JP3846918B2 - 光伝送システム、光多重伝送システム及びその周辺技術 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は光伝送システム及びその関連技術、特に、大容量伝送のために伝送条件が最適化された伝送路を有する光伝送システム、及び大容量の伝送を可能にするための光時分割多重（Optical Time Division Multiplexing：OTDM）等の光多重技術が採用された光伝送システムとその実現のための関連技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
伝送速度の増加にともない、光ファイバの群速度分散（Group-velocity dispersion : GVD ）による波形劣化のために、伝送距離が厳しく制限される。さらに、伝送速度が増加すると送受レベル差を確保するために、送信光パワーを増加させる必要がある。そうすると、ファイバ非線形効果である自己位相変調(Self-phase modulation：SPM ）効果の影響が大きくなり、群速度分散との相互作用（ＳＰＭ−ＧＶＤ効果）のために、波形劣化がより複雑になる。
【０００３】
このＳＰＭ−ＧＶＤ効果による波形劣化が支配的な場合、ほぼ次式のようなスケール則が成立する。
ＤＢ² Ｐ_avＬ² ＝ｃｏｎｓｔ． （１）
Ｄ：分散値（ps／nm／km）
Ｂ：伝送速度（Gb／ｓ）
Ｐ_av：伝送路中での平均光パワー（mW）
Ｌ：伝送距離（km）
ｃｏｎｓｔ．：所要ペナルティにより決定される。
例えば、伝送速度Ｂが１０Gb／ｓから４０Gb／ｓへ４倍になると、伝送路中での平均光パワーＰ_avを４倍にする必要がある。したがって、同じ伝送距離Ｌを確保するには、信号光波長における分散値Ｄを１／６４に設定しなければならない。
【０００４】
そこで、信号光の分散値をできるだけ小さくするため、ファイバの零分散波長λ₀ をファイバの伝送損失が最小となる１．５５μ帯にシフトさせた分散シフトファイバ（dispersion shifted fiber：DSF ）を使用し、１．５５μ帯で伝送することが現在進められている。なお、零分散波長λ₀ とは、波長の微少変化に対する伝送遅延時間の変化量である波長分散Ｄ（ps／nm／km）が負の値（正常分散）から正の値（異常分散）に転ずる点の波長であり、この波長λ₀ の近傍において波長分散の絶対値は最小になるので波長分散による波形歪みが最小となる。
【０００５】
しかしながら、ＤＳＦ伝送路の零分散波長λ₀ は、線引き工程におけるファイバコア径の微小変動により、長さ方向の変動は避けられない。さらに伝送路ケーブルは数kmのセグメントの多芯ケーブルが繋ぎ合わされており、隣接セグメント間のλ₀ は連続性がなく、ランダムに分布している。また、環境温度等の変化による経時変化によってもλ₀ は変化する。
【０００６】
したがって従来では、λ₀ の分布及び経時変化を考慮して、その最悪値が始点から終点まで続いたとしても所定の伝送品質を満足し得るように設計する最悪設計が採用されていた。このため伝送路のコストの上昇は避けられず、これが大容量化の障害となっていた。
一方、光信号の変調及び復調等の信号処理にあっては、通常これらの信号処理は電気信号の段階で実施され、光信号の変調を行うための電気信号を高速化することによって、光伝送システムの高速化を図ることが主流であった。しかし最近においては、電子デバイスによる電気信号レベルでの高速化が難しいことが問題となってきている。Ｓｉ，ＧａＡｓ，ＨＢＴ，ＨＥＭＴ等を用いた、１０〜４０Gb／ｓでの光通信用デバイスの研究開発が行われているが、現状で実用レベルにあるのは、１０〜２０Gb／ｓまでと言われている。
【０００７】
このため、光伝送システムの伝送速度を、電子デバイスの動作速度以上に高速化するには、光領域での多重技術が有効である。一つには波長軸での多重による方法（Wavelength Division Multiplexing ：WDM ）、また一つには時間軸での多重による方法（Optical Time Division Multiplexing：OTDM）が考えられるが、いずれの方法においても実用化のためにその周辺技術の開発が必要である。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
したがって本発明の第１の目的は、大容量伝送を可能にするために伝送条件の最適化の技術を提供することにある。
本発明の第２の目的は、大容量伝送を可能にするための光多重化の実用化のための周辺技術を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明によれば、光信号を生成する光送信部と、該光送信部が生成した光信号を伝送する光伝送路と、該光伝送路により伝送された光信号を認識する光受信部と、該光信号の特性値及び該光伝送路の特性値の少なくともいずれか一方を調節することによって、該光信号の特性を該光伝送路の特性に適合させるに適した特性調節手段とを具備する光伝送システムが提供される。
【００１０】
本発明によれば、光信号を生成する光送信部と、該光送信部が生成した光信号を伝送する光伝送路と、該光伝送路により伝送された光信号を認識する光受信部と、該光伝送路内を伝送される光信号の強度の変化を滑らかにすることによって非線形効果を低減する手段とを具備する光伝送システムもまた提供される。
本発明によれば、光信号を生成する光送信部と、該光送信部が生成した光信号を伝送する光伝送路と、該光伝送路により伝送された光信号を認識する光受信部と、該光伝送路の途中に設けられ該光伝送路で伝送される光信号を光増幅する光増幅中継器と、該光増幅中継器で光増幅される光信号の波長を変換する波長変換器とを具備する光伝送システムもまた提供される。
【００１１】
本発明によれば、複数の光変調器においてベースバンド信号によりそれぞれ変調された複数の光信号を多重化する光多重化システムの光変調器のためのドリフト補償回路であって、該複数の光変調器へ供給されるベースバント信号を低周波信号でそれぞれ振幅変調する複数の駆動回路と、該複数の光信号を多重化した光多重化信号の一部を分岐する光分岐器と、該光分岐器により分岐された光多重化信号の一部を電気信号に変換する光検出器と、該光検出器の出力に含まれる低周波信号成分を該複数の駆動回路のそれぞれにおいて使用された低周波信号で位相検波することによって、それぞれの光変調器のドリフト補償のためのバイアス信号を生成する制御手段とを具備するドリフト補償回路もまた提供される。
【００１２】
本発明によれば、複数の光信号を時分割多重する光時分割多重手段と、該光時分割多重手段によって生成された光多重化信号を伝送する光伝送路と、該光伝送路によって伝送された光多重化信号から前記多重化前の光信号のクロックを直接抽出するクロック抽出手段と、該クロック抽出手段へ供給される光多重化信号における各光信号の振幅に差を付与することによって該クロック抽出手段によるクロックの抽出を可能にする振幅差付与手段とを具備する光伝送システムもまた提供される。
【００１３】
本発明によれば、複数の光信号を時分割多重する光時分割多重手段と、受信側において光多重化信号から多重化前の光信号のクロックを直接抽出することを可能にするため、該光多重化信号における各光信号の振幅に差を付与する振幅差付与手段とを具備する光送信機もまた提供される。
本発明によれば複数の光信号チャンネルを時分割多重する光時分割多重手段と、該光時分割多重手段によって生成される光多重化信号に各光信号チャンネルを識別するための識別情報を付与する手段と、該光信号チャンネルに含まれる識別情報を抽出する識別情報抽出回路と、該識別情報抽出回路が抽出した識別情報に従って、各光信号チャンネルが所定の出力先に出力されるように出力先を変更する制御回路とを具備する光伝送システムもまた提供される。
【００１４】
本発明によれば、光信号チャンネルに含まれる識別情報を抽出する識別情報抽出回路と、該識別情報抽出回路が抽出した識別情報に従って、各光信号チャンネルが所定の出力先に出力されるように出力先を変更する制御回路とを具備する光受信機もまた提供される。
本発明によれば、光多重化信号から各光信号チャンネルのクロックを再生するクロック再生回路と、該クロック再生回路によって再生されたクロックに従って、該光多重化信号から各光信号チャンネルを分離する光スイッチと、該光スイッチによって分離された光信号チャンネルに含まれる識別情報を抽出する識別情報抽出回路と、該識別情報抽出回路が抽出した識別情報に従って、各光信号チャンネルが所定の出力先に出力されるように出力先を変更する制御回路とを具備する光分離器もまた提供される。
【００１５】
本発明によれば、複数の光信号チャンネルを時分割多重する光時分割多重手段と、該光時分割多重手段によって生成される光多重化信号に各光信号チャンネルを識別するための識別情報を付与する手段とを具備する光送信機もまた提供される。
本発明によれば、複数の光信号が時分割多重され、かつ、特定の光信号のタイムスロットにおいて低周波信号が重畳された光時分割多重信号を受信するための光受信機であって、該光時分割多重信号を各光信号に分離する光スイッチと、該光スイッチを制御するためのクロックを生成するクロック生成手段と、前記光時分割多重信号に重畳された低周波信号を利用して該クロック生成手段が生成するクロックの位相を該光時分割多重信号に同期するように制御するクロック位相制御手段とを具備する光受信機もまた提供される。
【００１６】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係る光信号伝送システムの一例のブロック図である。図１において、１１は光送信部、１２は光受信部、１３は光ファイバ、１４は波長可変光源、１５は波長可変フィルタ、１６，１７は光増幅器又は光増幅器を有する光中継器、１８は受光部、１９は駆動回路である。
【００１７】
光送信部１１の波長可変光源１４としては、例えば、既に提案されている３電極型の波長可変半導体レーザや外部回折格子制御型の波長可変半導体レーザ等の各種構成の波長可変半導体レーザを用いることができる。
図２は波長可変半導体レーザの説明図であり、３電極型の波長可変半導体レーザの概要を示す。図２に示した波長可変半導体レーザはＩｎＧａＡｓＰ／ＩｎＰレーザ構成を有している。共通電極２１と電極２２との間に活性層２５を含むレーザ発振領域２７が形成され、共通電極２１と電極２３との間に波長微調領域２８が形成され、共通電極２１と電極２４との間に回折格子２６を含む波長粗調領域２９が形成されている。電極２３に加える電流Ｉｐと、電極２４に加える電流Ｉｄとを調整して発光波長を変化させ、電極２２に加える電流Ｉａによって光出力を制御することができる。従って、駆動回路１９から電流Ｉａ，Ｉｐ，Ｉｄを制御することにより、発光波長を制御し、且つ伝送情報に従って変調した光信号を出力することができる。
【００１８】
波長可変光源１４としては、上述のような光源を直接駆動する直接変調型のみでなく、光源からの光を外部変調器で変調する外部変調型とすることが可能である。又波長可変光源１４からの光信号を光増幅器により増幅して光ファイバ１３に送出する構成とすることも可能である。
光増幅器１６，１７は、例えば、ＥｒやＮｄ等をドープした希土類ドープ光ファイバ増幅器を用いることができ、例えば、Ｅｒドープ光ファイバ増幅器は、１．５μｍ帯の光信号を、１．４８μｍ又は０．９８μｍの励起光によって直接増幅することができる。
【００１９】
光受信部１２は、例えば、光増幅器１７と波長可変フィルタ１５と受光部１８とを備えている。光増幅器１７及び波長可変フィルタ１５を省略することも可能である。受光部１８は、光信号を電気信号に変換する各種のフォトダイオードやフォトトランジスタ等により構成することができる。なお、受光部１８により電気信号に変換し、等化処理を行ってレベル識別し、伝送情報を再生して受信処理する情報処理部については、既に知られた各種の構成が採用可能であり、図示を省略している。
【００２０】
又波長可変フィルタ１５としては、既に知られた各種構成のフィルタを使用することができ、例えば、１９９４年電子情報通信学会春季大会の予稿集、Ｂ−１０５５「Ｓｉを用いたファブリ・ペロー型波長選択光フィルタの検討」の表題によって説明されているような温度制御による波長可変フィルタを用いることも可能である。又波長可変光源１４の波長可変範囲全体をカバーしうる通過波長特性を有する固定波長特性のフィルタを使用することも可能である。
【００２１】
光送信部１１と光受信部１２との間の距離が長距離でない場合は、光増幅器１６を省略することも可能であり、その場合は光送信部１１と光受信部１２との間は光ファイバ１３のみによって接続される。波長可変光源１４は、光ファイバ１３の長さ方向に沿った零分散波長の揺らぎが存在する場合、又は製造単位の長さの光ファイバを接続した時のスプライス区間（セグメント区間）毎の光ファイバ１３の零分散波長のばらつきが存在する場合、例えば、光送信部１１と光受信部１２との間の全長にわたって、零分散波長の揺らぎ又はばらつきの平均値を求め、それを発光波長とするように調整される。なお、後述するように、伝送特性を最良にする信号光波長が必ずしも零分散波長であるとは限らない。
【００２２】
希土類ドープ光ファイバ増幅器により光信号を増幅して光ファイバに入力し、長距離伝送を行う場合に、信号光の波長が光ファイバの零分散波長の近傍で異常分散領域であると、信号光と自然放出光との間で四光波混合（four-wave mixing：FWM ）が生じ、変調不安定性により、自然放出光が増幅され、Ｓ／Ｎが劣化する。これを防止する為には、光ファイバ１３の零分散波長の近傍を避け、且つ正常分散領域に発光波長を調整する。
【００２３】
長距離伝送システムの場合、光増幅器１６，１７を設ける場合が一般的である。この光増幅器１６，１７は光信号を増幅すると共に自然放出光が発生するため、受光部１８の前段にフィルタを設けることが望ましく、それが通過波長特性の調整が可能な波長可変フィルタ１５であることがさらに望ましい。その場合には、光送信部１１の波長可変光源１４の発光波長を前述のように調整するとき、その発光波長に合わせて波長可変フィルタ１５の通過波長特性を調整することにより、伝送特性を更に改善することができる。
【００２４】
図３は本発明に係る光信号伝送システムの他の例のブロック図である。図３において、３０は中継器、３１は光送信部、３２は光受信部、３３は光ファイバ、３４は波長可変光源、３５は波長可変フィルタ、３６，３７は光直接増幅器、３８は受光部、３９は駆動回路、４０は波長可変フィルタであり、図１に示す実施例と同一名称の部分は、同一の機能を備えている。
【００２５】
この例では、希土類ドープ光ファイバ増幅器のような光増幅器３６と、波長可変フィルタ４０とにより中継器３０が構成される。波長可変フィルタ４０は光受信部３２の波長可変フィルタ３５と共に、波長通過特性を調整することにより、光増幅器３６から発生する自然放出光等の光信号以外の光成分を中継器３０毎に除去し、伝送特性を改善することができる。従って、更に長距離伝送が容易となる。なお、この波長可変フィルタ４０としては、波長可変光源３４の発光波長の可変範囲全体をカバーする通過波長特性を有する波長固定フィルタを使用することも可能である。又光増幅器３６の後段に波長可変フィルタ４０を設けた場合を図示しているが、本発明はこのような構成に限定されるものではない。
【００２６】
図４は本発明に係る光信号伝送システムのさらに他の例のブロック図である。図４において、４１は光送信部、４２は光受信部、４３は光ファイバ、４４は波長可変光源、４５は波長可変フィルタ、４６，４７は光増幅器、４８は受光部、４９は駆動回路、５０は波長可変フィルタ、５１は中継器、５２は掃引制御部、５３は伝送特性測定部である。
【００２７】
この例は、図３に示す実施例に対して、伝送特性測定部５３と掃引制御部５２とを付加した場合に相当し、掃引制御部５２によって駆動回路４９を制御し、波長可変光源４４の発光波長を掃引する。例えば、波長可変光源４４が図２に示す波長可変半導体レーザの場合は、電流Ｉｐ，Ｉｄを変化させることになり、又他の構成の半導体レーザの場合に温度を順次変化させることにより、発光波長を掃引することができる。そして、この発光波長が掃引された光信号は、光ファイバ４３と中継器５１とを介して伝送され、光受信部４２の受光部４８により受光された結果を、伝送特性測定部５３に加えて、光送信部１１と光受信部１２との間の伝送特性を測定する。その伝送特性の測定結果を基に、伝送特性が最良となるように、波長可変光源４４の発光波長及び波長可変フィルタ４５，５０の波長通過特性が設定される。
【００２８】
この波長可変光源４４及び波長可変フィルタ４５，５０を伝送特性測定部５３側から自動的に調整する構成とした場合、掃引制御部５２から駆動回路４９を介して波長可変光源４４の発光波長を掃引する掃引制御情報を点線で示すように伝送特性測定部５３に伝送する。伝送特性測定部５３は、その掃引制御情報に従って、点線で示すように波長可変フィルタ４５，５０の通過波長特性を制御する。伝送特性測定部５３は掃引制御中の受光部４８における伝送特性から伝送特性が最良となる発光波長を決定し、その値になるように、駆動回路４９に制御情報を伝送すると共に、その発光波長に対応した通過波長特性となるように、波長可変フィルタ４５，５０に制御情報を加える。
【００２９】
従って、システム立上時に於いて、掃引制御部５２を起動することによって、自動的に波長可変光源４４の発光波長を、伝送特性が最良となるように設定することができる。又システム運用中に於いては、掃引制御部５２が停止されるが、定期的或いは連続的に伝送特性測定部５３により伝送特性を測定し、伝送特性が最良となるように、波長可変光源４４の発光波長を調整し、且つ波長可変フィルタ４５，５０の波長通過特性を調整することも可能である。
【００３０】
伝送特性制御部５３から各中継器５１への波長通過特性を調整する制御情報及び駆動回路４９に加える伝送特性の最良点の制御情報等の伝送或いは掃引制御部５２から伝送特性制御部５３への掃引制御情報の伝送は、比較的低速の情報伝送で済むから、光送信部１１と光受信部１２との間に敷設した制御信号線等によって伝送することも可能であり、又双方向に光信号を伝送するシステムの場合は、光信号に副信号として重畳して伝送することも可能である。
【００３１】
伝送特性制御部５３に於いて符号誤り率を測定することによって伝送特性を測定する場合、波長可変光源４４の発光波長を掃引して各波長における符号誤り率を測定した結果が、例えば、図５に示す場合、許容誤り率を１０^-11 とすると、例えば、その許容誤り率となる波長範囲のほぼ中心に波長可変光源４４の発光波長を設定する。即ち、伝送特性の最良点として、駆動回路４９を介して波長可変光源４４の発光波長を設定し、且つ波長可変フィルタ４５，５０の波長通過特性を設定する。それによって、温度変化や経年変化等による光ファイバ４３の特性変動等があっても、符号誤り率を許容値以下に維持することができる。
【００３２】
この符号誤り率の測定は、通常の伝送システムに於ける誤り率測定の手段を適用できる。光信号の伝送速度が例えば１０Gb／ｓ以上の高速であれば、許容誤り率が１０^-11 より小さい値についても、短時間で各波長における誤り率を測定することができる。又パリティチェックビットを付加して伝送し、そのパリティチェックビットを用いて誤り率を測定することも可能である。
【００３３】
伝送特性測定部５３に於いてアイパターンを用いて伝送特性を測定することもできる。例えば、図６はアイマスクパターンの説明図であり、太線で示すアイマスクパターンを閾値とすると、この太線のアイマスクパターンの外側に受信信号のアイパターンが形成されるように、即ち、アイパターンが予め定めた閾値を超えるように、波長可変光源４４の発光波長を調整する。又伝送特性が良好であるとアイパターンが大きく開くから、このアイパターンの開きが最大となるように、波長可変光源４４の発光波長を調整するようにしても良い。又この場合の調整手段としては、アイパターンを観測して手動制御によるか、或いはコンピュータ処理等による自動制御による手段を採用することができる。
【００３４】
符号誤り率の代わりに、Ｑ値（＝電気ＳＮＲ）を測定する方法もある。Ｑ値の定義を図７及び以下に示す。すなわち、
Ｑ＝２０ｌｏｇ₁₀〔（μ₁ −μ₀ ）／（σ₁ ＋σ₀ ）〕
但し、μ₁ ：“発光”時の平均レベル
μ₀ ：“非発光”時の平均レベル
σ₁ ：“発光”時のレベルの標準偏差
σ₀ ：“非発光”時のレベルの標準偏差
である。分子には発光と非発光の信号レベル差（＝信号振幅）、分母には発光および非発光の雑音の標準偏差の和を用いてＱ値を表現する。雑音の分布としてガウス分布を仮定すると、上式で定義されたＱ値が与える符号誤り率は、実測する符号誤り率の最小値と一致する。Ｑ値測定系は光受信機とほぼ同じ構成であり、リファレンス電圧可変機能を有する識別回路を用い、等化波形の識別レベルを、最適レベルから上下に変更して符号誤り率を測定し、その測定から得られた２本の直線の交点を求めることにより、符号誤り率の最小点を推定して、Ｑ値を求めることができる。さらに、伝送波形を測定し、等符号誤り率曲線の規格を使用する方法等も適用できる。
【００３５】
図８は本発明に係る光信号伝送システムの他の例のブロック図である。図８において、６１は光送信部、６２は光受信部、６３は光ファイバ、６４は波長可変光源、６５は光分岐部、６６ａ，６６ｂは外部変調器、６７ａ，６７ｂは駆動回路、６８は光多重化部、６９，７０は光増幅器、７１は波長可変フィルタ、７２は光分岐部、７３ａ，７３ｂは受光部、７４は伝送特性測定部である。
【００３６】
波長可変光源６４は、前述の各例と同様に、例えば、波長可変半導体レーザによって実現することができる。光分岐部６５は、波長可変光源６４の出力光を２分岐してそれぞれ外部変調器６６ａ，６６ｂに加えるもので、更に多数に分岐してそれぞれ外部変調器に加える構成とすることも可能である。
駆動回路６７ａ，６７ｂにクロック信号ＣＬＫａ，ＣＬＫｂ及び図示を省略した伝送情報を加え、クロック信号ＣＬＫａ，ＣＬＫｂに同期した変調信号を外部変調器６６ａ，６６ｂに加え、２分岐された光を変調し、各変調光信号を光多重化部６８に於いて多重化し、光増幅器６９により増幅して光ファイバ６３に送出する。外部変調器６６ａ，６６ｂには、例えば、ＬｉＮｂＯ₃ 基板を用いたマッハツェンダ型光変調器や半導体吸収型光変調器等を用いることができる。
【００３７】
光多重化部６８に於ける光信号の多重化は、ビット多重、バイト多重、フレーム多重等の各種の多重化手段を適用でき、このような多重化手段に対応して外部変調器６６ａ，６６ｂに於ける変調タイミングが選定され、各外部変調器６６ａ，６６ｂの出力変調光信号の位相が異なるように制御することによって、光多重化部６８に於いて光信号の多重化が行われる。
【００３８】
又光分岐部６５を、例えば、出力ポート側を分離して２出力ポートを有するマッハツェンダ型光変調器とし、この光変調器に波長可変光源６４の出力光を入射し、例えば、１０Gb／ｓのクロック信号で変調すると、位相が互いに逆の１０Gb／ｓの光クロック信号が二つの出力ポートから出力されて、それぞれ外部変調器６６ａ，６６ｂに加えられる。そして、外部変調器６６ａ，６６ｂに於いて伝送情報によって変調して、光多重化部６８に於いて光多重化すると、２０Gb／ｓの伝送速度の多重化光信号が得られる。
【００３９】
光受信部６２に於いては、２系統の伝送情報を時分割多重化した場合、電気信号に変換した後に分離することも可能であるが、この例に於いては、光増幅器７０により増幅し、波長可変フィルタ７１によって雑音光等を除去し、光分岐部７２により分岐し、それぞれ受光部７３ａ，７３ｂに入力する。図示を省略したクロック再生部からのクロック信号を基に、光送信部６１に於けるクロック信号ＣＬＫａ，ＣＬＫｂと同様のクロック信号を得ることができそれを用いて、各受光部７３ａ，７３ｂの出力信号から二つの伝送系統の情報が再生される。
【００４０】
伝送特性測定部７４は、受光部７３ａ，７３ｂごとに対応して設けることもできるが、何れか一方の受光部に対して設け、システム立上時や運用中に於いて伝送特性を測定し、伝送特性が最良となるように、波長可変光源６４の発光波長を設定し、且つ波長可変フィルタ７１の通過波長特性を設定する。それによって、高速長距離伝送が容易となる。光増幅器６９や波長可変フィルタ７１等は省略することも可能である。
【００４１】
図９は本発明に係る光伝送システムの他の例のブロック図である。図９において、８１は光送信部、８２は光受信部、８３は光ファイバ、８４は波長可変光源、８５は光分岐部、８６ａ，８６ｂは外部変調器、８７ａ，８７ｂは駆動回路、８８は光多重化部、８９は光直接増幅器、９０は光分岐部、９１ａ，９１ｂは光直接増幅器、９２ａ，９２ｂは波長可変フィルタ、９３ａ，９３ｂは受光部、９４は伝送特性測定部である。
【００４２】
光送信部８１は、前述の実施例の送信部６１と同様の構成であり、同様に動作する。光受信部８２においては、光ファイバ８３を介して受信した光信号を光分岐部９０によって分岐し、それぞれ光増幅器９１ａ，９１ｂにより増幅し、波長可変フィルタ９２ａ，９２ｂを介して受光部９３ａ，９３ｂに加える。従って、２系統の伝送情報はそれぞれの受光部９３ａ，９３ｂにより受光処理される。
【００４３】
又伝送特性測定部９４は、前述の実施例と同様に、受光部９３ａ，９３ｂの何れか一方の出力信号を用いて光送信部８１と光受信部８２との間の伝送特性を測定し、伝送特性の最良点の発光波長となるように、波長可変光源８４を制御し、且つ波長可変フィルタ９２ａ，９２ｂの波長通過特性を制御する。従って、光信号を時分割多重化することにより高速伝送が可能になり、且つ零分散波長のばらつきがあったとしても伝送特性が最良となる発光波長に制御することにより、長距離伝送が可能になる。
【００４４】
本発明は、前述の例にのみ限定されるものではなく、種々付加変更することができるものであり、図８及び図９の実施例に於いては、波長可変光源の出力光を２分岐する場合を示すが、更に多数に分岐して、それぞれに外部変調器を設けて、多数系統の伝送情報を変調光信号として時分割多重化し、高速伝送を可能とすることができる。又ビット多重の場合の実施例を示しているが、バイト多重やフレーム多重等の多重化手段を採用することも可能である。又図８及び図９に示す実施例に於いて、光ファイバ６３，８３の所定距離毎に光増幅器を接続して、更に長距離の伝送を可能とすることもできる。
【００４５】
これまでに説明した例では、波長可変光源を用い、与えられた伝送路に対して信号光の波長を最適な値に調節することによって伝送条件を最適にしているが、これとは逆に信号光の波長を固定とし、波長分散の量を調節することが可能な分散可変補償器を用いて、与えられた波長に対して最適な伝送条件を得ることができる。以下にはそのような光伝送システムの例を説明する。
【００４６】
図１０，１１の例では分散可変補償器を送信部に配置し、図１２，１３の例では受信部に配置している。図１０、図１２は無中継伝送システム、図１１，１３は光増幅多中継システムの場合の構成例を示す。図中、１００は光送信機、１０１は分散量が可変できる分散可変補償器、１０２は伝送路、１０３は光受信機、１０４は中継増幅器である。以下の説明で、同じ参照番号は同じ構成要素を示すものとする。
ここで用いる分散可変補償器１０１としては、ＰＬＣ（Planar Lightwave Circuit）を用いたマッハツェンダ型干渉計型分散補償器（例えば、１９９４年電子情報通信学会春季大会Ｃ−３３７「ＰＬＣ型光分散等化器を用いた分散補償実験」瀧口他）、あるいは光共振器型分散補償器（例えば、１９９４年電子情報通信学会秋期大会Ｂ−９３５「光共振器を用いた分散補償方式の検討」深代他）などを用いることができる。
【００４７】
図１４では光増幅多中継システムにおいて、中継器内にも分散可変補償器を配置する実施例を示している。ただし、この図１４の例のように全ての中継器および送受信機内に分散可変補償器を配置する構成には本発明は限定されず、例えば中継器だけに分散可変補償器を配置する構成、送信機と中継器に分散可変補償器を配置する構成、あるいは中継器と受信機に分散可変補償器を配置する構成なども可能である。また中継器に配置する場合でもその一部のみに配置しても良い。
【００４８】
これら図１０〜１４で用いる分散補償技術に関しては、これまでにも既に、陸上システム、海底システム、無中継システム、多中継システムのいずれの場合にも、様々な分散補償器やそれらを用いた分散補償法が提案・実施されているが、本発明のポイントは、分散量を可変できる分散可変補償器を用いて、中継区間ごとに分散補償量を伝送特性が良好となる値に最適化する点にある。
【００４９】
この最適化する手法として、あらかじめ長さ方向変動も含む伝送路の零分散波長が把握できている場合には、シミュレーション等から最適分散補償量を決定できるので、これを分散可変補償器１０１に設定する。
図１５には他の例が示される。この例は受信側で伝送特性を測定しながら分散補償量を掃引し、伝送特性が良好となる値に分散可変補償器１０１を設定する。ここでは、受信部に分散可変補償器１０１を配置しているため、受信機内で分散補償量を掃引しながら伝送特性を測定し、最適分散補償量に設定すればよい。伝送特性測定部１０５における伝送特性の測定方法は既に説明した伝送特性測定部５３，７４，９４と同じで良い。
【００５０】
図１６，１７にはまた他の例が示される。この例は光伝送システムにおいて、受信側で測定する伝送特性に基づき、送信機もしくは中継器に制御信号をフィードバックし、その中に設置した分散可変補償器１０１の分散補償量を最適化するものである。図１６は送信部のみに分散可変補償器を配置した構成であり、送信側で分散補償量を掃引しながら、受信側で伝送特性を測定し、その情報をフィードバックさせることで、最適分散補償量に設定することができる。図１７は送信部、受信部、中継器全てに分散可変補償器を配置した場合である。なお、システム中に複数の分散補償器を配置する構成では、全てが分散可変補償器である必要はなく、一部は固定型の分散補償器を用いてもよい。固定型の分散補償器の場合は分散補償ファイバ（ＤＣＦ）によっても実現することができる。
【００５１】
分散可変補償器による分散補償量の制御は、システム立上げ時のみでなく、システム運用中にも、伝送特性を監視しながら、分散補償量の制御を行うことにより、光源ＬＤの波長変動や伝送路の零分散波長の温度変化および経時変化等にも対応することができる。
これらの処理は手動で行なっても良いがＣＰＵで自動的に行なっても良い。また、光送信機と光受信機の間の再生中継区間毎にＣＰＵを設けて独立に制御する以外に、複数の再生中継区間を１つのＣＰＵで相互の関係を調整しながら集中的に制御しても良い。
【００５２】
図１８，１９にはまた他の例が示される。この例は、分散可変補償器と波長可変光源１０６を併用した場合のものであり、図１８は無中継伝送システム、図１９は光増幅多中継伝送システムの場合の構成例である。ただし、本図に示すように、送信側、中継器、受信側全てに分散可変補償器を配置する構成には限られず、図１４の場合と同様に種々の組み合わせが可能である。
【００５３】
この光伝送システムにおいては、分散可変補償器とともに、送信部に波長可変光源１０６を用い、受信側で伝送特性を測定しながら、送信波長も掃引し、伝送特性が良好になる値に設定したり、あるいは、受信側で測定する伝送特性に基づき、送信機に制御信号をフィードバックし、波長可変光源１０６の波長を最適値に設定する。
【００５４】
前述したように、特に、光増幅器を用いて比較的高い光パワーレベルでの伝送（無中継伝送と多中継伝送の両方）を行う場合、信号光波長が光ファイバ伝送路の零分散波長近傍で、かつ異常（正）分散領域に設定すると、信号光と自然放出光（ＡＳＥ）との間で４光波混合（ＦＷＭ）により、変調不安定現象（Modulation Instability）が生じる。これにより、ＡＳＥが増幅され、信号光のＳ／Ｎが劣化する。これを避けるには、信号光波長は正常（負）分散領域に設定し、受信側もしくは中継器で正の分散補償を行う方法が有効であることが知られている。すなわち、波長可変光源の波長を、伝送路に対して分散値が負でＦＷＭが抑制できる程度の値になるように設定し、同時に、分散補償器の分散量を正値に設定することにより分散補償を行う。なお、波長可変光源の波長を、伝送路に対して分散値が正でＦＷＭが抑制できる程度の値になるように設定して、同時に、分散補償器の分散量を負値に設定することにより分散補償を行ってもよい。これらの送信波長の設定は自動的に行ってもよい。送信波長の設定をシステム立上げ時に行ってもよい。あるいは送信波長の設定をシステム運用中にも行ってもよい。
【００５５】
なお、運用回線と分散条件および敷設環境のほぼ等しい予備回線が存在する場合には、まず、予備回線において、分散補償量および送信波長の最適化を行った後、それらを参照して、運用回線に適用する方法も可能である。これにより、サービスダウンさせずに、それぞれの最適化が可能となる。
伝送路の条件を制御するパラメータとしては、前述の信号光波長（図１，３，４，８，９，１８，１９）及び分散補償量（図１０〜１９）の他にプリチャーピング量とファイバへ入力する光のパワーとを挙げることができる。
【００５６】
プリチャーピング法とは、送信波長の１パルス内に波長（周波数）分布を予め与えることにより、波長分散および非線形効果による伝送波形変化を制御する方法であり、これまでいろいろな方法が提案されている。外部変調器として、たとえばマッハツェンダ型の光変調器を使用する場合、印加電圧と光出力の関係は図２０に示すように正弦曲線になる。印加電圧としてＶｂ１の近傍を使用して図２１（１）（ａ）のような正のパルスを与えると、図２１（２）（ａ）に示すように印加電圧と同じ位相で正の光パルスが出力される。このとき、図２１（３）（ａ）に示すように、光パルスの立ち上がり部分では光の波長が平均値よりも短かくなり立ち下がり部分では長くなる。すなわち、１つの光パルスにおいて波長が時間とともに短波長（青側）から長波長（赤側）へシフトする。この現象がレッドシフトと呼ばれる。一方、Ｖｂ２の近傍を使用して図２１（１）（ｂ）のような負のパルスを与えると、図２１（２）（ｂ）に示すように印加電圧の位相とは逆の位相で正のパルスが出力される。このとき、図２１（３）（ｂ）に示すように、光パルスの立ち上がり部分では光の波長が長波長側に、立ち下がり部分では短波長側にシフトする。すなわち１つの光パルスにおいて波長が時間とともに長波長（赤側）から短波長（青側）へシフトする。この現象がブルーシフトと呼ばれる。チャーピング量を表わすパラメータをαとすると、レッドシフトのときα＞０でブルーシフトのときα＜０である。信号光の波長が零分散波長よりも短かくて光ファイバの伝送条件が正常分散（Ｄ＜０）の領域にあるとき、長波長の光は短波長の光よりも光ファイバ中を速く進むので、予めα＞０（レッドシフト）のプリチャーピングを与えておくとパルスの波形を鋭くする効果をもたらし、波形劣化が改善される。逆に、異常分散（Ｄ＞０）の領域にあるとき短波長の光の方が速いので、予めα＜０（ブルーシフト）のプリチャーピングを与えておくと波形劣化が改善される。また伝送路の条件に合わせてαの値を調節することによって、光システム全体の伝送条件を最適化することができる。マッハツェンダ型光変調器では、前述のように動作点Ｖｂ１を使うか動作点Ｖｂ２を使うかでαの正負を切り換えることができる。また図２２に示すように、強度変調部１０７と位相変調部１０８がタンデムに接続されたマッハツェンダ型光変調器を使用して位相変調部１０８の印加電圧を可変すれば、プリチャーピング量αを連続的に可変することができる。図示した例では強度変調部と位相変調部が一体に集積化されているが、個別のデバイスを接続しても良い。
【００５７】
ファイバ入力光のパワーについては、送信光パワーおよび中継器光出力パワーを変化させることで、伝送路中での自己位相変調効果と波長分散の相互作用（ＳＰＭ−ＧＶＤ効果）による波形変化の様子が変わる。また、ＷＤＭ伝送の場合は、ＦＷＭによるクロストーク量（後述）も変化する。なお、これらの光パワー変化は、送信光源および光増幅器（光ポストアンプ、光インラインアンプ）の光出力パワーの制御により容易に実現可能である。
【００５８】
プリチャーピング量の制御及び／又は光パワーの制御は前述の図１，３，４，８〜１９の例において、信号光波長の制御及び／又は分散補償量の制御に代えて或いはこれらと併用して実施することができる。
これまでに説明した例においては、伝送路の零分散波長λ₀ の経時変化に対応するために、定期的或は連続的に伝送特性を測定して信号光の波長等の制御パラメータを調節している。λ₀ の経時変化の要因の１つに伝送路の温度変化が挙げられる。これについては、伝送路の温度を評価することにより零分散波長のシフト量を推測し、それに基づいて制御パラメータを修正することによって伝送条件を最適化することができる。
【００５９】
なお、光ファイバの零分散波長付近の帯域を利用した光増幅多中継ＷＤＭ方式においては、伝送特性の劣化要因として、信号光間の四光波混合によるクロストークがある。このクロストークを避けるためには、一波伝送の場合とは反対に、信号帯域と伝送路の零分散波長を離す必要がある。信号光波長の配置例を図２３に示す。この場合も、実際の光ファイバ伝送路のλ₀ の長さ方向変動の把握が重要となる。
【００６０】
図２４に、λ₀ の温度依存性の測定例を示す。
出典：H.Onaka et al., “Measuring the Longitudial Distribution of Four- Wave Mixing Efficiency in Dispersion-Shifted Fibers",
IEEE Photonics Technology Letters, Vol.6, No.12, 1994.
ここでは、長さ１．１kmのＤＳＦに対し、四光波混合（ＦＷＭ）の発生効率からλ₀ を求めている。これより、温度範囲−２０〜＋６０℃において、２．４nmの変化（変化率：０．０３nm／℃）を示している。ここで用いたＤＳＦの分散スロープは０．０７ps／nm² ／kmであることから、波長分散値としては０．１６８ps／nm／km変化することになる。この変化は、１０Gb／ｓ以上の伝送速度においては、長さ方向の変動とともに、システム設計において、十分に考慮しなければならない可能性がある。
【００６１】
温度の評価は図２５に示すように光送信機１００と光受信機１０３の間に敷設された光ファイバ伝送路１０２中の適切な一点１１０もしくは図２６に示すように複数点１１０において行なう。複数点において温度を評価すれば、零分散波長のシフト量の分布を知ることができる。光増幅中継伝送システムの場合には図２７に示すように中継伝送路１０２の一部又はすべてについて一点もしくは複数点において行なう。
【００６２】
温度評価の方法としては、伝送路の光ファイバケーブルの温度を適切な温度センサを使って直接測定する方法の他に、管路温度、光ファイバケーブルが地中に埋設されている場合はその地表温度、海中に敷設されている場合には水温を測定すること等により光ファイバケーブルの温度を推測することができる。また、端局もしくは中継局での気温や地表温度の測定からも推測することができる。光ファイバケーブルに沿って温度測定用の光ファイバを布設し、ＯＴＤＲ（Ｏｐｔｉｃａｌ Ｔｉｍｅ Ｄｏｍａｉｎ Ｒｅｆｆｌｅｃｔｏｍｅｔｒｙ）法を用いてラマン散乱光を測定すれば、連続的な温度分布を測定することができる。
【００６３】
以上の温度評価値からλ₀ 変動量を把握し、それに合わせて信号光波長等の制御パラメータを修正する。また、過去の温度評価の結果から、平均的な季節変動および昼夜変動カレンダーを作成し、それに基づいて（予めプグラミングしておいても良い）、制御パラメータを変化させる方式も考えられる。
図２８及び図２９は温度評価値に基いて波長可変光源１０６を制御することにより、再生中継区間毎に信号光の波長を修正して最適な伝送条件を得る例を示す。図２８は無中継伝送システムの例、図２９は光増幅中継伝送システムの場合を示す。図３０は温度評価値に基いてプリチャーピング量αを修正する例を示す。
【００６４】
図３１〜図３３は分散補償量を修正する例である。光増幅中継伝送システムの場合を示すが、無中継伝送システムにも適用可能なのは勿論である。図３１は送信部に分散可変補償器１０１を設置した例、図３２は受信部に分散可変補償器１０１を設置した例、図３３は送信部、受信部、及び各中継器に分散補償器１０１を設置した例を示す。
【００６５】
図３４は温度評価値に基づき送信パワー及び中継器光出力パワーを修正することによりＳＰＭ−ＧＶＤ効果による波形変化を改善する例を示す。アンプを制御する代わりに光源を制御しても良い。図３５は信号光波長、プリチャーピング量、分散補償量、及び光パワーを修正する例を示す。
これらの修正処理は手動で行なっても良いが、ＣＰＵで自動的に行なっても良い。また、光送信機と光受信機の間の再生中継区間毎にＣＰＵを設けて独立に制御する以外に、複数の再生中継区間を１つのＣＰＵで相互の関係を調整しつつ集中的に制御しても良い。
【００６６】
前述したＳＰＭ効果は光強度が急激に変化することによりファイバの屈折率が急激に変化するために生じるとされている。従って、光パルスの立ち上がり時間と立ち下がり時間を強制的に延ばして光信号の強度変化を滑らかにして伝送させるとＳＰＭ効果による波形劣化を軽減することができる。この場合、単に光強度のみをゆるやかに変化させて立ち上がり／立ち下がりの遷移時間を延ばすよりも、波長分散を強制的に生じさせて遷移時間を延ばす方が、後段において分散補償等の手段でこれを補償することができるので好ましい。強制的な波長分散の手段としては、信号光波長を零分散波長λ₀ から意図的にずらしてＧＶＤにより分散させる方法と送信側に分散補償器を挿入する方法とがある。
【００６７】
図３６及び図３７は信号光の波長λ_s をＤＳＦの零分散波長λ₀ から離れた値に設定し、受信側に固定的な分散値の分散補償器１１２を配置する例を示す。図３６は無中継伝送の場合、図３７は多中継伝送の場合である。分散補償器１１２の分散値Ｄはλ_s ≠λ₀ によるＧＶＤを補償できる値とする。
図３８及び図３９は送信側に分散補償器１１２を配置する側を示し、図３８は無中継伝送の場合、図３９は多中継伝送の場合である。この場合も分散補償器１１２の分散値Ｄはλ_s ≠λ₀ によるＧＶＤを補償できる値とする。
【００６８】
図３６又は図３７の例において、図４０に示すように、特に、λ_s ＜λ₀ に設定し、Ｄ＞０に設定すれば、λ_s は負分散領域にあるので信号光と自然放出光との四光波混合が防止される。勿論、図４１に示すようにλ_s ＞λ₀ ，Ｄ＜０の組み合わせでも良い。図４２（ａ）及び（ｂ）に示すように分散値Ｄの極性が互いに逆の分散補償器を受信側と送信側の双方に配置しても良い。さらに、図４３に示すように、送信側、受信側及び各中継器のすべて又は一部に分散補償器を配置しても良い。
【００６９】
上記の様にＳＰＭ効果を抑制すべく信号光の波長λ_s を零分散波長λ₀ から離れた値に想定して分散補償器を配置した上で伝送特性を測定し、その結果に応じてλ_s を最適値に修正することにより一層の最適化をすることができる。図４４〜４６にそのシステム構成のいくつかの例の概略を示す。伝送特性の測定方法及び制御の態様については、既に説明した多数のバリエーションのすべてが適用可能である。また、図４７〜４９に示すように、信号光波長λ_s を固定し、プリチャーピング量を制御しても良い。さらに図５０〜５２に示すように信号光波長λ_s とプリチャーピング量の双方を制御しても良い。プリチャーピング量の制御は前述したようにマッハツェンダ型の光変調器で実現できる。
【００７０】
これまでに説明した例では、光送信機と光受信機に挟まれた１つの再生中継区間においては、光増幅中継器が設けられていても単一の信号光波長が使用されていたが、以下に説明する例では、波長変換器を光増幅中継器内に配置して増幅中継区間毎に信号光波長λ_s を最適化する。
図５３は光増幅中継器に波長変換器１１８を配置して増幅中継区間毎に信号光波長を最適化した光伝送システムの例を示す。図５３ではすべての増幅中継区間に波長変換器１１８が配置されているが、この限りではない。図５４に示すように送信部に波長可変光源１０６を配置して、送信部から最初の光増幅中継器までの区間の信号光波長をさらに最適化しても良い。
【００７１】
波長変換器１１８は例えば図５５に示す光双安定レーザによる波長変換レーザを使って実現することができる。図の左側の部分が光双安定の領域であり活性層１２０上の電極を２つに分離し、その部分を可飽和吸収領域として用いている。利得領域１２２，１２４の電流を調節して素子を発振直前の状態にしておくと、入力光が注入された時に、可飽和吸収領域１２６が透明になりレーザー発振して、異なる波長の出力光が得られる。一方、図の右側の部分は発振波長の制御領域であり、位相シフト領域１２８と回折格子１２９を有するＤＢＲ領域１３０から成っている。ＤＢＲ領域１３０に電流を注入するとキャリアーによるプラズマ効果により光ガイド層１３２の屈折率が減少し、ブラッグ波長を短波長側に動かすことができる。また、位相シフト領域１２８への注入電流を変えることにより、この領域の等価的な光路長を変えることができ、光の位相を発振条件に合わせることができる。したがって、２つの領域の電流を適当に変化することで、広範囲に出力光の波長を制御できることになる。
【００７２】
波長変換器１１２の第２の実現例として、四光波混合の現象を積極的に利用したものがある。ＤＳＦに零分散波長近傍の２つの波長λ₀ ，λ_inの光を入射すると、四光波混合によりλ_out ＝λ₀ ＋（λ₀ −λ_in）の光が発生する。λ₀ を波長可変光源から発生させて可変とし、出力光からフィルタでλ_out の光のみを取り出すようにすれば、λ_in をλ_out に変換し、かつ、その波長を制御することができる。
【００７３】
各光増幅中継区間ごとに信号光波長の設定を行うことにより、さらに波長分散を小さく抑えられることによる伝送速度の増加、および零分散波長λ₀ のばらつきの許容範囲を拡大できることによる伝送路コストの削減が図られる。また、わざわざ再生中継して、信号光波長を設定しなおすのではなく、光増幅中継器において高速光信号のまま波長変換を使うことにより、２度の光電気変換と高速の電子回路による処理を省くことができ、システムの小型化とコストダウンを実現することができる。
【００７４】
予め長さ方向変動も含む伝送路の零分散波長が把握できている場合には、シミュレーション等から、各光増幅中継区間ごとに最適な信号光波長に設定する。伝送路の零分散波長が不明な場合は、システム立ち上げ時に、波長可変光源と波長変換器を掃引しながら、受信側で伝送特性を測定し、伝送特性が最適になる波長に設定すればよい。このとき、図５６に示すように伝送測定部１０５から制御信号をフィードバックさせながら波長掃引を行う方法も考えられる。この場合、例えば、まず各波長変換器は波長シフト量ゼロに設定しておき、波長可変光源を掃引し、伝送特性が最良の波長に設定する。このときに伝送特性が規格を満たさない場合は、送信側に近い方から順番に波長変換器を掃引させ、それぞれに伝送特性が最良の波長に設定していく方法等が考えられる。この場合の伝送特性の測定方法、及びシステム立上時と運用時の制御の態様については、既に説明した多数のバリエーションのすべてが適用可能である。
【００７５】
図５７に示した例では、既に説明したように、ＳＰＭ効果を低減すべくＧＶＤを意図的につくるための分散補償器１１２が送信部にさらに配置されている。分散補償器をさらに各中継器に配置しても良い。
次に、光多重を実用化するための周辺技術について説明する。
光源からの光ビームを電気信号で変調して光信号を生成するために用いられるマッハツェンダ型光変調器は、図２０を参照して既に説明したように正弦波の特性を持っているが、温度変化や経時変化に伴ってそれがドリフトするので、印加電圧の変化範囲（動作点）が常に適正になるようにドリフトを補償する必要がある。特開平３−２５１８１５号は印加電圧（高周波電気信号）を周波数ｆ₀ の低周波で振幅変調し、出力光に含まれるｆ₀ 成分がゼロになるように印加電圧のバイアスを制御することによってマッハツェンダ変調器のドリフトを補償する技術を開示している。即ち、駆動電圧の範囲Ｖ₀ −Ｖ₁ が適正であるときは図５８に示すように出力光信号の上下の包絡線は周波数２ｆ₀ で互いに逆位相で変化するのでｆ₀ 成分が含まれないのに対して、動作点が変動すると、図５９及び図６０に示すように、出力光信号の上下の包絡線が周波数ｆ₀ で互いに同相で変化するのでｆ₀ 成分が含まれるようになる。そこで出力光信号の一部をカプラで分岐して電気信号に変換し、ｆ₀ で位相検波した出力で光変調器のバイアスを制御することによって、動作点を安定化する。
【００７６】
この様なドリフト補償の技術を光多重化システムに適用した場合、各光チャンネル毎に光変調器が設けられるので、ドリフト補償回路もそれぞれに必要になる。従って、前記のドリフト補償技術をそのまま光多重化システムに適用すると、光信号を分岐するためのカプラ及び分岐された光信号を電気信号に変換する光検出器等が多数必要になるという問題がある。
【００７７】
図６１に本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの一例が示される。この例では、並列に複数配置されたマッハツェンダ型の光変調器２０１₁ ，２０１₂ …に同一波長λ₀ のレーザ光をそれぞれ入力し、光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …では、低周波発振器２０４₁ ，２０４₂ …で発生したそれぞれ異なる周波数ｆ₁ ，ｆ₂ …の低周波信号で駆動信号（変調信号）を振幅変調する。
【００７８】
各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …からの出力光は、光合波した後に光伝送路に送出するとともに、光分岐器２０５でその一部をモニタ光として分岐し、その分岐光を光検出器２０６で光／電気変換し、さらに電気信号レベルで分岐し、各分岐した信号を帯域フィルタ２０８₁ ，２０８₂ …に通して対応する位相検出・バイアス供給回路２０２₁ ，２０２₂ …に供給する。帯域フィルタ２０８_k （但し、ｋ＝１，２…、以下同じ）は対応する光変調器２０１_k の低周波重畳成分の周波数ｆ_k を通過させる。
【００７９】
位相検出・バイアス供給回路２０２_k では、光電変換し帯域フィルタ２０８_k で抽出した出力光中の低周波成分を発振器２０４_k の出力で位相検波して、光変調器２０１_k の動作点を制御する信号を生成する。この制御を光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の各々が同時に行う。
このように構成すると、光変調器２０１₁ の位相検出・バイアス供給回路２０２₁ の制御は帯域フィルタ２０８₁ で分岐した低周波ｆ₁ 成分で行われ、同様に、光変調器２０１₂ の位相検出・バイアス供給回路２０２₂ の制御は帯域フィルタ２０８₂ で分岐した低周波ｆ₂ 成分で行われるので、並列配置された各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …のバイアス制御がそれぞれ独立に可能となる。
【００８０】
この構成は複数の光信号を光時分割多重（ＯＴＤＭ）する場合に有効である。一か所での出力光分岐および光電変換で、複数の光変調器の制御が同時に可能となる。なお、この例では、光電変換して分岐した後に、各周波数成分を取り出すための帯域フィルタ２０８₁ ，２０８₂ …を用いているが、安定動作が可能であれば無くても構わない。
【００８１】
この図６１の例では、低周波の振幅変調による動作点ドリフトの制御を、全ての光変調器２０１₁ ，２０１₂ …が並列的に動作して同時に行うようにしているが、他の例として、ある任意の時刻において低周波振幅変調を行っている駆動回路が一つだけになるように、低周波振幅変調を行う駆動回路を時間的に切り替えるようにし、それに連動して、低周波振幅変調を行っている光変調器のみの動作点ドリフトを検出して制御し、その間、残りの光変調器の動作点を固定しておくようにしてもよい。このようにすると、低周波信号として同一周波数の信号を使用することができる。
【００８２】
図６２にそのような光多重化システムの例が示される。この例では、並列に配置された光変調器への制御を一定の時間間隔Ｔ₀ で切り替える。すなわち、複数個のマッハツェンダ型の光変調器２０１₁ ，２０１₂ …を並列に配置し、各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …で同一波長λ₀ の光信号の変調を行った後、それらを合波する。低周波発振器２０４は一つだけ用意して単一低周波ｆ₀ を発生し、これを切替えスイッチ２０９で時間間隔Ｔ₀ ごとに各駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …に時間的に切り替えて供給し、各駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …は時間的に順次に切り替わって単一周波数ｆ₀ の低周波振幅変調を行う。
【００８３】
光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の出力側では、合波した出力光を光分岐器２０５で分岐し光検出器２０６で光電変換し、位相検出・バイアス供給回路２０２に供給する。位相検出・バイアス供給回路２０２は出力光を分岐して光電変換した信号中の低周波成分を低周波発振器２０４からの低周波ｆ₀ 信号で位相検波することによってバイアス電圧を生成し出力する。
【００８４】
位相検出・バイアス供給回路２０２の出力は切替えスイッチ２１０を介して各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …に供給される。切替えスイッチ２１０は切替えスイッチ２０９と連動するようになっていて、駆動回路で低周波振幅変調を行っている光変調器のみに対してバイアス電圧を供給することで動作点ドリフトを制御し、その間、残りの光変調器の動作点は固定しておく（例えばラッチ等で固定する。以下同じ）。
【００８５】
この例は図６１の例と同様に、複数の光信号を光時分割多重する場合に有効であり、さらに、一つの位相検出・バイアス供給回路で制御可能であるという利点がある。制御していない光変調器でドリフトが起きないように、時間Ｔ₀ は制御の時定数に比べて充分長い範囲でなるべく短く設定する。
図６３に本発明の光多重化システムの他の例が示される。この例では、光変調器２０１₁ ，２０１₂ …が直列に配置される。すなわち、複数個のマッハツェンダ型光変調器２０１₁ ，２０１₂ …を直列に配置し、光源からの波長λ₀ の光に２回以上の変調を加えるように系を構成する。なお、このシステムは光信号が多重化されるわけではないので光多重化システムと呼ぶべきではないが、本願明細書では便宜的にこのシステムを光多重化システムと呼ぶこととする。
【００８６】
各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …ではそれぞれ異なる周波数ｆ₁ ，ｆ₂ …で低周波振幅変調が行われる。最後段の光変調器の出力光を光分岐器２０５で分岐し、光検出器２０６で光電変換し、さらにこの電気信号を各帯域フィルタ２０８₁ ，２０８₂ …をそれぞれ介して位相検出・バイアス供給回路２０２₁ ，２０２₂ …にそれぞれ供給する。帯域フィルタ２０８_k は対応する光変調器２０１_k の低周波重畳成分の周波数ｆ_k を通過させる。
【００８７】
位相検出・バイアス供給回路２０２_k では、出力光から分岐した信号中の低周波成分を発振器２０４_k からの低周波ｆ_k 信号で位相検波して動作点ドリフトを検出して、対応する光変調器２０１_k の動作点を制御する。この動作点制御は各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …において同時に行う。動作安定が可能であれば帯域フィルタ２０８₁ ，２０８₂ …は無くても構わない。
【００８８】
この図６３の例では、低周波重畳を行っての動作点ドリフトの制御を、全ての光変調器２０１₁ ，２０１₂ …が同時に行うようにしているが、他の例として、ある任意の時刻において低周波振幅変調を行っている駆動回路が一つだけになるように、低周波振幅変調を行う駆動回路を時間的に切り替えるようにし、それに連動して、低周波振幅変調を行っている光変調器のみの動作点ドリフトを検出して制御し、その間、残りの光変調器の動作点を固定しておくようにしてもよい。
【００８９】
図６４にそのような光多重化システムの例が示される。この例では、直列に配置された光変調器２０１₁ ，２０１₂ …への制御を一定の時間間隔Ｔ₀ で切り替える。すなわち、複数個のマッハツェンダ型光変調器２０１₁ ，２０１₂ …を直列に配置し、光源からの光に２回以上の変調を加える系を構成する。低周波発振器２０４は一つだけ用意して単一低周波ｆ₀ を発生し、これを切替えスイッチ２０９で時間間隔Ｔ₀ ごとに各駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …に時間的に切り替えて供給し、各駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …は時間的に順次に切り替わって単一周波数ｆ₀ の低周波振幅変調を行う。
【００９０】
最終段の光変調器の出力光を光分岐器２０５で分岐し、光検出器２０６で光電変換し、位相検出・バイアス供給回路２０２に供給する。位相検出・バイアス供給回路２０２は出力光を分岐して光電変換した信号中の低周波成分を低周波発振器２０４からの単一低周波ｆ₀ 信号で位相検波することによってバイアス電圧を生成し出力する。
【００９１】
位相検出・バイアス供給回路２０２の出力は切替えスイッチ２１０を介して各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …に供給される。切替えスイッチ２１０は切替えスイッチ２０９と連動するようになっていて、駆動回路で低周波振幅変調を行っている光変調器のみに対してバイアス電圧を供給することで動作点ドリフトを制御し、その間、残りの光変調器の動作点は固定しておく。
【００９２】
この例は、図６３の例と同様に、光時分割多重において有効であり、さらに、一つの位相検出・バイアス供給回路で制御可能であるという利点がある。
図６５には本発明の光多重化システムの他の例が示される。この例では、並列に配置された光変調器２０１₁ ，２０１₂ …でそれぞれ異なる波長λ₁ ，λ₂ …の光を変調して波長多重し、各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …でそれぞれ異なる周波数ｆ₁ ，ｆ₂ …の低周波振幅変調を行う。すなわち、複数個のマッハツェンダ型光変調器２０１₁ ，２０１₂ …を並列に配置し、異なる波長λ₁ ，λ₂ …の光信号の波形多重を行う系を構成し、各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …においてそれぞれ異なる周波数ｆ₁ ，ｆ₂ …の低周波振幅変調を行い、各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の出力光を合波して波長多重出力光を出力する。
【００９３】
この波長多重出力光を光分岐器２０５で分岐して光検出器２０６で光電変換する。この光電変換した信号をそれぞれ帯域フィルタ２０８₁ ，２０８₂ …を介して位相検出・バイアス供給回路２０２₁ ，２０２₂ …に供給する。帯域フィルタ２０８_k は対応する光変調器２０１_k の低周波重畳成分の周波数ｆ_k を通過させる。位相検出・バイアス供給回路２０２_k では、出力光を分岐した信号中の低周波成分を発振器２０４_k の低周波ｆ_k 信号で位相検波して動作点ドリフトを検出して、光変調器２０１_k の動作点を制御する。この制御を各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …で同時に行う。
【００９４】
この例は、波長多重の場合に有効であり、図６１の例と同じ原理で、複数の光変調器の制御が同時に可能となる。安定動作が可能であれば帯域フィルタ２０８₁ ，２０８₂ …は無くても構わない。
この図６５の例では、低周波振幅変調を行っての動作点ドリフトの制御を、全ての光変調器２０１₁ ，２０２₂ …が同時に行うようにしているが、他の例として、ある任意の時刻において低周波振幅変調を行っている駆動回路が一つだけになるように、低周波振幅変調を行う駆動回路を時間的に切り替えるようにし、それに連動して、低周波振幅変調を行っている光変調器のみの動作点ドリフトを検出して制御し、その間、残りの光変調器の動作点を固定しておくようにしてもよい。
【００９５】
図６６にはそのような光多重化システムの例が示される。この例では、並列に配置され、異なる波長λ₁ ，λ₂ …の光を用いた光変調器２０１₁ ，２０１₂ …への制御を一定の時間間隔Ｔ₀ で切り替える。すなわち、複数個のマッハツェンダ型の光変調器２０１₁ ，２０１₂ …を並列に配置し、各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …でそれぞれ異なる波長λ₁ ，λ₂ …の光信号の変調を行った後、それらを合波する。低周波発振器２０４は一つだけ用意して単一低周波ｆ₀ を発生し、これを切替えスイッチ２０９で時間間隔Ｔ₀ ごとに各駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …に時間的に切り替えて供給し、各駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …は時間的に順次に切り替わって単一周波数ｆ₀ の低周波振幅変調を行う。
【００９６】
光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の出力側では、合波した出力光を光分岐器２０５で分岐し光検出器２０６で光電変換し、位相検出・バイアス供給回路２０２に供給する。位相検出・バイアス供給回路２０２は出力光を分岐して光電変換した信号中の低周波成分を低周波発振器２０４からの単一低周波ｆ₀ 信号で位相検波することによってバイアス電圧を生成し出力する。
【００９７】
位相検出・バイアス供給回路２０２の出力は切替えスイッチ２１０を介して各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …に供給される。切替えスイッチ２１０は切替えスイッチ２０９と連動するようになっていて、駆動回路で低周波振幅変調を行っている光変調器のみに対してバイアス電圧を供給することで動作点ドリフトを制御し、その間、残りの光変調器の動作点は固定しておく。
【００９８】
この例は、図６５の例と同様に、波長多重において有効であり、さらに、一つの位相検出・バイアス供給回路で制御可能であるという利点がある。
図６７には本発明の光多重化システムの他の例が示される。この例では、並列に配置され、異なる波長λ₁ ，λ₂ …の光を用いた光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の合波出力光を、電気変換する前に、波長分離素子２１２によって各波長λ₁ ，λ₂ …の光変調器２０１₁ ，２０１₂ …からの信号に分離している。すなわち、複数個のマッハツェンダ型光変調器２０１₁ ，２０１₂ …を並列に配置し、それぞれ異なる波長λ₁ ，λ₂ …の光信号の波長多重を行う系を構成する。低周波発振器２０４は一つだけ用意して単一の低周波ｆ₀ を発生する。各駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …は単一周波数ｆ₀ で低周波振幅変調を行う。
各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の出力光を合波して波長多重出力光を作り、この波長多重出力光を光分岐器２０５で分岐し、さらに波長分離素子２１２を通すことによって各波長λ₁ ，λ₂ …の光信号を分離する。この分離した光信号をそれぞれ光検出器２０６₁ ，２０６₂ …を通すことで光電変換した信号を位相検出・バイアス供給回路２０２₁ ，２０２₂ …にそれぞれ供給する。位相検出・バイアス供給回路２０２_k では波長分離した信号中の低周波成分を低周波ｆ₀ 信号で位相検波して動作点ドリフトを検出して、対応する光変調器２０１_k の動作点を制御する。この制御を各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …で同時に行う。この実施例は図６５の例と同様に波長多重において有効であり、特に光波長での方が分離性がよい場合に適用できる。
【００９９】
図６８には本発明の光多重化システムの他の例が示される。この例では、並列に配置され、異なる波長λ₁ ，λ₂ …の光を用いた光変調器２０１₁ ，２０１₂ …への制御を一定の時間間隔Ｔ₀ で切り替え、時間的に透過波長の切り替わる波長可変フィルタ２１３によって、制御を行う光変調器の波長成分のみを取り出している。
【０１００】
すなわち、複数個のマッハツェンダ型光変調器２０１₁ ，２０１₂ …を並列に配置し、異なる波長λ₁ ，λ₂ …の光信号の波長多重を行う系を構成する。低周波発振器２０４は一つだけ用意して単一の低周波ｆ₀ を発生する。各駆動回路２０３₁ ，２０３₂ …では単一周波数ｆ₀ による低周波振幅変調を行う。
各光変調器２０１₁ ，２０１₂ …の出力光を合波して波長多重出力光を作り、この波長多重出力光を光分岐器２０５で分岐し、光波長可変フィルタ２１３を通して光検出器２０６で光電変換する。光波長可変フィルタ２１３は時間的に透過波長の切り替わるフィルタであって、任意の一時刻には一つの波長成分のみを取り出し出力する。光検出器２０６の出力信号は切替えスイッチ２１４を介して各位相検出・バイアス供給回路２０２₁ ，２０２₂ …に時間的に切り替えて供給される。この切替えスイッチ２１４の切替えは光波長可変フィルタ２１３と連動しており、光波長可変フィルタ２１３が波長λ_k を透過するように切り替えられているときには、切替えスイッチ２１４はその出力信号を位相検出・バイアス供給回路２０２_k に供給するように切り替えられる。
【０１０１】
位相検出・バイアス供給回路２０２_k は光電変換した信号中の低周波成分を前記低周波ｆ₀ 信号で位相検波して、取り出した波長λ_k に対応する光変調器２０１_k の動作点ドリフトを検出して制御する。その間は残りの光変調器の動作点は固定しておく。
この例は、図６５の例と同様に、波長多重において有効であり、特に光波長可変フィルタによる波長選択の方が容易である場合に適用できる。この例では低周波振幅変調を行っている駆動回路を時間的に切り替える必要はないが、各光変調器ごとの動作点ドリフトによって現れる低周波成分をより明確に分離するために、切替えを行っても構わない。
【０１０２】
図６９には本発明の光多重化システムの他の例が示される。この光多重化システムは、図６１のシステムに、特開平４−１４０７１２号公報に記載されたチャーピング制御のための符号反転回路２１５_k 及び２１６_k を追加したものである。図２０及び図２１を参照して説明したように、マッハツェンダ型光変調器では動作点をＶｂ１からＶｂ２へ変更することによってプリチャーピングの方向をレッドシフトからブルーシフトへ切り替えることができる。信号光の波長がＤＳＦの正常分散領域にあるときはレッドシフトを与え、異常分散領域にあるときはブルーシフトを与えることによって、波形を改善することができる。符号反転回路２１５_k は、動作点切替信号に従って、発振器２０４_k から駆動回路２０３_k へ与えられる低周波信号の極性を反転することによって動作点をＶｂ１からＶｂ２へ変更する。動作点がＶｂ２へ変更されると変調信号の論理と光信号の論理が逆転するので、符号反転回路２１５_k の切替に同期して符号反転回路２１６_k において変調信号の論理を反転する。なお、発振器２０４_k から駆動回路２０３_k へ供給される信号の位相を反転する代わりに発振器２０４_k から位相検出・バイアス供給回路２０２_k へ供給される信号の位相を反転させても、位相検出・バイアス供給回路２０２_k における位相検出の結果を反転させても良い。また、動作点の切替はすべての光変調器２０１_k について同時に行なうようにしても良い。
【０１０３】
また、図６９の実施例は前述の図６１の光多重化システムに対して符号反転回路を付加したものであるが、本発明はこれに限られるものではなく、これまでに述べた各光多重化システム（図６２〜図６８）に対しても同様に符号反転回路を付加することができ、その際、各符号反転回路の動作切替え信号はそれぞれ独立に行っても、また連動させて一括で行うようにしてもよい。
【０１０４】
この符号反転回路（動作点シフト回路）による動作点の変更は、外部からの切替えスイッチを設ける方法や、システムが例えば受信側において伝送特性をチェックして自動切替えをする方法などが考えられる。ファイバの零分散波長近くの波長で伝送を行う場合、ファイバの零分散波長のばらつきや光源波長のばらつきなどで、伝送における波長分散の符号は正にも負にもなり得る。そのような場合、各光変調器での動作点を独立に切り替えることが便利であると考えられる。また、波長多重では、ファイバの零分散波長と信号光の各波長との大小関係が分かっている場合には、大小関係が同じ光変調器での動作点を一括して切り替える方が便利である場合が考えられる。また、光時分割多重の場合でも、直列に並んだ光変調器の動作点を一括して切り替えることにより、出力光の波長変動を逆転させることができる。
【０１０５】
次に、光時分割多重（ＯＴＤＭ）伝送におけるクロック抽出技術について説明する。
図７０に本発明に係るクロック信号抽出が適用された光時分割多重伝送システムが示される。この実施例は２波多重により４０Gb／ｓの伝送速度を実現するシステムの構成を示すものである。図７１はこのシステムの送信側の各部信号のタイムチャートであり、図７０中にアルファベットａ〜ｉで示される各信号の波形をそれぞれ示している。
【０１０６】
まず、２０GHz の単一正弦波ｂで動作する１入力２出力光スイッチ２４１により、光源ＬＤ（レーザダイオード）２４０の光信号ａから、位相が互いに逆の２０GHz 光信号ｃ，ｄを生成する。次に、それぞれのクロック光信号ｃ，ｄに対して、外部変調器２４４，２４５により２０Gb／s ＮＲＺ信号ｅ，ｆで外部変調することにより、２０Gb／s ＲＺ光信号ｇ，ｈが生成される。そして、これらを合波器２４６によりビット多重（光ＭＵＸ）することにより、４０Gb／ｓの光多重信号ｉが生成される。この光時分割多重（ＯＴＤＭ）方式により、４０Gb／ｓ相当の超広帯域電子デバイスを必要とすること無しに、４０Gb／ｓ光伝送が実現できる。
【０１０７】
なお、この他の構成として、図７０の光源ＬＤ２４０と光スイッチ２４１の代わりに、短パルス光源や半導体光変調器付きＬＤを用いる構成や、送信側の光分岐用の光スイッチ２４１の代わりに、単なるパッシブ光パワー分岐素子や外部変調器を正弦波駆動する構成も可能である。
一方、受信側では、４０Gb／ｓ光多重信号ｉを二つの２０Gb／s ＲＺ光信号に分離（光ＤＥＭＵＸ）する必要がある。最近では、四光波混合（ＦＷＭ）や相互位相変調（ＸＰＭ）現象等の非線形効果を利用した超高速ＰＬＬによる光ＤＥＭＵＸ方式の提案や実験が盛んに行われているが、いずれも大規模で、安定性の点でも課題がある。
【０１０８】
そこで、図７０のように、送信側に用いられた１入力２出力光スイッチにより、１ビット毎に交互にビット分離する方法が最も簡単と考えられる。図７０において、伝送路２４８から受信された光多重信号は光プリアンプ２４９を通してビット分離用の光スイッチ２５２に入力されるとともに、光分岐器２５０でその一部が分岐されてクロック抽出回路２５１に入力される。クロック抽出回路２５１は例えば図８２に示されるように入力信号を光検出器２６０で光電変換後に狭帯域の電気フィルタ（誘電体共振フィルタ、ＳＡＷフィルタ等）２６２によってクロック信号を直接抽出する。抽出されたクロック信号は光スイッチ２５２にビット分離タイミングを与える信号として供給される。このクロック信号に応じて光スイッチ２５２は受信した４０Gb／ｓ光多重信号ｉを二つの２０Gb／s ＲＺ光信号に分離（光ＤＥＭＵＸ）してそれぞれの光受信機２５３，２５４に入力する。
【０１０９】
しかし、この受信機構成においては、符号識別だけでなく、光スイッチ２５２での光スイッチ動作を行うために、データ主信号に同期した２０GHz クロック信号が必要となり、受信される光多重信号自体に２０GHz 成分が含まれている必要がある。
そこで、本発明では以下のような方法によって送信される光多重信号ｉ自体にクロック信号抽出に十分な大きさの２０GHz 成分を含ませる。すなわち、図７２に示すように、送信側の二つのＲＺ信号ｇ，ｈに振幅差を設け、これを合波した４０GHz の光多重信号ｉからクロックを抽出する。図示するように、合波した光多重信号ｉは図中に点線で示すような２０GHz のクロック信号成分を十分に含むようになる。
【０１１０】
次に、光多重信号にクロック信号成分を含ませるために多重化される光信号に振幅差を設けるための種々の方法について説明する。ここでは説明の便宜上、光多重の方法として、別の光源ＬＤを用い、それぞれの出力光を外部変調してから合波する構成をケースＡとし、上述の図７０の例のように一つの光源ＬＤの出力光を分岐してから、それぞれを外部変調後に合波する構成をケースＢとする。
【０１１１】
図７４にはケースＡの場合の１例が示される。外部変調器２４４，２４５に光信号を入力する光源ＬＤをそれぞれ用意し、この光源ＬＤ２４０ａ，２４０ｂの出力パワーが異なるように設定すれば、多重化される光信号ｇ，ｈに振幅差を設けることができる。
図７５にはケースＡの場合の他の例が示される。図示するように、光源ＬＤから合波器２４６で合波されるまでの光経路の一方に光減衰器２５６を挿入することにより、多重化される二つの光信号ｇ，ｈに振幅差を設けることができる。図示の例では外部変調器２４４と合波器２４６の間に光減衰器２５６を設けたが、光源ＬＤ２４０ａと外部変調器２４４の間に設けるものであってもよい。もちろん、外部変調器２４５側の光経路に設けるものであってもよい。この光減衰器２５６の代わりに、光増幅器を用いる構成も可能である。さらに、外部変調方式に限らず、ＬＤ直接変調や変調器一体型ＬＤを用いた場合も、これらの方法は有効である。
【０１１２】
図７６には上述の図７５の方法をケースＢに適用した場合の例が示される。このケースＢは光源ＬＤが一つである他は上述したものと同じであるので、詳細な説明は省く。
またさらに、このケースＡ、ケースＢのいずれの場合も、外部変調方式を採用した光時分割多重伝送方式においては、複数の光信号の光強度振幅差を、外部変調器２４４，２４５としてそれぞれ挿入損失の異なるものを用いることにより実現することができる。
【０１１３】
外部変調器としてマッハツェンダ型の光変調器を用いる場合、光変調器を駆動する電圧振幅を変えたり、そのバイアス点を変えることで、出力光の振幅を変えることができる。図７７、図７８はこの様子を示すもので、図７７では駆動電圧（印加電圧）の振幅値をＶｅからＶｆに変えることにより光出力強度が変わる様子が示される。また、図７８では駆動電圧のバイアス電圧をＶＢ−ｅからＶＢ−ｆに変えることにより光出力強度が変わる様子が示される。このように外部変調器としてマッハツェンダ型の光変調器を用いる場合に限れば、駆動電圧振幅あるいはバイアス電圧を変えて外部変調器２４４，２４５の各出力光強度を変えることができる。
【０１１４】
また、ケースＢの場合は、光スイッチ２４１（あるいはこれに代わるパッシブ光パワー分岐素子など）による光源ＬＤ２４０の出力光の分岐比を１：１にしないことにより、各外部変調器２４４，２４５の出力光に振幅差を設けることができる。
図７９にはケースＢの場合の他の例が示される。この例では、外部変調器２４４，２４５の各出力光の偏波状態が直線偏波の主軸が直交するように設定している。このように、偏波状態が異なる、例えば直線偏波の主軸が直交する二つのＲＺ信号を光多重する場合には、送信部（合波器２４６）での光多重の後の光経路に、偏波依存性のある光学素子２５７を挿入することで、多重化された二つの光信号の光強度に光学素子２５７を通過後に振幅差を持たせることができ、交互のビットで光振幅の異なる光多重信号が実現できる。
【０１１５】
また、上述の偏波依存性のある光学素子２５７を挿入するに代えて、合波器として構造上もしくは光信号の入射偏光軸により、合波比に偏光依存性の存在する合波器を用いる構成も可能である。
さらに、送信側での交互ビット間の偏波状態の関係が、受信側でもある程度保持される伝送システムにおいては、図８０に示されるように、受信部において、光スイッチ２５２での光分離の前に、偏波依存性のある光学素子２５８を挿入するようにしてもよい。
【０１１６】
なお、この実施例では、交互のビットに光強度振幅差のある２波多重の場合を説明したが、Ｎ波多重の構成も可能である。例えば４波多重を行うような光多重伝送システムの場合にも、光多重信号からクロック信号を抽出することができる。図７３はこのような４波多重の例を示すもので、４波多重する光信号をｇ１，ｇ２，ｇ３，ｇ４とすると、ｇ１＞ｇ２＝ｇ４＞ｇ３の関係に各振幅差を設け、これらを合波して光多重信号ｉを作成すると、この光多重信号ｉは図中の点線で示すようなクロック信号成分を含むようになる。さらに、この場合は振幅差の設定方法により、複数種類のクロック信号成分を含ませることができる。
【０１１７】
また、本発明の一つの特徴点として以下の点が挙げられる。すなわち、従来の１０Gb／ｓまでの光伝送システムにおいては、信号光を受光（光電変換）後に、電気段で主信号を分岐して、クロック抽出を行っている。これに対して、本発明においては、図８１に示すように、光段で主信号から分岐した光多重信号から、上述の各方法によりクロック抽出を行い、そのクロック信号を用いて光分離を行う点が特徴である。
【０１１８】
多重化伝送システムにおける次の問題として、一般に送信側における多重化前の各チャンネルと受信側における多重分離後の各チャンネルとの対応関係が固定的に定まっていることが要求される。例えば図７０において、駆動回路２４２へ供給される信号は常に光受信機２５３において受信され、駆動回路２４３へ供給される信号は常に光受信機２５４で受信されることが要求される。しかしながら、従来のＯＴＤＭ伝送システムでは、受信側で各チャンネルの区別をしていないため、システムを立ち上げる毎に対応関係が変わる可能性があり、そのため回線の管理ができないという問題がある。
【０１１９】
図８３は本発明に係るＯＴＤＭ通信システムの受信側において用いて好適な光分離器の構成を示す。受信された光信号を２つに分岐する光分岐回路３００、一方の分岐光信号からクロック信号を再生するクロック信号再生回路３０２、再生されたクロック信号に従って受信光信号を光レベルで２チャンネルに分離する光スイッチ３０４及び分離された各チャンネルの光信号からデータを再生する２つの光受信部３０６，３０８からなる構成は図７０のシステムの受信側と同様である。
【０１２０】
送信側から伝送されるデータは例えば図８４の形式に従う。図８４において、３１０は光受信部３０６，３０８においてフレーム同期を確立するためのフレーム同期データであり、３１２はチャンネルを識別するための識別データである。回線識別データ抽出回路３１４，３１６はこの識別データ３１２を抽出し、制御回路３１８は回線識別データ抽出回路３１４，３１６が抽出した識別データに従い、信号交換回路３２０を制御して、出力回線１へ出力すべきデータが出力回線１へ、出力回線２へ出力すべきデータが出力回線２へ出力されるように信号交換回路３２０内の接続を制御する。回線識別データ抽出回路３１４，３１６の入力信号は、信号交換回路３２０の出力から取り出しても良い。制御回路３１８はマイクロコンピュータを使って容易に実現することができる。
【０１２１】
図８５に示した光分離器では、光受信部の出力の接続を切り換える代わりに、位相可変器３２２を制御して光スイッチ３０４に与えるクロック信号の位相を変えることにより、実質的に接続切換の効果を得ている。２多重の場合、クロック信号の位相を１８０°シフトすることにより、実質的に接続の入れ替が達成される。
【０１２２】
図８６には図８５の光分離器を２チャンネルから４チャンネルへ拡張した例を示す。クロック信号発生回路３０２で再生されたクロック信号は位相可変器３２２を経て光スイッチ３０４へ供給されるとともに、１／２分周器３０３で１／２分周され、位相可変器３２３及び３２３′をそれぞれ経て光スイッチ３０５及び３０５′へ供給される。４チャネルの光信号ＣＨ１〜ＣＨ４が図１１５（ａ）に示すようにＣＨ１→ＣＨ２→ＣＨ３→ＣＨ４の順で多重化されているとすると、光スイッチ３０４は図１１５（ｂ）に示すクロックで１タイムスロット毎に切り換えられるので、一方の出力からは図１１５（ｃ）に示すようにＣＨ１とＣＨ３が他方の出力からは図１１５（ｄ）に示すようにＣＨ２とＣＨ４が２タイムスロット毎に交互に出力される。光スイッチ３０５及び３０５′は図１１５（ｅ）及び図１１５（ｈ）に示すクロックで２タイムスロット毎に切り換えられるので、図１１５（ｆ）（ｇ）に示すようにＣＨ１とＣＨ３が分離され、図１１５（ｉ）（ｊ）に示すようにＣＨ２とＣＨ４が分離される。制御回路３１８は回線識別データ抽出回路３１４〜３１７が抽出する識別データに従って、例えばＣＨ１が出力回線１から、ＣＨ２が出力回線２から、ＣＨ３が出力回線３から、ＣＨ４が出力回線４から出力されるように位相可変器３２２，３２３，３２３′を制御する。
【０１２３】
図８７に示した光分離器は、図８５において位相可変器３２２により位相を１８０°シフトさせる代わりに、分離される前の光信号を光遅延器３２４によりクロック信号の位相１８０°に相当する時間だけ遅延又は前進させるものである。クロック信号の位相を変更する代わりに光信号をそれに相当する時間だけ遅延又は前進させても同等の効果が得られる。光遅延回路３２４は、例えば、図８８に示すように、コーナーキューブ３２６を機械的に移動することにより、光路長を変えることができるようにしたもので実現することができる。
【０１２４】
図８９は本発明の光分離器の他の例を示す。図８９の例では、図８４の識別データ３１２の代わりに、図９０に示すように、チャンネル毎に異なる周波数の低周波信号ｆ₁ −ｆ₄ を重畳することにより識別を可能にしている。ただし、図８９は２多重の場合を示す。
光スイッチ３０４で分離された光信号は光分岐回路３２８及び３３０でそれぞれ分岐され、光／電気変換回路３３２及び３３４で電気信号に変換され、低周波検出部３３６及び３３８で重畳された低周波信号が検出される。制御回路３１８は、低周波検出部３３６及び３３８において検出される低周波信号の周波数からチャンネルを認識し、予め定められたチャンネルの信号が出力回線１及び出力回線２から出力されるように、信号交換回路３２０内の接続を切り換える。前述したように、接続を切り換える代わりに、図９１に示すように、クロック信号の位相を変更しても、図９２に示すように、光信号を遅延又は前進させても良いのは勿論である。また、２多重の場合、一方のチャンネルを認識するだけで充分であるので、光分岐回路３３０、光／電気変換回路３３４及び低周波検出部３３８は必ずしも必要でなく、図９１及び図９２に示すように、一方のチャンネルのみを使用してもよいが、一方の側に障害が発生したときの予備として設けても良い。また、光受信部３０６又は３０８に、図９３に示すように、光／電気変換素子３４０へ流れる電流をモニタするための光電流モニタ回路３４２を設けて、この出力から低周波信号を取り出すこともできる。この場合、光分岐回路３２８，３３０と光／電気変換部３３２，３３４が不要にできる。
【０１２５】
図９４はチャンネル毎に異なる周波数の低周波信号ｆ_i を重畳して送出する光送信機の構成を示す。光源４００からの光を外部光変調器４０２においてクロック信号で打ち抜き、分岐回路４０４において必要な数だけ（図の例では２）分岐する。第１の分岐光について、外部光変調器４０６において周波数ｆ₁ で変調し、さらに外部光変調器４０８において第１の主信号で変調する、第２の分岐光についても外部光変調器４１０において周波数ｆ₂ で変調し、外部光変調器４１２において第２の主信号で変調し、遅延器４１４で第１の光信号との位相差をつくり、加算器４１６で加算する。これによって、第１の主信号で変調される期間（タイムスロット）においては周波数ｆ₁ が振幅重畳され、第２の主信号で変調されるタイムスロットにおいては周波数ｆ₂ が振幅重畳される。外部光変調器４０２における信号の打ち抜きは、多重信号が図１０７に示す波形になるように、すなわち、各チャンネルのパルスが１タイムスロットを占めるように行なうことが好ましい。こうすることによって得られる利点については後述する。
【０１２６】
なお、図９４に示した光多重化方式において、光信号を同相で分岐し変調をかけた後、位相差をつくって合波しているが、図７０に示した光多重化方式においては光スイッチ２４１により逆相で分岐した後、そのまま合波している。後者の方式においても、周波数ｆ₁ 又はｆ₂ で変調する外部光変調器を外部光変調器２４４及び２４５に直列に設ければ、チャンネル毎に異なる周波数の低周波信号を重畳することができる。外部光変調器４０２，４０６，４０８，４１０、及び４１２はＬｉＮｂＯ₃ マッハツェンダ型光変調器又はＥＡ光変調器（電界吸収型光変調器）で実現できる。
【０１２７】
図９５は本発明の光送信機の他の例を示す。駆動回路４１８及び４２０において周波数ｆ₁ 及びｆ₂ を予め主信号に振幅重畳しておくことにより、外部光変調器の数を減らすことができる。駆動回路４１８，４２０は図９６に示すようなデュアルゲートＦＥＴで実現することができる。駆動波形を図１２０に示す。
図８３〜図９３を参照して説明した光受信機用の光分離器の構成の一部を変形すれば、光多重信号に含まれる識別情報に従って光信号を交換する或る種の光交換機として用いることができる。例えば、図８５又は図８７の光受信部３０６及び３０８を、図１１６又は図１１７に示すように、光分岐回路６００及び６０２でそれぞれ置き換え、光分岐回路６００，６０２の他方の出力を光出力回線１及び２へ接続すれば、光交換機として使用できる。図９１又は図９２の回路については、図１１８又は図１１９に示すように、光分岐回路３２８及び３３０の出力を直接光出力回線１及び２へ接続すれば良い。
【０１２８】
受信信号に図９０に示すように低周波信号が重畳されている場合、これを利用してチャンネル識別の他に、光分離のためのクロック信号の位相の安定化制御を行なうことができる。図９７には重畳されている低周波信号を使ってクロック信号を安定化する位相制御部を有する光受信機の構成が示されている。
受信されたＱbitsの光信号を２つに分岐する光分岐部４３０、一方の分岐信号からＱ／２Hzのクロック信号を再生するタイミング再生部４３２、再生されたクロック信号に従って光信号を光レベルで２つのＱ／２ bit／ｓの光信号に分離する光スイッチ４３４、及び分離された光信号からデータ信号を再生する光受信器４３６，４３８からなる構成は図８３と同様である。
【０１２９】
タイミング再生部４３２から光スイッチ４３４へ供給されるクロック信号の位相は位相可変回路４３９で可変され、位相可変回路４３９は位相制御部４４０により制御される。位相制御部４４０は、分離されたＱ／２ bit光信号の一方を分岐する光分岐部４４２、分岐された光信号を電気信号に変換する受光素子４４４、受光素子４４４の出力のうち、特定の周波数ｆ₁ の信号のみを通過させるバンドパスフィルタ４４６、発振周波数ｇ₁ の発振器４４８、バンドパスフィルタ４４６の出力を周波数ｇ₁ の信号で位相同期検波する同期検波回路４５０、同期検波回路４５０の検波出力を所定の基準値と比較し、比較結果に応じて制御電圧を発生する比較器４５２、及び、発振器４４８の出力と比較器４５２の出力を加算して位相可変回路４３９の制御信号を出力する加算器４５４から構成される。なお、各チャンネルの光信号のすべてに異なる周波数の低周波信号が重畳されている必要はなく、特定のチャンネルのみに低周波信号が重畳されていれば充分である。後者の場合、バンドパスフィルタ４４６は不要である。しかし、この場合にもバンドパスフィルタ４４６を挿入すれば同期検波回路４５０へ入力する信号のＳＮ比を改善することができる。
【０１３０】
図９８（ａ）に示すように、ＣＨ１のみに周波数ｆ₁ が重畳されているものとする。図９８（ｂ）に示すように光スイッチ４３４においてクロック信号の位相が光信号の位相に完全に一致しているとき、図９８（ｃ）に示すように受光素子４４４から出力される周波数ｆ₁ の信号の強度は最大になる。図９８（ｄ）に示すように、クロック信号の位相がずれているとき、光スイッチ４３４からは受信されたすべてのｆ₁ 信号が切り出されないので、ｆ₁ 信号の強度が低下する。すなわち、図９９に定義される光信号とクロック信号の位相差θが０°から±１８０°までに変化するにつれてｆ₁ 成分の強度は図１００に示されるように直線的に減少する。位相可変回路４０９は発振器４４８の出力で制御されるので、クロック信号は周波数ｇ₁ で微小に位相変調されている。いま、位相変動の中心が図１００の（ｂ）点にあるとすると、ｆ₁ 成分の強度は周波数ｇ₁ で変化し、かつ、直線が右上がりであるから、ｆ₁ 成分の強度変化の位相は発振器４４８が出力する周波数ｇ₁ の位相と一致するか又は逆位相になる。従って同期検波回路４５０において周波数ｇ₁ で位相同期検波すると、その出力は或る絶対値を持つ正値又は負値をとる。位相変動の中心が図１００の（ｃ）点にあるときは、直線が右下がりであるから位相検波出力は（ｂ）点にあるときと値は同じで符号が逆転する。（ａ）点にあるときは変動の半分が折り返されるから、周波数ｇ₁ の変動成分はなくなり、位相検波出力は０になる。従って、比較器４５２において同期検波回路４５０の出力を基準値たとえば０レベルと比較し、その比較結果を発振器４４８の出力に加算した結果でクロック信号の位相を制御することにより、動作点が図１００の（ａ）点になるように制御することができる。比較器４５２に入力されている制御信号は比較器４５２の出力の極性を反転させるためのものであり、比較器４５２の出力の極性を反転させることにより、制御の中心が図１００の（ａ）点（極大値）から極小値へ移るので、クロック信号の位相が１８０°シフトする。これによってチャンネルの切換を容易に達成することができる。
【０１３１】
図１０１に示した回路は図９７の光受信機の変形である。図１０１の回路においては、光受信機４３８へ向かう光信号だけでなく、光受信機４３６へ向かう光信号についても光分岐器４６０において分岐され、位相制御部４４０と同一構成の位相制御部４６２へ入力される。ただし、位相制御部４４０に具備されるバンドパスフィルタの中心周波数はｆ₁ であるのに対して、位相制御部４６２では他のチャンネルにロックするため、バンドパスフィルタの中心周波数はｆ₂ である。それぞれの位相制御部４４０，４６２のバンドパスフィルタの出力は比較器４６４へ入力され、基準値と比較される。これによって、未使用のチャンネルがあればそれを認識することができる。一方のチャンネルが未使用である場合、使用中のチャンネルについて得られた位相量制御信号でクロックの位相を制御すべく、切替え器４６６を制御して位相制御部４４０及び４６２のいずれか一方の出力信号を選択し出力する。切替え器４６６が選択した位相量制御信号が位相可変回路４３９に供給される。使用中と認識されたチャンネルが複数存在するときは予め定められた優先順位に従って切替え器４６６が制御される。
【０１３２】
図１０２も図９７の変形である。位相制御部４４０において低周波信号を検出するために光信号を分岐して電気信号に変換する代わりに、図９３で説明したように、光受信機４３８に設けた光／電気変換素子４７０のための光電流モニタ部４７２の出力から低周波信号を検出している。
図１０３は４多重に拡張した例を示す。光スイッチ４３４で分離された２つのＱ／２ bit／ｓ光信号はさらに光スイッチ４７４及び４７６によって４つのＱ／４ bit／ｓ光信号に分離される。光スイッチ４７４及び４７６へは、位相可変回路４３９から出力されるＱ／２Hzクロック信号を１／２分周器４７８で分周したＱ／４Hzクロック信号が位相可変回路４８０及び４８２を経てそれぞれ供給される。位相制御部４４０は周波数ｆ₁ を制御対象としてＱ／２Hzクロック信号の位相を制御する。周波数ｆ₁ は例えば図１０４に示すように、ＣＨ１及びＣＨ３タイムスロットに重畳されているので、位相制御部４４０の働きによりＱ／２Hzクロック信号の位相はＣＨ１又はＣＨ３のタイムスロットに同期する。したがって、光スイッチ４３４によりＣＨ１＋ＣＨ３とＣＨ２＋ＣＨ４とを安定に分離することができる。なお、ＣＨ３へは必ずしもｆ₁ が重畳されている必要はない。
【０１３３】
図１０３の例では、ＣＨ１＋ＣＨ３が光スイッチ４７６へ、ＣＨ２＋ＣＨ４が光スイッチ４７４へ入力するように設定されているものとする。位相制御部４８４は周波数ｆ₂ を制御対象として、光スイッチ４７６へ入力されるＱ／４Hzクロック信号の位相を制御する。周波数ｆ₂ は図１０４の例ではＣＨ１のタイムスロットに重畳されているから、光スイッチ４７６はＣＨ１とＣＨ３を安定に分離することができる。位相制御部４８６は周波数ｆ₃ を制御対象として、光スイッチ４７４へ入力されるＱ／４Hzクロック信号の位相を制御する。周波数ｆ₃ は図１０４の例ではＣＨ２のタイムスロットに重畳されているから、光スイッチ４７４はＣＨ２とＣＨ４を安定に分離することができる。
【０１３４】
図１０３は４多重の例を示しているが、８多重、１６多重の場合も、同様にして光スイッチ、分周器及び位相制御部を縦続接続すれば良い。
図１０３の回路の変形として、光スイッチ４３４へ与えられるＱ／２Hzクロックの位相が最適であれば光スイッチ４７４，４７６へ与えられるＱ／４Hzクロックの位相が最適になるように、製作時に光パスと電気パスの位相を調整するようにすれば、図１０５に示すように、位相可変回路４８０，４８２及びそれらのための位相制御部４８４，４８６は省略することが可能である。この場合、多重する低周波信号はｆ₁ のみで良いので、バンドパスフィルタ４４６も省略できる。
【０１３５】
図１０３の構成において、位相制御部４４０，４８４，４８６において必要な周波数ｆ₁ ，ｆ₂ ，ｆ₃ を図１０２と同様に光受信機に設けた光／電気変換素子の光電流モニタ部の出力から検出するようにしても良い。この場合において、ＣＨ１を受信することを予定している光受信機４５３からはｆ₁ 及びｆ₂ を検出し、ＣＨ３を受信することを予定している光受信機４５５からはｆ₃ を検出するように構成する。
【０１３６】
図１０６は図９７，１０１，１０２，１０３及び１０５におけるタイミング再生部４３２と位相可変回路４３９の詳細な構成の一例を示す。タイミング再生部４３２は光／電気変換を行なう受光素子４９０、受光素子４９０の出力からＱHzの成分をつくり出すための非線形抽出回路４９２、非線形抽出回路４９２の出力からＱHzの成分のみを取り出すタイミングフィルタ４９４、タイミングフィルタ４９４の出力の振幅を一定にするためのリミッタアンプ４９６及び１／２分周器４９８からなる。位相可変回路４３９はタイミングフィルタ４９４とリミッタアンプ４９６の間に挿入するのが好適である。
【０１３７】
非線形抽出回路４９２はさらに微分回路５００と全波整流回路５０２からなる。各チャネルのパルスが１タイムスロット内にはいる信号を光多重した場合は波形が図１０７のようになるため、非線形抽出処理を行うための微分回路５００と全波整流回路５０２とが不要になり、タイミング再生部４３２を簡略化することができる。
【０１３８】
また、その様な簡略化を行なった場合、光／電気変換を行う受光素子４９０は、図１０８のようにＱHzに共振周波数をもつ特性でもよい。平坦で広帯域な周波数特性をもつ受光素子が不要となり、受光素子の製造が容易になる。また、受光素子がフィルタ特性をもつためタイミングフィルタ４９４の帯域外減衰特性を緩和させることができる。
【０１３９】
図１０９は図１０６の回路の変形である。分岐回路５０４で信号の一部を分岐し、レベル検出器５０６で受信信号のレベルを検出し、比較器５０８で基準値と比較して基準値以下であれば入力断アラームを出力する。入力から比較器５０８までは故障の少ない受動部品のみで構成されているので、光入力断を確実に検出することができる。これによって、光受信機で信号断状態となったとき、光入力信号が断状態であるのか同期はずれであるのかを区別することができる。
【０１４０】
クロック信号に従って入力光信号を互いに逆相の２つの光信号に分離する光スイッチは、特開昭５５−７３１５号公報に記載されたＴｉ拡散ＬｉＮｂＯ₃ 結晶導波路による能動光方向性結合器により実現できる。図１１０に示すように、２つのゲート型光スイッチ５１０，５１２、それらに光信号を分配する光分岐回路５１４、及び一方のゲート型光スイッチ５１０へのクロック信号の位相を１８０°シフトする位相シフタ５１６で構成しても良い。この場合、能動光方向性結合器よりも偏波依存性を小さくすることができる。ゲート型光スイッチとは、光変調器としても使用される、印加電圧により光透過率が変化するデバイスをいい、例えば電界吸収型光変調器（ＥＡ変調器）である。
【０１４１】
図９７〜１０５を参照して説明した光受信機では受信光信号から再生したクロックの位相を制御することにより最適なクロックを得ていたが、クロックをＶＣＯ（電圧制御発振器）で発生し、その周波数及び位相が最適になるように構成することもできる。図１１１において、位相制御部４４０の構成と動作は図９７と同様である。光スイッチ４３４に供給されるクロック信号はＶＣＯ５２０で発生され、位相制御部４４０が出力する制御信号はＶＣＯ５２０へ与えられる。
以下に、図１１１の回路において、ＶＣＯ５２０が生成するクロック信号が最適な値になるように制御されることを説明する。
以下のように定義する。
【０１４２】
φ（ｔ）：光スイッチ４３４に入力するクロック信号の位相（ＶＣＯ５２０の出力信号の位相）
α（ｔ）：光スイッチに入力する光信号の位相（簡単化のため、１０１０交番信号が入力していると考える）
チャネル１を基準とする。
【０１４３】
θ（ｔ）：φ（ｔ）−α（ｔ）（図９９参照）
ω₀ ：ＶＣＯの自走角周波数
Ｖ（ｔ）：ＶＣＯ制御電圧×ＶＣＯの角周波数変調感度
Ｖｏ ：同期検波回路４５０の出力値
Ｋ ：定数
バンドパスフィルタ４４６（中心周波数ｆ₁ ）を通過するｆ₁ 成分の強度は位相差θに対して図１００のように変化する。
【０１４４】
ここで、ＶＣＯ５２０の制御電圧に発振器４４８から低周波信号Ｉ₀ ｃｏｓ２πｇ₁ ｔを加えることにより、θに摂動を与える。
ｄφ／ｄｔ＝ω₀ ＋Ｖ（ｔ）＝ω₀ ＋Ｉ₀ ｃｏｓ２πｇ₁ ｔ＋ＫＶｏ （１）
今、Ｖｏがゆっくり変化している、もしくは定常状態にあると考え、一定とする。
【０１４５】
（１）式を積分すると、（２）式のようになり、φが周波数ｇ₁ で位相変調されていることがわかる。

よって、α（ｔ）の時間微分が一定とみなすと、θ（ｔ）は図９７の場合と同様に周波数ｇ₁ で位相変調される。
【０１４６】
θに位相変調が施されていると、既に説明したようにバンドパスフィルタ４４６を通過するｆ₁ 成分は、図１００に示す応答をする。すなわち、（ａ）点では、波形が折り返されるため、ｆ₁ 成分の変動にｓｉｎ２πｇ₁ ｔの成分がなくなる。（ｂ）点では、入力信号に対して同相になり、（ｃ）点では逆相になる。
よって、発振器４４８からの出力Ｉ₀ ｓｉｎ２πｇ₁ ｔを用いて同期検波したときの出力Ｖｏ（ｔ）は図１１２に示すようになる。
（同相の場合、＋１を逆相の場合、−１を出力すると仮定する。）
次に、動作がどこに収束していくかをみる。簡単化のため、摂動成分を除くと、以下のようにかける。
【０１４７】

ｄα／ｄｔは一定値なので、Δω₀ ：一定値である。Ｋが正でかつ、Ｋが大きくΔω₀ ／Ｋ≒０であれば、
θ＞０の場合Ｖｏ（ｔ）＜０、ｄθ／ｄｔ＜０より、θは０へ収束する。
【０１４８】
θ＜０の場合Ｖｏ（ｔ）＞０、ｄθ／ｄｔ＞０より、θは０へ収束する。
以上より、θは０へ収束していき、光スイッチで光信号を最適なタイミングで光路を切り替えることができることが示される。
図１１１の構成において、光入力断を検出するための回路構成を図１１３に示す。受信光信号は光分岐部５２２において分岐され、一方は光スイッチ４３４（図１１１）へ入力する。他方は受光素子５２４で電気信号に変換され、バンドパスフィルタ５２６及び５２８において低周波成分ｆ₁ 及びｆ₂ がそれぞれ検出され、除算器５３０及び５３２において直流値で除算されて規格化され、比較器５３４及び５３６において基準値と比較され、比較結果のＡＮＤを入力断アラーム信号とする。図１１１の回路では一方のチャンネルにｆ₁ が他方のチャンネルにｆ₂ が重畳されている場合を想定している。ｆ₁ とｆ₂ のうち一方のみをモニタしても良いが両方をモニタしておくと片方の回線のみを使用することができる。除算器５３０及び５３２は入力パワーの変動の影響を除くためのものであり、入力パワーが安定している場合、不要である。
【０１４９】
図１１４は図１１１の回路を４多重に拡張したものである。光スイッチ５４０，５４２のクロックはＶＣＯ５２０の出力を１／２分周器５４４で１／２分周して作り出している。なお低周波信号ｆ₁ はＣＨ１とＣＨ２に重畳される。
【０１５０】
【発明の効果】
以上述べてきたように本発明によれば、伝送条件の最適化により大容量伝送が可能になり、光多重化の実現のためのいくつかの周辺技術が確立される。
【図面の簡単な説明】
【図１】波長可変光源が設けられた本発明の光伝送システムの一例を示すブロック図である。
【図２】波長可変光源の一例としての波長可変半導体レーザを示す斜視図である。
【図３】中継器ごとに波長可変フィルタをさらに設けた本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図４】伝送特性部をさらに設けた本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図５】符号誤り率の測定値から波長を決定する方法を説明する図である。
【図６】アイパターンによる伝送特性の測定を説明する図である。
【図７】Ｑ値を説明する図である。
【図８】本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図９】本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図１０】分散可変補償器が送信側に設けられた本発明の光伝送システムの一例を示すブロック図である。
【図１１】本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図１２】分散可変補償器が受信側に設けられた本発明の光伝送システムの一例を示すブロック図である。
【図１３】本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図１４】中継器にも分散可変補償器が設けられた本発明の光伝送システムの一例を示すブロック図である。
【図１５】伝送特性測定部がさらに設けられた本発明の光伝送システムの一例を示すブロック図である。
【図１６】本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図１７】本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図１８】本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図１９】本発明の光伝送システムの他の例を示すブロック図である。
【図２０】マッハツェンダ型の光変調器の特性を示す図である。
【図２１】マッハツェンダ型光変調器におけるレッドシフト及びブルーシフトを説明する図である。
【図２２】プリチャーピング量の制御のために強度変調部と位相変調部をタンデムに接続したマッハツェンダ型光変調器を示す図である。
【図２３】波長多重方式における信号号波長の配置の一例を示す図である。
【図２４】零分散波長λοの温度依存性を示す図である。
【図２５】光ファイバの温度評価の一例を示す図である。
【図２６】光ファイバの温度評価の他の例を示す図である。
【図２７】光ファイバの温度評価の他の例を示す図である。
【図２８】温度評価に基づき信号光波長を変更する光伝送システムの一例を示す図である。
【図２９】本発明の光伝送システムの他の例を示す図である。
【図３０】温度評価に基づきプリチャーピング量を変更する光伝送システムの一例を示す図である。
【図３１】温度評価に基づき分散補償量を変更する光伝送システムの一例を示す図である。
【図３２】分散可変補償器と受信側に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図３３】分散可変補償器を送信部、受信部及び中継器に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図３４】温度評価に基づき光増幅器の増幅度を変更する光伝送システムの一例を示す図である。
【図３５】温度評価に基づき、信号光波長、プリチャーピング量、分散補償量、及び光増幅度を変更する光伝送システムの一例を示す図である。
【図３６】分散補償器を受信側に配置することにより非線形効果を軽減した光伝送システムの一例を示す図である。
【図３７】光伝送システムの他の例を示す図である。
【図３８】分散補償器を送信側に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図３９】光伝送システムの他の例を示す図である。
【図４０】受信側に配置した分散補償器の補償量Ｄを正とした光伝送システムの一例を示す図である。
【図４１】受信側に配置した分散補償器の補償量Ｄを負とした光伝送システムの一例を示す図である。
【図４２】分散値の極性が互いに逆の分散補償器を送信側及び受信側に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図４３】中継器にも分散補償器を配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図４４】分散補償器を配置し、さらに、伝送特性を測定して信号光波長を最適化する光伝送システムの一例を示す図である。
【図４５】分散補償器を送信側に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図４６】分散補償器を送信部、受信部及び中継器に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図４７】分散補償器を配置し、さらに、伝送特性を測定してプリチャーピング量を最適に制御する光伝送システムの一例を示す図である。
【図４８】分散補償器を送信側に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図４９】分散補償器を送信部、受信部、及び中継器に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図５０】分散補償器を配置し、さらに、伝送特性を測定して信号光波長及びプリチャーピング量を最適に制御する光伝送システムの一例を示す図である。
【図５１】分散補償器を送信側に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図５２】分散補償器を送信部、受信部、及び中継器に配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図５３】光増幅中継器に波長変換器を配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図５４】送信部における波長も可変とした光伝送システムの一例を示す図である。
【図５５】波長変換器の一例としての波長変換レーザの断面図である。
【図５６】伝送特性を測定して各光増幅中継区間ごとに信号光波長を最適化する光伝送システムの一例を示す図である。
【図５７】さらに、分散補償器を配置した光伝送システムの一例を示す図である。
【図５８】動作点が適正であるときのドリフト補償回路の動作を説明する図である。
【図５９】動作点が変動したときのドリフト補償回路の動作を説明する図である。
【図６０】動作点が変動したときのドリフト補償回路の動作を説明する図である。
【図６１】本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの一例を示すブロック図である。
【図６２】本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの他の例を示すブロック図である。
【図６３】本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの他の例を示すブロック図である。
【図６４】本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの他の例を示すブロック図である。
【図６５】本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの他の例を示すブロック図である。
【図６６】本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの他の例を示すブロック図である。
【図６７】本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの他の例を示すブロック図である。
【図６８】本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの他の例を示すブロック図である。
【図６９】本発明のドリフト補償回路を有する光多重化システムの他の例を示すブロック図である。
【図７０】本発明のクロック抽出技術が適用される光時分割多重伝送システムの一例を示すブロック図である。
【図７１】図７０のシステムの動作を説明するためのタイミングチャートである。
【図７２】本発明のクロック抽出技術を説明するための波形図である。
【図７３】本発明のクロック抽出技術の他の例を説明するための波形図である。
【図７４】本発明の光送信機の一例を示すブロック図である。
【図７５】本発明の光送信機の他の例を示すブロック図である。
【図７６】本発明の光送信機の他の例を示すブロック図である。
【図７７】マッハツェンダ型光変調器の駆動電圧の振幅を変えることによる出力光の強度の変更を説明する図である。
【図７８】マッハツェンダ型光変調器の駆動電圧のバイアスを変更することによる出力光の強度の変更を説明する図である。
【図７９】本発明の光送信機の他の例を示すブロック図である。
【図８０】本発明の光受信機の一例を示すブロック図である。
【図８１】本発明の光受信機の他の例を示すブロック図である。
【図８２】クロック抽出回路の詳細を示すブロック図である。
【図８３】本発明の光分離器の一例を示すブロック図である。
【図８４】チャンネル識別データを含む伝送データの形式の一例を示す図である。
【図８５】本発明の光分離器の他の例を示すブロック図である。
【図８６】本発明の光分離器の他の例を示すブロック図である。
【図８７】本発明の光分離器の他の例を示すブロック図である。
【図８８】光遅延回路の一例を示す図である。
【図８９】本発明の光分離器の他の例を示すブロック図である。
【図９０】光信号に多重化される低周波信号を示す図である。
【図９１】本発明の光分離器の他の例を示すブロック図である。
【図９２】本発明の光分離器の他の例を示すブロック図である。
【図９３】本発明の光分離器の他の例を示すブロック図である。
【図９４】本発明の光送信機の一例を示すブロック図である。
【図９５】本発明の光送信機の他の例を示すブロック図である。
【図９６】駆動回路４１８，４２０の詳細を示す回路図である。
【図９７】本発明のクロック位相安定化制御を行なう光受信機を示すブロック図である。
【図９８】図９７の回路の動作を説明するタイミングチャートである。
【図９９】位相差θを説明する図である。
【図１００】位相差θとｆ₁ 成分の強度との関係を示す図である。
【図１０１】本発明の光受信機の他の例を示す図である。
【図１０２】本発明の光受信機の他の例を示す図である。
【図１０３】本発明の光受信機の他の例を示す図である。
【図１０４】図１０３の光受信機において受信信号に重量される低周波信号の一例を示す図である。
【図１０５】本発明の光受信機の他の例を示すブロック図である。
【図１０６】タイミング再生部の詳細の一例を示すブロック図である。
【図１０７】光多重化信号の一例の波形図である。
【図１０８】受光素子の特性の一例を示す図である。
【図１０９】タイミング再生部の詳細の他の例を示すブロック図である。
【図１１０】光スイッチの詳細を示すブロック図である。
【図１１１】本発明の光受信機の他の例を示すブロック図である。
【図１１２】位相差θに対する周期検波出力値の関係を示す図である。
【図１１３】入力断アラーム検出のための回路の一例を示す図である。
【図１１４】本発明の光受信機の他の例を示すブロック図である。
【図１１５】図８６の回路の動作を説明するタイミングチャートである。
【図１１６】本発明の光交換機の一例を表わすブロック図である。
【図１１７】本発明の光交換機の他の例を表わすブロック図である。
【図１１８】本発明の光交換機の他の例を表わすブロック図である。
【図１１９】本発明の光交換機の他の例を表わすブロック図である。
【図１２０】図９６の回路の動作を示す波形図である。
【符号の説明】
１３，３３，４３，６３，８３，１０２…光ファイバ
１６，１７，３６，３７，４６，４７，６９，７０，８９，９１ａ，９１ｂ，１０４…光増幅器

Claims (6)

1. 光信号を生成する波長可変光源、前記波長可変光源の駆動回路、前記駆動回路を制御して波長可変光源の発光波長を掃引する掃引制御部、および変調手段を有する光送信部と、
   該光送信部から送出された光信号を伝送する光伝送路と、
   該光伝送路により伝送された光信号が入力され、波長通過特性が前記波長可変光源の発光波長に従って掃引される波長可変フィルタ、前記波長可変フィルタの出力光を受光する受光部、前記受光部の受光結果が入力される伝送特性測定手段とを有する光受信部とを備え、
   前記伝送特性測定手段は、前記掃引制御部が掃引した前記波長可変光源の発光波長に渡り、前記伝送特性測定手段で受光部の受光結果の伝送特性を測定した後、前記測定した伝送測定結果を基に、伝送特性が概ね最良となるように、前記波長可変光源の発光波長及び波長可変フィルタの波長通過特性を設定することを特徴とする、光伝送システム。
2. 該光伝送路は、中継器により中継され、
   該中継器は、光増幅器、および、該光増幅器の後段に設けられ波長通過特性が該波長可変光源の波長に合わせて掃引され設定される第２の波長可変フィルタを含む請求項１記載の光伝送システム。
3. 前記伝送特性測定手段は、光信号における符号誤り率を評価することにより品質を評価する請求項１または請求項２記載の光伝送システム。
4. 前記伝送特性測定手段は光信号のアイパターンの開きを評価することによって品質を評価する請求項１または請求項２記載の光伝送システム。
5. 前記伝送特性測定手段は、光信号のＱ値を測定することにより品質を評価する請求項１または請求項２記載の光伝送システム。
6. 前記伝送特性測定手段は、光信号中のパリティビットをチェックすることにより品質を評価する請求項１または請求項２記載の光伝送システム。

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