帯域通過フィルタの概略斜視図である。 本発明の第1実施例に従ったフィンライン型Ｅ面帯域通過フィルタの分解斜視図である。 図２のフィルタをＸＺ平面に沿って見た図である。 図２のフィルタで使用される絶縁基板の上から見た平面図である。 図２のフィルタであって標準的な三次フィンライン型Ｅ面帯域通過フィルタであるフィルタの反射カーブ及び遷移カーブを示す図である。 消去すべき周波数でのキャビティの役割を示す、図２のフィルタと同じフィルタの斜視図である。 図２のフィルタであって標準的な三次フィンライン型Ｅ面帯域通過フィルタであるフィルタの反射カーブ及び遷移カーブを示す図である。 本発明に従ったフィンライン型Ｅ面帯域通過フィルタの第２実施例の斜視図である。 図７のフィルタで使用される絶縁基板の上から見た平面図である。 図７のフィルタの反射カーブ及び遷移カーブを示す図である。

符号の説明

１０１ マイクロ波導波管
１０２ 基板
１０３ 印刷導体
２００ フィルタ
２０１ 基材
２０２ カバー
２０３ａ 導波管部分
２０４ｂ 導波管部分
２０５ インサート
２０６ ストリップ
２０７ キャビティ
２０９ 凹所
２１０ 誘導ループ
２１１ インピーダンス整合線
２１２ 特性インピーダンス線
３００ フィルタ
３０１ａ 導波管部分
３０１ｂ 導波管部分
３０２ 遷移帯
３０３ インサート
３０４ 基板
３０５ 誘導ループ
３０６ 短絡回路
４０１ カーブ
４０１’ カーブ
４０２ カーブ
４０２’ カーブ
５０１ カーブ
５０２ カーブ
Ｆｚ１ 周波数
Ｆｚ２ 周波数
ＦＯＬ 局所送信器周波数

Claims (9)

1. フィンライン型のマイクロ波帯域通過フィルタであって：
   導波管であり、導波管のＥ面に位置する絶縁性の基板を備える導波管；
   導電性のインサートであって、前記基板の少なくとも１つの表面上にあり、前記基板を支持する前記導波管の内側面に電気的に接続され、当該インサートの寸法及び基板上の位置によりチェビシェフ型フィルタ応答曲線を決定するインサート；
   前記基板に垂直な、短絡回路における少なくとも１つのキャビティ；を有し、
   該キャビティの位置及び寸法がフィルタ応答曲線のゼロ伝送を決定し、該ゼロの周りにある周波数群を減衰させることを特徴とするマイクロ波帯域通過フィルタ。
2. 同一の形状又は異なる形状を持つ２つのキャビティを有することを特徴とする請求項１に記載のマイクロ波帯域通過フィルタ。
3. 前記２つのキャビティのうち一方を当該フィルタの入力に、他方を当該フィルタの出力に備えることを特徴とする請求項２に記載のマイクロ波帯域通過フィルタ。
4. 周波数調節手段を備えるキャビティを有し、該キャビティは当該フィルタの入力に備えられることを特徴とする請求項1に記載のマイクロ波帯域通過フィルタ。
5. 前記キャビティが、前記ゼロ伝送の周波数で計算される被ガイド波長の半分に等しい長さを持つことを特徴とする請求項１乃至４の何れか一項に記載のマイクロ波帯域通過フィルタ。
6. 当該フィルタの入出力での処理回路への接続が誘導ループにより行われることを特徴とする請求項１乃至５の何れか一項に記載のマイクロ波帯域通過フィルタ。
7. 前記処理回路がマイクロストリップ技術により形成され、前記インサートを受け入れる前記基板と同じ基板上にインピーダンス整合線及び５０オーム特性インピーダンス線を有することを特徴とする請求項６に記載のマイクロ波帯域通過フィルタ。
8. 前記キャビティが誘導ループに垂直に配置されることを特徴とする請求項６又は７の何れか一項に記載のマイクロ波帯域通過フィルタ。
9. 送信端末用室外ユニットであって：
   少なくとも１つの低調波混合器と；
   所与の周波数で作動する局部発振器と；を有し、
   前記低調波混合器が、第１入力において、送信すべき信号を受信し、第２入力において、前記局部発振器からの信号を受信し、前記低調波混合器の出力が、請求項１乃至８の何れか一項に記載の帯域通過フィルタに接続され周波数を減衰することを特徴とする送信用室外ユニット。

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