JP2006128912A - 共振器及び可変共振器 - Google Patents

Abstract

【課題】小型で量産性が高く低損失で、周波数の再現性も高い可変フィルタが構成可能な共振器を提供する
【解決手段】誘電体基板上に形成される線路構造からなる共振器において、共振線路に対して垂直方向に対向電極を配置し、共振回路に付加する容量性リアクタンスを形成することで共振器を小型化した。また、共振線路を伝わる電気信号の表皮効果を利用して共振線路上に拡幅部を設け、大きな容量性リアクタンスが得られるようにし、また、共振線路上の定在波の大きな部分に拡幅部と対向電極を配置することで更に共振器が小型化できるようにした。
【選択図】図１

Description

この発明は、例えば無線通信装置に搭載される誘電体基板とその基板上に形成される所定の長さを持つ線路とで構成される共振器及び可変共振器に関する。

高周波を用いた無線通信の分野においては、数多い信号の中から特定の周波数の信号を取り出すことで、必要な信号と不必要な信号を分別している。この機能を果たす回路は一般的にフィルタと呼ばれ、多くの無線通信装置に搭載されている。フィルタを構成する共振器として線路構造をとるものは、その共振周波数の波長の４分の１波長、又は２分の１波長程度の線路長を必要とする。また、これらの共振器は、主にその設計パラメータである中心周波数や帯域幅は不変である。これら共振器を用いた無線通信装置で複数の周波数帯を用いる場合は、複数の中心周波数や帯域幅を持つ共振器を複数用意し、使用する共振器をスイッチ等で切り替えて使用する方法が考えられる。

また、共振器を複数用意する変わりに静電容量を変化させる可変容量素子と線路構造からなるインダクタンス素子とを組み合わせることで所望の共振周波数を得る方法も考えられている。その例（特許文献１）を図２７に示す。地導体基板２７０上の絶縁体２７１の上に形成される入力端子２７２を備えた入力側ストリップ線路２７３は、機械的変位手段２７５の変位面２７６上に形成された可動電極２７７に接続される。機械的変位手段２７５はそれを固定する構造体２７８によって保持されている。可動電極２７７に対向する部分の地導体基板２７０は他の部分より突出しており、その突出した地導体基板２７０の表面に電極２７９が形成され、可動電極２７７と電極２７９とで可変容量素子を構成する。可動電極２７７は、地導体基板２７０上の絶縁体２８０の上に形成され終端が接地された誘導性リアクタンスであるストリップ線路２８１に接続される。可動電極２７７の位置を変化させることでギャプｄを変え、可動電極２７７と電極２７９の間に形成される可変容量素子の容量性リアクタンスを変えて共振周波数を可変するものである。

この方法以外にも、機械的変位手段を用いる代わりに共振器の外側にコンデンサを配置し、その外付けのコンデンサを選択的に接続することで共振周波数を可変する方法も考えられている（特許文献２）。
特開平６−６１０９２（段落０００４、図２） 特開平７−３２１５０９（段落００１８、図２）

線路構造をとる共振器の共振周波数を下げるためには、線路長を長くする必要がある。共振周波数を半分にする場合、線路長は２倍の長さにする必要がある。したがって、共振器が大きくなるという課題がある。たとえば、４GHzの共振周波数を２GHｚにする場合、４分の１波長共振器で考えると線路長を18.75mmから倍の37.5mmにする必要がある。これは、線路を形成する誘電体の波長短縮効果を考えない場合であるが、たとえその効果を考慮しても、共振周波数を半分にするために、線路長を倍にしなければならない関係は不変である。

また、共振周波数を可変する従来の可変共振器では、容量性リアクタンス成分を機械的変位手段を用いて可変していたために、量産性が悪く、又、機械的変位手段が環境の影響を受け易いため、共振周波数の再現性が悪いと言う課題もあった。
また、線路構造をとる共振器の外側にコンデンサを配置して、選択的にコンデンサを接続する方法では、コンデンサに小型の、通称１００５（イチマルマルゴと読む）と呼ばれる幅０.５mmで長さが１.０mmのチップコンデンサが使われる場合が多い。このコンデンサ素子その物の大きさに加えて、信号を引き回すための配線が必要であり、これらが更に共振器を大型化させる。また、チップコンデンサの実装上のバラツキによって共振周波数が変動してしまい共振周波数の再現性が悪いと言う共通する課題を持つ。

この発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、小型で量産性が高く低損失で、周波数の再現性も高い可変フィルタが構成可能な共振器を提供することを目的とする。

この発明では、誘電体もしくは半導体で形成される基板と、その基板上に形成され信号が一方の端子から入力され他方の端子から出力される入出力線路と、その入出力線路に接続され所定の長さを持つ共振線路と、共振線路に対して基板と垂直な方向に空隙を空けて対向して配置される対向電極と、対向電極を支持する接地された導体部とを備え、共振線路と対向電極の間に容量性リアクタンスが形成される。必要に応じてこの発明では、付加する容量性リアクタンスを構成する共振線路の表面積を大きく形成し、さらに共振線路上に発生する定在波の電圧振幅の大きい部分に対向電極を配置するようにした。

以上のようにこの発明の構成によれば、共振器を構成する共振線路とその線路と対向する対向電極が近接して配置されているので、共振器に対して並列に容量性リアクタンスが付加され、しかも共振周波数を低くしたい場合でも共振器の平面サイズを大きくしなくて済み、基板の厚み方向の大きさを部分的にごくわずか大きくすれば良い。

以下、この発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
［第１の実施の形態］

図１にこの発明によるマイクロストリップ線路を用いた共振器を示す。裏側に地導体１が形成された誘電体基板２の表面に入出力線路３が形成される。入出力線路３の一端から高周波信号が入力される。入出力線路３の凡そ中央部分から入出力線路３と接続され、直交する方向に、共振周波数ｆの波長λの約４分の１の長さの共振線路４が誘電体基板２上に延長形成され、その終端は接地されている地導体１と電気的に接続されている。誘電体基板２に対して垂直方向に間隔ｄの空隙１００を空けて共振線路４の一部領域に対向する対向電極６が配置され、対向電極６は導体柱５によって支持され、導体柱５は図示しないViaホール（基板の両側の導体を電気的導通する間導体）によって地導体１に接続されている。

一般に４分の１波長共振器において、その共振周波数ｆは共振線路４の長さをＬとすると、式（１）で表される。

ｃは真空中の光速、ε_reは実効比誘電率を表し主に誘電体基板２の誘電率、誘電体基板２の基板厚さ、共振線路４の線路幅によって定められる。
共振周波数ｆにおいては、入出力線路３と共振線路４との交点、共振線路４の開始点Ｘから共振線路４の終端方向を見たインピーダンスＺはほぼ無限大となる。その結果、共振周波数ｆの信号にとっては、開始点Ｘから見た共振線路４は無いに等しい。すなわち、入出力線路３の一端に入力された高周波信号である共振周波数ｆの周波数信号だけが入出力線路３の他端に伝達される。この実施例では、共振線路４の一部領域と、これと対向する対向電極６とによる容量性リアクタンスＣａが形成され、共振線路４の形状によって決まる誘導性リアクタンスＸ_Ｌ成分と容量性リアクタンスＣ成分に、並列に（共振線路４と対向電極６とによって形成される）容量性リアクタンスＣａが付加される。これを等価回路で表すと図２になる。すなわち、誘電体の誘電率や共振線路４の長さＬによって決まる誘導性リアクタンスＸ_Ｌと容量性リアクタンスＣとの並列共振回路に、対向電極６と共振線路４の一部領域との間に形成される容量性リアクタンスＣａが並列に接続される。この結果、共振周波数ｆは式（２）に示すように、付加された容量性リアクタンスＣａ（以下容量Ｃａと略す）によって下がる。

容量Ｃａの大きさは、通常のコンデンサと同様に電極の対向面積と電極間隔と電極間に介在する誘電体の誘電率によって決定される。図１に示すこの実施例の共振器の容量Ｃａを形成する電極対向面積をある値に固定とし、最適な電極間隔について検討した。その結果を図３に示す。図３の横軸は、共振線路４と対向電極６との間の間隔ｄをμｍで表す。縦軸はその電極間隔で、対向電極６を設けた場合と、対向電極６が無い場合との共振周波数の差（変化量）を電極間隔ｄが１３μｍの時で正規化した値で表す。共振線路４と対向電極６との間の誘電体は空気である。電極間隔ｄ＝１３μｍでは、変化量が１、すなわち共振周波数が変化しない。電極間隔ｄ＝１０μｍで９７％、電極間隔ｄ＝９μｍで９５％、と次第に変化量が大きくなり、電極間隔ｄ＝１μｍで変化量が５２％になる。この結果から、電極間隔ｄが１０μｍ以下で静電結合効果が得られ、対向電極６が共振周波数の制御に利用できることが分かる。

共振線路に容量Ｃａを付加するに当たっては、その容量値を大きくすれば、それだけ共振周波数に大きく影響を与えることができ、共振器の小型化が可能となる。容量Ｃａを大きくする方法としては、共振線路の幅を大きくすると共に対向電極の面積を大きくして容量Ｃａを大きく形成する方法が考えられる。共振線路の幅を広げる方法として、単純に線路幅を拡幅する手法と、共振線路の両側縁に矩形状の補助片を付加し、共振線路面内で凹凸をつけ線路の凸部を電極にする手法が考えられる。後者の手法を採用すると付随的に共振線路の線路長方向の実質的な長さを短縮することが出来る。これは、共振線路を伝わる電気信号の周波数が高くなるほど、電流の流れる部分が共振線路の外縁部に集中する特性を利用するものである。

この特性は表皮効果と呼ばれるもので、以下簡単に説明する。導体中を電気信号が伝播する場合、信号が線路の幅方向に侵入する深さは、表皮深さ（Skin Depth）と呼ばれ式（３）で表される。

ここで、ｆは周波数、σは共振線路４の導電率、μは共振線路４の透磁率である。
図４に線路の導体に銀を用いた場合のマイクロストリップ線路の電流密度分布を示す。図４では信号が入出力される入出力線路と共振線路終端部分は表現されていない。共振線路の一部分だけを表した図である。図４（ａ）は線路幅が不変（一定）の場合で、図からわかるように線路の縁の部分に最も電流が集中している。図４（ｂ）は線路幅を変化させた場合で、つまり共振線路の両側縁に矩形状補助片４１ａ（以下拡幅部と称する）を外方に連続延長し、これら一対の拡幅部４１ａ，４１ｂを共振線路本体４０に沿って配列し、拡幅部を含む共振線路としてその面内で凹凸をつけ、共振線路幅をその長さ方向において変化させた場合である。このように線路幅が変わっている場合、電流は線路の最短経路（線α）を通らず拡幅部に電流密度の高い領域が見られるようになる。これは、電気信号が線路の内部を表皮深さ（Skin Depth）より中に入り込もうとせず外側を流れようとする性質を示すためである。つまり拡幅部を設けることでその部分に電流が回り込み共振線路の実効長を長くすることが出来る。図４に示す例の実質的な線路長は、最短経路αよりも大きく拡幅部の外縁部を累計した長さの間にあると考えられる。したがって、拡幅部を持つことで実質的な共振線路長を長くすることが出来、共振器を小型にすることが可能となる。

この共振線路幅をその長さ方向に沿って太くしたり狭くしたり、つまり共振線路の側縁に凹凸を付けることを利用して更に小型化したこの発明の実施例を図５に示す。図１で説明した部分と対応する部分は、参照番号を同一として説明を省略する。共振線路７の形状が、図１と異なっている。入出力線路３の一端から高周波信号が入力される。入出力線路３のほぼ中央部分から入出力線路３に対して直交する方向に、入出力線路３と同じ幅Ｗ_１の共振線路７が長さＬ_１配置され、長さＬ_１の位置から長さＴの部分では入出力線路３と平行方向で両側に、つまり拡幅部７ａ，７ｂが設けられる。したがって、共振線路７の幅が+２Δｔの長さに拡幅される。これより入出力線路３と反対側は幅Ｗ_１の線路が入出力線路３に対して直交する方向に長さＬ_２延長され、その終端が地導体１に接地される。つまり幅Ｗ_１の共振線路の途中両側に長さＴの拡幅部７ａ，７ｂが形成されている。図５に示すこの発明の実施例の共振線路の外縁部の長さＬ_Ｏは、Ｌ_Ｏ＝Ｌ_１+２Δｔ＋Ｔ+Ｌ_２で与えられる。ここでΔｔとＴの長さは表皮深さ以上に設定する必要がある。これは図４で説明したように、長さが表皮深さ以下であると電流が直進（図４の線α）してしまうためである。また、Ｔが信号の波長λのλ/４の場合は、拡幅された部分によってインピーダンスが大幅に変化するため、信号が共振器内で反射を起こし、共振器全体を有効に利用することができなくなる。このため、ΔｔおよびＴの長さは表皮深さ以上でλ/４以下が望ましい。

図５に示す実施例の共振線路の実効的な長さＬ_Ｒは、直線的な長さＬ_Ｓ＝Ｌ_１＋Ｔ＋Ｌ_２と外縁部の長さＬ_Ｏとの間にあると考えられる。すなわち、Ｌ_Ｓ＜Ｌ_Ｒ＜Ｌ_Ｏである。実効的な共振線路長Ｌ_Ｒは、コンピュータシミュレーションもしくは実験によって求められる。
このようにΔｔとＴによって共振線路７の誘電体基板２の入出力線路３と直角方向における長さを短縮することが可能である。また、ΔｔとＴからなる拡幅部７ａ，７ｂを対向電極６と対向させることにより面積を容易に増やすことが出来る。したがって、対向電極６と共振線路７との間に形成される容量Ｃａの値も大きくすることができる。このように共振線路７に拡幅部を設けることで、共振線路７の奥行き方向の長さを短くすることが出来ると共に、付加する容量Ｃａの値を大きくすることが出来る。その結果、共振器の大きさをより小さく構成することが可能となる。

次に共振線路に発生する電圧の定在波について説明する。図６に共振線路長さを共振周波数ｆの波長λの４分の１又は２分の１として、共振線路の先端を短絡接地した場合と開放した場合に、共振線路に発生する定在波の様子を模式的に示した。図６（ａ）は共振器を構成する誘電体基板と共振線路を横から見た図である。誘電体基板２の上に共振線路７が形成されている。共振線路７の始点を０（図１で示した点Ｘ）とし、終端が共振線路７の長さによってλ/４とλ/２の２つの場合がある。共振線路７の終端はその共振器の構成によって接地されたり開放されたりする。

図６（ｂ）は線路長がλ/４で線路先端を短絡接地した場合の電圧の定在波の様子を示す。図６（ｂ）の横軸は、図６（ａ）に示す共振線路上の位置を表現している。線路長がλ/４の線路先端は接地されているので振幅は０、共振線路の入力側に行くにしたがって、電圧が高くなり共振線路の入力端で最も電圧が高くなる。すなわち、入力端で電圧が最も高くなる共振周波数ｆの波長λの４分の１の波形が定在波として発生する。この電圧が最も高くなる部分から電圧振幅が０に至る部分を通称、定在波の腹と呼ぶ。電圧振幅が０のところを通称、定在波の節と呼ぶ。この発明では、対向電極６と共振線路との間に形成される容量Ｃａによって共振周波数ｆを制御するものであるため、同一の容量を付加するにしても、その部分の電位差が大きい程、共振周波数ｆに与える影響が大きくなる。

図６（ｂ）の横軸上の共振線路上の０に近い点とλ/８付近の位置において、対向電極と共振線路から構成される同一の容量を付加した場合の共振周波数ｆの変化をシミュレーションしたところ、０に近い点では約１７％、λ/８付近においては約２％であった。このように共振周波数ｆに容量Ｃａが与える影響は定在波の電圧振幅の大きさに比例する関係にある。（この定在波と周波数変化量との関係について、詳しくは後述する。）したがって、先端を短絡した４分の１波長線路の場合、線路の終端短絡部位よりλ/８以上でλ/４以下の部分に対向電極を配置すると効果的である。

ここで線路長をλ/２とした例を挙げるのは、この発明の共振器の小型化の目的と反するようであるが、この発明をλ/２線路長の共振器に適用した場合、従来技術によるそれよりも小型化が可能になる。したがって、ここでλ/２線路長の共振器についても説明を行う。
図６（ｃ）に先端短絡２分の１波長共振器の共振線路に発生する電圧の定在波を示す。線路先端は接地されているので振幅は０で、共振線路の入力側に行くにしたがって、電圧が高くなり線路先端からλ/４で最も電圧が高くなる。すなわち、線路中央部で電圧が最も高くなる共振周波数ｆの波長λの２分の１の波形が定在波として発生する。この場合、比較的電圧振幅の大きい線路先端からλ/８以上で３λ/８以下の部分に対向電極を配置すると効果的である。

図６（ｄ）に先端開放４分の１波長共振器の共振線路に発生する電圧の定在波を示す。この場合、線路先端が開放されているので、共振線路先端部の電圧が最も高く、共振線路の入力側にしたがって、電圧が低くなる。すなわち、線路先端部で電圧が最も高くなる共振周波数ｆの波長λの４分の１の波形が定在波として発生する。この場合は、比較的電圧振幅の大きい共振線路先端からλ/８以下までの部分に対向電極を配置すると効果的である。
図６（ｅ）に先端開放２分の１波長共振器の共振線路に発生する電圧の定在波を示す。この場合も線路先端が開放されているので、共振線路先端部で電圧が最も高く、線路中央で電圧振幅が０で、共振線路の入力側に行くにしたがって、再び電圧が高くなり共振線路の入力端部で電圧が最も高い値になる。すなわち、線路先端と入力端部において電圧が最も高くなる共振周波数ｆの波長λの２分の１の波形が定在波として発生する。この場合は、共振線路先端からλ/８以下の部分と入力端からλ/８までの範囲に対向電極を配置すると効果的である。

図７に定在波効果を考慮したこの発明の先端短絡４分の１波長線路共振器の実施例を示す。この実施例の既に説明済みの構成要素はその参照番号を同一として説明を省略する。入出力線路３に対して直角に延長された共振線路本体８にその両側縁に拡幅部９ａ，９ｂが同じピッチＬ_ｐで配列されて一体に接続される。例えばピッチＬ_ｐはλ/１２８、つまり各拡幅部９ａ，９ｂの入出力線路３と平行方向の長さをλ/１２８とし、各拡幅部９ａ，９ｂの入出力線路３と直角方向の長さもλ/１２８とし、入出力線路３からλ/８の位置まで凹凸が繰り返して配置される。すなわち、４つの拡幅部が配置されている。ピッチＬ_ｐは必ずしも同一としなくてもよく、拡幅部９ａ，９ｂの入出力線路３と平行方向の長さ及び入出力線路３と直角方向の長さも同一にしなくても良い。

拡幅部を４つ備えたλ/８の共振線路８ａの後は、共振線路８ａと一体となる共振線路８ｂが幅Ｗ_１で更に延長され地導体１に接地される。共振線路８ａと共振線路８ｂを合わせた実効的な線路長がλ/４になるように設定されている。図７では、共振線路８ｂの長さを作図上の都合で省略して表記している。
この実施例の場合、比較的電圧振幅の大きい共振線路８ａの入力端からλ/８の領域に、拡幅された線路部分を４箇所備えている。拡幅部９ａ,９ｂにはそれぞれ、垂直方向にギャップｄの空隙を空けて対向電極１３ａ,１３ｂが配置され、対向電極１３ａ,１３ｂは、図示しないViaホールによって地導体１に接続された導体柱１７ａ,１７ｂによって支持されている。同様に拡幅部１０ａ,１０ｂには、対向電極１４ａ,１４ｂが対向し、導体柱１８ａ,１８ｂによって支持される。拡幅部１１ａ，１１ｂには、対向電極１５ａ，１５ｂが対向し、導体柱１９ａ，１９ｂによって支持される。拡幅部１２ａ，１２ｂには、対向電極１６ａ，１６ｂが対向し、導体柱２０ａ，２０ｂによって支持される。各拡幅部と対向電極とは、それぞれ容量Ｃａを形成し、共振周波数ｆに影響を与える。この実施例の場合、この様に拡幅部に対向電極を配置することで、共振線路８と対向電極間に形成される容量Ｃａを大きくすることが出来るので、共振周波数の低い共振器を更に小型にすることが可能になる。

この実施例の場合、対向電極１３ａ，１３ｂとそれぞれ２体構成とし、共振線路８ａの左右からお互いに向き合う形に配置したが、対向電極を一体として共振線路８ａの拡幅部の上を橋渡す形にしても良い。また、その場合、導体柱一つで支持する構造でもかまわない。
また、対向電極をこの実施例の場合、４つ設けたがこれは説明の都合からであり、４つに分割する必要はない。大きいサイズの対向電極１枚で構成しても何ら問題は無い。
次にこの発明を可変共振器に適用した場合の実施例を示し更にこの発明を説明する。
［第２の実施の形態］

図７で説明したこの発明の共振器を可変共振器にした実施例を図８に示す。図７と同じ構成は参照番号を同一とし説明を省略する。図８の可変共振器では各対向電極は直接地導体に接地されることなくスイッチを通して接地されている。対向電極１３ａと共振線路８ａを挟んで水平方向の位置関係にある対向電極１３ｂ（以下共振線路８ａを挟んで水平方向に対向する位置関係にある物を識別番号ａ，ｂと略す）を選択的に接地するために、対向電極１３ａ，１３ｂと電気的に導通している接点電極２５ａ，２５ｂを接地する為のスイッチ２９ａ，２９ｂを備えている。すなわち、今まで説明した実施例のように対向電極１３ａ，１３ｂを導体柱によって直接接地するのでは無く、対向電極１３ａ，１３ｂを非導通の支柱２１ａ，２１ｂで支持し、支柱２１ａ，２１ｂの（共振線路８とは反対側の）壁伝いに誘電体基板２上まで対向電極１３ａ，１３ｂと一体に形成された接点電極２５ａ，２５ｂが延長形成され、電気的に遮断するか接地させるかを、スイッチ２９ａ，２９ｂが誘電体基板２の上に設けられ制御するようにしている。同様に対向電極１４ａ，１４ｂをスイッチ３０ａ，３０ｂ、対向電極１５ａ，１５ｂをスイッチ３１ａ，３１ｂ、対向電極１６ａ，１６ｂをスイッチ３２ａ，３２ｂで制御している。

スイッチ２９ａの一具体例を図９に示しその動作を説明する。図９に示すこの実施例のスイッチには、ＭＥＭＳ（Micro Electromechanical Systems）技術を応用したメカニカルなスイッチを用いている。このＭＥＭＳスイッチは、従来の半導体デバイスの非線形性を用いたスイッチに比べ、機械的にほぼ完全なＯＮ/ＯＦＦ動作が行われるため、伝送損失を低減でき、またＯＦＦ状態での絶縁性が高められると言った特徴を持つものである。
図９に示すスイッチは図８で説明した可変共振器の実施例の対向電極１３ａをスイッチングするスイッチ２９ａの部分を切り出した図であり、図９（ａ）が平面図、図９（ｂ）が図９（ａ）の線Ｂ−Ｂ’で切断した切断面から見た正面図であり、図９（ｃ）は側面図である。

図９に示すスイッチはカンチレバー型と呼ばれるもので誘電体基板２と一体に形成されたカンチレバーの支柱３５から延長される肉厚の薄い短冊状のカンチレバー３２がスイッチの可動部となる。カンチレバー３２は半導体プロセスを使った製造方法によって作られ、材質は二酸化シリコン等で作られる。カンチレバー３２の上面には誘電体基板上に形成される静電電極３３と対向する上面電極３４が形成されている。カンチレバー３２の先端の静電電極３３側にスイッチ接点３０が形成されている。スイッチ接点３０の直下には対向電極と電気的に接続している接点電極２５ａの接点と、図示しないViaホールによって地導体に接続されている接地電極３１が配置されている。上面電極３４に電圧が印加されないときは、カンチレバー３２自身の弾性によって、カンチレバー３２は誘電体基板２に対して水平の姿勢を維持する。この様子を図９（ｃ）に示す。図９（ｃ）に示すようにスイッチ接点３０と接点電極２５ａの間には空隙があり、接点電極２５ａは電気的にオープンである。したがって接点電極２５ａとつながっている対向電極は電気的にオープンの状態にある。

上面電極３４と接地との間に電圧を印加すると、図示しないViaホールによって地導体に接続されている静電電極３３と上面電極３４との間にクーロン力が発生し、カンチレバー３２が誘電体基板２側に撓む。カンチレバー３２がクーロン力によって撓むとスイッチ接点３０と接地電極３１と接点用電極２５ａとが接触する。この様子をカンチレバー３２の正面から見た図、図９（ｄ）に示す。同様に側面から見た図を図９（ｅ）に示す。スイッチ接点３０によって、接点電極２５ａと接地電極３１が導通し対向電極が接地されている様子が分かる。このように上面電極３４に電圧を印加するか否かによって、対向電極を接地させるかオープンにするかを制御することが可能である。

以上の動作で、スイッチ２９ａ，２９ｂは対向電極１３ａ，１３bを、スイッチ３０ａ，３０ｂは対向電極１４ａ，１４ｂを、スイッチ３１ａ，３１ｂは対向電極１５ａ，１５ｂを、スイッチ３２ａ，３２ｂは対向電極１６ａ，１６ｂをそれぞれ接地させるかオープンにするかを制御している。
この実施例ではＭＥＭＳ技術を利用したスイッチとしたが、これに限らず接点電極の電位を制御するために半導体を用いたＰＩＮダイオードやＦＥＴスイッチでも同様に実現することが出来る。

次にこの発明の可変共振器のより具体的な一実施例を示し、更にこの発明を説明する。図１０はこの発明を実施した先端短絡の４分の１波長共振器を、一部を電気回路的表示で示す。λ/４の共振線路を拡幅部及び対向電極を備えた共振線路４０ａとそれが無い共振線路４０ｂとで構成し、共振線路開始点Ｘ_０側のλ/８共振線路４０ａの線路長を１６等分し、１６等分した共振線路４０ａの共振線路開始点Ｘ_０から１５箇所のところに拡幅部と対向電極を配置したものである。すなわち、共振線路開始点Ｘ_０から長さＸ_１（λ/１２８）のところに拡幅部５０ａ，５０ｂ、それに対向する対向電極７０ａ，７０ｂとそれらの電位を制御するスイッチ９０ａ，９０ｂを配置したものである。拡幅部５０ａ，５０ｂの破線で示す部分が対向電極７０ａ，７０ｂと対向している部分である。２Ｘ_１の位置（２λ/１２８）に拡幅部５１ａ，５１ｂと対向電極７１ａ，７１ｂとスイッチ９１ａ，９１ｂを配置。以下同様に１５Ｘ_１の位置（１５λ/１２８）の拡幅部６４ａ，６４ｂと対向電極８４ａ，８４ｂとスイッチ１０４ａ，１０４ｂまで、１５個の拡幅部と対向電極とスイッチを配置している。この実施例では、各拡幅部の共振線路と対向電極とが対向する面積を１００μｍ（破線で示す拡幅部の部分）、共振線路と対向電極との間隔を１μｍとしている。共振線路４０ｂは、拡幅部のない線路形状であり、図１０では同一の寸法では表現し切れないので共振線路４０ｂの長さを省略して表記している。

図１０に示す可変共振器の共振周波数をシミュレーションした結果を図１１に示す。図１１（ａ）は縦軸が反射係数をｄＢで表し、横軸はスイッチ９０ａ，９０ｂからスイッチ１０４ａ，１０４ｂが全てオープン（オフ）状態の時の共振周波数で規格化した値を表す。図１１（ａ）において反射係数が最も小さい周波数が共振周波数である。図１１（ｂ）は縦軸に伝達係数をｄＢで表し、横軸は（ａ）と同じ規格化された値を表す。スイッチ９０ａ，９０ｂからスイッチ１０４ａ，１０４ｂまでの１５組のスイッチ全てをオフした状態の特性を“ア”で示す。次にスイッチ９０ａ，９０ｂだけをオンさせると特性“イ”のように共振周波数が約８５％に変化する。更にスイッチ９１ａ，９１ｂとスイッチ９２ａ，９２ｂをオンさせると特性“ウ”に示すように共振周波数が約７１％に変化する。更にスイッチ９６ａ，９６ｂまでの７組のスイッチをオンさせると特性“エ”に示すように共振周波数が約６３％に変化する。

このようにスイッチを制御することで、簡単に共振周波数を変化させることが出来る。この発明では、共振線路４０ａの上、垂直方向に形成された容量Ｃａを選択的に共振回路に挿入することができ、共振周波数を極めて精度良く可変することが可能となる。
スイッチ９０ａ，９０ｂからスイッチ１０４ａ，１０４ｂまでの１５組のスイッチを、スイッチ９０ａ，９０ｂから順にオンさせたときの共振周波数の変化を図１２に示す。図１２の縦軸はスイッチ９０ａ，９０ｂから１０４ａ，１０４ｂが全てオフ状態の時の共振周波数で規格化した値を示し、横軸はスイッチ９０ａ，９０ｂから順番にオンしたスイッチの数を表す。すなわち、横軸の１５はスイッチ９０ａ，９０ｂからスイッチ１０４ａ，１０４ｂまでの１５組のスイッチ全てをオンした状態である。スイッチ９０から順にオンさせるスイッチを増やして行くと、徐々にその変化量を小さくしながら共振周波数が下がって行く。スイッチを１３組、スイッチ９０ａ，９０ｂからスイッチ１０２ａ，１０２ｂまでをオンさせると、この実施例の場合、共振周波数を半分にすることが出来る。

このように、従来技術では、共振周波数を半分にする場合、共振線路の長さを倍の長さに延ばす必要があったが、この発明では共振線路４０の長さを変えることなく共振周波数を半分にすることが出来た。
また、図１０では同一の容量を付加しているのにも拘らず容量付加に対して漸次的に共振周波数の変化量が減少する特性を示している。これは、共振線路４０ａ上に発生する定在波との関係でこのような特性を示す。この実施例のように先端短絡の４分の１波長共振器の場合、図６（ｂ）で説明したように共振線路の共振線路開始点Ｘ_０から共振周波数の波長λのλ/８の範囲の定在波振幅が比較的大きく、この範囲内で容量Ｃａを付加すると効率的に共振周波数を変化させることが出来る。定在波の振幅が最も大きい共振線路開始点Ｘ_０に最も近い凡そλ/１２８の位置にあるスイッチ９０をオンさせると約１５％共振周波数を下げることが出来る。同じように拡幅部６４と対向電極８４とで形成される同一の容量を、凡そ１５λ/１２８の位置にあるスイッチ１０４をオンさせても共振周波数は約２％しか変化しない。この結果から、共振線路４０ｂ上に拡幅部と対向電極を配置しても、大きく共振周波数を変えることは出来ない。大きく共振周波数を変えたい場合は、共振線路上の定在波振幅の大きな領域に拡幅部及び対向電極を配置する必要がある。

逆に共振周波数を微調したい場合は、積極的に図１０に示すところの線路先端側の４０ｂの領域に拡幅部及び対向電極を配置すると良い。
また、用途によってはリニアに共振周波数を変化させたい場合がある。その場合はスイッチによって挿入される容量Ｃａの値を図１０に示す実施例のように一定の値にせずに、共振周波数が等しい間隔で変化するように容量Ｃａの値を漸次的に変化させれば良い。例えば、図１０に示した構成の共振器でスイッチ操作に対する共振周波数の変化量をリニアにしたい場合は、拡幅部５０ａ，５０ｂと対向電極７０ａ，７０ｂとで形成される容量Ｃａ_１よりも、拡幅部５１ａ，５１ｂと対向電極７１ａ，７１ｂとで形成される容量Ｃａ_２を大きくすれば良い。どの程度大きくすれば良いかはその共振周波数の変化量により異なるが簡単に計算することが可能である。また、容量を変化させる方法は、拡幅部及び対向電極の面積を変化させる方法やその電極間隔を変えても良い。また、選択的に誘電率の異なる誘電体材料を電極間に介在させる方法も考えられる。共振周波数をリニアに変化させたい場合について述べたが、この発明はそれに限定されない。要求された複数の共振周波数が得られるように、拡幅部と対向電極とで形成される容量Ｃａを複数用意しておけば、どのような要求にも対応することが可能である。

容量Ｃａの可変方法の例を示し簡単に説明する。図２２に図８で説明したこの発明の可変共振器の拡幅部と対向電極の面積を徐々に変えた場合の実施例を示す。図２２において入出力線路は省略し、スイッチを回路シンボルに変更している点は異なるが、他の構成要素は同じである。同じ構成は参照番号を同一とし、説明を省略する。図２２で異なっている点は、拡幅部９ａ，９ｂから線路終端に向けて配置された拡幅部の面積が、線路終端方向に向けて徐々に大きくなっている点である。すなわち、省略した入出力線路に最も近い拡幅部９ａ，９ｂよりも拡幅部１０ａ，１０ｂの面積の方が大きい。また、拡幅部１０ａ，１０ｂよりも拡幅部１１ａ，１１ｂの面積の方が大きく。拡幅部１２ａ，１２ｂの面積が最大になる。これに対向する対向電極も、対向する拡幅部の面積に対応して徐々に大きくなる。すなわち、対向電極１３ａ，１３ｂよりも対向電極１４ａ，１４ｂの面積が大きい。また、対向電極１４ａ，１４ｂよりも対向電極１５ａ，１５ｂの面積の方が大きく。最も大きな面積の拡幅部１２ａ，１２ｂと対向する対向電極１６ａ，１６ｂの面積が最大になる。このように拡幅部と対向電極の形状を設定することで、共振線路８の終端に向けて共振回路に挿入される容量Ｃａの値を徐々に大きく設定することが出来る。

また、同じように線路終端に向けて容量Ｃａの値を徐々に大きく設定する方法として、拡幅部と対向電極間の電極間隔を変化させた実施例を図２３に示す。図２３も同様に図８で説明したこの発明の可変共振器の拡幅部と対向電極との間の間隔を徐々に変えた場合の実施例を示す。したがって、同一の構成要素はその参照番号を同じとし、説明を省略する。図２３で異なっている点は、拡幅部と対向電極との電極間隔が、線路終端方向に向けて徐々に小さくなっている点である。図２３（ａ）の線Ａ−Ａ’の断面を右手方向（対向電極１３ｂから対向電極１３ａの方向）に見た図を図２３（ｂ）に示す。対向電極１３ｂを支持する支柱２１ｂよりも対向電極１４ｂを支持する支柱２２ｂの方が高さが低い。また、対向電極１５ｂを支持する支柱２３ｂの高さが支柱２２ｂよりも低い。対向電極１６ｂを支持する支柱２４ｂが支柱２３ｂよりも低く最も高さが低くなる。このように支柱の高さを徐々に低くすることによって、拡幅部と対向電極同士が重なる部分の面積が同じであっても、容量Ｃａを共振線路８の終端に向けて徐々に大きく設定することが出来る。

以上述べたように共振線路の長さを延長することなくこの実施例の場合、共振周波数を半分以下の値に下げることが出来た。この発明では、共振器が形成される誘電体基板の高さ方向に対向電極を配置する構造のため、それが無い従来の共振器と比較して共振器の高さ方向のサイズが大きくなるのではないかと危惧される。
その点を説明する。高さ方向のサイズは、従来の共振器と全く同等の大きさで実現することが出来る。何故ならば、この発明によって構造上追加される対向電極は、先の説明でも共振線路との間隔を１μｍと述べたように、大きめに見積もっても数十μｍの範囲内で構成することが可能である。これに対して、従来からの共振器を含めて、共振器が形成された誘電体基板は、そのままの状態で使用されることは無く、通常金属製のケースに封入される。この金属ケースと共振器が形成された誘電体基板の表面との間隔はｍｍオーダーであり、この発明によって追加された対向電極他の構造は、その範囲内に十分収まってしまう。

したがって、この発明による共振器及び可変共振器は、従来の共振器に対して平面サイズで半分以下、体積で見ても半分以下の大きさで実現することが出来る。
また、この発明による対向電極その他の構造は、基本的に半導体プロセスと同様な製造方法で作ることが出来るので、極めて高精度に容量Ｃａを作り込むことが可能である。したがって、共振周波数を高精度に合わせ込むことが可能であり、可変共振器の場合は、再現性良く共振周波数を変化させることが出来る。
また、いままで示して来た実施例において、入出力線路と共振線路とが導体によって直接接続される例で説明して来たが、この発明はその形態に限定されるものではない。例えば、共振器の結合度に自由度を持たせて設計する場合、入出力線路と共振線路との間を、磁気的（誘導的）に結合させたり、或いは電界的（静電的）に結合させる場合もある。それらの実施例を示し簡単に説明する。

図２５は入出力を磁気的に結合した実施例を示す。高周波信号が入力される一定の長さＳＬ_１の入力線路２５１に対し、間隔ＤＳ_１を保って平行して共振線路２５３が配置される。共振線路２５３は例えば先端短絡のλ/４の線路長さを持ち、入力線路２５１と長さＳＬ_１平行した先に図７で説明したと同じように対向電極と拡幅部を備えている。図７と同じ構成要素については、参照番号を同一にし説明を省略する。共振線路２５３を挟んで入力線路２５１と対向する位置に共振線路２５３と間隔ＤＳ_２を保って平行する位置に出力線路２５２が配置されている。このように入力線路２５１と共振線路２５３及び出力線路２５２を離して配置しても共振器を構成することが可能である。この場合、入力線路２５１と共振線路２５３との間の電気的な結合の度合いは、入力線路２５１と共振線路２５３が対向する長さＳＬ_１と間隔ＤＳ_１の大きさで自由に設定可能である。同様に出力側は長さＳＬ_２と間隔ＤＳ_２の大きさで設定する。

図２６に入出力を電界的に結合した実施例を示す。或る長さと幅を持つ入力線路２６１と間隔ＤＳ_３の間を空けて、入力線路２６１の延長線上に同一の幅の共振線路２６３が配置される。共振線路２６３はこの実施例の場合、ある長さを持ち図７で説明したと同じように対向電極と拡幅部を備えている。図７と同じ構成要素については、参照番号を同一にし説明を省略する。共振線路２６３の他端側には、間隔ＤＳ_４の間を空けて、共振線路２６３と同じ幅で或る長さを持つ出力線路２６２が配置されている。このような形でこの発明による共振器及び可変共振器を構成することも可能である。この場合、入力線路２６１と共振線路２６３との間の電気的な結合の度合いは、間隔ＤＳ_３の大きさと対向する線路幅で自由に設定可能である。同様に出力側も間隔ＤＳ_４と対向する線路幅の大きさで設定する。
［応用例］
次に図１３に先に説明したこの発明の可変共振器２段を結合容量を介してカスケードに接続し、バターワース型フィルタを構成した例を示し、更にこの発明の特徴を説明する。入力信号は結合容量素子１６０を介してこの発明の第１の可変共振器１６１に入力される。可変共振器１６１の出力信号は、結合容量素子１６２を介して第２の可変共振器１６３に接続される。第２の可変共振器１６３の出力は結合容量素子１６４を介して出力される。第１および第２の可変共振器１６１，１６３は例えば図１０で説明したこの実施例の可変共振器そのままの構成であり、共振線路はλ/４の長さを持ち、共振線路の入力出力線路３側のλ/８の線路部分に１５組の拡幅部と対向電極およびスイッチを設けたものである。可変共振器の構成については、先に説明済みであるので省略する。

図１３に示すバターワース型フィルタの周波数特性を図１４に示す。横軸は周波数であり、全スイッチ１５組、９０ａ，９０ｂから１０４ａ，１０４ｂまでのスイッチを全てオフしたときの周波数で規格化した値を示す。この図１４に示す周波数特性は、第１の可変共振器１６１と第２の可変共振器１６３のスイッチを同じ様に操作した結果である。すなわち、第１の可変共振器１６１のスイッチ９０ａ，９０ｂをオンした時は、第２の可変共振器１６３のスイッチ９０ａ，９０ｂもオンさせている。縦軸は伝達係数でありｄＢで表す。伝達係数がほぼ０ｄＢの平坦な部分が、フィルタの通過域を表しており、全スイッチがオフの通過域のほぼ中央の周波数で規格化してある。

スイッチ９０ａ，９０ｂをオンにすると通過域周波数の中心は約８３％に変化する。スイッチ９２ａ，９２ｂまでの３つのスイッチの組をオンにすると通過域周波数の中心は約６４％に変化する（特性“ウ”）。スイッチ９４ａ，９４ｂまでの５つのスイッチの組をオンにすると通過域周波数の中心は約５１％に変化する（特性“エ”）。同様にスイッチを９９ａ，９９ｂまでの１０個の組をオンにすると通過域周波数の中心を約３６％に変化させることが出来る（特性“カ”）。
このようにこの発明の可変共振器を使って、簡単に高精度な可変フィルタを構成することが可能である。また、この発明の可変共振器の特徴として挿入損失が少ないことが上げられる。

次にこの挿入損失が少ないこの発明の特徴を従来技術による共振器と比較した結果について述べる。図１５に従来技術による共振器２段で図１３に示したのと同じバターワース型フィルタを構成した例を示す。入力信号は結合容量素子１８０を介して第１の可変共振器１８１に入力される。第１の可変共振器１８１は、先端短絡のλ/４波長共振器であり、この発明の可変共振器と比較する目的で、λ/８波長の共振線路１８１ａと１８１ｂの２つで構成し、入力側共振線路１８１ａの出力端をスイッチ１９０ａと１９０ｂの２つのスイッチで接地出来るようにしている。ここでスイッチ１９０ａと１９０ｂの２つのスイッチを設けている理由は、この発明の可変共振器では共振周波数を可変する際に必ず２つのスイッチをオンさせるようにしていたのでその条件に合わせたことによる。動作的には、スイッチ１９０ａ一つでも良い。第１の可変共振器１８１の出力信号は、結合容量素子１８２を介して第２の可変共振器１８３に接続される。第２の可変共振器１８３の出力は結合容量素子１８４を介して出力される。第２の可変共振器１８３の構成は第１の可変共振器１８１と同じであり、説明を省略する。

スイッチのＯＮ抵抗を変えて従来の共振器で構成したフィルタとこの発明によるフィルタの挿入損失がどの様に変化するか、シミュレーションした結果を図１６に示す。図１６の横軸はスイッチのＯＮ抵抗をΩで表す。縦軸は図１３及び図１５で示したバターワース型フィルタのある周波数における最小挿入損失をｄＢで表す。ここで、図１５に示す従来の共振器で構成したバターワース型フィルタが、スイッチ１９０ａ，１９０ｂとスイッチ１９１ａ，１９１ｂとをオンさせて変化する周波数は、共振線路の長さが半分になるので２倍の周波数に変化する。それに対して図１３に示すこの発明の可変共振器で構成したバターワース型フィルタの場合、スイッチをオンさせると、先に説明したように通過域周波数は低い方に変化するので、最小挿入損失を異なる周波数で比較している。ここでは共振器に挿入されるスイッチのＯＮ抵抗が挿入損失に与える影響を問題にしており、それを比較するに際し周波数は無視している。

そこで、スイッチのＯＮ抵抗を０.５Ω、１.０Ω、１.５Ωと可変して、この発明の可変共振器で構成したフィルタと従来技術の可変共振器で構成したフィルタの最小挿入損失を比較した結果を図１６に示す。図１６に示す実線が従来の可変共振器で構成したフィルタの最小挿入損失を示す。スイッチのＯＮ抵抗の上昇に伴い直線的に損失が増加する特性を示す。破線にこの発明の可変共振器で構成したフィルタの最小挿入損失を示す。スイッチのＯＮ抵抗の変化に係わらず約−０.１ｄＢの平坦な特性を示す。この様にこの程度のＯＮ抵抗では、この発明の可変共振器の損失はほとんど変化しないことが分かる。ＯＮ抵抗１.０Ωで両者の挿入損失を比較すると、この発明による可変共振器で構成したフィルタの損失は−０．１ｄＢ（０．９８）に対して−１．７ｄＢ（０．６８）と１４倍も従来技術の可変共振器で構成したフィルタの挿入損失が大きい。

以上述べた様にこの発明の可変共振器においては、周波数を可変する目的で挿入されるスイッチのＯＮ抵抗が直接的に共振線路に影響を与えないので、低損失な共振器を実現することが出来る。

次に、より低損失な構造にしたこの発明の共振器の共振線路と対向電極の他の実施例を図１７に示す。図１７は図７で説明したこの実施例の共振器の共振線路を誘電体損失を低減する目的で中空構造にした例である。図１７は共振器の共振線路１７０の一部分を示す図であり、入出力線路及び共振線路の先端の構造は省略してある。誘電体基板２上に配置された支柱１７６があり、その支柱によって共振線路１７０の共振線路の長手方向の手前の一箇所が誘電体基板２上に支持され、共振線路１７０が中空に位置している。もう一つの支柱は図示しない線路長手方向の延長線にあって、共振線路１７０を支持している。共振線路１７０は一定間隔で共振線路の長手方向と直交する方向に表皮効果を利用した拡幅部１７１ａ，１７１ｂを張り出している。拡幅部１７１ａ，１７１ｂの位置に対向した誘電体基板２上には、拡幅部１７１ａ,１７１ｂの誘電体基板２側の面と対向する対向電極１７３ｂ，１７３ｄが形成されている。対向電極１７３ｂ、１７３ｄの共振線路１７０と反対側の端に導体柱１７４ａ，１７４ｂが配置されている。導体柱１７４ａ，１７４ｂの他方の端には、誘電体基板２とは反対側の拡幅部１７１ａ，１７１ｂの面と対向する対向電極１７３ａ，１７３ｃが形成されている。すなわち、拡幅部１７１ａ，１７１ｂを誘電体基板２上にある対向電極１７３ｂ，１７３ｄと、導体柱１７４ａ，１７４ｂによって接続された対向電極１７３ａ，１７３ｃによって上下から挟んだ形になっている。拡幅部１７１ａ，１７１ｂから一定間隔を空けて拡幅部１７２ａ，１７２ｂが形成されている。この拡幅部１７２ａ，１７２ｂに対しても同様に、拡幅部１７２ａに対しては、対向電極１７５ａと１７５ｂが上下方向から挟んだ形になっている。同様に拡幅部１７２ｂに対しては、対向電極１７５ｃ，１７５ｄが上下から挟んだ形になっている。

このように共振線路１７０を中空に配置すると、共振線路１７０を誘電体基板２上に形成するよりは、誘電体基板２で損失される誘電体損失を減少させることが出来る。また、共振線路１７０の拡幅部１７１ａ，１７１ｂに対して上下に対向電極１７３ａ，１７３ｂ，１７３ｃ，１７３ｄが配置可能となるので、共振線路１７０と対向する対向電極の面積を増やすことが出来、同一の大きさでより大きな容量Ｃａを形成できるので、より小型の共振器を作ることが可能となる。
ここで中空電極の作り方を簡単に説明する。図１８に電極の作り方を示した概略工程図を示す。この発明の共振器及び可変共振器は、半導体プロセスで製造することが出来る。図１８（ａ）は共振器が形成される基板となるシリコン基板１８０を示す。シリコン基板１８０の上、全面に犠牲層酸化膜１８１を成膜する図１８（ｂ）。次に空中電極を支持する支柱を形成する為のフォトマスクを使ったフォトリソグラフィック工程によって、犠牲層酸化膜１８１上に選択的な部分が除去されたレジスト膜１８２を成膜する図１８（ｃ）。レジスト膜１８２が除去され、犠牲層酸化膜１８１が直接露出している部分をエッチング処理によって除去する図１８（ｄ）。次に犠牲層酸化膜１８１が除去された部分に、ここでは支柱部分になるが、金属材料等を電鋳処理などで埋め込み支柱１８３を形成する図１８（ｅ）。次に共振線路を形成する為のフォトマスクを使ったフォトリソグラフィック工程によって、共振線路を形成する部分だけを除去したレジスト膜１８５を形成する図１８（ｆ）。次にレジスト膜１８５が除去された部分に金属材料等を電鋳処理で埋め込み共振線路１８６を形成する図１８（ｇ）。最後にレジスト膜１８５と犠牲層酸化膜１８１をエッチング処理によって除去することで中空電極、この例の場合、共振線路１８６を形成する図１８（ｈ）。

以上述べたようにシリコン基板上に平坦な犠牲層酸化膜を製膜する工程と、その犠牲層酸化膜を選択的に除去する為のフォトリソグラフィック工程との繰り返しで三次元的な構造物をシリコン基板上に形成することが可能である。図１７では対向電極１７３ａと１７３ｂ、及び１７３ｃと１７３ｄを共振線路１７０を挟んで分割した例を示したが、今述べたような製造工程で電極が形成出来るので、対向電極１７３ａと１７３ｂを繋げた形に形成することも容易に出来る。このように空中電極の作り方について説明したが、この発明の共振器及び可変共振器全体を半導体材料であるシリコン上に構成することも可能である。

また、誘電体基板上に比較的高さのある構造物、例えば対向電極間の電磁気的な結合を防止する目的での導体遮蔽板等も容易に形成することも可能である。対向電極間に導体遮蔽板を形成した例を図１９に示す。図１９は先に説明した図１７と対向電極の形状が異なっている点と、導体遮蔽板が形成されている点を除き同じであり、参照番号を同一とするものは説明を省略する。図１９では対向電極１７３ａ，１７３ｂと対向電極１７５ａ，１７５ｂとの間に導体遮蔽板１９０ａ，１９０ｂが挿入されている。導体遮蔽板１９０ａ，１９０ｂは図示しないViaホールによって地導体１と導通している。このようにすることで、共振器に悪影響を与えるような近接電極間の結合を遮蔽することが出来る。

この発明の共振器および可変共振器の説明では、いままでマイクロストリップ線路構造の実施例を示して来たが、この発明はそれに限ったものではなく、コプレーナ導波路でも同様に構成できる。

図２０にこの発明の共振器をコプレーナ導波路を用いて構成した実施例を示す。図２０に示すコプレーナ導波路を用いたこの発明の共振器は、図７で説明した共振器と基本的に同じ構成であり、コプレーナ導波路を用いた点のみ異なる。そこで、図７と同じものは参照番号を同一とし説明を省略する。信号が一端から入力され他端から出力される入出力線路３は、平面的に第１地導体２００と第２地導体２０１に挟まれコプレーナ導波路とされている。第１地導体２００は入出力線路３に対して外側に平行して配置され、第２地導体２０１は共振線路８側に配置されている。第２地導体２０１は入出力線路３と一定の長さ平行に延長された後に、導体柱１７ａと共振線路８の拡幅部９ａとの間を共振線路８と平行して延長されている。すなわち、入出力線路３に対して直角の方向に延長される。第２地導体２０１が直角に折れ曲がる角部に、共振線路８を立体的に跨ぐ導電材料で形成されたエア・ブリッジ２０２の一端が形成されている。エア・ブリッジ２０２は、第２地導体２０１が形成されている平面よりも垂直方向に高い位置で共振線路８と交差し、共振線路８を挟んで対象の位置にある第３地導体２０３に接続される。第３地導体２０３は、共振線路８を挟んで第２地導体２０１と対象の形状に形成されており、第２地導体２０１と同様に入出力線路３と平行に延長される部分と導体柱１７ｂと拡幅部９ｂとの間を共振線路８と平行に延長される部分とを備えている。

この様にこの発明の共振器及び可変共振器をコプレーナ導波路で構成することが出来る。これは共振器を構成した例であるが、これを可変共振器にすることは、いままでの説明で容易であることは明らかであるので説明を省略する。
また、今までの説明では、対向電極と共振線路の間は空隙として来たが、図２１に示すように対向電極と共振線路との間に誘電体材料を配置する方法も考えられる。図２１はこの発明の共振器の一実施例の断面図を示す。共振線路４を挟んで両側にViaホール２１０ａ，２１０ｂによって地導体１に接地された導体柱２１１ａ，２１１bが配置されている。ほぼ導体柱２１１ａ，２１１bの高さ分の間隔を空けて共振線路４と対向する位置に対向電極２１２ａ，２１２ｂが配置されている。対向電極２１２ａ，２１２ｂと共振線路４との間は誘電体材料２１３で満たされている。容量Ｃａは対向電極２１２ａ，２１２ｂと共振線路４との間に配置された誘電体材料２１３の比誘電率分、空気よりも容量を大きく形成することが可能である。この方法は共振線路４の表裏が誘電体で囲まれるため、先に説明した共振線路における誘電体損失を低減させる方法と逆行するものであるが、容量Ｃａを大きく形成できることと、対向電極２１２ａ，２１２ｂ全体を誘電体材料２１３で保持出来るので構造的に強く出来る効果が得られる。図２１に示す実施例では、導体柱２１１ａ，２１１ｂと共振線路４との間にも誘電体材料２１３が配置されている。そのために、共振線路４と導体柱２１１ａ，２１１ｂとの間に高周波信号が伝播する際の誘電体損失が発生してしまう。これを防ぐ目的で、図２１の対向電極２１２ａ，２１２ｂと共振線路４との間だけに誘電体材料２１３を配置する方法もある（図２１の破線で示す部分）。

また、これまでの実施例では、対向電極を支持する支持部の構造として支持部を導体として対向電極を支持すると同時に地導体に接地するものと、支持部が誘電体（もしくは半導体材料）で構成されその誘電体の壁伝いに接地電極を設けたものとを示して来た。一般的に金属材料で形成される導体柱の機械的強度は、誘電体で形成されるそれよりも弱い。
そこで、支持部の構造として図２４に示すような構造も考えられる。図２４（ａ）は、支持部２４１ａの内部に電極接続部２４２を配置した実施例である。図２４は共振線路２４０の一部分を示した図であり、今までの実施例と異なる部分のみ説明する。支持部２４１ａ側の対向電極は説明の為に削除されている。電極接続部２４２が図示されていない対向電極と地導体１との間の電気的な接続を行う。言い換えれば、電極接続部２４２がViaホールの機能を果たしている。その電極接続部２４２の周囲を誘電体材料で形成された支持部２４１ａで囲んでいる。このように構成することで、電極接続部２４２だけで対向電極を支持するよりは、支持部の機械的強度を強くすることが可能である。

図２４（ｂ）は図８で説明した支柱と接点電極の構成と基本的に同じある。対向電極２４３ａと、図示しないViaホールによって地導体１と導通した電極２４６ａとを支持部２４４ａの斜面上に形成された配線部２４５で導通させている。このようにすることで、図２４（ａ）と同じように支持部の機械的強度を強くすることが可能である。
また、この発明における共振器及び可変共振器を構成する導体材料を超伝導材料で形成することで、極めて低損失な共振器を実現することが出来る。特にこの発明の可変共振器は、その挿入損失がスイッチのＯＮ抵抗に対して鈍感であるため、損失の主な要因である線路抵抗を劇的に低減できる超伝導材料を使うことで、この発明の低損失である特徴をより発揮することが出来る。

この発明によるマイクロストリップ線路を用いた共振器を示す図。 この発明による共振器の等価回路を示す図。 電極間隔と共振周波数との関係を示す図。 マイクロストリップ線路における電流分布を示す図。 表皮効果を利用したこの発明の共振器を示す図。 共振線路に発生する定在波の様子を模式的に示す図。 表皮効果と定在波効果を考慮したこの発明の先端短絡４分の１波長線路共振器の実施例を示す図。 図７で説明したこの発明の共振器を可変共振器にした実施例を示す図。 スイッチの一実施例を示す図。 この発明の可変共振器のより具体的な実施例を示す図。 図１０に示した共振器の反射係数および伝達係数を示す図。 図１０に示した共振器のスイッチのオン状態と共振周波数との関係を示す図。 図１０に示した共振器でバターワース型フィルタを構成した一例を示す図。 図１３に示したフィルタの伝達特性を示す図。 従来の共振器でバターワース型フィルタを構成した一例を示す図。 図１３と図１５に示すバターワース型フィルタの最大挿入損失の比較を示す図。 この発明の共振器の共振線路を中空構造にした例を示す図。 中空電極の作り方を示した概略工程図。 対向電極間に導体遮蔽板を形成した例を示す図。 この発明の共振器をコプレーナ導波路を用いて構成した実施例を示す図。 対向電極と共振線路との間に誘電体材料を配置した実施例を示す図。 対向電極及び拡幅部の面積を変えた実施例を示す図。 対向電極と共振線路間の間隔を変えた実施例を示す図。 支持部の構造の実施例を示す図。 入出力を磁気結合で構成した共振器の実施例を示す図。 入出力を電界結合で構成した共振器の実施例を示す図。 従来の可変共振器の一例を示す図。

Claims (16)

1. 誘電体もしくは半導体で形成される基板と、
   その基板上に形成され信号が入力される入力線路と、
   上記入力線路に入力された信号と共振する共振線路と、
   上記共振線路の出力を取り出す出力線路とで構成される共振器であって、
   上記共振線路に対して上記基板と垂直な方向に空隙を空けて対向して配置される対向電極と、
   上記基板上に対向電極を支持すると共にその対向電極を接地する支持部材とを備えたことを特徴とする共振器。
2. 上記共振線路上に立つ電圧定在波の腹の部分に上記対向電極が配置されていることを特徴とする請求項１に記載の共振器。
3. 上記共振線路の先端を接地した４分の１波長線路であって、上記線路の短絡部位より１/８波長以上で１/４波長以下の部分に上記対向電極が配置されていることを特徴とする請求項１および請求項２に記載の共振器。
4. 上記共振線路の先端を接地した２分の１波長線路であって、上記線路の接地部位より１/８波長以上で３/８波長以下の部分に上記対向電極が配置されていることを特徴とする請求項１および請求項２に記載の共振器。
5. 上記共振線路の先端を開放した４分の１波長線路であって、上記線路の先端部位より１/８波長以下の部分に上記対向電極が配置されていることを特徴とする請求項１および請求項２に記載の共振器。
6. 上記共振線路の先端を開放した２分の１波長線路であって、上記線路の先端部位より１/８波長以下の部分及び先端部位より３/８波長以上で１/２波長以下の部分に上記対向電極が配置されていることを特徴とする請求項１および請求項２に記載の共振器。
7. 上記共振線路は上記入出力線路に平行な方向の線路幅として第１の幅Ｗ_１の共振線路本体部分とその幅Ｗ_１より幅の広い第２の幅Ｗ_２の拡幅部分を持ち、これら共振線路本体部分と拡幅部分とが共振線路の長さ方向に渡って少なくとも１回以上交互に配列され、上記線路幅の広い第２の幅Ｗ_２の拡幅部分に対向して上記対向電極が配置されていることを特徴とする請求項１および請求６の何れかに記載の共振器。
8. 上記共振線路と上記対向電極との間に形成される空隙が１０μｍ以下であることを特徴とする請求項１および請求７の何れかに記載の共振器。
9. 上記共振線路の第１の幅Ｗ_１と第２の幅Ｗ_２との幅の差が共振周波数及びその近傍の周波数信号の表皮深さ以上であり、上記第２の幅Ｗ_２の上記入出力線路に対する直角方向の長さが共振周波数及びその近傍の周波数信号の表皮深さ以上でかつ共振周波数の波長の４分の１以下であることを特徴とする請求項７および請求項８の何れかに記載の共振器。
10. 請求項１および請求項９の何れかに記載した共振器において、
    上記支持部材によって支持された対向電極と接地との間にスイッチが挿入されていることを特徴とする可変共振器。
11. 請求項１および請求項１０の何れかに記載した共振器において、
    上記共振線路の長さ方向に対して直交する方向に上記対向電極が複数配置され、上記複数の対向電極それぞれに対する複数の上記支持部材と、
    上記複数の対向電極それぞれに対する複数のスイッチが接地との間に挿入されていることを特徴とする可変共振器。
12. 請求項１および請求項１１の何れかに記載した共振器において、
    上記共振線路は上記基板に対し、間隔を保って保持され上記対向電極は共振線路に対し上記基板側と、その基板と反対側とに設けられていることを特徴とする共振器及び可変共振器。
13. 請求項７および請求項１２の何れかに記載した共振器において、
    上記支柱部材は上記対向電極を支持する支持部と、
    上記支持部の内部に形成され対向電極と地導体とを電気的に接続する電気接続部とが設けられていることを特徴とする共振器及び可変共振器。
14. 請求項７および請求項１３の何れかに記載した共振器において、
    上記支持部材に上記対向電極を支持する支持部と、
    上記支持部の表面に形成され対向電極と地導体とを接続する電極との間を電気的につなぐ配線部とが設けられていることを特徴とする共振器及び可変共振器。
15. 上記共振線路と上記対向電極の間に誘電体を配置したことを特徴とする請求項１および請求項１４の何れかに記載の共振器及び可変共振器。
16. 上記共振線路の長さ方向に対して直交する方向に上記対向電極が複数配置され、上記共振線路の長さ方向に隣接する上記対向電極の間に接地された導体遮蔽板が設けられたことを特徴とする請求項１１および請求項１５の何れかに記載の可変共振器。

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