JP3123290B2 - 圧縮データ記録装置及び方法、圧縮データ再生方法、記録媒体 - Google Patents
圧縮データ記録装置及び方法、圧縮データ再生方法、記録媒体Info
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Description
信号等をビット圧縮した圧縮データの記録装置及び方
法、その圧縮データの再生方法、記録媒体に関し、特
に、複数のビットレートの圧縮モードで記録するような
装置、手法及び記録媒体に関するものである。
タルオーディオ信号をビット圧縮し、所定のデータ量を
記録単位としてバースト的に記録するような技術を、例
えば特願平2−221364号、特願平2−22136
5号、特願平2−222821号、特願平2−2228
23号の各明細書及び図面等において提案している。
クを用い、いわゆるCD−I(CD−インタラクテイ
ブ)やCD−ROM XAのオーディオデータフォーマ
ットに規定されているAD(適応差分)PCMオーディ
オデータを記録再生するものであり、このADPCMデ
ータの例えば32セクタ分とインターリーブ処理のため
のリンキング用の数セクタとを記録単位として、光磁気
ディスクにバースト的に記録している。
におけるADPCMオーディオにはいくつかのモードが
選択可能になっており、例えば通常のいわゆるコンパク
トディスク(CD)の再生時間に比較して、2倍の圧縮
率でサンプリング周波数が37.8kHzのレベルA、
4倍の圧縮率でサンプリング周波数が37.8kHzの
レベルB、8倍の圧縮率でサンプリング周波数が18.
9kHzのレベルCが規定されている。すなわち、例え
ば上記レベルBの場合には、ディジタルオーディオデー
タが略々1/4に圧縮され、このレベルBのモードで記
録されたディスクの再生時間(プレイタイム)は、標準
的なCDフォーマット(CD−DAフォーマット)の場
合の4倍となる。これは、より小型のディスクで標準1
2cmと同じ程度の記録再生時間が得られることから、
装置の小型化が図れることになる。
Dと同じであるため、例えば上記レベルBの場合、所定
時間当たりその4倍の再生時間分の圧縮データが得られ
ることになる。このため、例えばセクタやクラスタ等の
時間単位で同じ圧縮データを重複して4回読み出すよう
にし、そのうちの1回分の圧縮データのみをオーディオ
再生にまわすようにしている。具体的には、スパイラル
状の記録トラックを走査(トラッキング)する際に、1
回転毎に元のトラック位置に戻るようなトラックジャン
プを行って、同じトラックを4回ずつ繰り返しトラッキ
ングするような形態で再生動作を進めることになる。こ
れは、例えば4回の重複読み取りの内、少なくとも1回
だけ正常な圧縮データが得られればよいことになり、外
乱等によるエラーに強く、特に携帯用小型機器に適用し
て好ましいものである。
体として用いることが考えられており、圧縮効率をさら
に高めるためには、追加のビット圧縮が行われる事が望
ましい。具体的には、いわゆるICカードを用いてオー
ディオ信号を記録再生するようなものであり、このIC
カードに対して、ビット圧縮処理された圧縮データを記
録し、再生する。
ド等は、半導体技術の進歩に伴って記録容量の増大や低
価格化が実現されてゆくものであるが、市場に供給され
始めた初期段階では容量が不足気味で、また高価である
ことが考えられる。従って、例えば上記光磁気ディスク
等のような他の安価で大容量の記録媒体からICカード
等に内容を転送して頻繁に書き換えて使用することが充
分考えられる。具体的には、例えば上記光磁気ディスク
に収録されている複数の曲の内、好みの曲をICカード
にダビングするようにし、不要になれば他の曲と入れ換
える。このようにして、ICカードの内容書換えを頻繁
に行うことにより、少ない手持ち枚数のICカードで種
々の曲を戸外等で楽しむことができる。
信号の記録再生に際しては、多種多様な用途に対して、
必要な帯域幅、雑音対信号特性が異なっている。例えば
高音質のオーディオを必要とする場合には、帯域幅は1
5kHzから20kHzが要求され、信号対雑音特性も
良いことが必要である。これを達成するためのビットレ
ートは割合高くても許容される。通常256kbpsか
ら64kbps/チャネル位のビットレートとなる。
には、帯域幅は5kHzから7kHzでよく、信号対雑
音特性もそれほど高い必要はない。しかし、できるだけ
記録再生時間を長くするために、ビットレートは64k
bpsから数kbps程度に下げることが要求される。
このような要求水準の異なる複数の用途に対して満足で
き、できるだけ経済的な負担を小さくした記録再生装置
の提供を行なうことが必要である。しかし、帯域幅の違
う複数のモードを持たせようとすると、今までは複数の
サンプリング周波数をサポートせざるをえず、サンプリ
ング周波数信号発生回路の複雑化、ハードウェア規模の
増大が避けられなかった。また各モードのサンプリング
周波数が異なる場合には、各モード間の情報移動が困難
であり、大容量光磁気ディスク上の高ビットレートモー
ド情報を小容量ICカードに低ビットレートモードで書
き込みを行ないたい時には、一度圧縮モードを完全に解
いて時間軸上の信号に戻し、それから再び低ビッレート
モードで圧縮処理をする必要があったため、処理演算量
が大きくてリアルタイムには難しかった。
したがって、使えるビットの減少から音質の低下が起こ
る。帯域幅を狭めた場合、圧縮のための周波数分割幅
が、周波数にかかわらず一定の場合には、20kHz帯
域を32分割した程度では低域の臨界帯域幅100Hz
に対して分割帯域幅が700Hz程度と大変広いものに
なり、中低域のほとんどで臨界帯域よりも広くなってし
まい、圧縮効率の低下が著しい。またビットレートを下
げたときには、高能率符号のメイン情報とサブ情報の
内、片方にのみ片寄ったビット量削減を行うと、音質の
劣化が著しいものとなる。このためメイン情報のみの削
減ではなく、サブ情報の削減を行う必要が生じる。
たものであり、第1に複数のビットレートモードを持た
せたいとき、サンプリング周波数信号発生回路の複雑
化、ハードウェア規模の増大を防ぐこと、第2に上記光
磁気ディスク又は光ディスクなどの記録媒体からのビッ
ト圧縮データを上記ICカードなどの他の記録媒体にダ
ビングする場合若しくは、上記ICカードなどの他の記
録媒体からビット圧縮データを再生する場合に少ない演
算量で行うことが可能な圧縮データ記録装置及び方法、
圧縮データ再生方法、記録媒体を提供すること、第3に
低ビットレートモードでの音質低下をできるだけ防止す
ることを目的とするものである。
述した目的を達成するために、ディジタル信号を複数の
周波数成分に分解して時間と周波数に関する複数の二次
元ブロック内の信号成分を得る手段と、前記時間と周波
数に関する二次元ブロック毎の情報圧縮パラメータを設
定する手段と、前記時間と周波数に関する二次元ブロッ
ク毎に量子化して情報圧縮する手段と、前記情報圧縮さ
れた圧縮データ及び前記情報圧縮パラメータを記録する
手段とを具備し、前記記録手段は、少なくとも二つの二
次元ブロックの情報圧縮パラメータをまとめて記録す
る。また、本発明にかかる圧縮データ記録装置は、ディ
ジタル信号を複数の周波数帯域成分に分割して時間と周
波数に関する複数の二次元ブロック内の信号成分を得る
手段と、前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎の
情報圧縮パラメータを設定する手段と、前記時間と周波
数に関する二次元ブロック毎に量子化して情報圧縮する
手段と、前記情報圧縮された圧縮データと前記圧縮パラ
メータを記録する手段とを具備し、前記圧縮手段は、複
数の情報ビットレートの記録するモードを持ち、前記情
報圧縮パラメータ設定手段は、情報圧縮パラメータの個
数が各モードの情報ビットレートに応じて変化する。本
発明にかかる圧縮データ記録方法は、上述した目的を達
成するために、ディジタル信号を複数の周波数帯域成分
に分解し、時間と周波数に関する複数の二次元ブロック
内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する二次元ブ
ロック毎の情報圧縮パラメータを設定し、前記時間と周
波数に関する二次元ブロック毎に量子化して情報圧縮
し、前記情報圧縮された圧縮データと前記情報圧縮パラ
メータを記録する際に、少なくとも二つの二次元ブロッ
クの情報圧縮パラメータをまとめて記録する。また、本
発明にかかる圧縮データ記録方法は、ディジタル信号を
複数の周波数帯域成分に分解し、時間と周波数に関する
複数の二次元ブロック内の信号成分を得、前記時間と周
波数に関する二次元ブロック毎の情報圧縮パラメータを
設定し、前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎に
量子化して情報圧縮し、前記情報圧縮された圧縮データ
と前記情報圧縮パラメータを記録する圧縮データ記録方
法において、複数の情報ビットレートの記録モードを持
ち、情報圧縮パラメータの個数が各モードの情報ビット
レートに応じて変化する。本発明にかかる記録媒体は、
上述した目的を達成するために、ディジタル信号を被数
の周波数帯域成分に分解し、時間と周波数に関する複数
の二次元ブロック内の信号成分を得、前記時間と周波数
に関する二次元ブロック毎の情報圧縮パラメータを設定
し、前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎に量子
化して情報圧縮することにより生成された情報圧縮され
た圧縮データと前記情報圧縮パラメータを記録し、少な
くとも二つの二次元ブロックの情報圧縮パラメータをま
とめて記録したものである。また、本発明にかかる記録
媒体は、ディジタル信号を複数の周波数帯域成分に分解
し、時間と周波数に関する複数の二次元ブロック内の信
号成分を得、前記時間と周波数に関する二次元ブロック
毎の情報圧縮パラメータを設定し、前記時間と周波数に
関する二次元ブロック毎に量子化して情報圧縮すること
により生成された情報圧縮された圧縮データと前記情報
圧縮パラメータを記録し、複数の情報ビットレートの記
録モードを持ち、情報圧縮パラメータの個数が各モード
の情報ビットレートに応じて変化させたものである。本
発明にかかる圧縮データ再生方法は、上述した目的を達
成するために、ディジタル信号を複数の周波数帯域成分
に分解し、時間と周波数に関する複数の二次元ブロック
内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する二次元ブ
ロック毎の情報圧縮パラメータを設定し、前記時間と周
波数に関する二次元ブロック毎に量子化して情報圧縮す
ることにより生成された情報圧縮された圧縮データと前
記情報圧縮パラメータを受け取り、再生信号を前記情報
圧縮された圧縮データと前記情報圧縮パラメータを用い
て再生し、少なくとも二つの二次元ブロックの情報圧縮
パラメータをまとめて記録したものである。また、本発
明にかかる圧縮データ再生方法は、ディジタル信号を複
数の周波数帯域成分に分解し、時間と周波数に関する複
数の二次元ブロック内の信号成分を得、前記時間と周波
数に関する二次元ブロック毎の情報圧縮パラメータを設
定し、前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎に量
子化して情報圧縮することにより生成された情報圧縮さ
れた圧縮データと前記情報圧縮パラメータを受け取り、
再生信号を前記情報圧縮された圧縮データと前記情報圧
縮パラメータを用いて再生し、複数の情報ビットレート
の記録モードを持ち、情報圧縮パラメータの個数が各モ
ードの情報ビットレートに応じて変化させたものであ
る。本発明は、各モードのビットレートの違いにかかわ
らず、同じサンプリング周波数を用いることによって複
数のサンプリング周波数をもった場合に起こるサンプリ
ング周波数信号発生回路の複雑化、ハードウェア規模の
増大を防ぐようにする。
なる場合には困難であった、各モード間の情報移動が簡
便に行なえ、例えば、大容量光磁気ディスク上の高ビッ
トレートモード情報を小容量ICカードに低ビッレート
モードで書き込みを行ないたい時には、圧縮モードを完
全に解いて時間軸上の信号に戻す必要は全くなく、追加
の処理だけで低ビッレートモード圧縮処理を実現するこ
とができ、処理演算量の増大は最小限で抑えられリアル
タイム処理も可能となる。さらに低ビットレートモード
から少なくともそれより高いビットレートモードへ変換
する場合にはフォーマット変換、要するに符号化データ
の並び変えを行うだけで変換することが出来る。
互換性をなるべく高くするために各ビットレートモード
で直交変換ブロックサイズの構成を等しくすることによ
り、互いに異なるビットレートモード間での変換を時間
軸信号に復元すること無しに高速で行える。また、低ビ
ットレートモードになるほど、時間軸方向、或いは周波
数軸方向で隣接する複数のブロックフローティングのた
めのブロック及び/又は量子化雑音発生ブロックを共通
化することで、ブロックフローティングのためのブロッ
ク及び/又は量子化雑音発生ブロック毎に必要となるい
わゆるスケールファクタ、ワードレングスなどのサブ情
報量を削減している。一般に音響信号は時間軸方向、周
波数軸方向共に高い相関を持っているので、上記ブロッ
クフローティングのためのブロック及び/又は量子化雑
音発生ブロックを共通化しても音質への影響は少なく、
時間的に非定常な信号の場合には直交変換ブロックサイ
ズを可変にすることで圧縮効率の低下を防いでいる。削
減されたサブ情報分のビットはメイン情報へと追加する
ことできる。
のコントロールの為の周波数分割幅が、周波数にかかわ
らず一定の場合には、20kHz帯域を32分割した程
度では低域の臨界帯域幅100Hzに対して700Hz
程度と大変広いものになり、中低域で臨界帯域よりも狭
くなってしまい、効率の低下が著しい。本発明では、量
子化雑音のコントロールの為の周波数分割幅を、臨界帯
域幅に近くなるように少なくともほとんどの周波数分割
帯域で周波数が高くなるほど広くなるように選定する。
ビット圧縮データを上記ICカードなどの他の記録媒体
にダビングする場合、少なくとも完全にビット伸張を行
ってしまわず、そのまま若しくは追加圧縮を行なってダ
ビングする。追加圧縮の場合は信号の変換は一切行わず
に、周波数軸上でビットの再配分、再量子化等を行い、
複数のサブ情報を共通化して記録する。
波数を用いることによって、複数のサンプリング周波数
をもった場合に起こるサンプリング周波数信号発生回路
の複雑化、ハードウェア規模の増大を防ぐことが可能と
なる。また、ビットレートの異なるモード間の情報移動
がサンプリング周波数変換などの複雑な操作無しで簡便
に行え、大容量光磁気ディスク上の高ビットレートモー
ド情報を小容量ICカードに低ビットレートモードで書
き込みを行いたい時には、追加の処理だけで低ビットレ
ートモード圧縮処理を実現することができ、処理演算量
の増大は最小限で抑えられリアルタイム処理も可能とな
る。また、本発明によれば、ビットレートの低いモード
での音質の低下を防ぐことができるようになる。
ながら説明する。
略構成を示すブロック回線図である。
である光磁気ディスク1の記録再生ユニットと、他の記
録媒体であるICカード2の記録ユニットとの2つのユ
ニットを1つのシステムに組んで構成されている。この
光磁気ディスク記録再生ユニット側の再生系で再生され
た信号を上記ICカード記録ユニットで記録する際に
は、上記再生系の光磁気ディスク1より光学ヘッド53
にて読み取られ、デコーダ71に送られてEFM復調や
デインターリーブ処理や誤り訂正処理等が施された再生
圧縮データ(ATCオーディオデータ)が、上記ICカ
ード記録ユニットのメモリ85に送られ、このメモリ8
5に対してエントロピ符号化等の追加処理を行う追加圧
縮器84による可変ビットレート符号化処理窓の追加処
理が施され、ICカードインターフェース回路86を介
してICカード2に記録される。このように、再生され
た圧縮データは、ATCデコーダ73による伸張処理を
受ける前の圧縮状態のままで記録系に送られ、ICカー
ド2に記録される。
の)再生時には、記録媒体(光磁気ディスク1)から間
歇的あるいはバースト的に所定データ量単位(例えば3
2セクタ+数セクタ)で圧縮データを読み出し、これを
伸張して連続的なオーディオ信号に変換しているが、い
わゆるダビング時には、媒体上の圧縮データを連続的に
読み取って記録系に送って記録している。これによっ
て、データ圧縮率に応じた高速の(短時間の)ダビング
が行える。
説明する。図1に示す圧縮データ記録及び/又は再生装
置の光磁気ディスク記録再生ユニットにおいて、先ず記
録媒体としては、スピンドルモータ51により回転駆動
される光磁気ディスク1が用いられる。光磁気ディスク
1に対するデータの記録時には、例えば光学ヘッド53
によりレーザ光を照射した状態で記録データに応じた変
調磁界を磁気ヘッド54により印加することによって、
いわゆる磁界変調記録を行い、光磁気ディスク1の記録
トラックに沿ってデータを記録する。また再生時には、
光磁気ディスク1の記録トラックを光学ヘッド53によ
りレーザ光でトレースして磁気光学的に再生を行う。
る。光学ヘッド53は、例えば、レーザダイオード等の
レーザ光源、コリメータレンズ、対物レンズ、偏光ビー
ムスプリッタ、シリンドリカルレンズ等の光学部品及び
所定パターンの受光部を有するフォトディテクタ等から
構成されている。この光学ヘッド53は、光磁気ディス
ク1を介して上記磁気ヘッド54と対向する位置に設け
られている。光磁気ディスク1にデータを記録するとき
には、後述する記録系のヘッド駆動回路66により磁気
ヘッド54を駆動して記録データに応じた変調磁界を印
加すると共に、光学ヘッド53により光磁気ディスク1
の目的トラックにレーザ光を照射することによって、磁
界変調方式により熱磁気記録を行う。またこの光学ヘッ
ド53は、目的トラックに照射したレーザ光の反射光を
検出し、例えばいわゆる非点収差法によりフォーカスエ
ラーを検出し、例えばいわゆるプッシュプル法によりト
ラッキングエラーを検出する。光磁気ディスク1からデ
ータを再生するとき、光学ヘッド53は上記フォーカス
エラーやトラッキングエラーを検出すると同時に、レー
ザ光の目的トラックからの反射光の偏光角(カー回転
角)の違いを検出して再生信号を生成する。
供給される。このRF回路55は、光学ヘッド53の出
力から上記フォーカスエラー信号やトラッキングエラー
信号を抽出してサーボ制御回路56に供給するととも
に、再生信号を2値化して後述する再生系のデコーダ7
1に供給する。
サーボ制御回路やトラッキングサーボ制御回路、スピン
ドルモータサーボ制御回路、スレッドサーボ制御回路等
から構成される。上記フォーカスサーボ制御回路は、上
記フォーカスエラー信号がゼロになるように、光学ヘッ
ド53の光学系のフォーカス制御を行う。また上記トラ
ッキングサーボ制御回路は、上記トラッキングエラー信
号がゼロになるように光学ヘッド53の光学系のトラッ
キング制御を行う。さらに上記スピンドルモータサーボ
制御回路は、光磁気ディスク1を所定の回転速度(例え
ば一定線速度)で回転駆動するようにスピンドルモータ
51を制御する。また、上記スレッドサーボ制御回路
は、システムコントローラ57により指定される光磁気
ディスク1の目的トラック位置に光学ヘッド53及び磁
気ヘッド54を移動させる。このような各種制御動作を
行うサーボ制御回路56は、該サーボ制御回路56によ
り制御される各部の動作状態を示す情報をシステムコン
トローラ57に送る。
作部58や表示部59が接続されている。このシステム
コントローラ57は、キー入力操作部58による操作入
力情報により指定される動作モードで記録系及び再生系
の制御を行う。またシステムコントローラ7は、光磁気
ディスク1の記録トラックからヘッダータイムやサブコ
ードのQデータ等により再生されるセクタ単位のアドレ
ス情報に基づいて、光学ヘッド53及び磁気ヘッド54
がトレースしている上記記録トラック上の記録位置や再
生位置を管理する。さらにシステムコントローラ57
は、キー入力操作部58により切換選択された後述する
ATC(Adaptive Transform Coding)エンコーダ63で
のビット圧縮モード情報や、RF回路55から後述する
再生系を介して得られる再生データ内のビット圧縮モー
ド情報に基づいて、このビット圧縮モードを表示部59
に表示させると共に、該ビット圧縮モードにおけるデー
タ圧縮率と上記記録トラック上の再生位置情報とに基づ
いて表示部59に再生時間を表示させる制御を行う。
記録トラックからいわゆるヘッダータイムやいわゆるサ
ブコードQデータ等により再生されるセクタ単位のアド
レス情報(絶対時間情報)に対し、上記ビット圧縮モー
ドにおけるデータ圧縮率の逆数(例えば1/4圧縮のと
きには4)を乗算することにより、実際の時間情報を求
め、これを表示部9に表示させるものである。なお、記
録時においても、例えば光磁気ディスク等の記録トラッ
クに予め絶対時間情報が記録されている(プリフォーマ
ットされている)場合に、このプリフォーマットされた
絶対時間情報を読み取ってデータ圧縮率の逆数を乗算す
ることにより、現在位置を実際の記録時間で表示させる
ことも可能である。
機の記録系において、入力端子60からのアナログオー
ディオ入力信号AINがローパスフィルタ61を介してA
/D変換器62に供給され、このA/D変換器62は上
記アナログオーディオ入力信号AINを量子化する。A/
D変換器62から得られたディジタルオーディオ信号
は、ATCエンコーダ63に供給される。また、入力端
子67からのディジタルオーディオ入力信号DINがディ
ジタル入力インターフェース回路68を介してATCエ
ンコーダ63に供給される。ATCエンコーダ63は、
上記入力信号AINを上記A/D変換器62により量子化
した所定転送速度のディジタルオーディオPCMデータ
について、表1に示すATC方式における各種モードに
対応するビット圧縮(データ圧縮)処理を行うもので、
上記システムコントローラ57により動作モードが指定
されるようになっている。例えばBモードでは、サンプ
リング周波数が44.1kHzでビットレートが64k
bpsの圧縮データ(ATCデータ)とされ、メモリ6
4に供給される。このBモードのステレオモードでのデ
ータ転送速度は、上記標準のCD−DAのフオーマツト
のデータ転送速度(75セクタ/秒)の1/8(9.375
セクタ/秒)に低減されている。
換器62のサンプリング周波数が例えば上記標準的なC
D−DAフォーマットのサンプリング周波数である4
4.1kHzに固定されており、ATCエンコーダ13
においてもサンプリング周波数は維持され、ビット圧縮
処理が施されるようなものを想定している。この時低ビ
ットレートモードになるほど、信号通過帯域は狭くして
行くので、それに応じてローパスフィルタ61のカット
オフ周波数も切換制御する。すなわち、上記圧縮モード
に応じてA/D変換器62のローパスフィルタ61のカ
ットオフ周波数を同時に切換制御するようにすればよ
い。
び読み出しがシステムコントローラ57により制御さ
れ、ATCエンコーダ63から供給されるATCデータ
を一時的に記憶しておき、必要に応じてディスク上に記
録するためのバッファメモリとして用いられている。す
なわち、例えば上記Bモードのステレオのモードにおい
て、ATCエンコーダ63から供給される圧縮オーディ
オデータは、そのデータ転送速度が、標準的なCD−D
Aフォーマットのデータ転送速度(75セクタ/秒)の
1/8、すなわち9.375セクタ/秒に低減されてお
り、この圧縮データがメモリ64に連続的に書き込まれ
る。この圧縮データ(ATCデータ)は、前述したよう
に8セクタにつき1セクタの記録を行えば足りるが、こ
のような8セクタおきの記録は事実上不可能に近いた
め、後述するようなセクタ連続の記録を行うようにして
いる。この記録は、休止期間を介して、所定の複数セク
タ(例えば32セクタ+数セクタ)から成るクラスタを
記録単位として、標準的なCD−DAフォーマットと同
じデータ転送速度(75セクタ/秒)でバースト的に行
われる。すなわちメモリ64においては、上記ビット圧
縮レートに応じた9.375(=75/8)セクタ/秒
の低い転送速度で連続的に書き込まれたBモードでステ
レオモードのATCオーディオデータが、記録データと
して上記75セクタ/秒の転送速度でバースト的に読み
出される。この読み出されて記録されるデータについ
て、記録休止期間を含む全体的なデータ転送速度は、上
記9.375セクタ/秒の低い速度となっているが、バ
ースト的に行われる記録動作の時間内での瞬時的なデー
タ転送速度は上記標準的な75セクタ/秒となってい
る。従って、ディスク回転速度が標準的なCD−DAフ
ォーマットと同じ速度(一定線速度)のとき、該CD−
DAフォーマットと同じ記録密度、記憶パターンの記録
が行われることになる。
時的な)転送速度でバースト的に読み出されたATCオ
ーディオデータすなわち記録データは、エンコーダ65
に供給される。ここで、メモリ64からエンコーダ65
に供給されるデータ列において、1回の記録で連続記録
される単位は、複数セクタ(例えば32セクタ)から成
るクラスタ及び該クラスタの前後位置に配されたクラス
タ接続用の数セクタとしている。このクラスタ接続用セ
クタは、エンコーダ65でのインターリーブ長より長く
設定しており、インターリーブされても他のクラスタの
データに影響を与えないようにしている。
たようにバースト的に供給される記録データについて、
エラー訂正のための符号化処理(パリテイ付加及びイン
ターリーブ処理)やEFM符号化処理などを施す。この
エンコーダ65による符号化処理の施された記録データ
が磁気ヘッド駆動回路66に供給される。この磁気ヘッ
ド駆動回路66は、磁気ヘッド54が接続されており、
上記記録データに応じた変調磁界を光磁気ディスク1に
印加するように磁気ヘッド54を駆動する。
リ64に対する上述の如きメモリ制御を行うとともに、
このメモリ制御によりメモリ64からバースト的に読み
出される上記記録データを光磁気ディスク1の記録トラ
ックに連続的に記録するように記録位置の制御を行う。
この記録位置の制御は、システムコントローラ57によ
りメモリ64からバースト的に読み出される上記記録デ
ータの記録位置を管理して、光磁気ディスク1の記録ト
ラック上の記録位置を指定する制御信号をサーボ制御回
路56に供給することによって行われる。
トの再生系について説明する。この再生系は、上述の記
録系により光磁気ディスク1の記録トラック上に連続的
に記録された記録データを再生するためのものであり、
光学ヘッド53によって光磁気ディスク1の記録トラッ
クをレーザ光でトレースすることにより得られる再生出
力がRF回路55により2値化されて供給されるデコー
ダ71を備えている。この時光磁気ディスクのみではな
く、コンパクトディスク(CompactDisc)と同じ再生専用
光ディスクの読み出しも行なうことができる。
ンコーダ65に対応するものであって、RF回路55に
より2値化された再生出力について、エラー訂正のため
の上述の如き復号化処理やEFM復号化処理などの処理
を行い上述のBモードのステレオモードATCオーディ
オデータを、該Bモードのステレオモードにおける正規
の転送速度よりも早い75セクタ/秒の転送速度で再生
する。このデコーダ71により得られる再生データは、
メモリ72に供給される。
出しがシステムコントローラ57により制御され、デコ
ーダ71から75セクタ/秒の転送速度で供給される再
生データがその75セクタ/秒の転送速度でバースト的
に書き込まれる。また、このメモリ72は、上記75セ
クタ/秒の転送速度でバースト的に書き込まれた上記再
生データがBモードのステレオモードの正規の9.37
5セクタ/秒の転送速度で連続的に読み出される。
をメモリ72に75セクタ/秒の転送速度で書き込むと
ともに、メモリ72から上記再生データを上記9.37
5セクタ/秒の転送速度で連続的に読み出すようなメモ
リ制御を行う。また、システムコントローラ57は、メ
モリ72に対する上述の如きメモリ制御を行うととも
に、このメモリ制御によりメモリ72からバースト的に
書き込まれる上記再生データを光磁気ディスク1の記録
トラックから連続的に再生するように再生位置の制御を
行う。この再生位置の制御は、システムコントローラ5
7によりメモリ72からバースト的に読み出される上記
再生データの再生位置を管理して、光磁気ディスク1若
しくは光ディスク1の記録トラック上の再生位置を指定
する制御信号をサーボ制御回路56に供給することによ
って行われる。
送速度で連続的に読み出された再生データとして得られ
るBモードのステレオモードATCオーディオデータ
は、ATCデコーダ73に供給される。このATCデコ
ーダ73は、上記記録系のATCエンコーダ63に対応
するもので、システムコントローラ57により動作モー
ドが指定されて、例えば上記Bモードのステレオモード
ATCデータを8倍にデータ伸張(ビット伸張)するこ
とで16ビットのディジタルオーディオデータを再生す
る。このATCデコーダ73からのディジタルオーディ
オデータは、D/A変換器74に供給される。
から供給されるディジタルオーディオデータをアナログ
信号に変換して、アナログオーディオ出力信号AOUT を
形成する。このD/A変換器74により得られるアナロ
グオーディオ信号AOUT は、ローパスフィルタ75を介
して出力端子76から出力される。
置の上記ICカード記録ユニットについて説明する。入
力端子81からのアナログオーディオ入力信号AINがロ
ーパスフィルタ82を介してA/D変換器83に供給さ
れて量子化される。A/D変換器62から得られたディ
ジタルオーディオ信号は、可変ビットレート符号化器の
一種であるいわゆるエントロピ符号化等を行う追加圧縮
器84に送られてエントロピ符号化等の処理をされる。
この処理は、メモリ85に対するデータの読み書きを伴
いながら実行される。エントロピ符号化等を行う追加圧
縮器84からの可変ビットレート圧縮符号化されたデー
タは、ICカードインターフェース回路86を介してI
Cカード2に記録される。勿論、本発明においては、エ
ントロピ符号等の可変ビットレート圧縮は行なわない
が、直交変換サイズを大きくしたり、サブ情報を持つ周
波数軸上のブロックフローティングの為のブロック及び
又は量子化雑音発生ブロックの周波数幅を広げること
で、より低いビットレートの定ビットレートでの記録を
行っても良い。
ットの再生系のデコーダ71からの圧縮データ(ATC
データ)が、伸張されずにそのまま上記ICカード記録
ユニットのメモリ85に送られるようになっている。こ
のデータ転送は、いわゆる高速ダビング時にシステムコ
ントローラ57がメモリ85等を制御することによって
行われる。なお、メモリ72からの圧縮データをメモリ
85に送るようにしてもよい。ビットレートモードを変
えて、ビットレートをさげて光磁気ディスクもしくは光
ディスクからICカードに記録することは、記録容量当
たりの価格が高いICカードへの記録に適している。この
ことはビットレートモードの如何に拘わらずサンプリン
グ周波数が同一であることが不必要なサンプリング周波
数変換を伴わず、好都合となる。実際の追加圧縮は追加
圧縮器84で行なうこととなる。
作について説明する。先ず、いわゆる高速ディジタルダ
ビング時には、キー入力操作部58のダビング操作キー
等を操作することにより、システムコントローラ57が
所定の高速ダビング制御処理動作を実行する。具体的に
は、上記デコーダ71からの圧縮データをそのままIC
カード記録系のメモリ85に送り、エントロピ符号化等
を行う追加圧縮器84により可変ビットレート符号化を
施して、ICカードインターフェース回路86を介して
ICカード2に記録する。ここで、光磁気ディスク1に
例えば上記BモードのステレオモードATCデータが記
録されている場合には、デコーダ71からは8倍の圧縮
データが連続的に読み出されることになる。
ディスク1から実時間で8倍(上記Bモードのステレオ
モードの場合)の時間に相当する圧縮データが連続して
得られることになり、これがそのままエントロピ符号化
や低ビットレートの一定ビットレート化されてICカー
ド2に記録されるから、8倍の高速ダビングが実現でき
る。なお圧縮モードが異なればダビング速度の倍率も異
なってくる。また、圧縮の倍率以上の高速でダビングを
行わせるようにしてもよい。この場合には、光磁気ディ
スク1を定常速度の何倍かの速度で高速回転駆動する。
2に示すように、一定ビットレートでビット圧縮符号化
されたデータが記録されると同時に、該データを追加圧
縮伸張ブロック3で可変ビット圧縮符号化した際のデー
タ量(すなわちICカード2内に記録するために必要と
されるデータ記録容量)の情報が記録されている。こう
することによって、例えば光磁気ディスク1に記録され
ている曲の内、ICカード2に記録可能な曲数や曲の組
合せ等を、これらのデータ量情報を読み取ることにより
即座に知ることができる。もちろん可変ビットレートモ
ードではなく、固定ビットレートのより低ビットレート
モードへの追加圧縮操作を追加圧縮伸張ブロック84で
行なうこともできる。
トレートでビット圧縮符号化されたデータのみならず、
一定ビットレートでビット圧縮符号化したデータのデー
タ量情報も記録しておくことにより、ICカード2から
光磁気ディスク1に曲等のデータを送って記録する際の
データ量を迅速に知ることができる。もちろん、ICカ
ード2内には、可変ビットレートでビット圧縮符号化さ
れたデータのみならず、一定ビットレートでビット圧縮
符号化したデータを記録することもできる。
縮データ記録及び又は再生装置5の正面外観を示してお
り、光磁気ディスクまたは光ディスク挿入部6とICカ
ード挿入スロツト7とが設けられている。もちろんディ
スクとICカードとは別々のセットになっていてその間
をケーブルで信号伝送するようにしてもよい。
る。すなわち、オーディオPCM信号等の入力ディジタ
ル信号を、帯域分割符号化(SBC)、適応変換符号化
(ATC)及び適応ビット割当ての各技術を用いて高能
率符号化する技術について、図4以降を参照しながら説
明する。
は、まず、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に分
割すると共に、最低域の隣接した2帯域の帯域幅は同じ
で、より高い周波数帯域では高い周波数帯域ほどバンド
幅を広く選定し、各周波数帯域毎に直交変換を行って、
得られた周波数軸のスペクトルデータを、低域では、後
述する人間の聴覚特性を考慮したいわゆる臨界帯域幅
(クリティカルバンド)毎に、中高域ではブロックフロ
ーティング効率を考慮して臨界帯域幅を細分化した帯域
毎に、適応的にビット割当して符号化している。通常こ
のブロックが量子化雑音発生ブロックとなる。さらに、
本発明実施例においては、直交変換の前に入力信号に応
じて適応的にブロックサイズ(ブロック長)を変化させ
ると共に、該ブロック単位でフローティング処理を行っ
ている。
には例えばサンプリング周波数が44.1kHzの時、
0〜22kHzのオーディオPCM信号が供給されてい
る。この入力信号は、例えばいわゆるQMFフィルタ等
の帯域分割フィルタ101により0〜11kHz帯域と
11k〜22kHz帯域(高域)とに分割され、0〜1
1kHz帯域の信号は同じくいわゆるQMFフィルタ等
の帯域分割フィルタ102により0〜5.5kHz帯域
(低域)と5.5k〜11kHz帯域(中域)とに分割
される。帯域分割フィルタ101、102からの各帯域
の信号は直交変換ブロックサイズ決定回路106に送ら
れ、各帯域毎にブロックサイズが決定される。ここで直
交変換ブロックサイズ決定回路106において、ブロッ
クサイズの長さは例えば11.6msの長さを基本と
し、これが最大ブロックサイズとなる。信号が時間的に
準定常的である場合には直交変換ブロックサイズを1
1.6msと最大に選択することによって、周波数分解
能を高め、信号が時間的に非定常的である場合には、1
1kHz以下の帯域では直交変換ブロックサイズをさら
に4分割とし、11kHz以上の帯域では直交変換ブロ
ックサイズを8分割とすることにより、時間分解能を高
める。
の周波数帯域に分割する手法としては、例えばQMFフ
ィルタがあり、1976 R.E.Crochiere Digital coding
ofspeech in subbands Bell Syst.Tech. J. Vol.55,No.
8 1976に、述べられている。またICASSP 83,BOSTON Pol
yphase Quadrature filters-A new subbandcodingtechn
ique Joseph H. Rothweiler には等バンド幅のフィルタ
ー分割手法が述べられている。
01及び102の出力は各帯域の信号毎にそれぞれ各直
交変換回路103、104、105に供給される。同時
に上記直交変換サイズ決定回路106において決定され
たブロックサイズは各直交変換回路103、104、1
05に供給され、上記フィルタ出力はこのブロックサイ
ズに応じてブロック化され、直交変換処理される。図5
は直交変換ブロックサイズを示したものであり、低域及
び中域では11.6ms(ロングモード)か2.9ms
(ショートモード)のどちらかを選択し、高域では1
1.6ms(ロングモード)か1.45ms(ショート
モード)のどちらかを選択する。決定された直交変換ブ
ロックサイズ情報は端子111から取り出され、復号化
回路へ送られる。
ば、入力オーディオ信号を所定単位時間(フレーム)で
ブロック化し、当該ブロック毎に高速フーリエ変換(F
FT)、離散コサイン変換(DCT)、変更離散コサイ
ン変換(MDCT)等を行うことで時間軸を周波数軸に
変換するような直交変換がある。MDCTについてはIC
ASSP 1987 Subband/Transform Coding Using Filter Ba
nk Designs BasedonTime Domain Aliasing Cancellatio
n J.P.Princen A.B.Bradley Univ. ofSurreyRoyal Melb
ourne Inst.of Tech. に述べられている。
ィカルバンド及びブロックフローティングを考慮して分
割されたスペクトルデータに基づき、いわゆるマスキン
グ効果等を考慮してクリティカルバンド及びブロックフ
ローティングを考慮した各分割帯域毎のマスキング量を
求め、このマスキング量とクリティカルバンド及びブロ
ックフローティングを考慮した各分割帯域毎のエネルギ
あるいはピーク値等に基づいて、各帯域毎に割当ビット
数を求める。適応ビット割当符号化回路108では、上
記ビット配分算出回路107で各帯域毎に割り当てられ
たビット数に応じて各スペクトルデータ(あるいはMD
CT係数データ)を再量子化するようにしている。この
ようにして符号化されたデータは、出力端子110を介
して取り出される。
7の一具体例の概略構成を示すブロック回路図である。
この図6において、入力端子21には、上記各直交変換
回路103、104、105からの周波数軸上のスペク
トルデータが供給されている。
エネルギ算出回路22に送られて、上記マスキング量と
クリティカルバンド及びブロックフローティングを考慮
した各分割帯域のエネルギが、例えば当該バンド内での
各振幅値の総和を計算すること等により求められる。こ
の各バンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピーク
値、平均値等が用いられることもある。このエネルギ算
出回路22からの出力として、例えば各バンドの総和値
のスペクトルを図7にSBとして示している。ただし、
この図7では、図示を簡略化するため、上記マスキング
量とクリティカルバンド及びブロックフローティングを
考慮した分割帯域数を12バンド(B1 〜B12)で表
現している。
スキングに於ける影響を考慮するために、該スペクトル
SBに所定の重み付け関数を掛けて加算するような畳込
み(コンボリユーション)処理を施す。このため、上記
帯域毎のエネルギ算出回路22の出力すなわち該スペク
トルSBの各値は、畳込みフィルタ回路23に送られ
る。該畳込みフィルタ回路23は、例えば、入力データ
を順次遅延させる複数の遅延素子と、これら遅延素子か
らの出力にフィルタ係数(重み付け関数)を乗算する複
数の乗算器(例えば各バンドに対応する25個の乗算
器)と、各乗算器出力の総和をとる総和加算器とから構
成されるものである。この畳込み処理により、図7中点
線で示す部分の総和がとられる。なお、上記マスキング
とは、人間の聴覚上の特性により、ある信号によって他
の信号がマスクされて聞こえなくなる現象をいうもので
あり、このマスキング効果には、時間軸上のオーデイオ
信号による時間軸マスキング効果と、周波数軸上の信号
による同時刻マスキング効果とがある。これらのマスキ
ング効果により、マスキングされる部分にノイズがあっ
たとしても、このノイズは聞こえないことになる。この
ため、実際のオーデイオ信号では、このマスキングされ
る範囲内のノイズは許容可能なノイズとされる。
乗算器の乗算係数(フィルタ係数)の一具体例を示す
と、任意のバンドに対応する乗算器Mの係数を1とする
とき、乗算器M−1で係数0.15を、乗算器M−2で
係数0.0019を、乗算器M−3で係数0.0000
086を、乗算器M+1で係数0.4を、乗算器M+2
で係数0.06を、乗算器M+3で係数0.007を各
遅延素子の出力に乗算することにより、上記スペクトル
SBの畳込み処理が行われる。ただし、Mは1〜25の
任意の整数である。
は引算器24に送られる。該引算器24は、上記畳込ん
だ領域での後述する許容可能なノイズレベルに対応する
レベルαを求めるものである。なお、当該許容可能なノ
イズレベル(許容ノイズレベル)に対応するレベルα
は、後述するように、逆コンボリユーション処理を行う
ことによって、クリティカルバンドの各バンド毎の許容
ノイズレベルとなるようなレベルである。ここで、上記
引算器24には、上記レベルαを求めるための許容関数
(マスキングレベルを表現する関数)が供給される。こ
の許容関数を増減させることで上記レベルαの制御を行
っている。当該許容関数は、次に説明するような(n−
ai)関数発生回路25から供給されているものであ
る。
ベルαは、クリティカルバンドの低域から順に与えられ
る番号をiとすると、次の(1)式で求めることができ
る。 α=S−(n−ai) ・・・(1) この(1)式において、n,aは定数でa>0、Sは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、(1)
式中(n−ai)が許容関数となる。本実施例ではn=
38,a=1としており、この時の音質劣化はなく、良
好な符号化が行えた。
れ、このデータは、割算器26に伝送される。当該割算
器26では、上記畳込みされた領域での上記レベルαを
逆コンボリユーションするためのものである。したがっ
て、この逆コンボリユーション処理を行うことにより、
上記レベルαからマスキングスペクトルが得られるよう
になる。すなわち、このマスキングスペクトルが許容ノ
イズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリユーショ
ン処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例では簡
略化した割算器26を用いて逆コンボリユーションを行
っている。
回路27を介して減算器28に伝送される。ここで、当
該減算器28には、上記帯域毎のエネルギ算出回路22
からの出力、すなわち前述したスペクトルSBが、遅延
回路29を介して供給されている。したがって、この減
算器28で上記マスキングスペクトルとスペクトルSB
との減算演算が行われることで、図8に示すように、上
記スペクトルSBは、該マスキングスペクトルMSのレ
ベルで示すレベル以下がマスキングされることになる。
正回路30を介し、出力端子31を介して取り出され、
例えば割当てビット数情報が予め記憶されたROM等
(図示せず)に送られる。このROM等は、上記減算回
路28から許容雑音補正回路30を介して得られた出力
(上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手段
の出力との差分のレベル)に応じ、各バンド毎の割当ビ
ット数情報を出力する。この割当ビット数情報が上記適
応ビット割当符号化回路108に送られることで、直交
変換回路103、104、105からの周波数軸上の各
スペクトルデータがそれぞれのバンド毎に割り当てられ
たビット数で量子化されるわけである。
化回路108では、上記マスキング量とクリティカルバ
ンド及びブロックフローティングを考慮した各分割帯域
のエネルギと上記ノイズレベル設定手段の出力との差分
のレベルに応じて割当てられたビット数で上記各バンド
毎のスペクトルデータを量子化することになる。なお、
遅延回路29は上記合成回路27以前の各回路での遅延
量を考慮してエネルギ検出回路22からのスペクトルS
Bを遅延させるために設けられている。
の際には、最小可聴カーブ発生回路32から供給される
図9に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最小可
聴カーブRCを示すデータと、上記マスキングスペクト
ルMSとを合成することができる。この最小可聴カーブ
において、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ以下な
らば該雑音は聞こえないことになる。この最小可聴カー
ブは、コーディングが同じであっても例えば再生時の再
生ボリユームの違いで異なるものとなるが、現実的なデ
ィジタルシステムでは、例えば16ビットダイナミック
レンジへの音楽の入り方にはさほど違いがないので、例
えば4kHz付近の最も耳に聞こえやすい周波数帯域の
量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数帯域では
この最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音は聞こえ
ないと考えられる。したがって、このように例えばシス
テムの持つワードレングスの4kHz付近の雑音が聞こ
えない使い方をすると仮定し、この最小可聴カーブRC
とマスキングスペクトルMSとを共に合成することで許
容ノイズレベルを得るようにすると、この場合の許容ノ
イズレベルは、図9中の斜線で示す部分までとすること
ができるようになる。なお、本実施例では、上記最小可
聴カーブの4kHzのレベルを、例えば20ビット相当
の最低レベルに合わせている。また、この図9は、信号
スペクトルSSも同時に示している。
正情報出力回路33から送られてくる例えば等ラウドネ
スカーブの情報に基づいて、上記減算器28からの出力
における許容雑音レベルを補正している。ここで、等ラ
ウドネスカーブとは、人間の聴覚特性に関する特性曲線
であり、例えば1kHzの純音と同じ大きさに聞こえる
各周波数での音の音圧を求めて曲線で結んだもので、ラ
ウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。またこの等ラウド
ネス曲線は、図9に示した最小可聴カーブRCと略同じ
曲線を描くものである。この等ラウドネス曲線において
は、例えば4kHz付近では1kHzのところより音圧
が8〜10dB下がっても1kHzと同じ大きさに聞こ
え、逆に、50Hz付近では1kHzでの音圧よりも約
15dB高くないと同じ大きさに聞こえない。このた
め、上記最小可聴カーブのレベルを越えた雑音(許容ノ
イズレベル)は、該等ラウドネス曲線に応じたカーブで
与えられる周波数特性を持つようにするのが良いことが
わかる。このようなことから、上記等ラウドネス曲線を
考慮して上記許容ノイズレベルを補正することは、人間
の聴覚特性に適合していることがわかる。
記符号化回路108での量子化の際の出力情報量(デー
タ量)の検出出力と、最終符号化データのビットレート
目標値との間の誤差の情報に基づいて、上記許容ノイズ
レベルを補正するようにしてもよい。これは、全てのビ
ット割当単位ブロックに対して予め一時的な適応ビット
割当を行って得られた総ビット数が、最終的な符号化出
力データのビットレートによって定まる一定のビット数
(目標値)に対して誤差を持つことがあり、その誤差分
を0とするように再度ビット割当をするものである。す
なわち、目標値よりも総割当ビット数が少ないときに
は、差のビット数を各単位ブロックに割り振って付加す
るようにし、目標値よりも総割当ビット数が多いときに
は、差のビット数を各単位ブロックに割り振って削るよ
うにするわけである。
ット数の上記目標値からの誤差を検出し、この誤差デー
タに応じて補正情報出力回路33が各割当ビット数を補
正するための補正データを出力する。ここで、上記誤差
データがビット数不足を示す場合は、上記単位ブロック
当たり多くのビット数が使われることで上記データ量が
上記目標値よりも多くなっている場合を考えることがで
きる。また、上記誤差データが、ビット数余りを示すデ
ータとなる場合は、上記単位ブロツク当たり少ないビッ
ト数で済み、上記データ量が上記目標値よりも少なくな
っている場合を考えることができる。したがって、上記
補正情報出力回路33からは、この誤差データに応じ
て、上記減算器28からの出力における許容ノイズレベ
ルを、例えば上記等ラウドネス曲線の情報データに基づ
いて補正させるための上記補正値のデータが出力される
ようになる。上述のような補正値が、上記許容雑音補正
回路30に伝送されることで、上記減算器28からの許
容ノイズレベルが補正されるようになる。以上説明した
ようなシステムでは、メイン情報として直交変換出力ス
ペクトルをサブ情報により処理したデータとサブ情報と
してブロックフローティングの状態を示すスケールファ
クタ、語長を示すワードレングスが得られ、エンコーダ
からデコーダに送られる。
は、図10のような構成とすることもできる。この図1
0を用いて、以上述べたビット配分手法とは異なる次の
ような有効なビット配分手法について述べる。
104,105の出力は、図10の入力端子300を介
して、帯域毎のエネルギを算出するエネルギ算出回路3
01に送られる。この帯域毎のエネルギ算出回路301
では、上記臨界帯域(クリティカルバンド)又は高域で
は更にクリティカルバンドを分割した帯域毎のエネルギ
が、例えば当該バンド内での各振幅値の2乗平均の平方
根を計算すること等により求められる。なお、この各バ
ンド毎のエネルギの代わりに、振幅値のピーク値や平均
値等を用いるようにすることも可能である。
しての例えば臨界帯域(クリティカルバンド)又は高域
では更にクリティカルバンドを分割した帯域毎の総和値
のスペクトルは、例えば、前記図7に示すようなスペク
トル(バークスペクトル)SBとなる。
を表現して伝送又は記録に使えるビット数を例えば1k
ビット/ブロックとすると、本実施例ではそのうちの1
kビットを用いた固定ビット配分パターンを作成する。
本実施例においては、上記固定ビット配分のためのビッ
ト割り当てパターンが複数個用意されており、信号の性
質により種々の選択をすることが出来るようになってい
る。本実施例では、上記1kビットに対応する短い時間
のブロックのビット量を各周波数に分布させた種々のパ
ターンを、固定ビット配分回路307が持っている。当
該固定ビット配分回路307においては、特に、中低域
と高域とのビット配分率を違えたパターンを複数個用意
している。そして、信号の大きさが小さいほど、高域へ
の割り当て量が少ないパターンを選択するようにする。
このようにすることで、小さい信号の時ほど高域の感度
が低下するラウドネス効果を生かせる。なお、このとき
の信号の大きさとしては、全帯域の信号の大きさを使用
することも出来るが、例えばフィルタ等が用いられてい
る非ブロツキング周波数分割回路の出力若しくは直交変
換出力例えばMDCT出力を利用することもできる。な
お、上記1kビット(使用可能なビット数)は、例え
ば、使用可能総ビット数入力回路305で設定される。
この使用可能総ビット数は、外部から入力することも可
能である。
出力は、エネルギ依存ビット配分回路306にも送られ
る。当該エネルギ依存ビット配分回路306では、帯域
毎のエネルギからエネルギ依存のビット配分パターンを
決定する。このエネルギに基づくエネルギ依存のビット
パターンは、例えば、当該バンドのエネルギが大きいほ
ど、多くのビットが割り当てられるように配分する。
ビット配分パターンへの配分とバークスペクトル(スペ
クトルSB)に依存したビット配分との分割率は、信号
スペクトルの滑らかさを表す指標(トーナリティ)によ
り決定される。すなわち、本実施例では、上記エネルギ
算出回路301の出力をスペクトル滑らかさ算出回路3
02に送り、当該スペクトル滑らかさ算出回路302に
おいて、信号スペクトルの隣接値間の差の絶対値の和を
信号スペクトルの和で割った値を算出し、この値を指標
(トーナリティ)として用いている。このトーナリティ
が決定されると、ビット分割率決定回路304におい
て、上記分割率が決定される。なお、分割率とは、固定
ビット配分とエネルギ依存のビット配分との重み付けを
変えるための値である。
割率データは、上記固定ビット配分回路307の出力が
供給される乗算器312と、上記エネルギ依存ビット配
分回路306の出力が供給される乗算器311とに送ら
れる。これら乗算器312,311の出力が和算出回路
308に送られる。すなわち、固定ビット配分と帯域毎
(臨界帯域、又は高域では更にクリティカルバンドを複
数個に細分化した帯域)のエネルギに依存したビット配
分の値にそれぞれ上記分割率を乗じて、それら2つの値
が上記和算出回路308で加算されて、この演算結果が
出力端子(各帯域のビット割り当て量出力端子)309
から後段の構成に送られて量子化及び符号化の際に使用
される。
(b) ,図12の(b) に示す。また、これに対応する量子
化雑音の様子を図11の(a) ,図12の(a) に示す。な
お、図11の(a) ,(b) は信号のスペクトルが割合平坦
である場合を示し、図12の(a) ,(b) は信号スペクト
ルが高いトーナリティを示す場合を示している。また、
図11の(b) ,図12の(b) の図中QS は信号レベル依
存分のビット量を示し、図中QF は固定ビット割り当て
分のビット量を示している。図11の(a) ,図12の
(a) の図中Lは信号レベルを示し、図中NS は信号レベ
ル依存分による雑音低下分を、図中NF は固定ビット割
り当て分による雑音レベルを示している。
合を示している図11において、通常、多量の固定ビッ
ト割り当て分によるビット割り当ては、全帯域にわたっ
て大きい信号対雑音比を取るために役立つ。しかし、こ
の図11のような場合、低域及び高域では比較的少ない
ビット割り当てが使用されるようになる。これは、聴覚
的にこの帯域の重要度が小さいためである。また、この
とき、図11の図中Q S に示すように、若干の信号レベ
ル依存のビット配分を行なう分(ビット)によって、信
号の大きさが大きい帯域の雑音レベルが選択的に低下さ
せられる。したがって、信号のスペクトルが割合平坦で
ある場合には、この選択性も割合広い帯域に渡って働く
ことになる。
ペクトルが高いトーナリティを示す場合には、図12の
図中QS に示すように、多量の信号レベル依存のビット
配分を行なう分(ビット)による量子化雑音の低下は極
めて狭い帯域(図12の図中NS で示す帯域)の雑音を
低減するために使用される。これにより孤立スペクトル
入力信号での特性の向上が達成される。また、同時に若
干の固定ビット割り当て分によるビット配分を行なう分
(ビット)により、広い帯域の雑音レベルが非選択的に
低下させられる。
化回路108について説明する。本実施例では、例え
ば、二種類のビットレートのモードを持ち、例えば、A
モードを128kbps/chnnelとし、Bモード
はAモードの半分の64kbps/chnnelとす
る。また、本実施例では二種類のモードに限らず、複数
のモードを持つことが可能である。
て説明する。図13、図14はAモードにおけるブロッ
クフローティングバンド分割の一具体例を示している。
図13は直交変換ブロックサイズが11.6msの場合
であり、図14は直交変換ブロックサイズが低中域で4
分割、高域では8分割されている場合であるが、どちら
の場合でも全体のブロックフローティングバンドの数は
同じであり、52個のバンドに分割されている。さらに
帯域分割フィルタの出力である各帯域毎に見ると、低域
では20個、中高域ではそれぞれ16個のブロックフロ
ーティングがあり、この個数は直交変換ブロックサイズ
に関係なく決まっているので、直交変換ブロックサイズ
が帯域毎に独立に変化しても問題はない。例えば、低域
だけ11.6msを4分割したブロックサイズで、中高
域は11.6msのブロックサイズである場合、ブロッ
クフローティングバンドを低域は図14、中高域は図1
3のように分割すれば、バンド数は全体として52個と
なる。適応ビット割当符号化回路108には、この52
個のブロックフローティングバンド毎にスケールファク
タ、ワードレングスの情報が与えられており、スペクト
ルデータは与えられたスケールファクターワードレング
スに応じて、量子化され、符号化される。
れ、記録又は伝送される。
る。BモードはビットレートがAモードに対して半分に
なるため、Aモードと同じ方法で符号化すると、サブ情
報(スケールファクタ、ワードレングス等)の量は変わ
らず、メイン情報(スペクトルデータ)の量だけ減少す
ることになり、Aモードに比較すると、全情報量の中の
サブ情報の占める割合が増大し、符号化効率が低下す
る。ビットレートを半分にする場合は、メイン情報量だ
けでなく、サブ情報量も半減、もしくはそれ以下に削減
することが望ましい。本実施例においてはBモードにお
けるサブ情報量を、Aモードに対して半減させるため
に、時間的に隣接する二つのブロック間でサブ情報の値
を共通に持つことで、サブ情報量削減を達成している。
すなわち、Aモードにおけるサブ情報量は基本的にブロ
ックフローティングバンド数と等しいため、52個/1
1.6msであるが、Bモードにおいてはブロックフロ
ーティングバンドの時間軸方向を拡張することになるた
め、52個/23.2msとなり、同一時間内における
サブ情報量を比較すると、Aモードに対して半分の量と
なっている。図15、図16、図17はBモードにおけ
るブロックフローティングバンド分割の一具体例を示し
ている。
の直交変換ブロックサイズが共にロングモードの場合を
示しており、実線で囲まれている領域が直交変換ブロッ
ク、斜線表示されている領域が一つのブロックフローテ
ィングバンドを表している。すなわち、このブロックフ
ローティングバンドは図13におけるAモードのブロッ
クフローティングバンドの時間軸方向で隣り合う二つの
バンドを一つにまとめており、周波数軸方向のバンド分
割は図13と全く同じである。
の直交変換ブロックサイズが共にショートモードの場合
を示しており、図15と同様に実線で囲まれている領域
が直交変換ブロック、斜線表示されている領域が一つの
ブロックフローティングバンドを表している。すなわ
ち、このブロックフローティングバンドは図14におけ
るAモードのブロックフローティングバンドの時間軸方
向で隣り合う二つのバンドを一つにまとめており、周波
数軸方向のバンド分割は図14と全く同じである。
の直交変換ブロックサイズが違い、すなわちショートモ
ードとロングモードの組合せである場合を示しており、
同様に実線で囲まれている領域が直交変換ブロック、斜
線表示されている領域が一つのブロックフローティング
バンドを表している。直交変換ブロックサイズがショー
トモードであるブロック(図17における0〜11.6
msの中域と11.6〜23.2msの低域、高域)に
ついては、上記共にショートモードの場合(図16)と
同じであり、すなわち、図14におけるAモードのブロ
ックフローティングバンドの時間軸方向で隣り合う二つ
のバンドを一つにまとめており、周波数軸方向のバンド
分割は図14と全く同じである。逆に直交変換ブロック
サイズがロングモードであるブロック(図17における
0〜11.6msの低域、高域と11.6〜23.2m
sの中域)については、時間軸方向でバンドをまとめる
ことが出来ないので、例外的に周波数軸方向で隣り合う
二バンドを一つにまとめており、時間軸方向のバンド分
割は図13と全く同じである。
の数をAモードに比べて半減させるために、時間軸方向
あるいは周波数軸方向で隣り合うブロックフローティン
グバンドを共通化することにより、結果的にビットレー
ト減少に伴うメイン情報の極端な減少を防ぎ、符号化効
率を向上させている。
ット割当符号化回路108の一具体例を示しており、端
子401には直交変換ブロックサイズ情報、端子402
には該二ブロック分のスペクトルデータ(MDCT係
数)がそれぞれ与えられている。上記直交変換ブロック
サイズ情報はスケールファクタの再設定回路405と、
ワードレングスの再設定回路406に送られ、上記スペ
クトルデータ(MDCT係数)は量子化器408に送ら
れる。
Aモード用のブロックフローティングバンド分割で各バ
ンド毎に設定されたスケールファクタAは、スケールフ
ァクタの再設定回路405において、上述したように共
通化すべき二つのブロックフローティングバンドの値が
まとめられ、Bモード用のスケールファクタBが再設定
される。通常は二つのスケールファクタAの大きい方を
選択し、共通のスケールファクタとする。
るAモード用のブロックフローティングバンド分割で各
バンド毎に設定されたワードレングスAは、ワードレン
グス再設定回路406において、Bモード用のワードレ
ングスBが再設定される。ワードレングスの共通化の際
には、例えば二つのワードレングスAの大きい方が選択
される。他には二つのワードレングスAの平均値等の用
いても良い。
グスAは、それぞれ二ブロック分(23.3ms)の情
報を一単位にして上記再設定回路405、406に送ら
れている。
において、再設定されたワードレングスは総ビット数の
補正回路407において、再設定により生じた総ビット
数の誤差の補正が行われる。再設定されたスケールファ
クタB、ワードレングスBは共に量子化器408及び符
号化器409に送られ、スペクトルデータの量子化の際
に用いられる。量子化及び符号化されたスペクトルデー
タは符号化データBとして、端子410から取り出され
る。
する符号化装置の機能について説明したが、次にAモー
ドの符号化データからBモードの符号化データへ変換す
る場合、及びBモードの符号化データからAモードの符
号化データへ変換する場合について、図19の一具体例
を参照しながら説明する。
場合は、図19において、入力端子501にはAモード
で符号化された符号化データAが与えられており、入力
端子503にはコード化された直交変換ブロックサイズ
情報が与えられている。直交変換ブロックサイズ情報は
コード変換器508において、Aモードの直交変換ブロ
ックサイズを表すコードからBモードのそれへと変換さ
れ、ビット配分算出回路507へ送られ、また出力端子
513から取り出される。
ック分のコード化されたAモード直交変換ブロックサイ
ズ情報をまとめて、Bモード用のコードで表現するだけ
であり、双方の意味する内容に変化はない。
ト割当復号化回路505に送られ、復号化及び逆量子化
されて、スペクトルデータに復元される。得られたスペ
クトルデータはビット配分算出回路507に送られ、ビ
ットの割当が行われる。このビット配分算出回路507
は前述したビット配分算出回路107と同じ機能を持
つ。
モードの適応ビット割当符号化回路506に送られ、前
述したBモードの符号化が行われる。量子化及び符号化
された符号化データBは出力端子511から取り出され
る。このように、AモードからBモードへの変換はAモ
ードの復号化回路とBモードの符号化回路を組み合わせ
た簡単な回路で行うことができ、高速変換が可能であ
る。
合は、同じく図19において、入力端子512にはBモ
ードで符号化された符号化データBが与えられており、
入力端子514にはコード化された直交変換ブロックサ
イズ情報が与えられている。直交変換ブロックサイズ情
報はコード変換器509において、Bモードの直交変換
ブロックサイズを表すコードからAモードのそれへと変
換され、フォーマット変換回路510へ送られ、また出
力端子504から取り出される。
変換器508と全く逆の動作をするものであり、コード
化されたBモード直交変換ブロックサイズ情報をAモー
ド用の二ブロック分のコードへ分割するだけである。
路510に送られ、符号化データのまま、直接Aモード
のフォーマットに変換され、出力端子502から取り出
される。この場合、二つのモード間で実質的なビットレ
ートの変化はなく、Aモードのフォーマット上ではメイ
ン情報は約半分しか使われていないことになる。また、
上記AモードからBモードへの変換のように、復号化し
て再度ビット配分をやり直して、符号化する方法も可能
であるが、実質的な情報量が増えても、再量子化により
音質は劣化する。このように、BモードからAモードへ
の変換はフォーマット変換、要するに符号化コードの簡
単な並び変えのみの処理を施すだけで良いので、さらな
る高速変換が可能である。
において、入力端子210には図4の出力端子110か
ら得られる周波数軸上の符号化データが供給されてお
り、この符号化データは、先ず適応ビット割当の復号化
回路208に送られて復号処理され、周波数軸上のスペ
クトルデータに復元される。
の直交変換ブロックサイズ情報が与えられており、各帯
域毎の逆直交変換回路203、204、205に供給さ
れる。ここで、上記スペクトルデータの内、0〜5.5
kHz帯域のデータは逆直交変換回路203へ、5.5
k〜11kHz帯域のデータは逆直交変換回路204
へ、11k〜22kHz帯域のデータは逆直交変換回路
205にそれぞれ送られ、これら回路で上記直交変換ブ
ロックサイズ情報に応じて、各帯域毎に逆直交変換処理
が施される。
5の出力は帯域合成フィルタ202で合成され、上記逆
直交変換回路203と合成フィルタ202に出力は合成
フィルタ201で合成されて、再生信号となり、出力端
子200より取り出される。
るものではなく、例えば、上記一の記録再生媒体と上記
他の記録再生媒体とは一体化されている必要はなくその
間をデータ転送用ケーブルで結ぶ事も可能である。更に
例えば、オーディオPCM信号のみならず、ディジタル
音声(スピーチ)信号やディジタルビデオ信号等の信号
処理装置にも適用可能である。また、上述した最小可聴
カーブの合成処理を行わない構成としてもよい。この場
合には、最小可聴カーブ発生回路32、合成回路27が
不要となり、上記引算器24からの出力は、割算器26
で逆コンボリユーションされた後、直ちに減算器28に
伝送されることになる。叉ビット配分手法は多種多様で
あり、最も簡単には固定のビット配分もしくは信号の各
帯域エネルギーによる簡単なビット配分もしくは固定分
と可変分を組み合わせたビット配分など使うことができ
る。
明によれば、複数のモードが持つビットレートの違いに
関わらず、同じサンプリング周波数を用いることによっ
て、複数のサンプリング周波数をもった場合に起こるサ
ンプリング周波数信号発生回路等の複雑化、ハードウェ
ア規模の増大を防ぐことができる。
は、時間軸方向で隣接した複数のブロック、もしくは同
一時間ブロック内の周波数軸方向の複数のいわゆるブロ
ックフローティングバンドでいわゆるサブ情報を共通化
して記録又は伝送することにより、サブ情報の量を削減
することができ、そのサブ情報の削減分をメイン情報に
割り振ることで、符号化効率を向上させることが出来
る。
より長時間記録するために低ビットレートモードに変換
して記録したいときには、元の圧縮信号を周波数軸上か
ら時間軸上へ変換する必要がなく、周波数軸上でのデー
タ変換のみで低ビットレートの圧縮信号を得ることがで
き、直交変換、逆直交変換及び帯域分割/合成フィルタ
ーの処理過程を省略できるので、高速な信号変換を行う
ことが出来る。
実施例としての記録再生装置の構成例を示すブロック回
路図である。
す図である。
ある。
する符号化装置の一具体例を示すブロック回路図であ
る。
ための図である。
ク回路図である。
して分割された帯域のスペクトルを示す図である。
した図である。
構成を示すブロック回路図である。
ルが平坦なときのノイズスペクトル、及びビット割当を
示す図である。
ルのトーナリティが高いときのノイズスペクトル、及び
ビット割当を示す図である。
ク中の臨界帯域及びブロックフローティングを考慮した
52分割の周波数帯域を示す周波数と時間に関する図で
ある(直交変換ブロックサイズがロングモード)。
ク中の臨界帯域及びブロックフローティングを考慮した
52分割の周波数帯域を示す周波数と時間に関する図で
ある(直交変換ブロックサイズがショートモード)。
ク中の臨界帯域及びブロックフローティングを考慮した
52分割の周波数帯域を示す周波数と時間に関する図で
ある(直交変換ブロックサイズが共にロングモード)。
ク中の臨界帯域及びブロックフローティングを考慮した
52分割の周波数帯域を示す周波数と時間に関する図で
ある(直交変換ブロックサイズが共にショートモー
ド)。
ク中の臨界帯域及びブロックフローティングを考慮した
52分割の周波数帯域をしめす周波数と時間に関する図
である(直交変換ブロックサイズがロングモードとショ
ートモードの組合せ)。
の一具体例を示すブロック図である。
体的構成を示すブロック回路図である。
現する復号化装置の一具体例を示すブロック回路図であ
る。
Aの入力回路 404・・・・Aモードで設定されたワードレングスA
の入力回路 405・・・・スケールファクタの再設定回路 406・・・・ワードレングスの再設定回路 407・・・・総ビット数補正回路 408・・・・量子化器 409・・・・符号化器 410・・・・符号化データ出力端子 501・・・・Aモードの符号化データ入力端子 502・・・・Aモードの符号化データ出力端子 503・・・・Aモード直交変換ブロックサイズ情報入
力端子 504・・・・Aモード直交変換ブロックサイズ情報出
力端子 505・・・・Aモードの適応ビット割当復号化回路 506・・・・Bモードの適応ビット割当符号化回路 507・・・・ビット配分算出回路 508・・・・コード変換器 509・・・・コード変換器 510・・・・フォーマット変換回路 511・・・・Bモードの符号化データ出力端子 512・・・・Bモードの符号化データ入力端子 513・・・・直交変換ブロックサイズ出力端子 514・・・・直交変換ブロックサイズ入力端子 200・・・・音響信号出力端子 201、202・・・帯域合成フィルタ 203・・・・高域逆直交変換回路 204・・・・中域逆直交変換回路 205・・・・低域逆直交変換回路 208・・・・適応ビット割当復号化回路 210・・・・符号化データ入力端子 211・・・・直交変換ブロックサイズ情報入力端子
Claims (14)
- 【請求項1】 ディジタル信号を複数の周波数成分に分
解して時間と周波数に関する複数の二次元ブロック内の
信号成分を得る手段と、 前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎の情報圧縮
パラメータを設定する手段と、 前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎に量子化し
て情報圧縮する手段と、 前記情報圧縮された圧縮データ及び前記情報圧縮パラメ
ータを記録する手段とを具備し、 前記記録手段は、少なくとも二つの二次元ブロックの情
報圧縮パラメータをまとめて記録することを特徴とする
圧縮データ記録装置。 - 【請求項2】 上記記録手段は、少なくとも時間方向に
並ぶ少なくとも二つの二次元ブロックの情報圧縮パラメ
ータをまとめて記録することを特徴とする請求項1記載
の圧縮データ記録装置。 - 【請求項3】 上記記録手段は、少なくとも周波数方向
に並ぶ少なくとも二つの二次元ブロックの情報圧縮パラ
メータをまとめて記録することを特徴とする請求項1記
載の圧縮データ記録装置。 - 【請求項4】 上記記録手段は、時間方向及び/又は周
波数方向に並ぶ少なくとも二つの二次元ブロックの情報
圧縮パラメータをまとめて記録することを特徴とする請
求項1記載の圧縮データ記録装置。 - 【請求項5】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成分
に分割して時間と周波数に関する複数の二次元ブロック
内の信号成分を得る手段と、 前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎の情報圧縮
パラメータを設定する手段と、 前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎に量子化し
て情報圧縮する手段と、 前記情報圧縮された圧縮データと前記圧縮パラメータを
記録する手段とを具備し、 前記圧縮手段は、複数の情報ビットレートの記録するモ
ードを持ち、 前記情報圧縮パラメータ設定手段は、情報圧縮パラメー
タの個数が各モードの情報ビットレートに応じて変化す
ることを特徴とする圧縮データ記録装置。 - 【請求項6】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成分
に分解し、 時間と周波数に関する複数の二次元ブロック内の信号成
分を得、 前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎の情報圧縮
パラメータを設定し、 前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎に量子化し
て情報圧縮し、 前記情報圧縮された圧縮データと前記情報圧縮パラメー
タを記録する圧縮データ記録方法において、 少なくとも二つの二次元ブロックの情報圧縮パラメータ
をまとめて記録することを特徴とする圧縮データ記録方
法。 - 【請求項7】 少なくとも時間方向に並ぶ少なくとも二
つの二次元ブロックの情報圧縮パラメータをまとめて記
録することを特徴とする請求項6記載の圧縮データ記録
方法。 - 【請求項8】 少なくとも周波数方向に並ぶ少なくとも
二つの二次元ブロックの情報圧縮パラメータをまとめて
記録することを特徴とする請求項6記載の圧縮データ記
録方法。 - 【請求項9】 時間方向及び/又は周波数方向に並ぶ少
なくとも二つの二次元ブロックの情報圧縮パラメータを
まとめて記録することを特徴とする請求項6記載の圧縮
データ記録方法。 - 【請求項10】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成
分に分解し、 時間と周波数に関する複数の二次元ブロック内の信号成
分を得、 前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎の情報圧縮
パラメータを設定し、 前記時間と周波数に関する二次元ブロック毎に量子化し
て情報圧縮し、 前記情報圧縮された圧縮データと前記情報圧縮パラメー
タを記録する圧縮データ記録方法において、 複数の情報ビットレートの記録モードを持ち、 情報圧縮パラメータの個数が各モードの情報ビットレー
トに応じて変化することを特徴とする圧縮データ記録方
法。 - 【請求項11】 ディジタル信号を被数の周波数帯域成
分に分解し、時間と周波数に関する複数の二次元ブロッ
ク内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する二次元
ブロック毎の情報圧縮パラメータを設定し、前記時間と
周波数に関する二次元ブロック毎に量子化して情報圧縮
することにより生成された情報圧縮された圧縮データと
前記情報圧縮パラメータを記録する記録媒体において、 少なくとも二つの二次元ブロックの情報圧縮パラメータ
をまとめて記録したものであることを特徴とする記録媒
体。 - 【請求項12】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成
分に分解し、時間と周波数に関する複数の二次元ブロッ
ク内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する二次元
ブロック毎の情報圧縮パラメータを設定し、前記時間と
周波数に関する二次元ブロック毎に量子化して情報圧縮
することにより生成された情報圧縮された圧縮データと
前記情報圧縮パラメータを記録する記録媒体において、 複数の情報ビットレートの記録モードを持ち、情報圧縮
パラメータの個数が各モードの情報ビットレートに応じ
て変化させたものであることを特徴とする記録媒体。 - 【請求項13】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成
分に分解し、時間と周波数に関する複数の二次元ブロッ
ク内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する二次元
ブロック毎の情報圧縮パラメータを設定し、前記時間と
周波数に関する二次元ブロック毎に量子化して情報圧縮
することにより生成された情報圧縮された圧縮データと
前記情報圧縮パラメータを受け取り、再生信号を前記情
報圧縮された圧縮データと前記情報圧縮パラメータを用
いて再生する圧縮データ再生方法において、 少なくとも二つの二次元ブロックの情報圧縮パラメータ
をまとめて記録したものであることを特徴とする圧縮デ
ータ再生方法。 - 【請求項14】 ディジタル信号を複数の周波数帯域成
分に分解し、時間と周波数に関する複数の二次元ブロッ
ク内の信号成分を得、前記時間と周波数に関する二次元
ブロック毎の情報圧縮パラメータを設定し、前記時間と
周波数に関する二次元ブロック毎に量子化して情報圧縮
することにより生成された情報圧縮された圧縮データと
前記情報圧縮パラメータを受け取り、再生信号を前記情
報圧縮された圧縮データと前記情報圧縮パラメータを用
いて再生する圧縮データ再生方法において、 複数の情報ビットレートの記録モードを持ち、情報圧縮
パラメータの個数が各モードの情報ビットレートに応じ
て変化させたものであることを特徴とする圧縮データ再
生方法。
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