JP4634912B2 - 可変共振器 - Google Patents

Description

この発明は、例えば無線通信装置に搭載され、フィルタなどを構成するために用いられる線路を用いた可変共振器に関し、特に可変周波数範囲が広く、且つ損失の少ない可変共振器に関する。

高周波信号を用いた無線通信の分野においては、数多い信号の中から特定の周波数の信号を取り出すことで、必要な信号と不必要な信号を分別している。この機能を果たす回路は一般的にフィルタと呼ばれ、多くの無線通信装置に搭載されている。フィルタを構成する共振器として線路構造をとるものは、その共振周波数の波長の４分の１波長、又は２分の１波長程度の線路長を必要とする。また、これらの共振器は、主にその設計パラメータである中心周波数や帯域幅は不変である。これら共振器を用いた無線通信装置で複数の周波数帯を用いる場合は、例えば、中心周波数や帯域幅が異なる共振器を２つ用意し、その１個の共振器を使用するか、それら２個の共振器をスイッチで直列に接続して使用する方法が考えられる。

発明者らが提案し、特許文献１で開示された可変共振器を図２２に示す。その構成及び動作を説明する。誘電体基板２２０の表面に第１共振器２２２と第２共振器２２３がスイッチ２２４を介して直列に接続されるように配置されている。
第１共振器２２２は、長さＬ１の第１線路２２５の両側に第１線路２２５の線路幅と同一幅Ｗで長さΔｈの第２線路２２６ａ，２２６ｂ、２２７ａ，２２７ｂ、２２８ａ，２２８ｂ、２２９ａ，２２９ｂが、第１線路２２５に沿って等間隔ΔＬで配列接続されている。

第１線路２２５の一端は第２線路２２６ａ，２２６ｂの反対側に長さＬ３延長され、その延長方向と直角方向に延長された高周波信号入出力用線路２２１に接続されている。
第１線路２２５の入出力用線路２２１と反対側の延長上にスイッチ２２４を介して第２共振器２２３の第１線路２７０が形成され、第１線路２７０の線路長はＬ２であり、第１線路２７０のスイッチ２２４と反対側の端は接地されている。第２共振器２２３の第１線路２７０にも、その両側に第２線路２３０ａ，２３０ｂ〜２３３ａ，２３３ｂが４つ等間隔で配列接続されている。

第１共振器２２２及び第２共振器２２３の隣接した第２線路の遊端部（両端）同士の間に線路短縮スイッチ２５０ａ，２５０ｂ〜２５５ａ，２５５ｂが設けられている。第１共振器２２２の第２線路２２６ａと２２７ａの遊端部間には線路短縮スイッチ２５０ａが、第２線路２２６ｂと２２７ｂの遊端部間には線路短縮スイッチ２５０ｂが配置されている。すなわち、第１線路２５５を中心として対称に６個の線路短縮スイッチ２５０ａ，２５０ｂ〜２５２ａ，２５２ｂが配置されている。
第２共振器２２３も同様に、第２線路の遊端部間に６個の線路短縮スイッチ２５３ａ，２５３ｂ〜２５５ａ，２５５ｂが配置されている。線路短縮スイッチ２５０ａ，２５０ｂ〜２５５ａ，２５５ｂは、高周波電流が導体の表面を流れる性質（表皮効果、詳しくは後述する）を利用して共振器の線路長さを変化させるためのもので、第２線路２２６ａと２２７ａとの間に設けられた線路短縮スイッチ２５０ａを導通させると、２Δｈの長さを短縮させるものである。なお、図には示していないが、誘電体基板２２０の少なくとも入出力線路２２１及び第１，第２共振器２２２，２２３が形成された領域の裏面全面に渡って地導体が形成され、マイクロストリップ線路を形成している。

第１共振器２２２の共振周波数の可変方法について説明する。第１共振器２２２の共振周波数を最も低くするには、線路短縮スイッチ２５０ａ，ｂ〜２５２ａ，ｂを全て非導通（オフ）にする。その状態から共振周波数を少し高くしたい場合は、線路短縮スイッチの組、２５０ａ，ｂ〜２５２ａ，ｂの中の一組を導通（オン）させる。そうすると、線路短縮スイッチ２５０ａ，ｂ〜２５２ａ，ｂが全て非導通状態の時の線路長に対して、２Δｈの長さ、線路長を短く出来るので、その分、共振周波数を高くすることが出来る。
逆に第１共振器２２２の最も低い共振周波数よりも、さら共振周波数を下げたい場合は、スイッチ２２４を導通させて第１共振器２２２に直列に第２共振器２２３を接続する。この様にすることで、第１共振器２２２単独の場合よりも、線路長を延長させることが出来るので共振周波数を下げることができる。
特開２００５−２５３０５９（図７）

しかしながら、上記したような従来の技術では、共振周波数を第１共振器２２２の共振周波数よりも下げる場合に、共振器同士をスイッチ２２４を介して接続するために、スイッチ２２４の抵抗が直列に挿入され、共振器として損失が増加してしまう課題があった。要するに、共振器の可変周波数範囲を拡大するために、スイッチを介して単純に一方向に線路長を延長する考え方しかなかった。その時の、共振器間を接続するスイッチの抵抗が損失増大の原因になっていた。
この発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、共振周波数の可変範囲が広く、且つ損失の少ない可変共振器を提供することを目的とする。

この発明では、誘電体基板の上に形成された入出力線路に第１共振器の一端が接続され、上記第１共振器の他端が接地され、その第１共振器と上記入出力線路の接続点に、第２共振器の一端が接続され、第２共振器の他端がスイッチ素子を介して接地される。

以上のようにこの発明の場合、入出力線路に対して、第１共振器と第２共振器を並列に接続する構成にしている。スイッチ素子がオフの時は、第１共振器と第２共振器の共振線路の和の長さ（電気長）を四分の一波長とする共振周波数で共振し、スイッチ素子をオンにした時は、その和の長さの半分の長さを四分の一波長とする周波数で共振する。共振周波数を可変するスイッチ素子の抵抗が並列で効くので、従来技術に対してスイッチ抵抗の影響を小さくすることが出来、共振周波数の可変範囲が広く、且つ損失の少ない可変共振器が実現できる。

以下、この発明の実施の形態を図面を参照して説明する。以降の説明において同一のものには同じ参照符号を付けて示し、一度説明したものの説明は繰り返さない。
［第１の実施の形態］
図１にこの発明によるマイクロストリップ線路を用いた共振器を示す。図１（ａ）は平面図であり、図１（ｂ）は図１（ａ）のＩ−Ｉ切断線で見た断面図である。裏側が地導体１によって接地された誘電体基板２の表面に入出力線路３が形成される。入出力線路３の一端から高周波信号が入力される。この例では入出力線路３に第１共振器４の一端が接続され、第１共振器４は入出力線路３と直交する方向に延長され、第１共振器４の他端が配線層間接続（以下、Ｖｉａホールと称す）５を介して地導体１に接地されている。第１共振器４の特性インピーダンスはＺ_０である。

入出力線路３と第１共振器４の一端が接続された部分に、第２共振器６の一端が接続され、第２共振器６が入出力線路３に対し第１共振器４の反対側に延長され、第２共振器６の他端は、スイッチ素子７とＶｉａホール８を介して地導体１に接地されている。第２共振器６の特性インピーダンス及び線路長は、第１共振器４と同一である。
スイッチ素子７は理想的なものとし、導通時（オン）の抵抗はゼロ、非導通時（オフ）には無限大とする。第１共振器４のアドミッタンスをＹａ、第２共振器６のアドミッタンスをＹｂとすると、いま、両者の特性インピーダンスはＺ_０で等しいので、スイッチ素子７が導通状態におけるＹａ、Ｙｂは式（１）で書き表せる。

Ｙａ＝Ｙｂ＝−ｊＹ_０・cotβL （１）
βは位相定数、β＝２π/λ、λは波長。
図１（ａ）に示す第１共振器４と第２共振器６との接続点Ｐにおける合成アドミッタンスＹ１は、式（２）で表せる。
Ｙ１＝Ｙａ＋Ｙｂ＝−２ｊＹ_０・cotβＬ （２）
共振時の合成アドミッタンスＹ１は、Ｙ１＝０であるので、これを満たすβは、式（３）となる。

β＝π/２Ｌ （３）
この時の実効的な線路長Ｌは、Ｌ＝λ/４となるので、スイッチ素子７が導通状態におけ
る共振周波数は、４分の１の波長がＬ（Ｌ＝λ/４）の周波数になる。ここでの共振周波
数は、アドミッタンス＝０、すなわちインピーダンスが無限大となる並列共振周波数を意味している。
次にスイッチ素子７が非導通の場合は、第１共振器４のアドミッタンスＹａが式（４）、第２共振器６のアドミッタンスＹｂが式（５）となる。

Ｙａ＝−ｊＹ_０・cotβＬ （４）
Ｙｂ＝ｊＹ_０・tanβＬ （５）
したがって、接続点Ｐにおける合成アドミッタンスＹ２は、式（６）で表せる。
Ｙ２＝Ｙａ＋Ｙｂ＝ｊＹ_０（tanβＬ−cotβＬ） （６）
共振時の合成アドミッタンスＹ２は、Ｙ２＝０であるので、これを満たすβは、式（７）となる。
β＝π/４Ｌ （７）
この時、β＝２π/λなので、２Ｌ＝λ/４となる。４分の１波長が２Ｌの周波数、すなわち、上記したスイッチ素子７が導通状態の時の共振周波数の１/２倍の周波数で共振する。

以上述べたように、図１に示したこの発明の可変共振器のスイッチ素子７のオン、オフで共振周波数を２倍変化させることが出来た。この発明による可変共振器によれば、スイッチ素子７のオフ時は、第１共振器４と第２共振器６の実効的な電気長（以降、単に電気長と称す）の和で共振周波数が定まり、スイッチ素子７がオンの時は、その電気長の和を２で割った値の電気長の共振周波数に定まる。このように共振周波数を大きく変化させることができる。
次に、この発明の特徴である低損失である点について図２を用いて説明する。図１（ａ）に示したこの発明の可変共振器と同じ共振周波数が得られる可変共振器を、従来の技術で構成した一例を図２（ａ）に示す。

図２（ａ）に示す可変共振器は、入出力線路２０のほぼ中央部分に一端を接続し、入出力線路２０に直交する方向にＬ１の長さ延長され、他端が接地された低周波数共振器２１と、低周波数共振器２１の一端からＬ１より短いＬ２の長さの部分を接地させる高周波数共振器スイッチ２２とで構成される。
高周波数共振器スイッチ２２がオン／オフの状態が、先に説明した図１（ａ）のスイッチ素子７のオン／オフの状態と対応している。すなわち、高周波数共振器スイッチ２２がオンで、共振器の線路長がＬ１の半分の長さであるＬ２に変化するようにし、周波数も図１（ａ）に示した可変共振器と同一になるように設計されている。

その前提で、この発明の可変共振器と従来の可変共振器の挿入損失を比較した結果を図２（ｂ）に示す。図２（ｂ）の横軸は、スイッチ素子７及び高周波数共振器スイッチ２２の抵抗である。縦軸は、挿入損失をｄＢで表す。黒丸がこの発明の可変共振器の挿入損失を表し、白丸が従来の可変共振器の挿入損失を表している。
スイッチの導通抵抗を増加させて行くと、挿入損失も右肩上がりで悪化する特性を示す。従来の可変共振器の導通抵抗に対する挿入損失の傾きが約０.３５ｄＢ/Ωと、この発明の可変共振器の約３倍であり、導通抵抗が１Ωのポイントで比較するとこの発明の可変共振器の挿入損失が０.１ｄＢで在るのに対して、０.３５ｄＢと従来の可変共振器の損失の方が大きい。

これは、この発明の可変共振器が第１と第２の共振器を並列に接続した構成であることによる。図２（ｂ）に示した従来の可変共振器では、高周波数共振器スイッチ２２がオン時において、高周波数共振器スイッチ２２から共振器先端方向（Ｌ１の先端）の部分は、無いものと等しくなり、共振周波数における高周波数共振器スイッチ２２が接続される点におけるインピーダンスは、その抵抗によって定められる。このために、スイッチ抵抗の影響がそのまま挿入損失に現れる。
一方、この発明の可変共振器では、スイッチ素子７がオン時に第１と第２共振器が並列接続されるため、抵抗の並列接続と同じようにスイッチ抵抗の影響が軽減される。したがって、低損失な特性となる。このように、この発明による可変共振器によれば、可変周波数範囲が広く、且つ損失の少ない可変共振器が実現できる。

次にこの発明の可変共振器の具体例をいくつか示す。図３に第１共振器４と第２共振器６の線路長を５ＧＨｚの波長λ_５Ｇに対して四分の一の波長、位相にして９０°の長さにした場合の例を示す。図３（ａ）にスイッチ素子７がオフの時、図３（ｂ）にオン時の共振周波数を、入出力線路３に入力した信号が反射して戻って来る割合を表すＳパラメータＳ_１１（ｄＢ）で示している（縦軸）。横軸は周波数でありここでは０から１５ＧＨｚまでを示す。
Ｓ_１１が急落している周波数が共振周波数を表している。スイッチ素子７がオフ状態では、図３（ａ）に示すように、１５ＧＨｚまでの範囲においては、２.５ＧＨｚ、７.５ＧＨｚ、１２.５ＧＨｚで共振する。スイッチ素子７がオン状態では、図３（ｂ）に示すように１５ＧＨｚまでの範囲では、５.０ＧＨｚと１０．０ＧＨｚで共振する。これらの共振周波数になる理由は、スイッチ素子７がオフの時は、上記した式（６）で表せる第１共振器４と第２共振器６の合成アドミッタンスがゼロになる周波数で共振する。スイッチ素子７がオンの時は、式（２）で表せる合成アドミッタンスがゼロになる周波数で共振する。

この関係を整理して図３（ｃ）に示す。この例では、第１及び第２共振器４，６を構成する線路長の物理的な長さＬａ及びＬｂを、Ｌａ＝λ_５Ｇ/４、Ｌｂ＝λ_５Ｇ/４に設計している。したがって、この線路の２.５ＧＨｚにおける電気長βＬは、位相４５°に相当
する。このように周波数によって、電気長が変化するのでアドミッタンスも変化する。
スイッチ素子７がオフ状態から説明すると、今、Ｌａ＝Ｌｂなので、この位相角における第１共振器４と第２共振器６のアドミッタンスが等しくなって合成アドミッタンスがゼロになる周波数で共振する。この例の場合、合成アドミッタンスがゼロになる周波数は、２.５ＧＨｚ、７.５ＧＨｚ、１２.５ＧＨｚの３つである。このように、２.５ＧＨｚの奇数倍の周波数において合成アドミッタンスがゼロになる。

次にスイッチ素子７をオンさせると、合成アドミッタンスを表す式が上記した式（２）の関係になり、今度は第１共振器４と第２共振器６のアドミッタンスがそれぞれゼロになる周波数で共振する。その周波数はcotβＬがゼロになる５.０ＧＨｚと１５.０ＧＨｚである。こちらも、スイッチ素子７がオフの場合と同様に、５.０ＧＨｚの奇数倍の周波数においてcotβＬがゼロになる。
このように、図３（ａ）の例の場合、１５ＧＨｚまでの周波数範囲においては、スイッチ素子７をオフで２.５ＧＨｚ、７.５ＧＨｚ、１２.５ＧＨｚの３つの周波数で共振し、
オンで５.０ＧＨｚと１５.０ＧＨｚの２つの周波数で共振する可変共振器となる。

次にＬａ＝５λ_５Ｇ/１８、Ｌｂ＝２λ_５Ｇ/９に設計した場合に得られる共振周波数を図４（ａ）〜（ｃ）に示す。図４（ａ）、（ｂ）の共振周波数を示す図の横軸と縦軸の関係は、図３（ａ）と（ｂ）と全く同じである。この例では、第１共振器４の線路長Ｌａを５λ_５Ｇ/１８、第２共振器６の線路長Ｌｂを２λ_５Ｇ/９と、異なる長さに設計したことにより、スイッチ素子７をオン状態にしたときの高調波（スプリアス周波数）の出方が変わって来る。
スイッチ素子７がオン状態におけるＬａ及びＬｂのアドミッタンスは、式（１）で示したようにＹ_０・cotβLで決まる。したがって、cot・βＬａとcot・βＬｂのアドミッタンスの極性が反対で絶対値が等しくなる周波数である５.０ＧＨｚ、１０.０ＧＨｚ、１５.０ＧＨｚにおいて、第１，第２共振器４，６の合成アドミッタンスがゼロとなり共振する。

スイッチ素子７がオフの時は、第２共振器６のアドミッタンスがＹ_０・tanβLｂで決まるので、tanβＬｂとcotβＬａの値が等しくなる周波数で共振する。この例の場合は、図３（ａ）と変わらず、２.５ＧＨｚ、７.５ＧＨｚ、１２.５ＧＨｚの３つの周波数で共振する。
他の例を図５に示す。図５（ａ）は、Ｌａ＝λ_５Ｇ/３、Ｌｂ＝λ_５Ｇ/６に設計した場合に、スイッチ素子７がオフ状態で得られる共振周波数を示している。図５（ａ），（ｂ）の横軸と縦軸の関係は、図３及び図４（ａ），（ｂ）と同じである。また、図５（ｃ）も図４（ｃ）と同じ関係を整理した図である。

この例の場合、スイッチ素子７をオフにした時の図５（ａ）に示す共振周波数が、先に説明した図３（ａ）、図４（ａ）と異なっている。Ｌａ＝λ_５Ｇ/３は、２.５ＧＨｚにおいてλ_2.5Ｇ/６であり、位相角度で表すと６０°に相当する。Ｌｂ＝λ_５Ｇ/６は、λ_2.5Ｇ/１２であり、位相角度で表すと３０°である。今、スイッチ素子７がオフであるので
、ＬｂのアドミッタンスがtanβＬｂで決まり、その値は０.５７である。Ｌａのアドミッタンスは、cotβＬａで決まり、位相角６０°における値は０.５７である。このように２.５ＧＨｚにおいてＬａとＬｂのアドミッタンスが等しくなるので、その合成アドミッタンス（式（６））がゼロになって共振する。このように、基本周波数は２.５ＧＨｚで先に示した例と等しい。

図３（ａ）及び図４（ａ）で共振していた７.５ＧＨｚについて見てみると、Ｌａ＝λ
_５Ｇ/３は、７.５ＧＨｚにおいてλ_７.5Ｇ/２であり、位相角度で表すと１８０°に相当
する。
Ｌｂ＝λ_５Ｇ/６は、７．５ＧＨｚにおいてλ_７.5Ｇ/４であり、位相角度で表すと９０°に相当する。
Ｌａのアドミッタンスは、cotβＬａで決まり、位相角１８０°における値はマイナス
無限大である。ＬｂのアドミッタンスはtanβＬｂで決まり、位相角９０°における値はマイナス無限大である。その結果、合成アドミッタンスが不定となるため、周波数７.５ＧＨｚにおいては、共振しなくなる。

このように、Ｌａ及びＬｂの線路長を適切に選ぶことで、基本周波数及びスプリアス周波数を制御することが出来る。スイッチ素子７をオン状態にした時の、図５（ｂ）に示す共振周波数は、図４（ｂ）で示した周波数と同じである。共振条件は同じであるので、図５（ａ）〜図５（ｃ）の説明は省略する。図５（ｃ）を参照されたい。
このようにこの発明の可変共振器を例えば無線装置に利用する場合に、その無線システムにおいて必要の無い共振周波数について、第１共振器の線路長Ｌａ及び第２共振器の線路長Ｌｂを適切に設計することで削除することが可能である。

スイッチ素子７のオン／オフに伴う共振周波数の組み合わせの選択肢を増やすための他の方法を、図６に示して説明する。共振器の共振線路の特性インピーダンスを線路の途中で変化させることで、線路の物理的な長さによる位相量によって決まる共振周波数を変化させることが可能である。
図６（ａ）は、スイッチ素子７によって線路先端が接地されるか、開放される第２共振器６だけを示した図である。第１共振器６の線路長を５ＧＨｚの四分の一波長の長さに設計し、スイッチ素子７をオンさせた場合の入力信号の反射の割合を表すＳパラメータのＳ_１１と、スイッチ素子７をオフさせた場合の入力信号が伝達する割合を表すＳパラメータＳ_２１とを、図６（ｂ）に示す。

図６（ｂ）の横軸は周波数、縦軸はＳ_１１とＳ_２１をｄＢで表す。スイッチ素子７をオンさせた状態では、５ＧＨｚにおいてＳ_１１が小さくなり共振する。スイッチ素子７をオフさせた状態では、同じ５ＧＨｚにおいてＳ_２１が小さくなり信号が出力側に伝達しないこと示している。いわゆる直列共振状態になっている。
このように、信号の入出力で見ると、スイッチ素子７がオン状態で信号が良く伝達する帯域通過フィルタであり、スイッチ素子７がオフで入力信号が出力に伝わらない帯域阻止フィルタとして動作する。スイッチ素子７のオン／オフで動作は正反対であるが、その共振周波数は５ＧＨｚで変わりが無い。このように図６（ａ）に示すように第２共振器６の線路幅を一定にすると、スイッチ素子７のオン／オフによって共振周波数は変化しない。

図６（ｃ）に線路の特性インピーダンスを線路の途中で変えた例を示す。入出力線路３に接続される側の線路６０の特性インピーダンスを例えば４５Ω、その先のスイッチ素子７が接続される側の線路６１の特性インピーダンスを例えば９０Ωとしている。このような線路は特性インピーダンスが階段状に変化することからステップインピーダンスレゾネータと呼ばれる。線路６０と６１を合わせた長さを或る長さに設計した時の、スイッチ素子７がオン時のＳ_１１と、スイッチ素子７がオフ時のＳ_２１とを図６（ｄ）に示す。ここで、線路長を或る長さとしているのは、図６（ｃ）が線路をステップインピーダンスレゾネータ構造としたときのスイッチ素子７の影響を説明するための図であるからである。図６（ｃ）の説明において線路６０と線路６１を合わせた合計の線路長に、この説明では意味を持たせていない。

まずスイッチ素子７がオフ状態におけるＳ_２１が急激に減少する直列共振周波数は、７.５ＧＨｚである。スイッチ素子７をオンさせると、先ほどの図６（ｂ）と異なり共振周波数が５ＧＨｚに変化している。このように、スイッチ素子７のオン／オフによる共振周波数と直列共振周波数とが異なっている。この理由は、線路をステップインピーダンスレゾネータ構造としたためである。
スイッチ素子７がオフの場合、線路６１の先端のインピーダンスは開放となる。この時、入出力線路３に向けてインピーダンスは下がって行き、線路６０と入出力線路３との交点から線路６１側を見たインピーダンスは直列共振周波数においてゼロとなる。

インピーダンスが高い部分には電界エネルギーが集中し、インピーダンスが低い部分には磁界エネルギーが集中する。このため、インピーダンスが高い領域は容量性が強く、低い領域では誘導性が強くなる。線路で決まる共振周波数ｆは線路の持つリアクタンス成分である容量成分Ｃと誘導成分Ｌとで、良く知られた式（８）で近似することができる。
ｆ＝１/（２π√ＬＣ） （８）
スイッチ素子７がオフの場合、線路６０と入出力線路３との交点付近では誘導性が強く、スイッチ素子７側の線路６１の先端付近では容量性が強い。図６（ｃ）では、この場合、誘導性が強くなる入出力線路３側の線路６０の線路幅が広いので、誘導性リアクタンスが小さくなる。また、容量性の強いスイッチ素子７側の線路６１の先端の線路幅は細いので容量性リアクタンスも小さくなる。この結果、図６（ａ）に示すような均一な線路幅で形成された共振器に対して、スイッチ素子７がオフ時の共振周波数を高くすることが出来る。

逆にスイッチ素子７がオンの場合、線路６０と入出力線路３との交点付近では容量性が強く、スイッチ素子７側の線路６１の先端付近では誘導性が強くなる。容量性が強い部分の線路幅を広くすると容量性リアクタンスを大きくすることが出来る。また、誘導性の強い部分で線路幅を細くすると誘導性リアクタンンスを大きくすることが出来る。したがって、図６（Ｃ）の線路形状の場合、線路幅が均一な共振器に対してスイッチ素子７をオンさせた時の共振周波数を低くすることが出来る。
このように、共振器の線路構造をステップインピーダンスレゾネータ構造にすることでも、共振周波数を制御することが可能である。
基本周波数のすぐ隣の高調波は、このような可変共振器を無線システムに利用した際に問題になることがある。隣の高調波とは、図３（ａ）の基本周波数２.５ＧＨｚに対する３倍高調波の７.５ＧＨｚ、または、図５（ｂ）の基本周波数５.０ＧＨｚに対する１０.０ＧＨｚなどであり、利用される無線システム側の都合で、無い方が好ましい場合がある。このような基本周波数のすぐ隣の高調波を無くす目的で、例えばステップインピーダンスレゾネータ構造を用いることが出来る。
例えば、図５（ａ）で示した第１共振器４の電気長１２０°（５ＧＨｚ）と、第２共振器６の電気長６０°（５ＧＨｚ）の組み合わせにおける基本周波数は２.５ＧＨｚであり、
その隣の高調波は１２.５ＧＨｚであって、３倍の７.５ＧＨｚではない。
また、スイッチ素子７がオン状態において２倍の高調波が存在しない例は、図３（ｂ）に示した。この時に必要な第２共振器６の電気長は９０°（５ＧＨｚ）である。同じ５ＧＨｚにおいてスイッチ素子７がオン状態の例である図５（ｂ）と比べ、第２共振器６の電気長が３０°長くなっている。
そこで、図５（ｂ）の第２共振器６をステップインピーダンスレゾネータ構造にすることで、１個の線路でその二つを兼用することが可能になる。上記した原理によって、スイッチ素子７がオフ状態における電気長を６０°、オン状態における電気長を見掛け上９０°にすることが、ステップインピーダンスレゾネータ構造を用いることで実現可能である。もちろん、この場合、第１共振器４の線路長は、スイッチ素子７がオン状態では、１２０°→９０°（５ＧＨｚ）に短縮する切換えが必要になる。このような切換えが一部に必要になるが、線路をステップインピーダンスレゾネータ構造にすることで、１個の線路の電気長を周波数によって見掛け上変え、少ない切換え部で複数の共振周波数を得ることが可能になる。尚、図６（ｃ）に示した例では、入出力線路３に接続される側の線路幅を大きくした例を示したが、この逆でも良い。この場合は、均一な線路幅で形成された共振器に対して、スイッチ素子７がオフの時の共振周波数を低く、スイッチ素子７がオンしたときの共振周波数を高く、図６（ｄ）に示した例と逆方向に変化させることも可能である。

以上述べたようにこの発明によれば、可変周波数範囲を広く、且つ損失の少ない、また、共振周波数も自由に設定できる可変共振器が実現できる。
なお、図１に示したこの発明の可変共振器は、マイクロストリップ線路構造を用いた例を示したが、この発明による可変共振器は、線路構造がマイクロストリップ線路に限定されない。コプレーナ線路や同軸線路でも構成可能である。図７に図１に示したこの発明の可変共振器をコプレーナ線路で構成した場合の例を示す。誘電体基板２の一方の面、全面に形成されていた地導体１が無くなり、第１，第２共振器４，６が形成される面と同じ誘電体基板２の表面に地導体７０ａと７０ｂが形成されている。

地導体７０ａ，７０ｂは、入出力線路３及び、第１共振器４と第２共振器６の共振線路にギャップ７１の間隔を空けて近接して配置されている。入出力線路３と各共振器との接続点に近い地導体７０ａ，７０ｂの各角部同士は、地導体７０ａ，７０ｂを高周波的に同電位にする目的でボンディングワイヤー７２によって電気的に接続されている。
このようにコプレーナ線路でもこの発明の可変共振器を実現することができる。
〔第２の実施の形態〕
上記した第１の実施の形態では、可変周波数範囲が広い可変共振器が実現できたが、その共振周波数は、基本周波数の整数倍と言った比較的に周波数間隔が大きいものであった。第２の実施の形態として、可変共振周波数の分解能が高く（可変周波数が細かく変えられる）て、且つ周波数可変範囲も広い可変共振器の実施例を示す。

まず、第２の実施の形態の説明の前に、これに利用している表皮効果について説明する。
共振線路を伝わる電気信号は、周波数が高くなればなるほど、共振線路の外縁部に集中する特徴を有する。これは高周波信号の表皮効果によるもので、導体中を信号が伝播する場合、電気信号が線路の幅方向に侵入する深さは、表皮深さ（Skin Depth）と呼ばれ式（９）で表される。
Skin Depth＝１/√（πｆσμ） （９）
ここで、ｆは周波数、σは導体の導電率、μは導体の透磁率である。

図８に線路の導体に例えば銀を用いた場合のマイクロストリップ線路の電流密度分布を示す。図８（ａ）では、図２２で説明した従来の可変共振器の第１線路２２５の一部分だけを拡大して示している。図からわかるように線路の縁の部分に最も電流が集中している。図８（ｂ）は、第１線路２２５とその分岐である第２線路２２６ａ〜２２９ｂを示している。このように分岐により線路幅が変わっていると、電流は線路の最短経路（線α）を通らず外縁部に集中して流れ、結果的に最短経路より長い経路を伝播している。これは、電気信号が線路の内部を表皮深さ（Skin Depth）より中に入り込もうとせず外側を流れようとするためである。この効果を利用することで、共振器を小型にすることができる。また、共振周波数を細かく可変可能な可変共振器が実現できる。

［実施例１］
この表皮効果をこの発明の可変共振器に応用し、共振周波数の可変分解能を高めた実施例を図９に示す。
平面形状が短冊状の誘電体基板９０上の長辺のほぼ中央部分から、入出力線路３が短辺に平行に延長されている。入出力線路３のほぼ中央に対して直交する方向の一方に第１共振器４が配置され、他方に第２共振器６が配置されている。
この実施例１では、第１，第２共振器４，６の線路形状に表皮効果が応用され、共振周波数分解能が高められた構成になっている。第１共振器４の共振線路は、入出力線路３とほぼ同じ幅のＷ１の線路幅で長さがＬ１の第１線路９１と、第１線路９１と直交する向きに配置される幅Ｔで長さがＬｂの第２線路Ｒ_１１と、の２つの線路が組み合わさって構成されている。

入出力線路３と第１線路９１の一端との交点から、Ｌａの間隔を空けて第２線路Ｒ_１１が第２線路Ｒ_１１の中心を第１線路９１の幅の中心に合わせて第１線路９１に直交する向きに配置されている。すなわち、第２線路Ｒ_１１の両端は、第１線路９１の幅の中央部を中心に対称であり、第１線路９１に直交する方向にＬｂの長さ張り出している。
第２線路Ｒ_１１の入出力線路３と反対側には、第１線路９１の延長方向にＬｃの間隔を空けて第２線路Ｒ_１１と同一形状の第２線路Ｒ_１２が配置されている。以降同じ間隔Ｌｃを空けて４つの第２線路Ｒ_１３、Ｒ_１４、Ｒ_１５、Ｒ_１６、が配置され、第２線路Ｒ_１６の入出力線路３と反対側には第１線路９１の他端を長さＬｃ突出させている。第１線路９１の他端はＶｉａホール５によって地導体１に接地されている。

以上のように共振線路が構成されている。説明の都合で、共振線路が第１線路８１と第２線路Ｒと言った２つの部分から構成されるように説明を行なったが、実際は一体のものである。
一体である共振線路の線路長は、第１線路９１と第２線路Ｒ_１１〜Ｒ_１６で形成される共振線路の外縁部の長さに凡そ等しくなる。これは図９に示すように線路幅が変わっている場合、線路を流れる電流が表皮効果の影響により線路の最短経路を通らずに線路の外縁部に集中して流れ、最短経路よりも長い経路を電流が流れるようになるからである。この例の場合の線路長は、Ｌ１より長く、Ｌａ＋ｎ（２Ｌｂ＋Ｔ）＋ｎＬｃよりも短い線路長になる。Ｌｃ及びＴをSkin Depth以上の大きさにすることにより、線路長をＬａ＋ｎ（２Ｌｂ＋Ｔ）＋ｎＬｃの長さに近づけることが可能である。ｎはこの例の場合６である。２ｎＬｂの部分が、第１線路９１に沿って配列形成された複数個の第２線路Ｒ_１１〜Ｒ_１６によって線路が延長された分である。

この実施例では、可変共振器の共振周波数の分解能を高める目的で、隣接する第２線路Ｒ_１１〜Ｒ_１６の両端をそれぞれ接続する複数の第３スイッチ素子が設けられている。第２線路Ｒ_１１の両端の入出力線路３側の端と、第２線路Ｒ_１２の両端の入出力線路３側の端との間に、第３スイッチ素子Ｒ_１１ａと第３スイッチ素子Ｒ_１１ｂとがそれぞれ配置されている。以降同様に、第２線路Ｒ_１２とＲ_１３との間に第３スイッチ素子Ｒ_１２ａ，Ｒ_１２ｂ、第２線路Ｒ_１３とＲ_１４との間に第３スイッチ素子Ｒ_１３ａ，Ｒ_１３ｂ、第２線路Ｒ_１４とＲ_１５との間に第３スイッチ素子Ｒ_１４ａ，Ｒ_１４ｂ、第２線路Ｒ_１５とＲ_１６との間に第３スイッチ素子Ｒ_１５ａ，Ｒ_１５ｂ、が配置されている。

第２線路Ｒ_１１〜Ｒ_１６の両端に接続される第３スイッチ素子Ｒ_１１ａ，Ｒ_１１ｂ〜Ｒ_１５ａ，Ｒ_１５ｂ（以下、第３スイッチ素子の全部を意味する時はＲ_＊＊＊と表記する）は、同時にオン/オフするように制御される。例えば、第３スイッチ素子Ｒ_１１ａと第３スイッチ素子Ｒ_１１ｂとをオンさせると、共振線路の線路長を２Ｌｂ分短くすることができる。すなわち、第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊を全てオフで共振線路長は最大で、上記したようにＬａ＋ｎ（２Ｌｂ＋Ｔ）＋ｎＬｃの長さであり、第３スイッチ素子Ｒ_１を全てオンすると共振線路長は最小で、Ｌａ＋Ｔ＋Ｌｂ＋Ｌｃの長さになる。この最大と最小の間を第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊のペアをオンにする数によって、２Ｌｂ分のステップで線路長を可変することが出来る。

以上述べたように第１線路９１と第２線路Ｒ_１１〜Ｒ_１６と第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊とによって第１共振器４が形成されている。第１共振器４の入出力線路３を挟んで反対側には、第２共振器６を形成する第１線路９２を中心に、第２線路Ｒ_２１〜Ｒ_２６と第３スイッチ素子Ｒ_２１ａ，Ｒ_２１ｂ〜Ｒ_２５ａ，Ｒ_２５ｂが配置されている。
第２共振器６は第１共振器４と全く同じ構成であり、上記した第１共振器４を入出力線路３を中心に１８０°回転させた位置に配置されている。詳細な構成については、第１共振器４と同じであるので説明を省略する。図９（ａ）を参照されたい。第２共振器６が第１共振器４と唯一異なっている点は、第１線路９２の他端がスイッチ素子７を介して地導体１に接地されるようになっている。

以上述べたように実施例１に示す可変共振器を構成する第１共振器４と第２共振器６の線路長が、第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊によって細かく切替えられるようになっている。
スイッチ素子７及び第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊は、例えばＭＥＭＳ（Micro Electromechanical Systems）技術を用いた機械的なスイッチで実現することが可能である。もちろん、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）やＰＩＮダイオード等の半導体素子によるスイッチ素子でも作ることが可能である。図８（ａ）の中のVIII−VIII切断線で見た断面図を図８（ｂ）に示す。第２線路Ｒ_１５の両端表面に第３スイッチ素子Ｒ_１５ａとＲ_１５ｂが形成されている様子が分かる。

図９に示した構成のこの発明の可変共振器のスイッチ素子７及び第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊をオン／オフさせた時の共振周波数変化の一例を図１０に示す。図１０の横軸は周波数ＧＨｚであり、縦軸はＳ_１１（ｄＢ）である。
図１０中の太線で示す特性が、スイッチ素子７がオフで第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊も全てオフの時の特性である。約２.３ＧＨｚと７.０ＧＨｚで共振している。細線で示す特性が、スイッチ素子７をオフのまま、第３スイッチ素子Ｒを全てオンにした時の特性である。約２.３ＧＨｚが２.８ＧＨｚ（７．０→８.５ＧＨｚ）に変化している。これは、第３スイッチ素子Ｒを全てオンしたことにより、共振線路長が最も短くなり、共振周波数が高くなった状態を示している。図１０では図示していないが、図９に示したように第３スイッチ素子Ｒ_１＊＊とＲ_２＊＊がそれぞれ５組用意されていれば、この２．３ＧＨｚと２.８ＧＨｚの間に５つ以上の共振周波数を得る事が出来る。

破線に示す特性は、スイッチ素子７がオンで第３スイッチ素子Ｒも全てオフの時の特性である。約４.８ＧＨｚで共振している。一点鎖線で示す特性が、スイッチ素子７をオンのまま、第３スイッチ素子Ｒを全てオンにした時の特性である。約４.８ＧＨｚが５.９ＧＨｚに変化している。この変化は同様に第３スイッチ素子Ｒを全てオンしたことにより、共振線路長が最も短くなったことによる変化である。したがって、こちらも４.８ＧＨｚと５.９ＧＨｚ間で５つ以上の共振周波数を得ることが出来る。
このように図９の構成にすると、スイッチ素子７のオン／オフによって大きく共振周波数を変化させ、第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊によってその共振周波数近傍で細かく共振周波数を変えることができる可変共振器となる。第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊によって細かく共振周波数が変えられる具体例を示さないが、共振周波数の数及び周波数間隔は、図９の説明で明らかなように、要求仕様に合わせて適宜設計されるものである。
なお、第３スイッチ素子Ｒ_１１ａ，Ｒ_１１ｂ〜Ｒ_１５ａ，Ｒ_１５ｂの各一組ずつを同時にオン/オフするように説明したが、その制御は必ずしも同時に行わなくても良い。例え
ばＲ_１１ａだけ、又は、Ｒ_１１ｂだけ、単独でオンさせるようにしてもよい。その場合は、一組を同時にオンさせた時の周波数変化量よりもその変化量が小さくなるが、共振周波数は変化する。
以降、図９に示した可変共振器を変形した実施例を示す。

〔実施例２〕
図１１は同一の共振周波数で帯域幅の異なる可変共振器を実現した例を示す。以降、可変共振器が形成される誘電体基板は省略して示す。第１及び第２共振器４，６の基本構成は、図９で説明した例と同一である。図１１は、図９の第２共振器６と入出力線路３との間に第２スイッチ素子１１０を配置している点が異なる。第２スイッチ素子１１０をオフにした場合、当然ながら共振周波数は第１共振器４によって決定される。その共振周波数は、スイッチ素子７がオン状態に在っては、第２スイッチ素子１１０がオンされても変わらない。上記したように、スイッチ素子７をオンすると同一形状で形成された第１共振器４と第２共振器６の線路長の和の１/２になるからである。
したがって、スイッチ素子７がオン状態における第２スイッチ素子１１０のオン／オフによって、共振周波数は同一であるが、入出力線路３から見た共振周波数以外の周波数におけるインピーダンスを変化させることが出来る。この結果、共振周波数が同一で帯域幅の異なる共振器を実現することが出来る。
帯域幅は、第２スイッチ素子１１０をオンさせた時の方が狭くなる。帯域幅は、要求仕様に合わせて、第２スイッチ素子１１０のインピーダンス及び第２共振器６の特性インピーダンスによって変えることが可能である。

〔実施例３〕
図１２は、共振周波数の自由度を向上させた例を示す図である。第１及び第２共振器４，６の基本構成は、図９で説明した例と同一である。図１２（ａ）は、図９のスイッチ素子７を単極三投スイッチ（Single pole three throw switch、以下ＳＰ３Ｔと称す）１２０にしたものである。第１線路９２の他端（先端）に単極端子１２０ｐが接続され、三投端子は第一投端子１２０ａが地導体１に接地され、第二投端子１２０ｂが開放、第三投端子１２０ｃに追加線路１２１の一端が接続されている。

単極端子１２０ｐが接地又は開放されるときは、上記した説明済みの動作になり、単極端子１２０ｐが第三投端子１２０ｃに接続されると第２共振器６の線路長が追加線路１２１の長さ分延長されるので、単極端子１２０ｐが開放時の共振周波数よりも低い共振周波数にすることができる。
図１２（ｂ）は、図１２（ａ）のＳＰ３Ｔ１２０を単極単投スイッチ（Single pole single throw switch、以下ＳＰＳＴと称す）２個に置き換えたものである。ＳＰＳＴ１２２と１２３の単極端子１２２ｐ及び１２３ｐは、第１線路９２の他端に接続され、ＳＰＳＴ１２２の単投端子１２２ａは接地され、ＳＰＳＴ１２３の単投端子１２３ａに追加線路１２１の一端が接続されている。
ＳＰＳＴ１２２が開放（オフ）時に、ＳＰＳＴ１２３をオンさせることでＳＰＳＴ１２２がオフ時の共振周波数よりも低い共振周波数にすることができる。

〔実施例４〕
図１３に周波数間隔を空けて（飛び飛びの周波数）得られる共振周波数の数を増やした実施例を示す。図１３は図９に対して、第２共振器６の第２線路Ｒ_２３と第２線路Ｒ_２４の第３スイッチ素子Ｒ_２３ｂとＲ_２４ｂが接続される側のそれぞれの遊端部に、遊端部を接地させる第４スイッチＳＰＳＴ１３０と１３１が接続されている点が異なる。

第４スイッチＳＰＳＴ１３０と１３１は、第２共振器６の線路長を大幅に短縮する働きをする。第２共振器６側の第３スイッチ素子Ｒ_２＊＊が全てオフの条件で、スイッチ素子７及び第４スイッチＳＰＳＴ１３０，１３１がそれぞれ独立にオンされた時の線路長を比較すると、スイッチ素子７の場合は上記したように最長でＬａ＋６（２Ｌｂ＋Ｔ）＋６Ｌｃの長さになる。第４スイッチＳＰＳＴ１３０がオンした時の線路長は、Ｌａ＋５Ｌｂ＋２Ｔ＋２Ｌｃと短くなる。第４スイッチＳＰＳＴ１３０をオフとし、ＳＰＳＴ１３１をオンとした時の線路長は、それよりも２Ｌｂ＋Ｔ＋Ｌｃだけ長い線路長になる。

このように第２共振器６の線路長を第４スイッチＳＰＳＴ１３０，１３１によって大きく変えることが出来る。この結果、図１０に示した比較的大きな周波数間隔で変化する共振周波数の数を２個増やすことができる。
もちろん、第４スイッチＳＰＳＴ１３０をオンさせた場合に、有効な第３スイッチ素子Ｒ_２＊＊の数が減るので図１３の例では、その共振周波数近傍で可変できる共振周波数の数も減少するが、その共振周波数近傍で細かく周波数を可変する仕様も容易に設計することが可能である。
このように第４スイッチ素子を設けることで、飛び飛びに大きく共振周波数を変えたい要求に答える事が可能である。

〔実施例５〕
図１４に示す実施例５は、図９に示した第１共振器４の第１線路９１の他端を第５スイッチ素子１４０を介して接地するようにしたものである。こうすることで、入出力線路３から第１共振器４を見たインピーダンスをゼロか無限大に選択することが可能になる。
スイッチ素子７と第５スイッチ素子１４０を両方共にオンした状態では、第１線路９１及び第１線路９２の他端（先端）におけるインピーダンスがゼロであり、共振時における一端側（入出力線路３との接続点）のインピーダンスは開放となる。逆にスイッチ素子７と第５スイッチ素子１４０とが両方共にオフ状態では、第１線路９１及び第１線路９２の他端（先端）におけるインピーダンスが開放になり、共振時における一端側（入出力線路３との接続点）のインピーダンスがゼロになる。
この時のフィルタとしての動作は、図６で示したように同一の周波数で、両スイッチ素子がオンで帯域通過、オフで帯域阻止として動作する。このように第５スイッチ素子１４０を設けることで共振器としての動作態様を正反対に変えることができる。

〔実施例６〕
実施例５までに示した実施例は、入出力線路３を中心に同一形態の共振器を２つ配置して可変共振器を構成した例を示して来たが、それらの構成を入出力線路３を中心に非対称としてもよい。その例を図１５に示す。図１５（ａ）は、説明済みの図９と全く同じものを示している。

図１５（ｂ）は、第１共振器４の第２線路Ｒ_１１〜Ｒ_１６を延長し、第１線路９１に直交する方向に張り出している長さを長くした例である。このようにすることで、第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊のオン／オフによる共振周波数の変化幅を大きくすることが出来る。
図１５（ｃ）は、第１線路９１の他端側を延長したあと、入出力線路３と平行する方向に一定の長さ延長した後、入出力線路３側に屈曲され、その後、第１線路９１に近着く方向に屈曲し、その先端が地導体に接地されている。更にその接地された線路先端と第１線路９１との間にその間を導通させる第６スイッチ素子１６０ａと１６０ｂが配置されている。このように構成することで、第１共振器４の共振周波数を低くしても入出力線路３と直交する方向の大きさを小さくすることが出来る。

図１５（ｄ）は、図１５（ａ）の第１線路９１の他端を二股に分け、一方は延長第１線路１６１として一定の長さ第１線路９１をそのまま延長し先端を接地している。その延長第１線路１６１を中心に第２線路Ｒ_１７，Ｒ_１８，Ｒ_１９が形成され、その両端には、入出力線路３に近い部分の第１線路９１と第２線路Ｒ_１１などと同じように第３スイッチ素子Ｒ_１６ａ，Ｒ_１６ｂとＲ_１７ａ，Ｒ_１７ｂが形成されている。すなわち、第１共振器４が同一形状で延長されている。
二股部の他方は、第７スイッチ素子１６２を介して、一方に延長された共振器と同一形状の共振器が、延長第１線路１６３と第２線路Ｒ_１７ ^＃，Ｒ_１８ ^＃，Ｒ_１９ ^＃と第３スイッチ素子Ｒ_１６ａ ^＃，Ｒ_１６ｂ ^＃とＲ_１７ａ ^＃，Ｒ_１７ｂ ^＃とで形成されている。

第７スイッチ素子１６２をオンさせると、図６で説明済みの効果によって、誘導性が強い部分において共振線路面積が増えるので、誘導性リアクタンスが小さくなる効果が働き、共振周波数を高くすることが出来る。
第７スイッチ素子１６２をオンさせ、共振周波数を高くした後に、第３スイッチ素子Ｒ_＊＊＊で共振周波数を細かく可変することが可能である。このような形状に共振線路を形成することも出来る。
図１５（ｅ）は、図１５（ａ）のスイッチ素子７の接地されている端子に、更に追加線路１６１を設け、その先端を接地させたものである。このように構成すると、スイッチ素子７をオンさせたときの共振周波数を追加線路１６４の線路分の長さ、低くすることが出来る。

図１５（ｆ）は、図１５（ａ）の第２共振器６の第１線路９３を図６で説明したステップインピーダンスレゾネータ構造１６５にしたものである。このように構成すると、均一な線路幅の第１線路９３にした場合に対して、スイッチ素子７をオフにしたときの共振周波数を高く、スイッチ素子７をオンしたときの共振周波数を低くすることが出来る。
以上述べたように第１共振器４と第２共振器６とを異なる形態に構成してもよい。このような構成は、先に説明した基本周波数のすぐ隣の、例えば２.５ＧＨｚに対する７.５ＧＨｚ、５.０ＧＨｚに対する１０ＧＨｚの共振周波数を削除するのに有効である。

〔実施例７〕
ここまでに示した実施例は何れも入出力線路３を中心に一方に第１共振器４、他方に第２共振器６が構成される形態で説明を行って来たが、この発明はこの形態に限定されない。入出力線路３を中心に一方に第１共振器４、他方に第２共振器６を形成すると、入出力線路３に直交する方向の幅が大きくなってしまう。
そこで、図１６に示すように、この発明の可変共振器は入出力線路３の一方側に第１共振器４と第２共振器６を形成しても同様な動作を行うことが出来る。したがって、この発明の可変共振器は、入出力線路３に直交する方向の大きさを小さくした形状でも形成することが可能である。

〔実施例８〕
この発明の可変共振器を小型化する実施例を図１７に示す。図１７に示す実施例は、図９に示したこの発明の可変共振器の第１共振器４と第２共振器６を、導電膜１７０を挟んだ２枚の短冊状の誘電体基板１７１と１７２の表面に形成した例である。図１７（ａ）が誘電体基板１７１と１７２を重ねて可変共振として完成された状態の外観を示す斜視図である。図１７（ｂ）は誘電体基板１７１の一方の面に形成される導電膜１７０の表面を示す図、図１７（ｃ）は誘電体基板１７１の、導電膜１７０と反対側の面を示す図、図１７（ｄ）は誘電体基板１７２の誘電体基板１７１との対接面と反対側の面を示す図である。

短冊状の誘電体基板１７１に形成された導電膜１７０には、コプレーナ線路構造で入出力線路３が形成されている。つまり、入出力線路３を挟んで同一面の両側に地導体１７０ａと１７０ｄが形成されている。入出力線路３の線路延長方向の略中央にはＶｉａホール１７０ｃが形成されている。
導電膜１７０を中心に一方側の誘電体基板１７１を挟んで誘電体基板１７１の反対側の面には、第１共振器４が形成されており、第１共振器４の第１線路９１の一端がＶｉａホール１７０ｃを介して入出力線路３と接続されている。第１線路９１の他端はＶｉａホール１７０ｄによって地導体１７０ｂに接地されている。

導体膜１７０を中心に他方側の誘電体基板１７２を挟んで誘電体基板１７２の反対側の面には、第２共振器６が形成されており、第２共振器６の第１線路９２の一端がＶｉａホール１７２ａを通じで入出力線路３のＶｉａホール１７０ｃの位置に接続されている。第１線路９２の他端は、スイッチ素子７とＶｉａホール１７２ｂを介して地導体１７０ｂに接地されている。
このような構成にすることで、入出力線路３の延長方向に対して直交する方向の大きさを小さくすることが出来る。

図１８は、図１７における第１共振器４及び第２共振器６それぞれに対向する位置に遮蔽用地導体１８１ａ，１８１ｂを配置した例である。図１８（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図１７と同じ面を表す図である。図１８（ｅ）は遮蔽用地導体１８１ａの誘電体基板１７１と反対側の面を示す、図１８（ｆ）は遮蔽用地導体１８１ｂの誘電体基板１７２と反対側の面を示す、図１８（ｇ）は図１８（ａ）の中央縦断面を示す図である。
第１共振器４の他端が導体柱１８０ａを介して第１共振器４に対向する位置に配置された遮蔽用地導体１８１ａに接続されている。第２共振器６の他端がＶｉａホール１７２ｂの替わりに導体柱１８０ｂを介して第２共振器６に対向する位置に配置された遮蔽用地導体１８１ｂに接続されている。

このように構成することで、マイクロストリップ線路で構成された両共振器４，６に挟まれた導体膜１７０を誘電体基板１７１（１７２）の全面に形成する必要が無くなる。図１９に示すように地導体１７０ｂの面積が小となっている。図１７の地導体１７０ｂに対して小さくなった部分に他の回路を形成してもよい。また、第１共振器４及び第２共振器６が露出しなくなるので、雑音余裕度を向上させることが可能である。要するに、地導体１８１ａ，１８１ｂがシールド板として機能するので、雑音の放射や雑音の飛び込みのレベルを低減することが可能になる。

〔実施例９〕
図１７に示したこの発明の可変共振器を更に小型化可能にした実施例を図１９に示す。図１９は、図１７において誘電体基板１７１,１７２上の第１線路９１，９２と同一面内に延長形成されている第２線路（第１線路からの分岐線路）を除去し、互いに対接された誘電体基板１７１，１７２の外側にそれらを挟むように更に２つの誘電体層１９１，１９２を設け、誘電体基板１７１，１７２上の第１線路９１，９２から外側に追加された誘電体層１９１，１９２を厚さ方向に貫通するよう第２線路を形成することで、入出力線路３の延長方向の共振器の大きさも小型化可能にしたものである。図１９（ａ）〜図１９（ｄ）は、図１７（ａ）〜図１７（ｄ）と対応する。
誘電体基板１７１と誘電体層１９１の対接面の一方に第１共振器４の第１線路９１が形成されている。第１線路９１の一端は誘電体基板１７１に空けられたＶｉａホール１７０ｃを介して入出力線路３に接続され、第１線路９１の他端は誘電体基板１７１に空けられたＶｉａホール１７０ｄを介して地導体１７０ｂに接続される。第１共振器４の第１線路９１に接触し、その長さ方向に沿って一定間隔で誘電体層１９１を貫通して配線層間接続１９４ａ〜１９４ｆが複数配列形成されている。誘電体層１９１の外面において隣接する配線層間接続同士を接続することができる第３スイッチＲ_１１ａ〜Ｒ_１５ａが設けられている。つまり第１線路９１に沿って形成された配線層間接続が第１共振器の第２線路を形成している。

同様に誘電体基板１７２と誘電体層１９３の対接面の一方に第２共振器６の第１線路９２が形成され、第１線路９２の一端は誘電体基板１７２に空けられたＶｉａホール１７２ａを介して入出力線路３に接続され、第１線路９２の他端も誘電体基板１７２に空けられたＶｉａホール１７２ｂを介して地導体１７０ｂに接続される。第２共振器６の第１線路９２に接触し、その長さ方向に沿って一定間隔で誘電体層１９３を貫通して形成された配線層間接続１９５ａ〜１９５ｆが複数配列形成されている。誘電体層１９３の外面において隣接する配線層間接続同士を接続することができる第３スイッチＲ_１１ｂ〜Ｒ_１５ｂが設けられている。この配線層間接続の部分で第２共振器の第２線路を形成している。
このように構成することで、第２線路を導電膜１７０に対して垂直方向に形成できるので、入出力線路３の線路延長方向の大きさを小さくすることが可能である。

〔応用例〕
この発明による可変共振器の応用例を図２０と図２１に示す。図２０は、この発明の可変共振器を２段、２１０と２１１とを電界結合により直列接続したものである。入出力ポート２１２と１段目の可変共振器２１０の入出力線路２１０ａとは、同じ線路幅でギャップ３００の間隔を空けて対向している。１段目の可変共振器２１０と２段目の可変共振器２１１及び、２段目の可変共振器２１１と入出力ポート２１３との間も、ギャップ３０１及び３０２の間隔をそれぞれ空けて対向している。これらのギャップ３００〜３０２の間隔及び対向する部分の線路形状は結合の度合いにより設計されるものである。

図２１は、図２０と同じ構成を磁界結合で直列に接続したものである。入出力ポート２２０が可変共振器２１０の第１共振器４と第２共振器６に沿う形で、間隔Ｄ１を空けて配置されている。可変共振器２１０と２１１も間隔Ｄ２を空けて平行に配置されている。入出力ポート２２０と同一形状の入出力ポート２２１が、可変共振器２１１と間隔Ｄ３を空けて配置されている。入出力ポート２２０、可変共振器２１０，２１１、と入出力ポート２２１のそれぞれの間は磁界で結合する。
以上説明して来たように、この発明の可変共振器は、入出力線路に対して、第１共振器と第２共振器を並列に接続する構成とし、共振周波数を可変したい場合に第２共振器の入出力線路と反対側の端をスイッチで接地することで大きく共振周波数を変化させることが出来る。この発明の場合、そのスイッチの接触抵抗が並列で効くので、従来技術に対してスイッチの抵抗の影響を小さくすることが出来る。したがって、可変周波数範囲が広く、且つ損失の少ない可変共振器が実現できる。

更に、共振線路の形状を工夫し、線路長を細かく可変することで、上記大きく変化させた共振周波数の近傍で細かく共振周波数を可変可能にした可変共振器が実現できる。

この発明によるマイクロストリップ線路を用いた可変共振器を示す図である。図１（ａ）がその平面図、図１（ｂ）がＩ−Ｉ切断線で見た断面図である。 この発明の可変共振と従来の可変共振器の挿入損失の差を説明する図である。図２（ａ）は従来の可変共振器を示し、図２（ｂ）は挿入損失を比較したグラフを示す図である。 この発明の可変共振器の具体例を示す図である。図３（ａ）はスイッチ素子がオフ時の周波数特性を示す図である。図３（ｂ）はスイッチ素子がオン時の周波数特性を示す図である。図３（ｃ）は、共振周波数を整理して示す図である。 この発明の可変共振器の具体例を示す図である。図４（ａ）はスイッチ素子がオフ時の周波数特性を示す図である。図４（ｂ）はスイッチ素子がオン時の共振周波数の周波数特性を示す図である。図４（ｃ）は、共振周波数を整理して示す図である。 この発明の可変共振器の具体例を示す図である。図５（ａ）はスイッチ素子がオフ時の共振周波数の周波数特性を示す図である。図５（ｂ）はスイッチ素子がオン時の共振周波数の周波数特性を示す図である。図５（ｃ）は、共振周波数を整理して示す図である。 スイッチ素子７のオン／オフに伴う共振周波数の組み合わせの選択肢を増やすための他の方法を示す図である。図６（ａ）は、線路幅を均一に形成した第２共振器を示す図である。図６（ｂ）は、図６（ａ）の周波数特性を示す図である。図６（ｃ）はステップインピーダンスレゾネータ構造で第２共振器を構成した例を示す図である。図６（ｄ）は、図６（ｃ）の周波数特性を示す図である。 この発明による可変共振器をコプレーナ線路で構成した例を示す図である。図７（ａ）がその平面図、図７（ｂ）がVII−VII切断線で見た断面図である。 表皮効果を説明する図である。図８（ａ）が線路幅が均一な部分における電流密度分布を示す図、図８（ｂ）が線幅が変化する部分における電流密度分布を示す図である。 表皮効果を利用して周波数分解能を高めたこの発明の可変共振器の実施例を示す図である。 図９に示した可変共振器の周波数特性を示す図である。 この発明の実施例２を示す図である。 この発明の実施例３を示す図である。 この発明の実施例４を示す図である。 この発明の実施例５を示す図である。 この発明の実施例６を示す図である。 この発明の実施例７を示す図である。 この発明の可変共振器を小型化する実施例８を示す図である。図１７（ａ）は誘電体基板１７１と１７２を重ねて可変共振として完成された状態の外観を示す斜視図、図１７（ｂ）は誘電体基板１７０の一方の面に形成される導電膜１７０の表面を示す図、図１７（ｃ）は図１７（ｂ）の反対側の面を示す図、図１７（ｄ）は誘電体基板１７２の誘電体基板１７１との対接面と反対側の面を示す図である。 図１７に示した可変共振器の雑音余裕度を向上させた実施例を示す図である。図１８（ａ）は遮蔽用地導体１８１ａと１８１ｂを設けた可変共振器の外観を示す斜視図、図１８（ｂ）は誘電体基板１７０の一方の面に形成される導電膜１７０の表面を示す図、図１８（ｃ）は図１８（ｂ）の反対側の面を示す図、図１８（ｄ）は誘電体基板１７２の誘電体基板１７１との対接面と反対側の面を示す図、図１８（ｅ）は遮蔽用地導体１８１ａの誘電体基板１７１と反対側の面を示す、図１８（ｆ）は遮蔽用地導体１８１ｂの誘電体基板１７２と反対側の面を示す、図１８（ｇ）は図１８（ａ）の中央縦断面を示す図である。 入出力線路の延長方向の大きさも小さくした実施例を示す図である。図１９（ａ）は４枚の誘電体基板１９０〜１９３を重ねて可変共振として完成された状態の外観を示す斜視図、図１９（ｂ）は二層目１９１の一方の面に形成される導電膜１７０の表面を示す図、図１９（ｃ）は図１９（ｂ）の反対側の面を示す図、図１９（ｄ）は三層目１９２の導電膜１７０と反対側の面を示す図、図１９（ｅ）は二層目と対接しない方の一層目の面を示す図、図１９（ｆ）は三層目と対接しない方の四層目の面を示す図、図１９（ｇ）は図１９（ａ）の中央縦断面を示す図である。 この発明の共振器を２段直列に接続した応用例を示す図である。 図２０を磁界結合で接合させた例を示す図である。 従来の可変共振器の一例を示す図である。

Claims (5)

1. 誘電体基板と
   その誘電体基板上に形成された入出力線路と、
   上記入出力線路に一端が接続され、他端が接地された第１共振器と、
   上記第１共振器の上記一端と上記入出力線路の接続点に、一端が接続され他端がスイッチ素子を介して接地される第２共振器と、
   を備え、
   上記誘電体基板は導電膜を挟んで互いに対接する第１及び第２誘電体基板を含み、上記導電膜に上記入出力線路がコプレーナ線路で形成され、上記第１共振器及び上記第２共振器が、上記第１及び第２誘電体基板の両外側に形成され、これら第１共振器及び第２共振器は上記第１及び第２誘電体基板を貫通する導体を介して上記コプレーナ線路と接続されていることを特徴とする可変共振器。
2. 請求項１に記載の可変共振器において、
   上記第１及び第２の共振器が形成された領域と対向する位置にそれぞれ遮蔽用地導体が配置されていることを特徴とする可変共振器。
3. 誘電体基板と
   その誘電体基板上に形成された入出力線路と、
   上記入出力線路に一端が接続され、他端が接地された第１共振器と、
   上記第１共振器の上記一端と上記入出力線路の接続点に、一端が接続され他端がスイッチ素子を介して接地される第２共振器と、
   を備え、
   上記第１及び第２共振器がそれぞれ第１線路と、上記第１線路に一端が接続された複数個の第２線路とから構成され、上記隣接された第２線路の同一側の遊端同士を、それぞれ接続することができる第３スイッチ素子が設けられていることを特徴とし、
   上記誘電体基板は四層の誘電体層よりなり、
   これら誘電体の二層目と三層目の対接面の導電膜に上記入出力線路がコプレーナ線路で形成され、
   上記誘電体層の一層目と二層目の対接面の一方に第１共振器の第１線路が形成され、その第１線路は二層目の誘電体層を介して上記コプレーナ線路と接続され、
   第１共振器の第１線路の長さ方向に沿って一層目の誘電体層に貫通形成された上記第２線路の少なくとも一部を構成する配線層間接続が複数配列形成され、
   一層目の誘電体層の外面において上記配線層間接続の隣接するものを接続することができる上記第３スイッチ素子が設けられ、
   上記誘電体層の三層目と四層目の対接面の一方に第２共振器の第１線路が形成され、その第１線路は三層目の誘電体層を介して上記コプレーナ線路と接続され、
   第２共振器の第１線路の長さ方向に沿って四層目の誘電体層に貫通形成された上記第２線路の少なくとも一部を構成する配線層間接続が複数配列形成され、
   四層目の誘電体層の外面において上記配線層間接続の隣接するものを接続することができる第２共振器の第３スイッチ素子が設けられていることを特徴とする可変共振器。
4. 請求項３に記載の可変共振器において、
   上記第２線路の遊端側を接地することができる第４スイッチ素子が設けられていることを特徴とする可変共振器。
5. 誘電体基板と
   その誘電体基板上に形成された入出力線路と、
   上記入出力線路に一端が接続され、他端が接地された第１共振器と、
   上記第１共振器の上記一端と上記入出力線路の接続点に、一端が接続され他端がスイッチ素子を介して接地される第２共振器と、
   を備えたことを特徴とする可変共振器であって、上記スイッチ素子オン状態における最も低い共振周波数において電気長を定義した場合に、
   上記第２共振器の特性インピーダンスをその線路の途中で変化させて、上記スイッチ素子オフ状態における上記第２共振器の電気長を６０°、上記スイッチ素子オン状態における上記第２共振器の電気長を９０°とすることにより、
   上記スイッチ素子オフ状態において共振周波数の第３高調波で共振しないように設計し、
   上記スイッチ素子オン状態において共振周波数の第２高調波において共振しないように設計したことを特徴とする可変共振器。

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