JP3442942B2 - 直流安定化電源回路の出力ドライブ回路 - Google Patents
直流安定化電源回路の出力ドライブ回路Info
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-
- G—PHYSICS
- G05—CONTROLLING; REGULATING
- G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
- G05F1/10—Regulating voltage or current
- G05F1/46—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc
- G05F1/56—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices
- G05F1/575—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices characterised by the feedback circuit
-
- G—PHYSICS
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- G05F1/00—Automatic systems in which deviations of an electric quantity from one or more predetermined values are detected at the output of the system and fed back to a device within the system to restore the detected quantity to its predetermined value or values, i.e. retroactive systems
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- G05F1/565—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor
- G05F1/569—Regulating voltage or current wherein the variable actually regulated by the final control device is dc using semiconductor devices in series with the load as final control devices sensing a condition of the system or its load in addition to means responsive to deviations in the output of the system, e.g. current, voltage, power factor for protection
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、短絡保護および過
電流保護機能を有する直流安定化電源回路の出力ドライ
ブ回路に関し、特に、負荷の変動に対して高速に応答で
きる直流安定化電源回路の出力ドライブ回路に関するも
のである。
電流保護機能を有する直流安定化電源回路の出力ドライ
ブ回路に関し、特に、負荷の変動に対して高速に応答で
きる直流安定化電源回路の出力ドライブ回路に関するも
のである。
【０００２】
【従来の技術】負荷の消費電流や入力電圧の変動に関わ
らず、常に一定の直流電圧を負荷へ印加できる直流安定
化電源回路は、例えば、コンピュータの電源回路などと
して、従来より広く用いられている。
らず、常に一定の直流電圧を負荷へ印加できる直流安定
化電源回路は、例えば、コンピュータの電源回路などと
して、従来より広く用いられている。
【０００３】図６に示すように、従来の直流安定化電源
回路１０１において、出力トランジスタ１０２は、ドラ
イブ電流Ｉｄに応じた電流を負荷１０５へ供給してい
る。出力端子間の電圧Ｖｏｕｔは、分圧回路１０３によ
って分圧され、帰還電圧Ｖａｄｊが誤差増幅器１１１へ
印加される。
回路１０１において、出力トランジスタ１０２は、ドラ
イブ電流Ｉｄに応じた電流を負荷１０５へ供給してい
る。出力端子間の電圧Ｖｏｕｔは、分圧回路１０３によ
って分圧され、帰還電圧Ｖａｄｊが誤差増幅器１１１へ
印加される。
【０００４】例えば、負荷１０５の消費電流（負荷電
流）の増加などによって、出力電圧Ｖｏｕｔが低下しよ
うとした場合、誤差増幅器１１１は、上記帰還電圧Ｖａ
ｄｊを一定の基準電圧Ｖｒｅｆと比較して、これを検出
する。この場合、誤差増幅器１１１は、出力電圧ＶＡを
増加させて、ベースドライブ回路１１２へドライブ電流
Ｉｄの増加を指示する。この結果、出力トランジスタ１
０２のコレクタ電流、すなわち、直流安定化電源回路１
０１の出力電流Ｉｏｕｔは増加して、出力電圧Ｖｏｕｔ
を一定に保つ。一方、例えば、入力電圧Ｖｉｎの上昇な
どによって、出力電圧Ｖｏｕｔが増加しようとした場
合、誤差増幅器１１１は、出力電圧ＶＡを低下させて、
ドライブ電流Ｉｄの減少を指示する。この結果、直流安
定化電源回路１０１の出力電流Ｉｏｕｔが減少して、出
力電圧Ｖｏｕｔを保持する。これにより、直流安定化電
源回路１０１は、入力電圧Ｖｉｎや負荷１０５の消費電
流の変動に関わらず、一定の電圧を負荷１０５へ印加で
きる。
流）の増加などによって、出力電圧Ｖｏｕｔが低下しよ
うとした場合、誤差増幅器１１１は、上記帰還電圧Ｖａ
ｄｊを一定の基準電圧Ｖｒｅｆと比較して、これを検出
する。この場合、誤差増幅器１１１は、出力電圧ＶＡを
増加させて、ベースドライブ回路１１２へドライブ電流
Ｉｄの増加を指示する。この結果、出力トランジスタ１
０２のコレクタ電流、すなわち、直流安定化電源回路１
０１の出力電流Ｉｏｕｔは増加して、出力電圧Ｖｏｕｔ
を一定に保つ。一方、例えば、入力電圧Ｖｉｎの上昇な
どによって、出力電圧Ｖｏｕｔが増加しようとした場
合、誤差増幅器１１１は、出力電圧ＶＡを低下させて、
ドライブ電流Ｉｄの減少を指示する。この結果、直流安
定化電源回路１０１の出力電流Ｉｏｕｔが減少して、出
力電圧Ｖｏｕｔを保持する。これにより、直流安定化電
源回路１０１は、入力電圧Ｖｉｎや負荷１０５の消費電
流の変動に関わらず、一定の電圧を負荷１０５へ印加で
きる。
【０００５】ところで、上記構成の直流安定化電源回路
１０１は、負荷電流に応じた電流を供給して、出力電圧
Ｖｏｕｔを一定に保っている。したがって、負荷電流が
大きすぎた場合には、直流安定化電源回路１０１が破損
する虞れがある。したがって、直流安定化電源回路１０
１には、過剰な電流の供給から保護するために、出力電
流の最大値を制限する回路を設ける必要がある。また、
過電流保護機能を有していたとしても、出力端子間が短
絡した場合には、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるため
に、直流安定化電源回路１０１は、出来るだけ多くの電
流を供給しようとする。この結果、出力端子間が過熱し
て、直流安定化電源回路１０１や周囲の機器を破損する
虞れがある。したがって、特に、高出力電流化が施され
た直流安定化電源回路１０１などでは、短絡から保護す
る機能も不可欠である。
１０１は、負荷電流に応じた電流を供給して、出力電圧
Ｖｏｕｔを一定に保っている。したがって、負荷電流が
大きすぎた場合には、直流安定化電源回路１０１が破損
する虞れがある。したがって、直流安定化電源回路１０
１には、過剰な電流の供給から保護するために、出力電
流の最大値を制限する回路を設ける必要がある。また、
過電流保護機能を有していたとしても、出力端子間が短
絡した場合には、出力電圧Ｖｏｕｔを上昇させるため
に、直流安定化電源回路１０１は、出来るだけ多くの電
流を供給しようとする。この結果、出力端子間が過熱し
て、直流安定化電源回路１０１や周囲の機器を破損する
虞れがある。したがって、特に、高出力電流化が施され
た直流安定化電源回路１０１などでは、短絡から保護す
る機能も不可欠である。
【０００６】上記直流安定化電源回路１０１には、両機
能を実現するために、短絡過電流保護部１１３が設けら
れている。なお、低損失型の直流安定化電源回路１０１
では、出力トランジスタ１０２と、その制御用ＩＣとが
２チップ構成の場合、上記短絡過電流保護部１１３は、
出力電流Ｉｏｕｔの代わりにドライブ電流Ｉｄに基づい
て過電流や短絡を検出している。
能を実現するために、短絡過電流保護部１１３が設けら
れている。なお、低損失型の直流安定化電源回路１０１
では、出力トランジスタ１０２と、その制御用ＩＣとが
２チップ構成の場合、上記短絡過電流保護部１１３は、
出力電流Ｉｏｕｔの代わりにドライブ電流Ｉｄに基づい
て過電流や短絡を検出している。
【０００７】ここで、上記各回路１１１ないし１１３の
具体的な構成について簡単に説明する。上記ベースドラ
イブ回路１１２は、ダーリントン接続されたＮＰＮ型の
トランジスタＱ１１１とＰＮＰ型のトランジスタＱ１１
２とを備えている。トランジスタＱ１１１のベースは、
誤差増幅器１１１の出力に、トランジスタＱ１１２のコ
レクタは、出力トランジスタ１０２のコレクタに接続さ
れている。これにより、トランジスタＱ１１２は、誤差
増幅器１１１の出力電圧ＶＡに応じた量のドライブ電流
Ｉｄを吸収できる。
具体的な構成について簡単に説明する。上記ベースドラ
イブ回路１１２は、ダーリントン接続されたＮＰＮ型の
トランジスタＱ１１１とＰＮＰ型のトランジスタＱ１１
２とを備えている。トランジスタＱ１１１のベースは、
誤差増幅器１１１の出力に、トランジスタＱ１１２のコ
レクタは、出力トランジスタ１０２のコレクタに接続さ
れている。これにより、トランジスタＱ１１２は、誤差
増幅器１１１の出力電圧ＶＡに応じた量のドライブ電流
Ｉｄを吸収できる。
【０００８】また、短絡過電流保護部１１３は、短絡お
よび過電流を検出するために、ＮＰＮ型のトランジスタ
Ｑ１２１と抵抗Ｒ１２１とを備えている。トランジスタ
Ｑ１２１のベースおよびコレクタは、互いに接続され、
上記トランジスタＱ１１２のエミッタに接続されてい
る。さらに、トランジスタＱ１２１のエミッタは、上記
抵抗Ｒ１２１を介して接地されている。また、トランジ
スタＱ１２１のベースとエミッタ間には、トランジスタ
Ｑ１２１をバイアスするために、抵抗Ｒ１２２が設けら
れている。
よび過電流を検出するために、ＮＰＮ型のトランジスタ
Ｑ１２１と抵抗Ｒ１２１とを備えている。トランジスタ
Ｑ１２１のベースおよびコレクタは、互いに接続され、
上記トランジスタＱ１１２のエミッタに接続されてい
る。さらに、トランジスタＱ１２１のエミッタは、上記
抵抗Ｒ１２１を介して接地されている。また、トランジ
スタＱ１２１のベースとエミッタ間には、トランジスタ
Ｑ１２１をバイアスするために、抵抗Ｒ１２２が設けら
れている。
【０００９】上記構成の直流安定化電源回路１０１で
は、無負荷時において、出力トランジスタ１０２は、分
圧回路１０３のみに電流を供給している。この状態で
は、出力トランジスタ１０２のドライブ電流Ｉｄは、数
十μＡ程度と極めて小さい。したがって、短絡過電流保
護部１１３において、トランジスタＱ１２１は、バイア
スされておらず、ドライブ電流Ｉｄは、抵抗Ｒ１２２を
介してＧＮＤに流れている。この結果、誤差増幅器１１
１において、無負荷時の出力電圧ＶＡ１は、以下の式
（１）に示すように、 ＶＡ１＝ＶＢＥ（Ｑ１１２）＋ＶＢＥ（Ｑ１１１） ＝２ＶＢＥ …（１） となり、約１．０Ｖである。なお、上式（１）におい
て、ＶＢＥ（Ｑ１１１）、ＶＢＥ（Ｑ１１２）は、トラ
ンジスタＱ１１１あるいはＱ１１２のベース・エミッタ
間電圧を示しており、ＶＢＥは、両者が略同一としたと
きのベース・エミッタ間電圧である。
は、無負荷時において、出力トランジスタ１０２は、分
圧回路１０３のみに電流を供給している。この状態で
は、出力トランジスタ１０２のドライブ電流Ｉｄは、数
十μＡ程度と極めて小さい。したがって、短絡過電流保
護部１１３において、トランジスタＱ１２１は、バイア
スされておらず、ドライブ電流Ｉｄは、抵抗Ｒ１２２を
介してＧＮＤに流れている。この結果、誤差増幅器１１
１において、無負荷時の出力電圧ＶＡ１は、以下の式
（１）に示すように、 ＶＡ１＝ＶＢＥ（Ｑ１１２）＋ＶＢＥ（Ｑ１１１） ＝２ＶＢＥ …（１） となり、約１．０Ｖである。なお、上式（１）におい
て、ＶＢＥ（Ｑ１１１）、ＶＢＥ（Ｑ１１２）は、トラ
ンジスタＱ１１１あるいはＱ１１２のベース・エミッタ
間電圧を示しており、ＶＢＥは、両者が略同一としたと
きのベース・エミッタ間電圧である。
【００１０】一方、負荷１０５の消費電流（負荷電流Ｉ
ｏｕｔ）が立ち上がると、ベースドライブ回路１１２
は、ドライブ電流Ｉｄを増加させる。これにより、出力
トランジスタ１０２は、負荷１０５へ負荷電流Ｉｏｕｔ
を供給する。この状態では、トランジスタＱ１２１がバ
イアスされており、ドライブ電流Ｉｄは、トランジスタ
Ｑ１１２を介して流れている。この結果、誤差増幅器１
１１の出力電圧ＶＡ２は、以下に示すように、 ＶＡ２＝ＶＲ１２１＋ＶＢＥ（Ｑ１２１） ＋ＶＢＥ（Ｑ１１２）＋ＶＢＥ（Ｑ１１１） ＝３ＶＢＥ＋ＶＲ１２１ …（２） となり、例えば、約２．６Ｖ程度にまで達する。なお、
ＶＲ１２１は、抵抗Ｒ１２１の両端間電圧である。
ｏｕｔ）が立ち上がると、ベースドライブ回路１１２
は、ドライブ電流Ｉｄを増加させる。これにより、出力
トランジスタ１０２は、負荷１０５へ負荷電流Ｉｏｕｔ
を供給する。この状態では、トランジスタＱ１２１がバ
イアスされており、ドライブ電流Ｉｄは、トランジスタ
Ｑ１１２を介して流れている。この結果、誤差増幅器１
１１の出力電圧ＶＡ２は、以下に示すように、 ＶＡ２＝ＶＲ１２１＋ＶＢＥ（Ｑ１２１） ＋ＶＢＥ（Ｑ１１２）＋ＶＢＥ（Ｑ１１１） ＝３ＶＢＥ＋ＶＲ１２１ …（２） となり、例えば、約２．６Ｖ程度にまで達する。なお、
ＶＲ１２１は、抵抗Ｒ１２１の両端間電圧である。
【００１１】負荷電流Ｉｏｕｔが大きくなると、ドライ
ブ電流Ｉｄが増加し、抵抗Ｒ１２１の両端間電圧ＶＲ１
２１が増加する。短絡過電流保護部１１３の短絡過電流
保護回路１２１は、過電流を検出するために両端間電圧
ＶＲ１２１を監視しており、当該電圧ＶＲ１２１が所定
の値を越えた場合に、誤差増幅器１１１の出力電圧ＶＡ
を低下させる。これにより、ドライブ電流Ｉｄが制限さ
れ、直流安定化電源回路１０１は、過電流から保護され
る。
ブ電流Ｉｄが増加し、抵抗Ｒ１２１の両端間電圧ＶＲ１
２１が増加する。短絡過電流保護部１１３の短絡過電流
保護回路１２１は、過電流を検出するために両端間電圧
ＶＲ１２１を監視しており、当該電圧ＶＲ１２１が所定
の値を越えた場合に、誤差増幅器１１１の出力電圧ＶＡ
を低下させる。これにより、ドライブ電流Ｉｄが制限さ
れ、直流安定化電源回路１０１は、過電流から保護され
る。
【００１２】一方、出力端子の短絡などが発生した場
合、帰還電圧Ｖａｄｊが低くなり、誤差増幅器１１１
は、トランジスタＱ１１１のベースへ高い出力電圧ＶＡ
を印加している。この結果、トランジスタＱ１１１のエ
ミッタ電流は、抵抗Ｒ１１２・Ｒ１２２・Ｒ１２１を介
して流れ、抵抗Ｒ１２１の両端間電圧は、トランジスタ
Ｑ１２１導通時に比べて高くなる。短絡過電流保護回路
１２１は、短絡を検出するために抵抗Ｒ１２１の両端間
電圧を監視しており、両端間電圧が所定の値を越えた場
合に誤差増幅器１１１の出力電圧ＶＡを低下させる。こ
れにより、ドライブ電流Ｉｄが制限され、直流安定化電
源回路１０１は、短絡から保護される。
合、帰還電圧Ｖａｄｊが低くなり、誤差増幅器１１１
は、トランジスタＱ１１１のベースへ高い出力電圧ＶＡ
を印加している。この結果、トランジスタＱ１１１のエ
ミッタ電流は、抵抗Ｒ１１２・Ｒ１２２・Ｒ１２１を介
して流れ、抵抗Ｒ１２１の両端間電圧は、トランジスタ
Ｑ１２１導通時に比べて高くなる。短絡過電流保護回路
１２１は、短絡を検出するために抵抗Ｒ１２１の両端間
電圧を監視しており、両端間電圧が所定の値を越えた場
合に誤差増幅器１１１の出力電圧ＶＡを低下させる。こ
れにより、ドライブ電流Ｉｄが制限され、直流安定化電
源回路１０１は、短絡から保護される。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記構
成の直流安定化電源回路１０１では、出力電流の過渡応
答特性が悪いという問題を有している。この過渡応答の
遅れは、無負荷時から重負荷時への立ち上がり時におい
て、誤差増幅器１１１に設けられた位相補償用容量Ｃ１
０１を充電するために発生する。
成の直流安定化電源回路１０１では、出力電流の過渡応
答特性が悪いという問題を有している。この過渡応答の
遅れは、無負荷時から重負荷時への立ち上がり時におい
て、誤差増幅器１１１に設けられた位相補償用容量Ｃ１
０１を充電するために発生する。
【００１４】具体的には、無負荷時から重負荷への立ち
上がり時において、位相補償用容量Ｃ１０１の一端、す
なわち、誤差増幅器１１１の出力の電圧ＶＡは、上述の
式（１）・（２）に示すように大きく変動し、約１．０
Ｖから約２．６Ｖ程度へ、１．６Ｖ程度変化する。な
お、位相補償用容量Ｃ１０１の他端は、差動増幅器Ａ１
０１の内部回路に接続されており、略一定である。した
がって、無負荷時から重負荷時への立ち上がり時におい
て、位相補償用容量Ｃ１０１の充電には、時間を要す
る。この結果、ベースドライブ回路１１２がドライブ電
流Ｉｄを調整するまでに、立ち上がり遅れが発生し、出
力トランジスタ１０２のコレクタ・エミッタ間電圧が大
きくなる。これにより、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔ＝
３．３Ｖに設定している場合を例にすると、出力電圧Ｖ
ｏｕｔは、約３０μｓ程度の期間、０．５Ｖ程度低下す
る。
上がり時において、位相補償用容量Ｃ１０１の一端、す
なわち、誤差増幅器１１１の出力の電圧ＶＡは、上述の
式（１）・（２）に示すように大きく変動し、約１．０
Ｖから約２．６Ｖ程度へ、１．６Ｖ程度変化する。な
お、位相補償用容量Ｃ１０１の他端は、差動増幅器Ａ１
０１の内部回路に接続されており、略一定である。した
がって、無負荷時から重負荷時への立ち上がり時におい
て、位相補償用容量Ｃ１０１の充電には、時間を要す
る。この結果、ベースドライブ回路１１２がドライブ電
流Ｉｄを調整するまでに、立ち上がり遅れが発生し、出
力トランジスタ１０２のコレクタ・エミッタ間電圧が大
きくなる。これにより、例えば、出力電圧Ｖｏｕｔ＝
３．３Ｖに設定している場合を例にすると、出力電圧Ｖ
ｏｕｔは、約３０μｓ程度の期間、０．５Ｖ程度低下す
る。
【００１５】ところで、直流安定化電源回路１０１の負
荷１０５として、例えば、ＣＰＵ（Central Processing
Unit)が挙げられるが、最近のパーソナルコンピュータ
向けなどのＣＰＵでは、動作を高速にするために、クロ
ック周波数が高くなっている。また、クロック周波数の
上昇に伴って、消費電流も増大しており、例えば、最新
のＣＰＵでは、最大消費電流が１０Ａ程度に達するもの
も使用されている。一般に、ＣＰＵなどのデジタル回路
では、動作状態に応じて消費電流が急激に変化するが、
最大消費電流の増大やクロック周波数の上昇に伴って、
消費電流の変動は、より大きく、かつ、急峻になる。
荷１０５として、例えば、ＣＰＵ（Central Processing
Unit)が挙げられるが、最近のパーソナルコンピュータ
向けなどのＣＰＵでは、動作を高速にするために、クロ
ック周波数が高くなっている。また、クロック周波数の
上昇に伴って、消費電流も増大しており、例えば、最新
のＣＰＵでは、最大消費電流が１０Ａ程度に達するもの
も使用されている。一般に、ＣＰＵなどのデジタル回路
では、動作状態に応じて消費電流が急激に変化するが、
最大消費電流の増大やクロック周波数の上昇に伴って、
消費電流の変動は、より大きく、かつ、急峻になる。
【００１６】これらの負荷１０５に対応するために、最
近の直流安定化電源回路１０１では、特に、レギュレー
ション過渡応答特性が重要となっている。ところが、上
記従来の直流安定化電源回路１０１は、過渡応答が悪い
ため、これらの要求に応えることが困難である。
近の直流安定化電源回路１０１では、特に、レギュレー
ション過渡応答特性が重要となっている。ところが、上
記従来の直流安定化電源回路１０１は、過渡応答が悪い
ため、これらの要求に応えることが困難である。
【００１７】この問題を解決するために、従来では、以
下の２つの方法が考えられている。
下の２つの方法が考えられている。
【００１８】第１の方法は、出力トランジスタ１０２の
ベース・エミッタ間抵抗Ｒ１１１を低下させる方法であ
る。これにより、短絡過電流保護部１１３のトランジス
タＱ１２１には、無負荷時においても、入力電圧Ｖｉｎ
から抵抗Ｒ１０１を介して無効電流が供給され、トラン
ジスタＱ１２１がバイアスされる。したがって、無負荷
時において、誤差増幅器１１１の出力電圧ＶＡは、トラ
ンジスタＱ１２１のベース・エミッタ間電圧の分だけ上
昇する。この結果、無負荷時と重負荷時との間で、出力
電圧ＶＡの変動を抑えることができる。
ベース・エミッタ間抵抗Ｒ１１１を低下させる方法であ
る。これにより、短絡過電流保護部１１３のトランジス
タＱ１２１には、無負荷時においても、入力電圧Ｖｉｎ
から抵抗Ｒ１０１を介して無効電流が供給され、トラン
ジスタＱ１２１がバイアスされる。したがって、無負荷
時において、誤差増幅器１１１の出力電圧ＶＡは、トラ
ンジスタＱ１２１のベース・エミッタ間電圧の分だけ上
昇する。この結果、無負荷時と重負荷時との間で、出力
電圧ＶＡの変動を抑えることができる。
【００１９】ところが、この方法では、過渡応答特性が
向上するものの、上記無効電流によって、無負荷時にお
ける直流安定化電源回路１０１の消費電流が増加すると
いう問題が新たに発生する。この結果、特に、携帯用の
機器のように入力電圧Ｖｉｎが電池によって印加される
場合には、電池の消耗が速くなり、機器の動作時間が短
くなってしまう。
向上するものの、上記無効電流によって、無負荷時にお
ける直流安定化電源回路１０１の消費電流が増加すると
いう問題が新たに発生する。この結果、特に、携帯用の
機器のように入力電圧Ｖｉｎが電池によって印加される
場合には、電池の消耗が速くなり、機器の動作時間が短
くなってしまう。
【００２０】一方、第２の方法として、位相補償用容量
Ｃ１０１の容量を低減する方法も考えられる。これによ
り、位相補償用容量Ｃ１０１において、両端間電圧の変
動が大きくても充電時間は短くなる。したがって、直流
安定化電源回路１０１の過渡応答特性を向上できる。と
ころが、この場合には、誤差増幅器１１１において、位
相余有が減少するので、例えば、周囲温度や入力電圧な
どの変化によって、誤差増幅器１１１が発振する虞れが
ある。
Ｃ１０１の容量を低減する方法も考えられる。これによ
り、位相補償用容量Ｃ１０１において、両端間電圧の変
動が大きくても充電時間は短くなる。したがって、直流
安定化電源回路１０１の過渡応答特性を向上できる。と
ころが、この場合には、誤差増幅器１１１において、位
相余有が減少するので、例えば、周囲温度や入力電圧な
どの変化によって、誤差増幅器１１１が発振する虞れが
ある。
【００２１】以上のように、従来の第１および第２の方
法では、過渡応答特性が向上する代わりに、新たな問題
が発生するため、上記問題を完全に解決するには至って
いない。
法では、過渡応答特性が向上する代わりに、新たな問題
が発生するため、上記問題を完全に解決するには至って
いない。
【００２２】本発明は、上記の問題点を鑑みてなされた
ものであり、その目的は、短絡過電流保護回路を備えた
直流安定化電源回路のドライブ回路において、過渡応答
特性を改善することにある。
ものであり、その目的は、短絡過電流保護回路を備えた
直流安定化電源回路のドライブ回路において、過渡応答
特性を改善することにある。
【００２３】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明に係る直
流安定化電源回路の出力ドライブ回路は、上記課題を解
決するために、出力電圧の誤差を検出する誤差増幅器
と、上記誤差増幅器の出力に一端が接続され、出力の位
相を補償する位相補償用容量と、上記誤差増幅器の出力
に基づいて、入出力端子間に設けられた出力トランジス
タのドライブ電流を、出力電圧の誤差が少なくなるよう
に制御する制御手段と、上記出力トランジスタが過電流
を供給しようした場合、および、出力端子間に短絡が発
生した場合に、上記ドライブ電流を制限する短絡過電流
保護手段とを有する直流安定化電源回路の出力ドライブ
回路において、上記短絡過電流保護手段は、ドライブ電
流が流れるドライブ電流検出抵抗の両端電圧に基づいて
過電流を検出すると共に、出力電圧に応じて変化する帰
還電圧に基づいて短絡を検出するものであって、さら
に、上記帰還電圧に基づいて、出力端子間の短絡を検出
する短絡検出器と、上記短絡検出器が短絡を検出してい
る短絡期間と残余の非短絡期間とで、互いに異なる比較
電圧を出力する比較電圧生成手段と、上記ドライブ電流
検出抵抗の両端電圧と上記比較電圧とを比較して、短絡
および過電流の発生を検出する比較手段とを備え、上記
比較電圧生成手段が、一端に所定の基準電圧が印加され
る第１抵抗と、上記第１抵抗に直列に接続される第２抵
抗と、上記第１および第２抵抗を介して上記基準電圧が
印加され、上記短絡検出器の指示に従って導通および遮
断する選択トランジスタと、上記第１抵抗と第２抵抗と
の接続点の電圧を基準にして、上記両比較電圧を生成す
る生成手段とを備えていることを特徴としている。
流安定化電源回路の出力ドライブ回路は、上記課題を解
決するために、出力電圧の誤差を検出する誤差増幅器
と、上記誤差増幅器の出力に一端が接続され、出力の位
相を補償する位相補償用容量と、上記誤差増幅器の出力
に基づいて、入出力端子間に設けられた出力トランジス
タのドライブ電流を、出力電圧の誤差が少なくなるよう
に制御する制御手段と、上記出力トランジスタが過電流
を供給しようした場合、および、出力端子間に短絡が発
生した場合に、上記ドライブ電流を制限する短絡過電流
保護手段とを有する直流安定化電源回路の出力ドライブ
回路において、上記短絡過電流保護手段は、ドライブ電
流が流れるドライブ電流検出抵抗の両端電圧に基づいて
過電流を検出すると共に、出力電圧に応じて変化する帰
還電圧に基づいて短絡を検出するものであって、さら
に、上記帰還電圧に基づいて、出力端子間の短絡を検出
する短絡検出器と、上記短絡検出器が短絡を検出してい
る短絡期間と残余の非短絡期間とで、互いに異なる比較
電圧を出力する比較電圧生成手段と、上記ドライブ電流
検出抵抗の両端電圧と上記比較電圧とを比較して、短絡
および過電流の発生を検出する比較手段とを備え、上記
比較電圧生成手段が、一端に所定の基準電圧が印加され
る第１抵抗と、上記第１抵抗に直列に接続される第２抵
抗と、上記第１および第２抵抗を介して上記基準電圧が
印加され、上記短絡検出器の指示に従って導通および遮
断する選択トランジスタと、上記第１抵抗と第２抵抗と
の接続点の電圧を基準にして、上記両比較電圧を生成す
る生成手段とを備えていることを特徴としている。
【００２４】上記構成では、短絡や過電流が発生してい
ない通常使用時において、制御手段は、出力電圧の誤差
が少なくなるように、出力トランジスタのドライブ電流
を制御している。負荷の消費電流が大きくなると、出力
電圧が低下しようとする。誤差増幅器は、この出力電圧
の低下を検出し、制御手段は、ドライブ電流を増加させ
る。これにより、直流安定化電源回路は、負荷の変動に
関わらず、一定の直流電圧を出力端子から出力できる。
ない通常使用時において、制御手段は、出力電圧の誤差
が少なくなるように、出力トランジスタのドライブ電流
を制御している。負荷の消費電流が大きくなると、出力
電圧が低下しようとする。誤差増幅器は、この出力電圧
の低下を検出し、制御手段は、ドライブ電流を増加させ
る。これにより、直流安定化電源回路は、負荷の変動に
関わらず、一定の直流電圧を出力端子から出力できる。
【００２５】負荷の消費電流が大きくなるに伴って、制
御手段は、ドライブ電流を増加させる。これにより、ド
ライブ電流検出抵抗の両端間電圧も増加する。両端間電
圧が増加して、所定の値を越えると、短絡過電流保護手
段は、例えば、制御手段へドライブ電流の低下を指示す
るなどして、ドライブ電流を低下させる。これにより、
出力トランジスタは、過電流から保護される。
御手段は、ドライブ電流を増加させる。これにより、ド
ライブ電流検出抵抗の両端間電圧も増加する。両端間電
圧が増加して、所定の値を越えると、短絡過電流保護手
段は、例えば、制御手段へドライブ電流の低下を指示す
るなどして、ドライブ電流を低下させる。これにより、
出力トランジスタは、過電流から保護される。
【００２６】一方、短絡過電流保護手段は、例えば、出
力電圧を分圧するなどして生成した帰還電圧を監視し
て、短絡が発生しているか否かを判定している。出力端
子間が短絡されると、出力電圧が低下し、これに伴っ
て、帰還電圧も低下する。この場合、過電流の発生時と
同様に、短絡過電流保護手段は、ドライブ電流を制限す
る。これにより、出力端子間が短絡されても、出力電流
を制限できる。
力電圧を分圧するなどして生成した帰還電圧を監視し
て、短絡が発生しているか否かを判定している。出力端
子間が短絡されると、出力電圧が低下し、これに伴っ
て、帰還電圧も低下する。この場合、過電流の発生時と
同様に、短絡過電流保護手段は、ドライブ電流を制限す
る。これにより、出力端子間が短絡されても、出力電流
を制限できる。
【００２７】ところで、従来のように、ドライブ電流検
出抵抗に直列に短絡検出用のトランジスタを設けた場
合、ドライブ電流の多寡（負荷電流の大小）によって、
当該短絡検出用トランジスタのバイアス状態が変化し
て、誤差増幅器の出力電位を大きく変動させる。この結
果、従来の出力ドライブ回路では、負荷電流が急峻に立
ち上がった場合、位相補償用容量の充電によってドライ
ブ電流に立ち上がり遅れが生じる。この過渡応答遅れ
は、直流安定化電源回路において、出力電圧の低下を招
来する。
出抵抗に直列に短絡検出用のトランジスタを設けた場
合、ドライブ電流の多寡（負荷電流の大小）によって、
当該短絡検出用トランジスタのバイアス状態が変化し
て、誤差増幅器の出力電位を大きく変動させる。この結
果、従来の出力ドライブ回路では、負荷電流が急峻に立
ち上がった場合、位相補償用容量の充電によってドライ
ブ電流に立ち上がり遅れが生じる。この過渡応答遅れ
は、直流安定化電源回路において、出力電圧の低下を招
来する。
【００２８】これに対して、請求項１記載の発明の構成
では、短絡過電流保護手段は、帰還電圧に基づいて短絡
を検出している。したがって、従来のように、ドライブ
電流検出抵抗に直列に短絡検出用のトランジスタを設け
なくても、何ら支障なく短絡を検出できる。この結果、
無負荷時から重負荷時へ変化する際、誤差増幅器の出力
電位の変動を、従来に比べて低減できる。これにより、
位相補償用容量の充電時間が短縮され、出力ドライブ回
路は、従来よりもさらに急峻な負荷電流の変動に追従で
きる。この結果、短絡および過電流から出力トランジス
タを保護できる直流安定化電源回路の出力ドライブ回路
において、過渡応答特性を改善することができる。
では、短絡過電流保護手段は、帰還電圧に基づいて短絡
を検出している。したがって、従来のように、ドライブ
電流検出抵抗に直列に短絡検出用のトランジスタを設け
なくても、何ら支障なく短絡を検出できる。この結果、
無負荷時から重負荷時へ変化する際、誤差増幅器の出力
電位の変動を、従来に比べて低減できる。これにより、
位相補償用容量の充電時間が短縮され、出力ドライブ回
路は、従来よりもさらに急峻な負荷電流の変動に追従で
きる。この結果、短絡および過電流から出力トランジス
タを保護できる直流安定化電源回路の出力ドライブ回路
において、過渡応答特性を改善することができる。
【００２９】ところで、短絡過電流保護手段の具体的な
構成として、幾つかの構成が考えられる。例えば、帰還
電圧と第１の基準電圧とを比較して短絡を検出し、ドラ
イブ電流を低下させる第１の比較手段と、ドライブ電流
検出抵抗の両端間電圧と第２の基準電圧とを比較して過
電流を検出し、ドライブ電流を低下させる第２の比較手
段とを備えていてもよい。ただし、この構成では、第１
および第２の比較手段と、第１および第２の基準電圧を
生成する電源とが必要になり、回路構成が複雑になりや
すく、消費電流も低減しにくい。
構成として、幾つかの構成が考えられる。例えば、帰還
電圧と第１の基準電圧とを比較して短絡を検出し、ドラ
イブ電流を低下させる第１の比較手段と、ドライブ電流
検出抵抗の両端間電圧と第２の基準電圧とを比較して過
電流を検出し、ドライブ電流を低下させる第２の比較手
段とを備えていてもよい。ただし、この構成では、第１
および第２の比較手段と、第１および第２の基準電圧を
生成する電源とが必要になり、回路構成が複雑になりや
すく、消費電流も低減しにくい。
【００３０】これに対して、請求項１記載の発明の構成
では、短絡検出と過電流検出との双方で１つの比較手段
を共有できる。比較手段は、ドライブ電流を低下させる
ために、他の回路に比べて大きな電流を制御する必要が
ある。したがって、比較手段の共用によって、出力ドラ
イブ回路の回路構成は、大幅に簡略化される。また、比
較電圧生成手段は、２つの比較電圧のうち一方を出力し
ているので、上述の構成のように、それぞれの電源が別
々の基準電圧を生成する場合に比べて、出力ドライブ回
路の消費電力を低減できる。この結果、構成が簡単で消
費電力が小さい直流安定化電源回路の出力ドライブ回路
を実現できる。
では、短絡検出と過電流検出との双方で１つの比較手段
を共有できる。比較手段は、ドライブ電流を低下させる
ために、他の回路に比べて大きな電流を制御する必要が
ある。したがって、比較手段の共用によって、出力ドラ
イブ回路の回路構成は、大幅に簡略化される。また、比
較電圧生成手段は、２つの比較電圧のうち一方を出力し
ているので、上述の構成のように、それぞれの電源が別
々の基準電圧を生成する場合に比べて、出力ドライブ回
路の消費電力を低減できる。この結果、構成が簡単で消
費電力が小さい直流安定化電源回路の出力ドライブ回路
を実現できる。
【００３１】また、上記構成では、短絡検出器が短絡を
検出すると、選択トランジスタは導通し、上記第１およ
び第２抵抗の接続点の電圧は、概ね、上記第１および第
２抵抗で上記基準電圧を分圧した値となる。これによ
り、生成手段は、分圧比によって決まる第１の比較電圧
を出力する。
検出すると、選択トランジスタは導通し、上記第１およ
び第２抵抗の接続点の電圧は、概ね、上記第１および第
２抵抗で上記基準電圧を分圧した値となる。これによ
り、生成手段は、分圧比によって決まる第１の比較電圧
を出力する。
【００３２】一方、短絡検出器が短絡を検出していない
期間、選択トランジスタは、遮断されており、上記第１
および第２抵抗の接続点の電圧は、上記基準電圧に保た
れている。この結果、生成手段は、非短絡時において、
上記第１の比較電圧とは異なる第２の比較電圧を出力す
る。この状態では、選択トランジスタが遮断されている
ため、第２抵抗へ電流が流れていない。これにより、非
短絡時における比較電圧生成手段の消費電力は、２つの
比較電圧を生成して何れか一方を選択する場合に比べ、
低く抑えられている。
期間、選択トランジスタは、遮断されており、上記第１
および第２抵抗の接続点の電圧は、上記基準電圧に保た
れている。この結果、生成手段は、非短絡時において、
上記第１の比較電圧とは異なる第２の比較電圧を出力す
る。この状態では、選択トランジスタが遮断されている
ため、第２抵抗へ電流が流れていない。これにより、非
短絡時における比較電圧生成手段の消費電力は、２つの
比較電圧を生成して何れか一方を選択する場合に比べ、
低く抑えられている。
【００３３】それゆえ、非短絡時において、比較電圧生
成手段の消費電力を削減できる。この結果、消費電力の
少ない直流安定化電源回路の出力ドライブ回路を実現で
きる。
成手段の消費電力を削減できる。この結果、消費電力の
少ない直流安定化電源回路の出力ドライブ回路を実現で
きる。
【００３４】また、請求項２の発明に係る直流安定化電
源回路の出力ドライブ回路は、請求項１記載の発明の構
成において、上記ドライブ電流検出抵抗の抵抗値は、過
電流検出時の両端間電圧が０．５Ｖ以下になるように設
定されていることを特徴としている。
源回路の出力ドライブ回路は、請求項１記載の発明の構
成において、上記ドライブ電流検出抵抗の抵抗値は、過
電流検出時の両端間電圧が０．５Ｖ以下になるように設
定されていることを特徴としている。
【００３５】上記構成では、ドライブ電流の増加に起因
する誤差増幅器の出力電位の変動を抑えることができ
る。この結果、無負荷時から重負荷時へ立ち上がる際の
誤差増幅器の出力電位の変動をさらに低減できる。した
がって、さらに良好な過渡応答特性を有する直流安定化
電源回路の出力ドライブ回路を実現できる。
する誤差増幅器の出力電位の変動を抑えることができ
る。この結果、無負荷時から重負荷時へ立ち上がる際の
誤差増幅器の出力電位の変動をさらに低減できる。した
がって、さらに良好な過渡応答特性を有する直流安定化
電源回路の出力ドライブ回路を実現できる。
【００３６】
【発明の実施の形態】本発明の一実施形態について図１
ないし図５に基づいて説明すると以下の通りである。す
なわち、本実施形態に係る直流安定化電源回路は、例え
ば、パーソナルコンピュータのＣＰＵ（Central Proces
sing Unit)の駆動など、負荷電流が高い周波数で大きく
変動する用途に使用されている。
ないし図５に基づいて説明すると以下の通りである。す
なわち、本実施形態に係る直流安定化電源回路は、例え
ば、パーソナルコンピュータのＣＰＵ（Central Proces
sing Unit)の駆動など、負荷電流が高い周波数で大きく
変動する用途に使用されている。
【００３７】図１に示すように、本実施形態に係る直流
安定化電源回路１は、ドライブ電流Ｉｄに基づいて、入
力端子から供給される電流を出力端子へ供給するＰＮＰ
型の出力トランジスタ２と、抵抗Ｒ１およびＲ２から構
成され、出力電圧Ｖｏを分圧して帰還電圧Ｖａｄｊを生
成する分圧回路３と、帰還電圧Ｖａｄｊが所定の値とな
るように、出力トランジスタ２のドライブ電流Ｉｄを制
御する出力ドライブ回路４とを備えている。これによ
り、直流安定化電源回路１は、図２に示すように、入力
電圧Ｖｉｎの変動や負荷５の変動に関わらず、出力電圧
Ｖｏｕｔを一定の値Ｖｃに保つことができる。
安定化電源回路１は、ドライブ電流Ｉｄに基づいて、入
力端子から供給される電流を出力端子へ供給するＰＮＰ
型の出力トランジスタ２と、抵抗Ｒ１およびＲ２から構
成され、出力電圧Ｖｏを分圧して帰還電圧Ｖａｄｊを生
成する分圧回路３と、帰還電圧Ｖａｄｊが所定の値とな
るように、出力トランジスタ２のドライブ電流Ｉｄを制
御する出力ドライブ回路４とを備えている。これによ
り、直流安定化電源回路１は、図２に示すように、入力
電圧Ｖｉｎの変動や負荷５の変動に関わらず、出力電圧
Ｖｏｕｔを一定の値Ｖｃに保つことができる。
【００３８】上記出力ドライブ回路４には、図１に示す
ように、帰還電圧Ｖａｄｊと所定の基準電圧Ｖｒｅｆと
の誤差に応じた電圧ＶＡを出力する誤差増幅器１１と、
電圧ＶＡに応じて、ベースドライブ電流Ｉｄを制御する
ベースドライブ回路（制御手段）１２と、出力端子間が
短絡された場合、あるいは、過負荷による過電流から、
直流安定化電源回路１や負荷を保護する短絡過電流保護
部（短絡過電流保護手段）１３とが設けられている。
ように、帰還電圧Ｖａｄｊと所定の基準電圧Ｖｒｅｆと
の誤差に応じた電圧ＶＡを出力する誤差増幅器１１と、
電圧ＶＡに応じて、ベースドライブ電流Ｉｄを制御する
ベースドライブ回路（制御手段）１２と、出力端子間が
短絡された場合、あるいは、過負荷による過電流から、
直流安定化電源回路１や負荷を保護する短絡過電流保護
部（短絡過電流保護手段）１３とが設けられている。
【００３９】上記誤差増幅器１１は、具体的には、差動
増幅器Ａ１１と、位相補償用容量Ｃ１１とを備えてい
る。差動増幅器Ａ１１の反転入力端子には、上記分圧回
路３にて生成された帰還電圧Ｖａｄｊが印加されてお
り、非反転入力端子には、図示しない基準電圧生成回路
から基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。また、位相補
償用容量Ｃ１１は、差動増幅器Ａ１１の出力と、差動増
幅器Ａ１１の電源との間に設けられており、位相遅れに
起因する発振を補償できる。
増幅器Ａ１１と、位相補償用容量Ｃ１１とを備えてい
る。差動増幅器Ａ１１の反転入力端子には、上記分圧回
路３にて生成された帰還電圧Ｖａｄｊが印加されてお
り、非反転入力端子には、図示しない基準電圧生成回路
から基準電圧Ｖｒｅｆが印加されている。また、位相補
償用容量Ｃ１１は、差動増幅器Ａ１１の出力と、差動増
幅器Ａ１１の電源との間に設けられており、位相遅れに
起因する発振を補償できる。
【００４０】一方、ベースドライブ回路１２は、ダーリ
ントン接続されたＮＰＮ型のトランジスタＱ１１と、Ｐ
ＮＰ型のトランジスタＱ１２とを備えている。トランジ
スタＱ１１のベースは、上記誤差増幅器１１の出力に接
続されており、エミッタには、入力電圧Ｖｉｎが印加さ
れている。また、トランジスタＱ１２のコレクタは、出
力トランジスタ２のベースに接続されている。さらに、
本実施形態に係るベースドライブ回路１２では、トラン
ジスタＱ１２のエミッタは、短絡過電流保護部１３のド
ライブ電流検出抵抗Ｒ２１を介して接地されている。な
お、出力トランジスタ２のベース−エミッタ間には、抵
抗Ｒ１１が設けられている。これにより、ベースドライ
ブ回路１２は、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡに応じ
て、出力トランジスタ２のドライブ電流Ｉｄを制御でき
る。
ントン接続されたＮＰＮ型のトランジスタＱ１１と、Ｐ
ＮＰ型のトランジスタＱ１２とを備えている。トランジ
スタＱ１１のベースは、上記誤差増幅器１１の出力に接
続されており、エミッタには、入力電圧Ｖｉｎが印加さ
れている。また、トランジスタＱ１２のコレクタは、出
力トランジスタ２のベースに接続されている。さらに、
本実施形態に係るベースドライブ回路１２では、トラン
ジスタＱ１２のエミッタは、短絡過電流保護部１３のド
ライブ電流検出抵抗Ｒ２１を介して接地されている。な
お、出力トランジスタ２のベース−エミッタ間には、抵
抗Ｒ１１が設けられている。これにより、ベースドライ
ブ回路１２は、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡに応じ
て、出力トランジスタ２のドライブ電流Ｉｄを制御でき
る。
【００４１】さらに、本実施形態に係る短絡過電流保護
部１３は、上記トランジスタＱ１２のエミッタに一端が
接続され、他端が接地されたドライブ電流検出抵抗Ｒ２
１と、当該ドライブ電流検出抵抗Ｒ２１の両端間電圧Ｖ
Ｒ２１および上記帰還電圧Ｖａｄｊに基づいて出力端子
間の短絡や過電流を検出する短絡過電流保護回路２１と
を備えている。
部１３は、上記トランジスタＱ１２のエミッタに一端が
接続され、他端が接地されたドライブ電流検出抵抗Ｒ２
１と、当該ドライブ電流検出抵抗Ｒ２１の両端間電圧Ｖ
Ｒ２１および上記帰還電圧Ｖａｄｊに基づいて出力端子
間の短絡や過電流を検出する短絡過電流保護回路２１と
を備えている。
【００４２】上記短絡過電流保護回路２１は、ドライブ
電流検出抵抗Ｒ２１の両端間電圧ＶＲ２１を監視して、
所定の値を越えた場合に、誤差増幅器１１の出力電圧Ｖ
Ａを低下させることができる。これにより、ベースドラ
イブ回路１２は、出力トランジスタ２のドライブ電流Ｉ
ｄを減少させる。したがって、短絡過電流保護回路２１
は、ドライブ電流Ｉｄを制限して、出力トランジスタ２
が過剰な電流を出力しないように保護できる。
電流検出抵抗Ｒ２１の両端間電圧ＶＲ２１を監視して、
所定の値を越えた場合に、誤差増幅器１１の出力電圧Ｖ
Ａを低下させることができる。これにより、ベースドラ
イブ回路１２は、出力トランジスタ２のドライブ電流Ｉ
ｄを減少させる。したがって、短絡過電流保護回路２１
は、ドライブ電流Ｉｄを制限して、出力トランジスタ２
が過剰な電流を出力しないように保護できる。
【００４３】また、短絡過電流保護回路２１は、帰還電
圧Ｖａｄｊを監視して、所定の値より小さくなった場合
に、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡを低下させることが
できる。これにより、短絡過電流保護回路２１は、短絡
時において、ドライブ電流Ｉｄを制限して、出力トラン
ジスタ２の出力電流Ｉｏｕｔを制限できる。この結果、
直流安定化電源回路１および負荷５は、短絡から保護さ
れる。
圧Ｖａｄｊを監視して、所定の値より小さくなった場合
に、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡを低下させることが
できる。これにより、短絡過電流保護回路２１は、短絡
時において、ドライブ電流Ｉｄを制限して、出力トラン
ジスタ２の出力電流Ｉｏｕｔを制限できる。この結果、
直流安定化電源回路１および負荷５は、短絡から保護さ
れる。
【００４４】一方、短絡や過電流が発生していない場合
は、帰還電圧Ｖａｄｊは、所定の値よりも高く、ドライ
ブ電流検出抵抗Ｒ２１の両端間電圧ＶＲ２１は、所定の
値よりも低い。したがって、短絡過電流保護回路２１
は、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡを特に制御しない。
この結果、直流安定化電源回路１は、所定の電圧Ｖｃ
で、負荷５の消費電流に応じた電流を供給できる。
は、帰還電圧Ｖａｄｊは、所定の値よりも高く、ドライ
ブ電流検出抵抗Ｒ２１の両端間電圧ＶＲ２１は、所定の
値よりも低い。したがって、短絡過電流保護回路２１
は、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡを特に制御しない。
この結果、直流安定化電源回路１は、所定の電圧Ｖｃ
で、負荷５の消費電流に応じた電流を供給できる。
【００４５】これにより、直流安定化電源回路１におい
て、出力電圧Ｖｏｕｔの出力電流Ｉｏｕｔに対する特性
は、図２に示すようにフの字特性となる。具体的には、
直流安定化電源回路１は、通常、出力電流Ｉｏｕｔに関
わらず、一定の電圧Ｖｃを負荷５へ印加している。一
方、負荷５の消費電力が増大して、出力電流Ｉｏｕｔが
所定の値Ｉｍを越えると、それ以上の電流を供給せず、
直流安定化電源回路１および負荷５を過電流から保護す
ることができる（図中、Ａで示す領域）。この場合に
は、出力電圧Ｖｏｕｔは、徐々に低下する。また、直流
安定化電源回路１は、出力端子間が短絡されるなどし
て、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｃより大幅に低い場合
には、出力電流Ｉｏｕｔが上記所定の値Ｉｍより低くて
も、ドライブ電流Ｉｄを所定の短絡電流Ｉｓに制限でき
る。これにより、直流安定化電源回路１および負荷５
は、短絡から保護される（図中、Ｂで示す領域）。
て、出力電圧Ｖｏｕｔの出力電流Ｉｏｕｔに対する特性
は、図２に示すようにフの字特性となる。具体的には、
直流安定化電源回路１は、通常、出力電流Ｉｏｕｔに関
わらず、一定の電圧Ｖｃを負荷５へ印加している。一
方、負荷５の消費電力が増大して、出力電流Ｉｏｕｔが
所定の値Ｉｍを越えると、それ以上の電流を供給せず、
直流安定化電源回路１および負荷５を過電流から保護す
ることができる（図中、Ａで示す領域）。この場合に
は、出力電圧Ｖｏｕｔは、徐々に低下する。また、直流
安定化電源回路１は、出力端子間が短絡されるなどし
て、出力電圧Ｖｏｕｔが目標値Ｖｃより大幅に低い場合
には、出力電流Ｉｏｕｔが上記所定の値Ｉｍより低くて
も、ドライブ電流Ｉｄを所定の短絡電流Ｉｓに制限でき
る。これにより、直流安定化電源回路１および負荷５
は、短絡から保護される（図中、Ｂで示す領域）。
【００４６】次に、無負荷時から重負荷時へ立ち上げる
際の直流安定化電源回路１の過渡応答特性について、図
６に示す従来の直流安定化電源回路１０１と比較しなが
ら説明する。
際の直流安定化電源回路１の過渡応答特性について、図
６に示す従来の直流安定化電源回路１０１と比較しなが
ら説明する。
【００４７】まず、従来の直流安定化電源回路１０１で
は、ドライブ電流検出抵抗Ｒ１２１に直列に短絡検出用
のトランジスタＱ１２１が設けられており、無負荷時と
重負荷時とで、上記トランジスタＱ１２１をバイアスす
るか否かが異なっている。したがって、無負荷時から重
負荷時へ立ち上がる際、誤差増幅器１１１の出力電圧Ｖ
Ａは、上述の式（１）および（２）に示すように、ドラ
イブ電流検出抵抗Ｒ１２１の両端電圧ＶＲ１２１の変化
に加えて、トランジスタＱ１２１のベース・エミッタ間
電圧の分だけ増加しなければならない。さらに、トラン
ジスタＱ１２１の導通／遮断によって、短絡を検出して
いるため、短絡時の検出電圧は、トランジスタＱ１２１
のベース・エミッタ間電圧以下には設定できない。した
がって、過電流検出時の検出電圧も、通常のトランジス
タのベース・エミッタ間電圧（約０．７）Ｖに設定でき
ない。
は、ドライブ電流検出抵抗Ｒ１２１に直列に短絡検出用
のトランジスタＱ１２１が設けられており、無負荷時と
重負荷時とで、上記トランジスタＱ１２１をバイアスす
るか否かが異なっている。したがって、無負荷時から重
負荷時へ立ち上がる際、誤差増幅器１１１の出力電圧Ｖ
Ａは、上述の式（１）および（２）に示すように、ドラ
イブ電流検出抵抗Ｒ１２１の両端電圧ＶＲ１２１の変化
に加えて、トランジスタＱ１２１のベース・エミッタ間
電圧の分だけ増加しなければならない。さらに、トラン
ジスタＱ１２１の導通／遮断によって、短絡を検出して
いるため、短絡時の検出電圧は、トランジスタＱ１２１
のベース・エミッタ間電圧以下には設定できない。した
がって、過電流検出時の検出電圧も、通常のトランジス
タのベース・エミッタ間電圧（約０．７）Ｖに設定でき
ない。
【００４８】これに対して、本実施形態に係る短絡過電
流保護部１３は、帰還電圧Ｖａｄｊに基づいて短絡を検
出している。この結果、従来のように、ドライブ電流検
出抵抗Ｒ２１とトランジスタＱ２１との間に短絡検出用
のトランジスタを設ける必要がない。したがって、ドラ
イブ電流検出抵抗Ｒ２１の両端電圧ＶＲ２１と、誤差増
幅器１１の出力電圧ＶＡとの間の電位差（ＶＡ−ＶＲ２
１）は、無負荷時であるか否かを問わず、ＶＢＥ（Ｑ１
１）＋ＶＢＥ（Ｑ１２）となり、略一定である。この結
果、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡは、以下の式（３）
に示すように、 ＶＡ＝ＶＢＥ（Ｑ１１）＋ＶＢＥ（Ｑ１２）＋ＶＲ２１ ＝２ＶＢＥ＋ＶＲ２１ …（３） となる。なお、上式（３）において、ＶＢＥ（Ｑ１
１）、ＶＢＥ（Ｑ１２）は、それぞれ、トランジスタＱ
１１あるいはＱ１２のベース・エミッタ間電圧であり、
ＶＢＥは、両者を略同一としたときのベース・エミッタ
間電圧である。
流保護部１３は、帰還電圧Ｖａｄｊに基づいて短絡を検
出している。この結果、従来のように、ドライブ電流検
出抵抗Ｒ２１とトランジスタＱ２１との間に短絡検出用
のトランジスタを設ける必要がない。したがって、ドラ
イブ電流検出抵抗Ｒ２１の両端電圧ＶＲ２１と、誤差増
幅器１１の出力電圧ＶＡとの間の電位差（ＶＡ−ＶＲ２
１）は、無負荷時であるか否かを問わず、ＶＢＥ（Ｑ１
１）＋ＶＢＥ（Ｑ１２）となり、略一定である。この結
果、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡは、以下の式（３）
に示すように、 ＶＡ＝ＶＢＥ（Ｑ１１）＋ＶＢＥ（Ｑ１２）＋ＶＲ２１ ＝２ＶＢＥ＋ＶＲ２１ …（３） となる。なお、上式（３）において、ＶＢＥ（Ｑ１
１）、ＶＢＥ（Ｑ１２）は、それぞれ、トランジスタＱ
１１あるいはＱ１２のベース・エミッタ間電圧であり、
ＶＢＥは、両者を略同一としたときのベース・エミッタ
間電圧である。
【００４９】したがって、本実施形態に係る直流安定化
電源回路１では、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡは、Ｖ
Ｒ２１の変化のみによって概ね決定される。この結果、
従来に比べて、立ち上げ時における上記出力電圧ＶＡの
変動を抑制できる。さらに、短絡検出用のトランジスタ
を削除しているので、過電流検出時の電圧（ＶＲ２１）
を、通常のトランジスタのベース・エミッタ間電圧より
も低い値、例えば、０．５Ｖ以下に設定することができ
る。
電源回路１では、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡは、Ｖ
Ｒ２１の変化のみによって概ね決定される。この結果、
従来に比べて、立ち上げ時における上記出力電圧ＶＡの
変動を抑制できる。さらに、短絡検出用のトランジスタ
を削除しているので、過電流検出時の電圧（ＶＲ２１）
を、通常のトランジスタのベース・エミッタ間電圧より
も低い値、例えば、０．５Ｖ以下に設定することができ
る。
【００５０】この結果、位相補償用容量Ｃ１１の充電時
間が短縮される。したがって、図３の（ａ）に示すよう
に、負荷５の負荷電流Ｉｏｕｔが急激に増加した場合で
あっても、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡは、負荷の変
動に即座に追従できる。これにより、図３の（ｂ）に示
すように、ベースドライブ回路１２は、図中、破線で示
す従来の場合に比べて、出力トランジスタ２のベースド
ライブ電流Ｉｄを高速に制御できる。この結果、図３の
（ｃ）に示すように、直流安定化電源回路１は、無負荷
時から重負荷時への変化に対して、高速に過渡応答で
き、出力電圧Ｖｏを一定の値Ｖｃに保つことができる。
間が短縮される。したがって、図３の（ａ）に示すよう
に、負荷５の負荷電流Ｉｏｕｔが急激に増加した場合で
あっても、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡは、負荷の変
動に即座に追従できる。これにより、図３の（ｂ）に示
すように、ベースドライブ回路１２は、図中、破線で示
す従来の場合に比べて、出力トランジスタ２のベースド
ライブ電流Ｉｄを高速に制御できる。この結果、図３の
（ｃ）に示すように、直流安定化電源回路１は、無負荷
時から重負荷時への変化に対して、高速に過渡応答で
き、出力電圧Ｖｏを一定の値Ｖｃに保つことができる。
【００５１】上述したように、従来では、高速応答を実
現する方法として、図６に示す直流安定化電源回路１０
１において、出力トランジスタ１０２のベース・エミッ
タ間抵抗Ｒ１０１の抵抗値を下げる第１の方法、あるい
は、誤差増幅器１１１の位相補償用容量Ｃ１０１の容量
を削減する第２の方法などが考えられてきた。ところ
が、第１の方法では、無効電流によって消費電流が増大
するという問題が新たに生じる。また、第２の方法で
は、位相余有の減少によって誤差増幅器１１１が発振し
やすくなり、負荷１０５へ安定した電圧を供給できなく
なる。したがって、低損失型の直流安定化電源回路１０
１では、どちらの方法も採用することが難しい。
現する方法として、図６に示す直流安定化電源回路１０
１において、出力トランジスタ１０２のベース・エミッ
タ間抵抗Ｒ１０１の抵抗値を下げる第１の方法、あるい
は、誤差増幅器１１１の位相補償用容量Ｃ１０１の容量
を削減する第２の方法などが考えられてきた。ところ
が、第１の方法では、無効電流によって消費電流が増大
するという問題が新たに生じる。また、第２の方法で
は、位相余有の減少によって誤差増幅器１１１が発振し
やすくなり、負荷１０５へ安定した電圧を供給できなく
なる。したがって、低損失型の直流安定化電源回路１０
１では、どちらの方法も採用することが難しい。
【００５２】これに対して、本実施形態に係る直流安定
化電源回路１では、抵抗Ｒ１１および位相補償用容量Ｃ
１１の大きさを従来と同様に設定したままで、位相補償
用容量Ｃ１１の充電時間を短縮できる。したがって、無
負荷時において、ドライブ電流Ｉｄに無効電流が発生せ
ず、直流安定化電源回路１の消費電流を従来と同様の大
きさに保つことができる。また、誤差増幅器１１の位相
余有も同程度に保つことができるので、周囲温度や入力
電圧Ｖｉｎが変動しても、誤差増幅器１１は発振しにく
く、従来と同程度の安定性を保つことができる。したが
って、直流安定化電源回路１の安定性や消費電流を従来
と同様に保持したまま、高速過渡応答を実現できる。
化電源回路１では、抵抗Ｒ１１および位相補償用容量Ｃ
１１の大きさを従来と同様に設定したままで、位相補償
用容量Ｃ１１の充電時間を短縮できる。したがって、無
負荷時において、ドライブ電流Ｉｄに無効電流が発生せ
ず、直流安定化電源回路１の消費電流を従来と同様の大
きさに保つことができる。また、誤差増幅器１１の位相
余有も同程度に保つことができるので、周囲温度や入力
電圧Ｖｉｎが変動しても、誤差増幅器１１は発振しにく
く、従来と同程度の安定性を保つことができる。したが
って、直流安定化電源回路１の安定性や消費電流を従来
と同様に保持したまま、高速過渡応答を実現できる。
【００５３】ところで、本実施形態に係る直流安定化電
源回路１では、上述の式（３）に示すように、重負荷時
の電位ＶＡの上昇は、殆どが、ドライブ電流検出抵抗Ｒ
２１の両端間電圧ＶＲ２１の増加によるものである。し
たがって、ドライブ電流検出抵抗Ｒ２１の抵抗値を減少
させることにより、ＶＡの電位変化をさらに抑えること
ができる。具体的な数値としては、過電流検出時の両端
間電圧ＶＲ２１が０．５Ｖ以下になるように、抵抗Ｒ２
１の抵抗値を設定することが望ましい。この結果、位相
補償用容量Ｃ１１の充電時間は、より短縮され、さらに
高速に過渡応答できる。
源回路１では、上述の式（３）に示すように、重負荷時
の電位ＶＡの上昇は、殆どが、ドライブ電流検出抵抗Ｒ
２１の両端間電圧ＶＲ２１の増加によるものである。し
たがって、ドライブ電流検出抵抗Ｒ２１の抵抗値を減少
させることにより、ＶＡの電位変化をさらに抑えること
ができる。具体的な数値としては、過電流検出時の両端
間電圧ＶＲ２１が０．５Ｖ以下になるように、抵抗Ｒ２
１の抵抗値を設定することが望ましい。この結果、位相
補償用容量Ｃ１１の充電時間は、より短縮され、さらに
高速に過渡応答できる。
【００５４】次に、短絡過電流保護回路２１の具体的な
構成例について、図４の回路図に基づいて説明する。な
お、説明の便宜上、図１と同様の機能を有する部材に
は、同じ符号を付して説明を省略する。
構成例について、図４の回路図に基づいて説明する。な
お、説明の便宜上、図１と同様の機能を有する部材に
は、同じ符号を付して説明を省略する。
【００５５】すなわち、本実施形態に係る短絡過電流保
護回路２１は、帰還電圧Ｖａｄｊを監視して、出力端子
間の短絡を検出する短絡検出器３１と、短絡検出器３１
の指示に従って、短絡時と非短絡時とで互いに異なる比
較電圧Ｖｓを生成する比較電圧発生回路（比較電圧生成
手段）３２と、上述したドライブ電流検出抵抗Ｒ２１の
両端間電圧ＶＲ２１と比較電圧Ｖｓを比較する比較器
（比較手段）３３とを備えている。
護回路２１は、帰還電圧Ｖａｄｊを監視して、出力端子
間の短絡を検出する短絡検出器３１と、短絡検出器３１
の指示に従って、短絡時と非短絡時とで互いに異なる比
較電圧Ｖｓを生成する比較電圧発生回路（比較電圧生成
手段）３２と、上述したドライブ電流検出抵抗Ｒ２１の
両端間電圧ＶＲ２１と比較電圧Ｖｓを比較する比較器
（比較手段）３３とを備えている。
【００５６】上記短絡検出器３１は、短絡時に導通する
ＰＮＰ型のトランジスタＱ３１を備えている。トランジ
スタＱ３１のベースには、ＮＰＮ型のトランジスタＱ３
２を介して帰還電圧Ｖａｄｊが印加されている。具体的
には、トランジスタＱ３２は、ベースおよびコレクタが
トランジスタＱ３１のベースに接続されており、エミッ
タが分圧回路３に設けられた抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の
接続点に接続されている。一方、トランジスタＱ３１の
コレクタは、抵抗Ｒ３１を介して、ベースドライブ回路
１２のトランジスタＱ１１とトランジスタＱ１２との間
に設けられたトランジスタＱ３３のベースに接続されて
いる。ＮＰＮ型のトランジスタＱ３３は、ベースとコレ
クタとがトランジスタＱ１１のエミッタに接続されてお
り、エミッタがトランジスタＱ１２のベースに接続され
ている。また、トランジスタＱ３１のコレクタは、ベー
スとコレクタとが互いに接続されたＮＰＮ型のトランジ
スタＱ３４を介して接地されている。当該トランジスタ
Ｑ３４のベースは、比較電圧発生回路３２に接続されて
いる。これにより、短絡検出器３１は、トランジスタＱ
３４のベース電位Ｖｘの変化として、比較電圧発生回路
３２へ短絡の発生を伝えることができる。
ＰＮＰ型のトランジスタＱ３１を備えている。トランジ
スタＱ３１のベースには、ＮＰＮ型のトランジスタＱ３
２を介して帰還電圧Ｖａｄｊが印加されている。具体的
には、トランジスタＱ３２は、ベースおよびコレクタが
トランジスタＱ３１のベースに接続されており、エミッ
タが分圧回路３に設けられた抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の
接続点に接続されている。一方、トランジスタＱ３１の
コレクタは、抵抗Ｒ３１を介して、ベースドライブ回路
１２のトランジスタＱ１１とトランジスタＱ１２との間
に設けられたトランジスタＱ３３のベースに接続されて
いる。ＮＰＮ型のトランジスタＱ３３は、ベースとコレ
クタとがトランジスタＱ１１のエミッタに接続されてお
り、エミッタがトランジスタＱ１２のベースに接続され
ている。また、トランジスタＱ３１のコレクタは、ベー
スとコレクタとが互いに接続されたＮＰＮ型のトランジ
スタＱ３４を介して接地されている。当該トランジスタ
Ｑ３４のベースは、比較電圧発生回路３２に接続されて
いる。これにより、短絡検出器３１は、トランジスタＱ
３４のベース電位Ｖｘの変化として、比較電圧発生回路
３２へ短絡の発生を伝えることができる。
【００５７】続いて、上記構成の直流安定化電源回路１
各部の動作について説明する。直流安定化電源回路１の
出力端子間が短絡した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが低下
し、それを分圧して生成している帰還電圧Ｖａｄｊも低
下する。この場合、短絡検出器３１において、トランジ
スタＱ３２が導通してトランジスタＱ３１を導通させ
る。これにより、トランジスタＱ１１のエミッタから、
抵抗Ｒ３１およびトランジスタＱ３１を介して、トラン
ジスタＱ３４へ電流が供給される。この結果、トランジ
スタＱ３４のベース電位Ｖｘが変化して、比較電圧発生
回路３２へ短絡の発生を通知できる。
各部の動作について説明する。直流安定化電源回路１の
出力端子間が短絡した場合、出力電圧Ｖｏｕｔが低下
し、それを分圧して生成している帰還電圧Ｖａｄｊも低
下する。この場合、短絡検出器３１において、トランジ
スタＱ３２が導通してトランジスタＱ３１を導通させ
る。これにより、トランジスタＱ１１のエミッタから、
抵抗Ｒ３１およびトランジスタＱ３１を介して、トラン
ジスタＱ３４へ電流が供給される。この結果、トランジ
スタＱ３４のベース電位Ｖｘが変化して、比較電圧発生
回路３２へ短絡の発生を通知できる。
【００５８】比較電圧発生回路３２は、短絡検出器３１
から短絡の発生が伝えられると、比較電圧Ｖｓとして、
短絡時の出力電流Ｉｓに基づいて予め設定された第１の
値Ｖｓ１を出力する。この値Ｖｓ１は、短絡時における
ドライブ電流検出抵抗Ｒ２１の両端電圧ＶＲ２１と一致
するように設定されている。さらに、比較器３３は、両
端電圧ＶＲ２１と比較電圧Ｖｓ１とを比較して、両端電
圧ＶＲ２１の方が大きい場合に、誤差増幅器１１の出力
電流を吸収する。
から短絡の発生が伝えられると、比較電圧Ｖｓとして、
短絡時の出力電流Ｉｓに基づいて予め設定された第１の
値Ｖｓ１を出力する。この値Ｖｓ１は、短絡時における
ドライブ電流検出抵抗Ｒ２１の両端電圧ＶＲ２１と一致
するように設定されている。さらに、比較器３３は、両
端電圧ＶＲ２１と比較電圧Ｖｓ１とを比較して、両端電
圧ＶＲ２１の方が大きい場合に、誤差増幅器１１の出力
電流を吸収する。
【００５９】これにより、ベースドライブ回路１２にお
いて、トランジスタＱ１１のベース電流が減少するの
で、出力トランジスタ２のドライブ電流Ｉｄが抑制され
る。この結果、短絡検出器３１が短絡を検出している間
（図２に示すＢの領域）、直流安定化電源回路１は、出
力電流ＩｏｕｔをＩｓに制限できる。
いて、トランジスタＱ１１のベース電流が減少するの
で、出力トランジスタ２のドライブ電流Ｉｄが抑制され
る。この結果、短絡検出器３１が短絡を検出している間
（図２に示すＢの領域）、直流安定化電源回路１は、出
力電流ＩｏｕｔをＩｓに制限できる。
【００６０】一方、出力端子間が短絡していない場合、
直流安定化電源回路１は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値
Ｖｃとなるように、出力トランジスタ２のドライブ電流
Ｉｄを制御している。したがって、負荷５の消費電流に
関わらず、帰還電圧Ｖａｄｊと基準電圧Ｖｒｅｆとは、
略一致している。この状態では、帰還電圧Ｖａｄｊが高
いので、トランジスタＱ３２は導通できず、トランジス
タＱ３１は、遮断されている。
直流安定化電源回路１は、出力電圧Ｖｏｕｔが所定の値
Ｖｃとなるように、出力トランジスタ２のドライブ電流
Ｉｄを制御している。したがって、負荷５の消費電流に
関わらず、帰還電圧Ｖａｄｊと基準電圧Ｖｒｅｆとは、
略一致している。この状態では、帰還電圧Ｖａｄｊが高
いので、トランジスタＱ３２は導通できず、トランジス
タＱ３１は、遮断されている。
【００６１】この結果、比較電圧発生回路３２は、トラ
ンジスタＱ３４のベース電位Ｖｘに基づいて、出力端子
間が短絡していないと判定する。したがって、比較電圧
発生回路３２は、比較電圧Ｖｓとして、第２の値Ｖｓ２
を出力する。この第２の値Ｖｓ２は、出力トランジスタ
２の出力電流Ｉｏｕｔの最大値Ｉｍに基づいて予め決定
されており、具体的には、最大供給時のドライブ電流検
出抵抗Ｒ２１の両端電圧ＶＲ２１と一致するように設定
される。
ンジスタＱ３４のベース電位Ｖｘに基づいて、出力端子
間が短絡していないと判定する。したがって、比較電圧
発生回路３２は、比較電圧Ｖｓとして、第２の値Ｖｓ２
を出力する。この第２の値Ｖｓ２は、出力トランジスタ
２の出力電流Ｉｏｕｔの最大値Ｉｍに基づいて予め決定
されており、具体的には、最大供給時のドライブ電流検
出抵抗Ｒ２１の両端電圧ＶＲ２１と一致するように設定
される。
【００６２】また、この状態では、トランジスタＱ３１
が遮断されているので、トランジスタＱ１１のエミッタ
電流は、トランジスタＱ３１を介して、トランジスタＱ
１２のベースに伝えられダーリントン接続が形成され
る。これにより、ベースドライブ回路１２は、誤差増幅
器１１の出力電圧ＶＡに基づいて、出力トランジスタ２
のドライブ電流Ｉｄを制御できる。
が遮断されているので、トランジスタＱ１１のエミッタ
電流は、トランジスタＱ３１を介して、トランジスタＱ
１２のベースに伝えられダーリントン接続が形成され
る。これにより、ベースドライブ回路１２は、誤差増幅
器１１の出力電圧ＶＡに基づいて、出力トランジスタ２
のドライブ電流Ｉｄを制御できる。
【００６３】さらに、比較器３３は、両端電圧ＶＲ２１
と比較電圧Ｖｓ２とを比較して、両端電圧ＶＲ２１の方
が大きい場合に、誤差増幅器１１の出力電流を吸収す
る。これにより、ベースドライブ回路１２において、ト
ランジスタＱ１１のベース電流が減少するので、出力ト
ランジスタ２のドライブ電流Ｉｄが抑制される。この結
果、短絡検出器３１が短絡を検出していない場合に、直
流安定化電源回路１は、出力電流ＩｏｕｔをＩｍ以下に
制限できる（図２に示すＡの領域）。
と比較電圧Ｖｓ２とを比較して、両端電圧ＶＲ２１の方
が大きい場合に、誤差増幅器１１の出力電流を吸収す
る。これにより、ベースドライブ回路１２において、ト
ランジスタＱ１１のベース電流が減少するので、出力ト
ランジスタ２のドライブ電流Ｉｄが抑制される。この結
果、短絡検出器３１が短絡を検出していない場合に、直
流安定化電源回路１は、出力電流ＩｏｕｔをＩｍ以下に
制限できる（図２に示すＡの領域）。
【００６４】なお、上記構成の短絡検出器３１では、ベ
ースドライブ回路１２のトランジスタＱ１１とトランジ
スタＱ１２との間に、コレクタ電流供給用のトランジス
タＱ３３を設けているため、誤差増幅器１１の出力電圧
は、上述の（３）式に比べてトランジスタＱ３３のＶＢ
Ｅ分だけ上昇する。ところが、トランジスタＱ３３は、
ドライブ電流Ｉｄの多寡に関わらず、常にバイアスされ
ている。したがって、無負荷時から重負荷時へ立ち上が
る際に、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡを変化させな
い。また、トランジスタＱ３３は、ベースドライブ回路
１２のトランジスタＱ１１によってバイアスされてい
る。この結果、トランジスタＱ３３のバイアスのため
に、ドライブ電流Ｉｄを増加させることなく、無効電流
の発生を防止できる。
ースドライブ回路１２のトランジスタＱ１１とトランジ
スタＱ１２との間に、コレクタ電流供給用のトランジス
タＱ３３を設けているため、誤差増幅器１１の出力電圧
は、上述の（３）式に比べてトランジスタＱ３３のＶＢ
Ｅ分だけ上昇する。ところが、トランジスタＱ３３は、
ドライブ電流Ｉｄの多寡に関わらず、常にバイアスされ
ている。したがって、無負荷時から重負荷時へ立ち上が
る際に、誤差増幅器１１の出力電圧ＶＡを変化させな
い。また、トランジスタＱ３３は、ベースドライブ回路
１２のトランジスタＱ１１によってバイアスされてい
る。この結果、トランジスタＱ３３のバイアスのため
に、ドライブ電流Ｉｄを増加させることなく、無効電流
の発生を防止できる。
【００６５】なお、図４に示す短絡過電流保護回路２１
は、構成の具体例であって、この構成に限定されるもの
ではない。例えば、短絡過電流保護回路２１は、帰還電
圧Ｖａｄｊと所定の値とを比較する第１の比較回路、お
よび、その比較結果に基づいて、誤差増幅器１１の出力
電圧ＶＡを低下させる第１の制御回路と、ドライブ電流
検出抵抗Ｒ２１の両端間電圧ＶＲ２１と所定の値とを比
較する第２の比較回路、および、その比較結果に基づい
て、出力電圧ＶＡを制御する第２の制御回路となどによ
っても実現できる。短絡過電流保護回路２１が、両端間
電圧ＶＲ２１と帰還電圧Ｖａｄｊとによって短絡および
過電流を検出するものであれば、本実施形態と同様の効
果が得られる。
は、構成の具体例であって、この構成に限定されるもの
ではない。例えば、短絡過電流保護回路２１は、帰還電
圧Ｖａｄｊと所定の値とを比較する第１の比較回路、お
よび、その比較結果に基づいて、誤差増幅器１１の出力
電圧ＶＡを低下させる第１の制御回路と、ドライブ電流
検出抵抗Ｒ２１の両端間電圧ＶＲ２１と所定の値とを比
較する第２の比較回路、および、その比較結果に基づい
て、出力電圧ＶＡを制御する第２の制御回路となどによ
っても実現できる。短絡過電流保護回路２１が、両端間
電圧ＶＲ２１と帰還電圧Ｖａｄｊとによって短絡および
過電流を検出するものであれば、本実施形態と同様の効
果が得られる。
【００６６】ただし、上記構成では、制御回路および比
較回路が、それぞれ２つ必要になり、構成が複雑になり
がちである。さらに、短絡検出用の回路と過電流検出用
の回路とは、互いに独立しているので、短絡および過電
流を正確に検出するためには、それぞれの回路の精度を
向上させる必要がある。
較回路が、それぞれ２つ必要になり、構成が複雑になり
がちである。さらに、短絡検出用の回路と過電流検出用
の回路とは、互いに独立しているので、短絡および過電
流を正確に検出するためには、それぞれの回路の精度を
向上させる必要がある。
【００６７】これに対して、図４に示す構成では、短絡
検出時と過電流検出時とで、同じ比較器３３を共有でき
る。この結果、それぞれの回路を独立に設ける場合に比
べて、回路の構成を簡略にできる。さらに、短絡検出時
と過電流検出時とのいずれであっても、最終的には、両
端間電圧ＶＲ２１と比較電圧Ｖｓとの比較によって、誤
差増幅器１１の出力電圧ＶＡを低下させるか否かを判定
している。したがって、短絡検出器３１の精度が低くて
も、比較電圧発生回路３２および比較器３３の精度が高
ければ、短絡検出時の精度を向上できる。この結果、短
絡と過電流との検出回路をそれぞれ別に設ける場合に比
べて、精度の向上が容易である。
検出時と過電流検出時とで、同じ比較器３３を共有でき
る。この結果、それぞれの回路を独立に設ける場合に比
べて、回路の構成を簡略にできる。さらに、短絡検出時
と過電流検出時とのいずれであっても、最終的には、両
端間電圧ＶＲ２１と比較電圧Ｖｓとの比較によって、誤
差増幅器１１の出力電圧ＶＡを低下させるか否かを判定
している。したがって、短絡検出器３１の精度が低くて
も、比較電圧発生回路３２および比較器３３の精度が高
ければ、短絡検出時の精度を向上できる。この結果、短
絡と過電流との検出回路をそれぞれ別に設ける場合に比
べて、精度の向上が容易である。
【００６８】続いて、上記比較電圧発生回路３２、およ
び、比較器３３の具体的な構成例について、図５に基づ
き説明する。なお、図５は、両部材３２・３３の構成例
を示すものであり、残余の部材は、ベースドライブ回路
１２において、トランジスタＱ１２のベースとエミッタ
との間に抵抗Ｒ１２が設けられている以外は、図４の構
成と略同様である。したがって、図１あるいは図４と同
様の機能を有する部材には、同じ符号を付して説明を省
略する。
び、比較器３３の具体的な構成例について、図５に基づ
き説明する。なお、図５は、両部材３２・３３の構成例
を示すものであり、残余の部材は、ベースドライブ回路
１２において、トランジスタＱ１２のベースとエミッタ
との間に抵抗Ｒ１２が設けられている以外は、図４の構
成と略同様である。したがって、図１あるいは図４と同
様の機能を有する部材には、同じ符号を付して説明を省
略する。
【００６９】すなわち、比較電圧発生回路３２は、短絡
検出器３１が短絡を検出した場合に導通するＮＰＮ型の
トランジスタＱ４１を備えている。当該トランジスタＱ
４１のベースは、短絡検出器３１のトランジスタＱ３４
のベースに接続されており、コレクタには、基準電圧Ｖ
ｒｅｆから抵抗Ｒ４１および抵抗Ｒ４２を介して、電流
が供給される。なお、エミッタは、接地されている。ま
た、比較電圧発生回路３２において、上記抵抗Ｒ４１・
Ｒ４２の接続点には、ＰＮＰ型のトランジスタＱ４２の
ベースが接続されている。当該トランジスタＱ４２のエ
ミッタには、定電流源Ｉ２から所定の電流が供給されて
おり、コレクタは、接地されている。また、トランジス
タＱ４２のエミッタは、ＮＰＮ型のトランジスタＱ４３
のベースに接続されている。トランジスタＱ４３のコレ
クタには、入力電圧Ｖｉｎが印加され、エミッタは、互
いに直列に接続された抵抗Ｒ４３・Ｒ４４を介して接地
されている。
検出器３１が短絡を検出した場合に導通するＮＰＮ型の
トランジスタＱ４１を備えている。当該トランジスタＱ
４１のベースは、短絡検出器３１のトランジスタＱ３４
のベースに接続されており、コレクタには、基準電圧Ｖ
ｒｅｆから抵抗Ｒ４１および抵抗Ｒ４２を介して、電流
が供給される。なお、エミッタは、接地されている。ま
た、比較電圧発生回路３２において、上記抵抗Ｒ４１・
Ｒ４２の接続点には、ＰＮＰ型のトランジスタＱ４２の
ベースが接続されている。当該トランジスタＱ４２のエ
ミッタには、定電流源Ｉ２から所定の電流が供給されて
おり、コレクタは、接地されている。また、トランジス
タＱ４２のエミッタは、ＮＰＮ型のトランジスタＱ４３
のベースに接続されている。トランジスタＱ４３のコレ
クタには、入力電圧Ｖｉｎが印加され、エミッタは、互
いに直列に接続された抵抗Ｒ４３・Ｒ４４を介して接地
されている。
【００７０】なお、上記トランジスタＱ４１が特許請求
の範囲に記載の選択トランジスタに対応しており、抵抗
Ｒ４１および抵抗Ｒ４２が、第１および第２抵抗にそれ
ぞれ対応している。また、抵抗Ｒ３３・Ｒ３４、定電流
源Ｉ２、および、トランジスタＱ４２・Ｑ４３は、生成
手段に対応している。
の範囲に記載の選択トランジスタに対応しており、抵抗
Ｒ４１および抵抗Ｒ４２が、第１および第２抵抗にそれ
ぞれ対応している。また、抵抗Ｒ３３・Ｒ３４、定電流
源Ｉ２、および、トランジスタＱ４２・Ｑ４３は、生成
手段に対応している。
【００７１】上記構成では、短絡検出器３１が短絡を検
出すると、トランジスタＱ３１のベース電位Ｖｘが上昇
し、上記トランジスタＱ４１が導通する。この結果、ト
ランジスタＱ４１のコレクタ端子電圧は、略サチレーシ
ョン電圧ＶＣＥｓａｔ（Ｑ４１）となる。したがって、
トランジスタＱ４２のベース電圧ＶＢ（Ｑ４２）は、以
下の式（４）に示すように、 ＶＢ（Ｑ４２）＝（Ｖｒｅｆ−ＶＣＥｓａｔ（Ｑ４１）） ×（Ｒ４２／（Ｒ４１＋Ｒ４２）） …（４） となり、短絡検出時における比較電圧発生回路３２の出
力電圧Ｖｓ１は、以下の式（５）に示すように、 Ｖｓ１＝（Ｖｒｅｆ−ＶＣＥｓａｔ（Ｑ４１）） ×（Ｒ４２／（Ｒ４１＋Ｒ４２）） ×（Ｒ４４／（Ｒ４３＋Ｒ４４）） …（５） となる。
出すると、トランジスタＱ３１のベース電位Ｖｘが上昇
し、上記トランジスタＱ４１が導通する。この結果、ト
ランジスタＱ４１のコレクタ端子電圧は、略サチレーシ
ョン電圧ＶＣＥｓａｔ（Ｑ４１）となる。したがって、
トランジスタＱ４２のベース電圧ＶＢ（Ｑ４２）は、以
下の式（４）に示すように、 ＶＢ（Ｑ４２）＝（Ｖｒｅｆ−ＶＣＥｓａｔ（Ｑ４１）） ×（Ｒ４２／（Ｒ４１＋Ｒ４２）） …（４） となり、短絡検出時における比較電圧発生回路３２の出
力電圧Ｖｓ１は、以下の式（５）に示すように、 Ｖｓ１＝（Ｖｒｅｆ−ＶＣＥｓａｔ（Ｑ４１）） ×（Ｒ４２／（Ｒ４１＋Ｒ４２）） ×（Ｒ４４／（Ｒ４３＋Ｒ４４）） …（５） となる。
【００７２】一方、短絡検出器３１が短絡を検出してい
ない間は、トランジスタＱ３１のベース電位Ｖｘは、低
い値に保たれている。したがって、トランジスタＱ４１
は、遮断され、トランジスタＱ４２のベース電位は、基
準電圧Ｖｒｅｆになっている。この結果、比較電圧発生
回路３２の出力電圧Ｖｓ２は、以下の式（６）に示すよ
うに、 Ｖｓ２＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ４４／（Ｒ４３＋Ｒ４４）） …（６） となる。
ない間は、トランジスタＱ３１のベース電位Ｖｘは、低
い値に保たれている。したがって、トランジスタＱ４１
は、遮断され、トランジスタＱ４２のベース電位は、基
準電圧Ｖｒｅｆになっている。この結果、比較電圧発生
回路３２の出力電圧Ｖｓ２は、以下の式（６）に示すよ
うに、 Ｖｓ２＝Ｖｒｅｆ×（Ｒ４４／（Ｒ４３＋Ｒ４４）） …（６） となる。
【００７３】これにより、上記構成の比較電圧発生回路
３２は、短絡検出器３１の指示に応じて、短絡している
場合には比較電圧Ｖｓ１を出力し、短絡していない場合
には比較電圧Ｖｓ２を出力できる。なお、各抵抗Ｒ４１
ないしＲ４４の抵抗値は、比較電圧Ｖｓ１およびＶｓ２
が、所望の値となるように設定されている。
３２は、短絡検出器３１の指示に応じて、短絡している
場合には比較電圧Ｖｓ１を出力し、短絡していない場合
には比較電圧Ｖｓ２を出力できる。なお、各抵抗Ｒ４１
ないしＲ４４の抵抗値は、比較電圧Ｖｓ１およびＶｓ２
が、所望の値となるように設定されている。
【００７４】一方、比較器３３は、互いにベースが接続
されたＮＰＮ型のトランジスタＱ５１およびＱ５２を備
えている。トランジスタＱ５１は、コレクタとベースと
が互いに接続されており、コレクタには、定電流源Ｉ１
から所定の電流が供給される。さらに、トランジスタＱ
５１のエミッタは、短絡過電流保護部１３のドライブ電
流検出抵抗Ｒ２１の一端に接続されており、両端間電圧
ＶＲ２１が印加される。また、トランジスタＱ５２のエ
ミッタには、比較電圧発生回路３２の抵抗Ｒ４３と抵抗
Ｒ４４との接続点から、比較電圧Ｖｓが印加される。さ
らに、トランジスタＱ５２のコレクタは、誤差増幅器１
１の出力に接続されている。これにより、比較器３３
は、誤差増幅器１１から、比較電圧Ｖｓと両端間電圧Ｖ
Ｒ２１との差に応じた電流を吸収できる。
されたＮＰＮ型のトランジスタＱ５１およびＱ５２を備
えている。トランジスタＱ５１は、コレクタとベースと
が互いに接続されており、コレクタには、定電流源Ｉ１
から所定の電流が供給される。さらに、トランジスタＱ
５１のエミッタは、短絡過電流保護部１３のドライブ電
流検出抵抗Ｒ２１の一端に接続されており、両端間電圧
ＶＲ２１が印加される。また、トランジスタＱ５２のエ
ミッタには、比較電圧発生回路３２の抵抗Ｒ４３と抵抗
Ｒ４４との接続点から、比較電圧Ｖｓが印加される。さ
らに、トランジスタＱ５２のコレクタは、誤差増幅器１
１の出力に接続されている。これにより、比較器３３
は、誤差増幅器１１から、比較電圧Ｖｓと両端間電圧Ｖ
Ｒ２１との差に応じた電流を吸収できる。
【００７５】なお、図５に示す構成は、比較電圧発生回
路３２および比較器３３の構成例であって、これに限定
されるものではない。例えば、比較電圧発生回路３２
は、短絡時の比較電圧Ｖｓ１と、非短絡時の比較電圧Ｖ
ｓ２とをそれぞれ別に生成し、短絡検出器３１の指示に
従って、いずれか一方を選択して出力する構成でもよ
い。比較電圧発生回路３２が短絡時と非短絡時とで異な
る値の比較電圧Ｖｓを出力すると共に、ドライブ電流検
出抵抗Ｒ２１の両端電圧ＶＲ２１が当該比較電圧Ｖｓを
越えた場合に、比較器３３が誤差増幅器１１の出力電圧
ＶＡを低下させる構成であれば、本実施形態と同様の効
果が得られる。
路３２および比較器３３の構成例であって、これに限定
されるものではない。例えば、比較電圧発生回路３２
は、短絡時の比較電圧Ｖｓ１と、非短絡時の比較電圧Ｖ
ｓ２とをそれぞれ別に生成し、短絡検出器３１の指示に
従って、いずれか一方を選択して出力する構成でもよ
い。比較電圧発生回路３２が短絡時と非短絡時とで異な
る値の比較電圧Ｖｓを出力すると共に、ドライブ電流検
出抵抗Ｒ２１の両端電圧ＶＲ２１が当該比較電圧Ｖｓを
越えた場合に、比較器３３が誤差増幅器１１の出力電圧
ＶＡを低下させる構成であれば、本実施形態と同様の効
果が得られる。
【００７６】ただし、図５に示す比較電圧発生回路３２
では、抵抗Ｒ４１と、抵抗Ｒ４２と、短絡検出器３１の
指示に応じて導通／遮断するトランジスタＱ４１とを直
列に接続している。さらに、定電流源Ｉ２、抵抗Ｒ４３
・Ｒ４４、およびトランジスタＱ４２・Ｑ４３からなる
生成手段が、両抵抗Ｒ４１・Ｒ４２の接続点の電圧に基
づいて、比較電圧Ｖｓを出力している。これにより、上
述の式（５）および（６）に示すように、比較電圧発生
回路３２は、短絡時と非短絡時とで互いに異なる比較電
圧Ｖｓ１およびＶｓ２を生成できる。
では、抵抗Ｒ４１と、抵抗Ｒ４２と、短絡検出器３１の
指示に応じて導通／遮断するトランジスタＱ４１とを直
列に接続している。さらに、定電流源Ｉ２、抵抗Ｒ４３
・Ｒ４４、およびトランジスタＱ４２・Ｑ４３からなる
生成手段が、両抵抗Ｒ４１・Ｒ４２の接続点の電圧に基
づいて、比較電圧Ｖｓを出力している。これにより、上
述の式（５）および（６）に示すように、比較電圧発生
回路３２は、短絡時と非短絡時とで互いに異なる比較電
圧Ｖｓ１およびＶｓ２を生成できる。
【００７７】上記構成では、非短絡時において、トラン
ジスタＱ４１が導通していないため、抵抗Ｒ４２には電
流が流れていない。したがって、両比較電圧Ｖｓ１・Ｖ
ｓ２をそれぞれ別に生成する場合に比べて、比較電圧発
生回路３２の消費電力を抑えることができる。
ジスタＱ４１が導通していないため、抵抗Ｒ４２には電
流が流れていない。したがって、両比較電圧Ｖｓ１・Ｖ
ｓ２をそれぞれ別に生成する場合に比べて、比較電圧発
生回路３２の消費電力を抑えることができる。
【００７８】
【発明の効果】請求項１の発明に係る直流安定化電源回
路の出力ドライブ回路は、以上のように、短絡過電流保
護手段は、ドライブ電流が流れるドライブ電流検出抵抗
の両端電圧に基づいて過電流を検出すると共に、出力電
圧に応じて変化する帰還電圧に基づいて短絡を検出する
ものであって、さらに、上記帰還電圧に基づいて、出力
端子間の短絡を検出する短絡検出器と、上記短絡検出器
が短絡を検出している短絡期間と残余の非短絡期間と
で、互いに異なる比較電圧を出力する比較電圧生成手段
と、上記ドライブ電流検出抵抗の両端電圧と上記比較電
圧とを比較して、短絡および過電流の発生を検出する比
較手段とを備え、上記比較電圧生成手段が、一端に所定
の基準電圧が印加される第１抵抗と、上記第１抵抗に直
列に接続される第２抵抗と、上記第１および第２抵抗を
介して上記基準電圧が印加され、上記短絡検出器の指示
に従って導通および遮断する選択トランジスタと、上記
第１抵抗と第２抵抗との接続点の電圧を基準にして、上
記両比較電圧を生成する生成手段とを備えている構成で
ある。
路の出力ドライブ回路は、以上のように、短絡過電流保
護手段は、ドライブ電流が流れるドライブ電流検出抵抗
の両端電圧に基づいて過電流を検出すると共に、出力電
圧に応じて変化する帰還電圧に基づいて短絡を検出する
ものであって、さらに、上記帰還電圧に基づいて、出力
端子間の短絡を検出する短絡検出器と、上記短絡検出器
が短絡を検出している短絡期間と残余の非短絡期間と
で、互いに異なる比較電圧を出力する比較電圧生成手段
と、上記ドライブ電流検出抵抗の両端電圧と上記比較電
圧とを比較して、短絡および過電流の発生を検出する比
較手段とを備え、上記比較電圧生成手段が、一端に所定
の基準電圧が印加される第１抵抗と、上記第１抵抗に直
列に接続される第２抵抗と、上記第１および第２抵抗を
介して上記基準電圧が印加され、上記短絡検出器の指示
に従って導通および遮断する選択トランジスタと、上記
第１抵抗と第２抵抗との接続点の電圧を基準にして、上
記両比較電圧を生成する生成手段とを備えている構成で
ある。
【００７９】上記構成では、短絡過電流保護手段は、帰
還電圧に基づいて短絡を検出しているので、従来のよう
に、ドライブ電流検出抵抗に直列に短絡検出用のトラン
ジスタを設けなくても、何ら支障なく短絡を検出でき
る。これにより、無負荷時から重負荷時へ変化する際、
誤差増幅器の出力電位の変動を、従来に比べて低減でき
る。この結果、短絡および過電流から出力トランジスタ
を保護できる直流安定化電源回路の出力ドライブ回路に
おいて、過渡応答特性を改善できるという効果を奏す
る。
還電圧に基づいて短絡を検出しているので、従来のよう
に、ドライブ電流検出抵抗に直列に短絡検出用のトラン
ジスタを設けなくても、何ら支障なく短絡を検出でき
る。これにより、無負荷時から重負荷時へ変化する際、
誤差増幅器の出力電位の変動を、従来に比べて低減でき
る。この結果、短絡および過電流から出力トランジスタ
を保護できる直流安定化電源回路の出力ドライブ回路に
おいて、過渡応答特性を改善できるという効果を奏す
る。
【００８０】また、上記構成では、短絡検出と過電流検
出との双方で１つの比較手段を共有できる。また、比較
電圧生成手段は、２つの比較電圧のうち一方を出力して
いるので、双方の比較電圧を生成する場合に比べて、出
力ドライブ回路の消費電力を低減できる。この結果、構
成が簡単で、消費電力が小さい直流安定化電源回路の出
力ドライブ回路を実現できるという効果を奏する。
出との双方で１つの比較手段を共有できる。また、比較
電圧生成手段は、２つの比較電圧のうち一方を出力して
いるので、双方の比較電圧を生成する場合に比べて、出
力ドライブ回路の消費電力を低減できる。この結果、構
成が簡単で、消費電力が小さい直流安定化電源回路の出
力ドライブ回路を実現できるという効果を奏する。
【００８１】また、上記構成では、短絡検出器が短絡を
検出していない期間、選択トランジスタは、遮断されて
おり、上記第１および第２抵抗の接続点の電圧は、上記
基準電圧に保たれている。この状態では、選択トランジ
スタが遮断されているため、第２抵抗へ電流が流れてい
ない。これにより、非短絡時において、比較電圧生成手
段の消費電力を削減でき、消費電力の少ない直流安定化
電源回路の出力ドライブ回路を実現できるという効果を
奏する。
検出していない期間、選択トランジスタは、遮断されて
おり、上記第１および第２抵抗の接続点の電圧は、上記
基準電圧に保たれている。この状態では、選択トランジ
スタが遮断されているため、第２抵抗へ電流が流れてい
ない。これにより、非短絡時において、比較電圧生成手
段の消費電力を削減でき、消費電力の少ない直流安定化
電源回路の出力ドライブ回路を実現できるという効果を
奏する。
【００８２】請求項２の発明に係る直流安定化電源回路
の出力ドライブ回路は、以上のように、請求項１記載の
発明の構成において、上記ドライブ電流検出抵抗の抵抗
値は、過電流検出時の両端間電圧が０．５Ｖ以下になる
ように設定されている構成である。
の出力ドライブ回路は、以上のように、請求項１記載の
発明の構成において、上記ドライブ電流検出抵抗の抵抗
値は、過電流検出時の両端間電圧が０．５Ｖ以下になる
ように設定されている構成である。
【００８３】上記構成では、ドライブ電流の増加に起因
する誤差増幅器の出力電位の変動を抑えることができる
ので、立ち上がり時において、誤差増幅器の出力電位変
動をさらに低減できる。この結果、直流安定化電源回路
の出力ドライブ回路において、過渡応答特性をさらに改
善できるという効果を奏する。
する誤差増幅器の出力電位の変動を抑えることができる
ので、立ち上がり時において、誤差増幅器の出力電位変
動をさらに低減できる。この結果、直流安定化電源回路
の出力ドライブ回路において、過渡応答特性をさらに改
善できるという効果を奏する。
【図１】本発明の一実施形態を示すものであり、直流安
定化電源回路の要部構成を示すブロック図である。
定化電源回路の要部構成を示すブロック図である。
【図２】上記直流安定化電源回路において、出力電流と
出力電圧との関係を示すグラフである。
出力電圧との関係を示すグラフである。
【図３】上記直流安定化電源回路において、負荷電流変
動時の過渡応答特性を示すグラフである。
動時の過渡応答特性を示すグラフである。
【図４】上記直流安定化電源回路において、短絡過電流
保護回路を詳細に示す回路図である。
保護回路を詳細に示す回路図である。
【図５】上記短絡過電流保護回路において、比較電圧発
生回路をさらに詳細に示す回路図である。
生回路をさらに詳細に示す回路図である。
【図６】従来例を示すものであり、直流安定化電源回路
の要部構成を示すブロック図である。
の要部構成を示すブロック図である。
１ 直流安定化電源回路
４ 出力ドライブ回路
１１ 誤差増幅器
１２ ベースドライブ回路（制御手段）
１３ 短絡過電流保護部（短絡過電流保護手段）
３１ 短絡検出器
３２ 比較電圧発生回路（比較電圧生成手段）
３３ 比較器（比較手段）
Ｃ１１ 位相補償用容量
Ｒ２１ ドライブ電流検出抵抗
Ｒ４１ 第１抵抗
Ｒ４２ 第２抵抗
Ｒ４３・Ｒ４４ 抵抗（生成手段）
Ｑ４１ トランジスタ（選択トランジスタ）
フロントページの続き
(56)参考文献 特開 昭60−204224（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−250049（ＪＰ，Ａ)
特開 平２−235119（ＪＰ，Ａ)
特開 平５−282055（ＪＰ，Ａ)
(58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名)
G05F 1/445,1/56,1/613,1/618
Claims (2)
- 【請求項１】出力電圧の誤差を検出する誤差増幅器と、 上記誤差増幅器の出力に一端が接続され、出力の位相を
補償する位相補償用容量と、 上記誤差増幅器の出力に基づいて、入出力端子間に設け
られた出力トランジスタのドライブ電流を、出力電圧の
誤差が少なくなるように制御する制御手段と、 上記出力トランジスタが過電流を供給しようとした場
合、および、出力端子間に短絡が発生した場合に、上記
ドライブ電流を制限する短絡過電流保護手段とを有する
直流安定化電源回路の出力ドライブ回路において、 上記短絡過電流保護手段は、ドライブ電流が流れるドラ
イブ電流検出抵抗の両端電圧に基づいて過電流を検出す
ると共に、出力電圧に応じて変化する帰還電圧に基づい
て短絡を検出するものであって、さらに、 上記帰還電圧に基づいて、出力端子間の短絡を検出する
短絡検出器と、 上記短絡検出器が短絡を検出している短絡期間と残余の
非短絡期間とで、互いに異なる比較電圧を出力する比較
電圧生成手段と、 上記ドライブ電流検出抵抗の両端電圧と上記比較電圧と
を比較して短絡および過電流の発生を検出し、ドライブ
電流を低下させる比較手段とを備え、 上記比較電圧生成手段は、一端に所定の基準電圧が印加
される第１抵抗と、 上記第１抵抗に直列に接続される第２抵抗と、 上記第１および第２抵抗を介して上記基準電圧が印加さ
れ、上記短絡検出器の指示に従って導通および遮断する
選択トランジスタと、 上記第１抵抗と第２抵抗との接続点の電圧を基準にし
て、上記両比較電圧を生成する生成手段とを 備えている
ことを特徴とする直流安定化電源回路の出力ドライブ回
路。 - 【請求項２】上記ドライブ電流検出抵抗の抵抗値は、過
電流検出時の両端間電圧が０．５Ｖ 以下になるように設
定されていることを特徴とする請求項１記載の直流安定
化電源回路の出力ドライブ回路。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26754596A JP3442942B2 (ja) | 1996-10-08 | 1996-10-08 | 直流安定化電源回路の出力ドライブ回路 |
| KR1019970048701A KR100353381B1 (ko) | 1996-10-08 | 1997-09-25 | 직류안정화전원회로의출력드라이브회로 |
| US08/938,220 US5859757A (en) | 1996-10-08 | 1997-09-26 | Output driving circuit for use in DC stabilized power supply circuit |
| DE69724212T DE69724212T2 (de) | 1996-10-08 | 1997-09-29 | Ausgangstreiberschaltung für einen stabilisierten DC-Stromversorgungsschaltkreis |
| EP97116900A EP0836130B1 (en) | 1996-10-08 | 1997-09-29 | Output driving circuit for use in DC stabilized power supply circuit |
| CN97119247A CN1097214C (zh) | 1996-10-08 | 1997-09-30 | 直流稳压电源电路的输出驱动电路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26754596A JP3442942B2 (ja) | 1996-10-08 | 1996-10-08 | 直流安定化電源回路の出力ドライブ回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10111722A JPH10111722A (ja) | 1998-04-28 |
| JP3442942B2 true JP3442942B2 (ja) | 2003-09-02 |
Family
ID=17446313
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26754596A Expired - Fee Related JP3442942B2 (ja) | 1996-10-08 | 1996-10-08 | 直流安定化電源回路の出力ドライブ回路 |
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|---|---|
| US (1) | US5859757A (ja) |
| EP (1) | EP0836130B1 (ja) |
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| KR (1) | KR100353381B1 (ja) |
| CN (1) | CN1097214C (ja) |
| DE (1) | DE69724212T2 (ja) |
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|---|---|---|---|---|
| JP3065605B2 (ja) | 1998-10-12 | 2000-07-17 | シャープ株式会社 | 直流安定化電源装置 |
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