JP3041967B2

JP3041967B2 - ディジタル信号符号化装置

Info

Publication number: JP3041967B2
Application number: JP2410048A
Authority: JP
Inventors: 健三赤桐
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1990-12-13
Filing date: 1990-12-13
Publication date: 2000-05-15
Anticipated expiration: 2015-05-15
Also published as: JPH04215320A

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、入力ディジタル信号の
符号化を行うディジタル信号符号化装置に関するもので
ある。

【０００２】

【従来の技術】オーディオ_,音声等の信号の高能率符号
化においては、オーディオ，音声等の入力信号を時間軸
又は周波数軸で複数のチャンネルに分割すると共に、各
チャンネル毎のビット数を適応的に割当てるビットアロ
ケーシヨン（ビット割当て）による符号化技術がある。
例えば、オーディオ信号等の上記ビット割当てによる符
号化技術には、時間軸上のオーディオ信号等を複数の周
波数帯域に分割して符号化する帯域分割符号化（サブ・
バンド・コーディング：ＳＢＣ）や、時間軸の信号を周
波数軸上の信号に変換（直交変換）して複数の周波数帯
域に分割し各帯域毎で適応的に符号化するいわゆる適応
変換符号化（ＡＴＣ）、或いは、上記ＳＢＣといわゆる
適応予測符号化（ＡＰＣ）とを組み合わせ、時間軸の信
号を帯域分割して各帯域信号をベースバンド（低域）に
変換した後複数次の線形予測分析を行って予測符号化す
るいわゆる適応ビット割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）等の符号
化技術がある。

【０００３】ここで、例えば、上記帯域分割符号化にお
いては、圧縮効率を上げるために、一定の単位時間ブロ
ック毎のビット数を一定に保ちながら、帯域分割した各
バンドに与えるビット数を、信号スペクトル強度の時間
変動に応じてダイナミックに（適応的に）変化させてい
る。また、上記適応変換符号化においては、単位周波数
ブロック毎のビットレートを一定に保ちながら、周波数
軸上でダイナミックに割当てビット数を変化させてい
る。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】ところが、上述のよう
にビット数を適応的に割当てて符号化を行う上記高能率
符号化においては、符号化される入力信号の性質やビッ
ト割当ての仕方等によって、単位ブロック（単位時間ブ
ロック或いは単位周波数ブロック）当たりのビット数が
一定にならない場合が生じることがある。すなわち、単
位ブロック当たりで予め定められているビット数に対し
て、過不足が生ずる場合がある。言い換えれば、上記単
位ブロック毎に予め定められているビット数では、復号
化後の信号に要求される特性を充分に満足できない（ビ
ット不足）場合や、逆に、該ビット数が該復号化後の信
号に要求される特性を得るのに充分過ぎる（ビット余
り）場合がある。例えば、オーディオ信号の符号化でビ
ット不足の場合を例にとると、ビットレートが足りない
ために符号化によって信号が劣化し、このオーディオ信
号を後に復号化するとノイズが多くなってしまう。ま
た、ビットが余る場合は必要以上の処理を行うことにな
り、好ましくない。

【０００５】このようなことから、従来は単位ブロック
当たりビットの過不足が生じた場合には、この単位ブロ
ック当たりのビット数を一定化するようないわゆるビッ
トパッキング（ビットレート調整）が行われている。し
かし、このビットパッキングにおいては、単位ブロック
内のビット数を例えば一律に増減してビットレートを一
定化させているため、信号の劣化が目立つようになって
しまっている。

【０００６】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑
みて提案されたものであり、信号劣化の少ないビットレ
ート調整が可能なディジタル信号符号化装置を提供する
ことを目的とするものである。

【０００７】

【課題を解決するための手段】本発明のディジタル信号
符号化装置は、上述の目的を達成するために提案された
ものであり、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に
分割すると共に、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選
定し、当該各バンド毎のエネルギに基づいて各バンド単
位の許容ノイズレベルを設定するノイズレベル設定手段
と、上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手
段の出力との差分のレベルに応じたビット数で上記各バ
ンドの成分を量子化する量子化手段とを有するディジタ
ル信号符号化装置において、上記量子化手段の出力情報
量を検出し、該検出出力と目標値の誤差及び等ラウドネ
ス曲線の情報に基づいて、上記ノイズレベル設定手段か
らの許容ノイズレベルを補正して、所定期間における情
報量を一定化するようにしたものである。

【０００８】

【作用】本発明によれば、許容ノイズレベルと各バンド
のエネルギとの差分に応じてビット数を決定すると共
に、量子化手段の出力情報量と目標値との誤差からこの
ビット数の過不足を求め、ビット数の過不足が発生した
場合は、許容ノイズレベルを補正してビットレートを一
定化している。同時に、許容ノイズレベルの補正は、等
ラウドネス曲線を考慮したものとしているため、信号劣
化が目立たない。

【０００９】

【実施例】以下、本発明を適用した実施例について図面
を参照しながら説明する。本実施例のディジタル信号符
号化装置は、オーディオ，音声等の入力ディジタル信号
を、例えば、帯域分割符号化（ＳＢＣ）や、適応変換符
号化（ＡＴＣ）、適応ビット割当て（ＡＰＣ−ＡＢ）等
により高能率符号化するものである。そのため、本実施
例装置では、入力ディジタル信号を複数の周波数帯域に
分割すると共に、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く選
定している。すなわち、後述する人間の聴覚特性を考慮
したいわゆる臨界帯域幅（クリティカルバンド）で上記
入力ディジタル信号を分割している。また、図１に示す
ように、当該クリティカルバンドの各バンド毎のエネル
ギ（又はピーク値，平均値）に基づいて各バンド単位の
許容ノイズレベルを設定するノイズレベル設定手段とし
ての総和検出回路１４及びフィルタ回路１５と、上記各
バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手段の出力と
の差分のレベルに応じて割当てられたビット数で上記各
バンドの成分を量子化する量子化回路２４とを有するも
のである。ここで、後述するデータ量演算回路２６で上
記量子化回路２４の出力情報量を検出し、該検出出力と
端子３からの所定の目標値（予め定められたビットレー
ト）との誤差が後述する比較回路２７で検出される。そ
の後、補正値決定回路２８では、該誤差の情報と後述す
るいわゆる等ラウドネス曲線の情報とに基づいて上記許
容ノイズレベルの補正値が決定される。許容ノイズレベ
ル補正回路２０では、この補正値に応じて上記許容ノイ
ズレベルの補正がなされる。したがって、上記量子化回
路２４では、この補正された許容ノイズレベルに応じて
求められたビット数で量子化が行われることになる。こ
れにより、本実施例装置では、所定期間（前記単位ブロ
ック）におけるビット数を一定にするようにしている。
その後、上記量子化回路２４からの量子化出力は、バッ
ファメモリ２５を介して本実施例のディジタル信号符号
化装置の出力端子２から出力されるようになる。

【００１０】ここで、図１に示す本実施例のディジタル
信号符号化装置は、オーディオ信号，音声信号等を高速
フーリエ変換（ＦＦＴ）して、時間軸の信号を周波数軸
に変換し、符号化（再量子化）を行うものである。図１
において、入力端子１には、例えばオーディオ信号が供
給されており、この時間軸上のオーディオ信号が高速フ
ーリエ変換回路１１に伝送される。該高速フーリエ変換
回路１１では、上記時間軸上のオーディオ信号が所定時
間毎（単位ブロック）に周波数軸上の信号に変換され、
実数成分値Ｒｅと虚数成分値ＩｍとからなるＦＦＴ係数
が得られる。これらＦＦＴ係数は振幅位相情報発生回路
１２に伝送され、当該振幅位相情報発生回路１２では上
記実数成分値Ｒｅと虚数成分値Ｉｍとから振幅値Ａｍと
位相値とが得られて、この振幅値Ａｍの情報が出力され
るようになる。すなわち、一般に人間の聴覚は周波数領
域の振幅（パワー）には敏感であるが、位相については
かなり鈍感であるため、本実施例では上記振幅位相情報
発生回路１２の出力から上記振幅値Ａｍのみを取り出
し、これを本発明実施例での入力ディジタル信号として
いる。

【００１１】このようにして得られた振幅値Ａｍ等の入
力ディジタル信号は、帯域分割回路１３に伝送される。
該帯域分割回路１３では、上記振幅値Ａｍで表現された
入力ディジタル信号をいわゆる臨界帯域幅（クリティカ
ルバンド）に分割している。このクリティカルバンドと
は、人間の聴覚特性（周波数分析能力）を考慮したもの
であり、例えば０〜２２ｋＨｚを２５バンドに分け、高
い周波数帯域ほどバンド幅を広く選定しているものであ
る。すなわち人間の聴覚は、一種のバンドパスフィルタ
のような特性を有していて、この各フィルタによって分
けられたバンドを臨界帯域と呼んでいる。

【００１２】上記帯域分割回路１３でクリティカルバン
ドに分割された各バンド毎の上記振幅値Ａｍは、各々上
記総和検出回路１４に伝送される。この総和検出回路１
４では、各バンド毎のエネルギ（各バンドでのスペクト
ル強度）が、各バンド内のそれぞれの振幅値Ａｍの総和
（振幅値Ａｍのピーク又は平均或いはエネルギ総和）を
とることにより求められる。該総和検出回路１４の出力
すなわち各バンドの総和のスペクトルは、一般にバーク
スペクトルと呼ばれ、この各バンドのバークスペクトル
ＳＢは例えば図２に示すようになる。ただし、図２では
図示を簡略化するため、上記クリティカルバンドのバン
ド数を１２バンド（Ｂ₁〜Ｂ₁₂）で表現している。

【００１３】ここで、上記バークスペクトルＳＢのいわ
ゆるマスキングに於ける影響を考慮するため、該バーク
スペクトルＳＢに所定の重みづけの関数を畳込む（コン
ボリューション）。このため、上記総和検出回路１４の
出力すなわち該バークスペクトルＳＢの各値は、フィル
タ回路１５に送られる。該フィルタ回路１５は、例え
ば、入力データを順次遅延させる複数の遅延素子と、こ
れら遅延素子からの出力にフィルタ係数（重みづけの関
数）を乗算する複数の乗算器（例えば各バンドに対応す
る２５個の乗算器）と、各乗算器出力の総和をとる総和
加算器とから構成されるものである。このフィルタ回路
１５の各乗算器において、例えば、任意のバンドに対応
する乗算器Ｍでフィルタ係数１を、乗算器Ｍ−１でフィ
ルタ係数０．１５を、乗算器Ｍ−２でフィルタ係数０．
００１９を、乗算器Ｍ−３でフィルタ係数０．００００
０８６を、乗算器Ｍ＋１でフィルタ係数０．４を、乗算
器Ｍ＋２でフィルタ係数０．０６を、乗算器Ｍ＋３でフ
ィルタ係数０．００７を各遅延素子の出力に乗算するこ
とにより、上記バークスペクトルＳＢの畳込み処理が行
われる。ただし、Ｍは１〜２５の任意の整数である。こ
の畳込み処理により、図２中点線で示す部分の総和がと
られる。なお、上記マスキングとは、人間の聴覚上の特
性により、ある信号によって他の信号がマスクされて聞
こえなくなる現象をいうものであり、このマスキング効
果には、時間軸上のオーディオ信号に対するマスキング
効果と周波数軸上の信号に対するマスキング効果とがあ
る。すなわち、該マスキング効果により、マスキングさ
れる部分にノイズがあったとしても、このノイズは聞こ
えないことになる。このため、実際のオーディオ信号で
は、このマスキングされる部分内のノイズは許容可能な
ノイズとされる。

【００１４】その後、上記フィルタ回路１５の出力は引
算器１６に送られる。該引算器１６は、上記畳込んだ領
域での後述する許容可能なノイズレベルに対応するレベ
ルαを求めるものである。なお、当該許容可能なノイズ
レベル（許容ノイズレベル）に対応するレベルαは、後
述するように、逆コンボリューション処理を行うことに
よって、クリティカルバンドの各バンド毎の許容ノイズ
レベルとなるようなレベルである。ここで、上記引算器
１６には、上記レベルαを求めるための許容関数（マス
キングレベルを表現する関数）が供給される。この許容
関数を増減させることで上記レベルαの制御を行ってい
る。当該許容関数は、後述する関数発生回路２９から供
給されているものである。すなわち、許容ノイズレベル
に対応するレベルαは、クリティカルバンドのバンドの
低域から順に与えられる番号をｉとすると、第(1) 式で
求めることができる。 α＝S-(n-ai)・・・・・・・(1) この第(1) 式において、ｎ，ａは定数でａ＞０、Ｓは畳
込み処理されたバークスペクトルの強度であり、第(1)
式中(n-ai)が許容関数となる。本実施例ではｎ＝３８，
ａ＝１としており、この時の音質劣化はなく、良好な符
号化が行えた。

【００１５】このようにして、上記レベルαが求めら
れ、このデータは、割算器１７に伝送される。当該割算
器１７では、上記畳込みされた領域での上記レベルαを
逆コンボリューションするためのものである。したがっ
て、この逆コンボリューション処理を行うことにより、
上記レベルαからマスキングスペクトルが得られるよう
になる。すなわち、このマスキングスペクトルが許容ノ
イズスペクトルとなる。なお、上記逆コンボリューショ
ン処理は、複雑な演算を必要とするが、本実施例では簡
略化した割算器１７を用いて逆コンボリューションを行
っている。

【００１６】次に、上記マスキングスペクトルは、合成
回路１８を介して減算器１９に伝送される。ここで、当
該減算器１９には、上記総和検出回路１４の出力すなわ
ち前述した総和検出回路１４からのバークスペクトルＳ
Ｂが、遅延回路２１を介して供給されている。したがっ
て、この減算器１９で上記マスキングスペクトルとバー
クスペクトルＳＢとの減算演算が行われることで、図３
に示すように、上記バークスペクトルＳＢは、該マスキ
ングスペクトルＭＳのレベルで示すレベル以下がマスキ
ングされることになる。

【００１７】当該減算器１９の出力は、上記許容ノイズ
レベル補正回路２０を介してＲＯＭ３０に送られる。該
ＲＯＭ３０には、複数の割当てビット数情報が格納され
ており、上記減算回路１９の出力（上記各バンドのエネ
ルギと上記ノイズレベル設定手段の出力との差分のレベ
ル）に応じた割当てビット数情報を出力するようになっ
ている。このＲＯＭ３０の出力が上記量子化回路２４に
供給されている。当該量子化回路２４では、このＲＯＭ
３０からの割当てビット数で、遅延回路２３を介して供
給されている振幅値Ａｍの量子化を行うことになる。す
なわち、換言すれば、当該量子化回路２４では、上記ク
リティカルバンドの各バンドのエネルギと上記ノイズレ
ベル設定手段の出力との差分のレベルに応じて割当てら
れたビット数で上記各バンドの成分を量子化することに
なる。なお、遅延回路２１は上記合成回路１８以前の各
回路での遅延量を考慮して上記総和検出回路１４からの
バークスペクトルＳＢを遅延させ、上記遅延回路２３は
上記ＲＯＭ３０以前の各回路での遅延量を考慮して上記
振幅値Ａｍを遅延させるために設けられている。

【００１８】また、上述した合成回路１８での合成の際
には、最小可聴カーブ発生回路２２から供給される図４
に示すような人間の聴覚特性であるいわゆる最小可聴カ
ーブＲＣを示すデータと、上記マスキングスペクトルＭ
Ｓとを合成することができる。この最小可聴カーブにお
いて、雑音絶対レベルがこの最小可聴カーブ以下ならば
該雑音は聞こえないことになる。更に、該最小可聴カー
ブは、コーディングが同じであっても例えば再生時の再
生ボリュームの違いで異なるものとなる。ただし、現実
的なディジタルシステムでは、例えば１６ビットダイナ
ミックレンジへの音楽のはいり方にはさほど違いがない
ので、例えば４ｋＨｚ付近の最も耳に聞こえやすい周波
数帯域の量子化雑音が聞こえないとすれば、他の周波数
帯域ではこの最小可聴カーブのレベル以下の量子化雑音
は聞こえないと考えられる。したがって、このように例
えばシステムの持つワードレングスの４ｋＨｚ付近の雑
音が聞こえない使い方をすると仮定し、この最小可聴カ
ーブＲＣとマスキングスペクトルＭＳとを共に合成する
ことで許容ノイズレベルを得るようにすると、この場合
の許容ノイズレベルは、図中斜線で示す部分までとする
ことができるようになる。なお、本実施例では、上記最
小可聴カーブの４ｋＨｚのレベルを、例えば２０ビット
相当の最低レベルに合わせている。また、この図４は、
信号スペクトルＳＳも同時に示している。

【００１９】ここで、上記許容ノイズレベル補正回路２
０では、前述したように、上記量子化回路２４の出力情
報量（データ量）の検出出力と上記目標値の誤差及び等
ラウドネス曲線の情報に基づいて、上記減算器１９から
の許容ノイズレベルを補正している。このようなことを
行うため、上記バッファメモリ２５からのデータは、デ
ータ量演算回路２６によってデータ量が求められた後、
比較回路２７に送られる。当該比較回路２７では、上記
データ量と端子３からの所定の目標値（予め定められた
ビットレート）との誤差が検出され、その誤差データは
補正値決定回路２８に伝送される。ここで、この誤差デ
ータが、ビット数不足を示すデータとなる場合として
は、上記単位ブロック当たり多くのビット数が使われる
ことで上記データ量が上記目標値よりも多くなっている
場合を考えることができる。また、該誤差データが、ビ
ット数余りを示すデータとなる場合としては、上記単位
ブロック当たり少ないビット数で済み、上記データ量が
上記目標値よりも少なくなっている場合を考えることが
できる。したがって、上記補正値決定回路２８からは、
この誤差データに応じて、上記減算器１９からの許容ノ
イズレベルを、いわゆる等ラウドネス曲線の情報データ
に基づいて補正させるための上記補正値のデータが出力
されるようになる。上述のような補正値が、上記許容ノ
イズレベル補正回路２０に伝送されることで、上記減算
器１９からの許容ノイズレベルが補正されるようにな
る。なお、上記等ラウドネス曲線とは、人間の聴覚特性
に関するものであり、例えば１ｋＨｚの純音と同じ大き
さに聞こえる各周波数での音の音圧を求めて曲線で結ん
だもので、ラウドネスの等感度曲線とも呼ばれる。ま
た、この等ラウドネス曲線は、図４に示した最小可聴カ
ーブＲＣと略同じ曲線を描くものである。この等ラウド
ネス曲線においては、例えば４ｋＨｚ付近では１ｋＨｚ
のところより音圧が８〜１０ｄＢ下がっても１ｋＨｚと
同じ大きさに聞こえ、逆に５０ｋＨｚ付近では１ｋＨｚ
での音圧よりも約１５ｄＢ高くないと同じ大きさに聞こ
えない。このため、上記最小可聴カーブのレベルを越え
た雑音（許容ノイズレベル）は、この等ラウドネス曲線
に応じたカーブで与えられる周波数特性を持つようにす
るのが良いことがわかる。このようなことから、該等ラ
ウドネス曲線を考慮して上記許容ノイズレベルを補正す
ることは、人間の聴覚特性に適合していることがわか
る。

【００２０】また、上記等ラウドネス曲線を考慮した許
容ノイズレベル補正として、例えば、上記ビット数が不
足した場合には、上記図４に示した許容ノイズレベルを
図５に示すような補正レベルＡＲ１に補正する。すなわ
ち、この図５において、上記許容ノイズレベルを補正レ
ベルＡＲ１のように上げることは、上記各バンドのエネ
ルギと上記ノイズレベル設定手段の出力との差分のレベ
ルに応じて求められるビット数を下げることとなり、結
果として単位ブロック当たりのビット数の不足が解消さ
れることになる。このようにビットレートを下げるよう
な調整を行う場合であっても、この調整は上記等ラウド
ネス曲線を考慮した許容ノイズレベルに基づくものであ
るため、復号化後の音声のノイズは最小限に抑えられて
いることになる。

【００２１】上記ビット数が余った場合は、上記図４の
許容ノイズレベルを図６に示すような補正レベルＡＲ２
に補正する。すなわち、この図６において、上記許容ノ
イズレベルを補正レベルＡＲ２のように下げることは、
上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定手段の
出力との差分のレベルに応じて求められるビット数を上
げることとなり、結果として単位ブロック当たりで余っ
ていたビット数を有効に利用できるようになる。このよ
うにビットレートを上げることにで、復号化後の音質を
高めることができると共に、上記等ラウドネス曲線を考
慮することで、より一層音質の向上が図れるようにな
る。

【００２２】上述のような許容ノイズレベルの補正がな
されることで、この補正後の許容ノイズレベルと上記各
バンドのエネルギとの差分のレベルに応じた上記ＲＯＭ
３０からの割当てビット数も補正されるようになる。換
言すれば、上記量子化回路２４での量子化の際の割当て
ビット数の補正（ビットレートの調整）が行われること
になり、所定期間としての単位ブロックにおける情報量
が一定化されるようになる。

【００２３】なお、本実施例においては、上述した最小
可聴カーブの合成処理を行わない構成とすることもでき
る。すなわち、この場合には、最小可聴カーブ発生回路
２２，合成回路１８が不要となり、上記引算器１６から
の出力は、割算器１７で逆コンボリューションされた
後、すぐに減算器１９に伝送されることになる。

【００２４】以上の述べたように、本実施例のディジタ
ル信号符号化装置においては、オーディオ信号を符号化
する際に、ビット数の過不足を調整しているが、上述し
たように等ラウドネス曲線を考慮した許容ノイズレベル
の補正に基づくビットレート調整を行っているため、例
えばビット数を減らした場合でも、聴感上の劣化が少な
くて済むことになる。また許容ノイズレベルの補正は、
単にレベルを変化させるだけで可能であるため、簡単な
ハードウェア構成で実現することができる。

【００２５】また、本発明は、上述した図１の実施例の
ように、入力ディジタル信号を高速フーリエ変換して処
理するいわゆる適応変換符号化の他に、例えば、帯域分
割符号化（ＳＢＣ）を行う装置にも適用することができ
る。この場合は、信号をバンドパスフィルタ等で帯域分
割して、この各チャンネルに割り当てるビット数を、量
子化手段の出力情報量の検出出力と目標値の誤差及び等
ラウドネス曲線に基づいて補正された許容ノイズレベル
に応じて、増減させるものとなる。当該帯域分割符号化
の場合も上述同様の効果を得ることができる。

【００２６】

【発明の効果】本発明のディジタル信号符号化装置にお
いては、量子化後の出力情報量を検出し、該検出出力と
目標値の誤差及び等ラウドネス曲線の情報に基づいて、
許容ノイズレベルを補正して、所定期間における情報量
を一定化するようにしたことにより、ビットレートの過
不足の調整が可能であると共に、ビットレートを調整し
ても信号劣化（例えば音の聴感上のＳ／Ｎ劣化）が少な
い信号符号化を行うことが可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例のディジタル信号符号化装置
の概略構成を示すブロック回路図である。

【図２】バークスペクトルを示す図である。

【図３】マスキングスペクトルを示す図である。

【図４】最小可聴カーブ，マスキングスペクトルを合成
した図である。

【図５】ビット数不足時の補正された許容ノイズレベル
を示す特性図である。

【図６】ビット数余り時の補正された許容ノイズレベル
を示す特性図である。

【符号の説明】

１１・・・・・・・・高速フーリエ変換回路１２・・・・・・・・振幅位相情報発生回路１３・・・・・・・・帯域分割回路１４・・・・・・・・総和検出回路１５・・・・・・・・フィルタ回路１６・・・・・・・・引算器１７・・・・・・・・割算器１８・・・・・・・・合成回路１９・・・・・・・・減算器２０・・・・・・・・許容ノイズレベル補正回路２２・・・・・・・・最小可聴カーブ発生回路２４・・・・・・・・量子化回路２５・・・・・・・・バッファメモリ２６・・・・・・・・データ量演算回路２７・・・・・・・・比較回路２８・・・・・・・・補正値決定回路２９・・・・・・・・関数発生回路３０・・・・・・・・ＲＯＭ

フロントページの続き (56)参考文献特開昭61−201526（ＪＰ，Ａ) 特開昭63−201700（ＪＰ，Ａ) 特開平３−263925（ＪＰ，Ａ) 特開平３−263926（ＪＰ，Ａ) 特開平４−104617（ＪＰ，Ａ) 特開平４−104618（ＪＰ，Ａ) 特開平４−104606（ＪＰ，Ａ) 国際公開90／9064（ＷＯ，Ａ１) 国際公開90／9022（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03M 7/30

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】入力ディジタル信号を複数の周波数帯域
に分割すると共に、高い周波数帯域ほどバンド幅を広く
選定し、当該各バンド毎のエネルギに基づいて各バンド
単位の許容ノイズレベルを設定するノイズレベル設定手
段と、上記各バンドのエネルギと上記ノイズレベル設定
手段の出力との差分のレベルに応じたビット数で上記各
バンドの成分を量子化する量子化手段とを有するディジ
タル信号符号化装置において、上記量子化手段の出力情
報量を検出し、該検出出力と目標値の誤差及び等ラウド
ネス曲線の情報に基づいて、上記ノイズレベル設定手段
からの許容ノイズレベルを補正して、所定期間における
情報量を一定化することを特徴とするディジタル信号符
号化装置。