FR2546686A1

FR2546686A1 - Circuit oscillant a frequence variable se presentant sous forme d'un circuit integre

Info

Publication number: FR2546686A1
Application number: FR8408162A
Authority: FR
Inventors: Taiwa Okanobu
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1983-05-25
Filing date: 1984-05-24
Publication date: 1984-11-30
Anticipated expiration: 2004-05-24
Also published as: NL192166C; US4581593A; NL192166B; GB2141299A; CA1215437A; FR2546686B1; DE3419654C2; DE3419654A1; GB8413273D0; NL8401633A; GB2141299B

Abstract

Un appareil produisant un signal de courant alternatif à fréquence ajustable comprend un oscillateur 01, C1 dont la fréquence peut varier sous commande d'un signal de commande, un amplificateur d'inversion 3 et une impédance complexe R1, C2 connectée de façon à renvoyer en réaction le signal de sortie de l'amplificateur d'inversion sur une entrée d'inversion (base de Q4) de celui-ci et à shunter l'entrée d'inversion sur un potentiel de terre afin d'ajuster le courant I5, passant dans l'amplificateur d'inversion, le signal de sortie de l'amplificateur d'inversion comprenant ledit signal de commande et étant appliqué à l'oscillateur de sorte que la fréquence d'oscillation de l'oscillateur varie en fonction du courant traversant l'amplificateur.

Description

La présente invention concerne de manière géné-

rale les circuits oscillants à fréquence variable et, plus spéciale-

ment, un circuit oscillant à fréquence variable se présentant sous la forme d'un circuit intégré semiconducteur et ne demandant pas de diode à capacité variable. En termes généraux, les circuits oscillants à fréquence variable dont la fréquence d'oscillation peut être ajustée par la tension d'entrée ou le courant d'entrée sont typiquement

appelés des oscillateurs à commande de tension (OCT) ou des oscil-

lateurs à commande de courant (OCC) On classe ensuite ces OCT et ces OCC selon qu'ils sont du type à oscillation par inductance et

capacité (LC) ou qu'ils sont du type à oscillation par multivibra-

teur.

De façon générale, un circuit oscillant à fré-

quence variable du type LC utilise comme élément de résonance une diode à capacité variable tandis qu'une tension de commande lui est délivrée et varie de façon à ajuster la fréquence d'oscillation du circuit Dans le cas d'un circuit oscillant à fréquence variable du type multivibrateur, on fait varier la fréquence d'oscillation en ajustant le courant de charge-décharge du condensateur de réaction du multivibrateur, c'est-àdire en ajustant le niveau de seuil de déclenchement. Néanmoins, si le circuit oscillant à fréquence variable est du type LC et que sa diode à capacité variable est une diode du type à jonction à intervalle large, le coût de fabrication da ce circuit oscillant à fréquence variable est notablement accru par rapport à un circuit oscillant à fréquence variable utilisant

une diode à capacité variable ordinaire De plus, une diode à capa-

cité variable se présentant sous forme d'une jonction à intervalle large n'est pas facile à fabriquer en même temps que les autres éléments de circuit nécessaires sur la même puce de circuit intégré semiconlductrice si bien que ce circuit oscillant à fréquence variable

n'est pas adapté à une fabrication sous forme de circuit intégré.

De plus, lorsque l'on emploie une diode du type à jonction PN ordi-

33 naire, l'intervalle de variation de sa capacité est si étroit que l'intervalle de variation de la fréquence qui est possible pour

l'oscillateur à fréquence variable est lui-même limité.

Le circuit oscillant à fréquence variable du type multivibrateur présente également des inconvénients en raison de l'instabilité des oscillations, ce qui conduit pratiquement à la construction d'OCT ou de CCO ayant un rapport signal-bruit médiocre. Par conséquent, un circuit oscillant à fréquence variable du type multivibrateur ne peut fournir un rendement supérieur ou identique

à celui d'un oscillateur à fréquence variable du type LC.

C'est donc un but de l'invention de proposer un circuit oscillant à fréquence variable perfectionné qui évite les

inconvénients propres à la technique antérieure.

Un autre but de l'invention est de proposer un circuit oscillant à fréquence variable qui peut donner un large intervalle de variation de-la fréquence sans pour autant utiliser des éléments de circuit distincts, comme des diodes à capacité variable. Un autre but de l'invention est de proposer un circuit oscillant à fréquence variable possédant une bonne stabilité d'oscillation et un excellent rapport signal-bruit, Un autre but de l'invention est de proposer un

circuit oscillant à fréquence variable qui possède un circuit cor-

recteur utilisant la caractéristique de fonction exponentielle d'un

transistor pour corriger le signal de commande de façon que la carac-

téristique signal de commande-fréquence d'oscillation soit linéaire.

Un autre but de l'invention est de proposer un circuit oscillant à fréquence variable possédant un nombre minimal d'éléments de circuit et pouvant avantageusement être fabriqué sous

forme de circuit intégré semiconducteur.

Un autre but de l'invention est de proposer un circuit oscillant à fréquence variable pouvant commodément être utilisé

comme élément d'un circuit à boucle de verrouillage de phase (BVP).

Selon un premier aspect de l'invention, il est proposé un oscillateur à fréquence variable du type Colpitts général dans lequel on peut faire varier la fréquence de résonance en modifiant le courant dans une source de courant constant, si bien qu'il est

réalisé un oscillateur à commande de courant En donnant à l'oscil-

lateur la forme générale (LO), on obtient une stabilité d'oscilla-

tion élevée et le rapport signal-bruit est tout à fait acceptable.

L'oscillateur à fréquence variable comporte un circuit résonnant et

un amplificateur d'inversion, dans lequel un condensateur de réac-

tion est connecté entre une sortie de l'amplificateur d'inversion

et son entrée d'inversion et une résistance shunte l'entrée d'inver-

sion à la terre Le signal de sortie de l'amplificateur d'inversion est délivré au résonateur au titre de sa capacité de résonance, et l'on fait varier l'intensité du courant d'une source de courant

constant afin de faire varier la fréquence d'oscillation du circuit.

La description suivante, conçue à titre d'illus-

tration de l'invention, vise à donner une meilleure compréhension de ses caractéristiques et avantages v elle s'appuie sur les dessins annexés, parmi lesquels: la figure 1 est un schéma simplifié d'un mode de réalisation d'un circuit oscillent à fréquence variable selon l'invention; la figure 2 est un circuit équivalent en courant alternatif du circuit oscillant à fréquence variable de la figure L la figure 3 est un autre circuit équivalent en courant alternatif du circuit équivalent de la figure 2; la figure 4 est un schéma simplifié d'un deuxième mode de réalisation d'un circuit oscillant à fréquence variable selon l'invention;

la figure 5 est un graphe montrant une carac-

téristique signal de commande-fréquence d'oscillation, servant à expliquer l'invention; la figure 6 est un schéma simplifié montrant un troisième mode de réalisation d'un circuit oscillant à fréquence variable selon l'invention; et la figure 7 est un schéma simplifié montrant un quatrième mode de réalisation d'un circuit oscillant à fréquence

variable selon l'invention.

Dans le mode de réalisation du circuit oscillant à fréquence variable selon l'invention présenté sur la figure 1, le collecteur du transistor Q 1 est connecté à une borne Ti d'une source

d'énergie, à laquelle est appliquée la tension de polarisation clas-

siquement appelée V c Une source de courant constant classiquement indiquée par Q 2 est connectée entre le fil d'émetteur du transistor Q 1 et le potentel de la terre Entre les fils de base et de collecteur du transistor Q 1, une résistance R'I et un résonateur du type état

solide X 1 sont mutuellement connectés en parallèle, tandis qu'un conden-

sateur C 1 est disposé entre le fil de base et le fil de collecteur du

transistor Q Le signal de sortie de ce circuit oscillant est pré-

levé sur une borne T 2 connectée à l'émetteur du transistor Q 1 et

un amplificateur différentiel 1 est également connecté à l'émet-

teur du transisor Plus spécialement, l'amplificateur différentiel 1 -

est constitué de transistors Q 3 et Q 4 dont les émetteurs sont connectés en commun de manière classique, les émetteurs communs étant connectés au potentiel de la terre via une source de courant constant Q 5, qui

est du type dans lequel le courant peut être ajusté ou sélectionné.

Un circuit 2 à courant en rapport géométrique, ou miroir de courant,du type classique est formé de transistors Q 6 et Q 7, dont les émetteurs sont connectés ensemble à la borne T 1 de potentiel de polarisation Vccy et dont les bases sont connectées ensemble de manière classique Les fils de base et de collecteur du transistor Q 6 sont liés ensemble de façon que soit formée une diode L'amplificateur différentiel 1 et le circuit 2 miroir de courant apparaissant dans ce montage forment

un amplificateur d'inversion dans lequel les collecteurs des transis-

tors Q 3 'et Q 4 sont respectivement connectés aux collecteurs des

transistors Q 6 et Q 7, ce qui forme l'amplificateur d'inversion 3.

Cet amplificateur d'inversion possède un condensateur de réaction C 2 qui est connecté entre le fil de base du transistor Q 4 et son fil d'émetteur, qui est également le point de connexion du circuit 2 miroir de courant à l'amplificateur différentiel 1 En ce même point de connexion, le fil d'émetteur du transistor Q 1 est connecté au

fil de collecteur du transistor Q La tension de polarisation des-

tinée à l'amplificateur différentiel 1 est fournie par une source de tension V 1, laquelle est connectée entre le fil de base du transistor Q 3 et le potentiel de la terre et est en outre connectéeau fil de base du transistor Q 4 via la résistance R

Dans le circuit ci-dessus décrit, l'amplifica-

teur d'inversion 3, formé de l'amplificateur différentiel 1 et du circuit 2 miroir de courant, fonctionne en utilisant la connexion de base du transistor Q 4 comme borne d'entrée d'inversion et la jonction des fils de collecteur des transistors Q 4 et Q 7 comme

borne de sortie, si bien qu'un circuit équivalent en courant alter-

natif du circuit oscillant a fréquence variable de la figure 1 est représenté sur la figure 2 On décrit maintenant la figure 2, o on voit que l'amplificateur d'inversion 3 reçoit une réaction

négative via le condensateur C 2 et que la borne d'entrée d'inver-

sion de l'amplificateur d'inversion 3 est shuntée à la terre par la resistance R 1, la borne de sortie de l'amplificateur d'inversion étant

connectée au fil d'émetteur du transistor Q 1, auquel la borne de sor-

tie T 2 est également connectée.

La mesure du passage du courant alternatif dans le circuit de la figure 1 est représentée par l'admittance de sortie (Y) dè l'amplificateur d'inversion 3, laquelle peut être exprimée de la manière suivante: u 2 C 2 R Y 2 Ri (lq/2 k TlRI 5 + 1) + 1 + "ti R 2 I 5 2 1 ' 2 (lq/2 k TlR 1 I 5 + 1)

1 + (OC 2 R 12

2 1 ( 1)

o zç représente la fréquence angulaire, q/k T représente la constante de Boltzmann, et I 5 représente le courant constant de la source de courant constant Q 5, laquelle possède un courant constant pouvant être sélectionné ou ajusté On voit que cette admittance est l'équivalent d'un circuit série formé d'une résistance et d'un condensateur, à savoir à la partie réelle et la partie imaginaire (j) de l'admittance, et le facteur de qualité de sa partie capacité peut être exprimé de la manière suivante Q = l/&C 2 R 1 ( 2) o Q est le coefficient de qualité d'un système résonnant et indique

le taux d'amortissement de l'énergie emmagasinée.

Ainsi, s'il peut être établi que Q est beaucoup plus grand que 1, on peut alors considérer l'admittance Y comme étant

uniquement capacitive Ensuite, on peut exprimer la capacité équiva-

lente C de la manière suivante: Cx = C 2 (lq/2 k TlR 1 I 5 + 1) ( 3)

En d'autres termes, lorsque l'on regarde l'ampli-

ficateur d'inversion 3 depuis le coté émetteur du transistor Ql, l'amplificateur d'inversion 3 peut être considéré comme une simple capacité C Par conséquent, le circuit équivalent de la figure 2 x peut être réduit à celui représenté sur la figure 3, à savoir un circuit oscillant du type Colpitts qui oscille à une fréquence de résonance déterminée par l'inductance du résonateur de type état solide X 1 et les deux capacités C 1 et C Il faut rappeler qu'un oscillateur Colpitts est un oscillateur dans lequel un circuit bouchon accordé parallèle comporte deux condensateurs de division de tension connectés en série, la connexion commune des condensateurs étant connectée au circuit émetteur du transistor, ou à la cathode

d'un tube électronique éventuel.

Si l'on examine l'équation ( 3) ci-dessus représen-

tant la capacité équivalente C=, on voit qu'il est possible de faire varier la capacité équivalente C:: en fonction de l'intensité du

courant I 5, si bien que le circuit de la figure 1 peut être consi-

déré comme un circuit oscillant Colpitts, et sa fréquence d'oscil-

lation est commandée par la variation du courant constant 15 produit par la source de courant Q 5 Ceci se ramène à obtenir un oscillateur à commande de courant (OCC) sans devoir faire appel à certains éléments de circuit non avantageux, comme les diodes à capacité variable du type à jonction à intervalle large De plus, la capacité équivalente Cx représentée par l'équation ( 3) ci-dessus peut varier sur un intervalle notable, ce qui augmente la gamme des fréquences pouvant être obtenues à la sortie du circuit oscillant de la figure 1 De plus, puisque cet oscillateur à commande de courant est du type oscillation LC, la stabilité de l'oscillation est élevée et le rapport signal-bruit est excellent, tandis qu'il faut un nombre relativement petit d'éléments de circuit pour le constituer En outre, puisqu'aucun courant continu ne passe entre l'émetteur du transistor Q 1 et les collecteurs communs des transistors Q 4 et Q 7, le potentiel existant en ces points n'est déterminé que par le transistor Q 1 si bien que la source d'énergie V peut être maintenue à un niveau bas De plus, puisque la borne de sortie de l'amplifi-

cateur d'inversion 3 est connectée au circuit d'émetteur du transis-

tor QI, il est possible d'augmenter le niveau du signal oscillant sur l'émetteur du-transistor Q 1 Ceci ne serait pas le cas si la borne d'entrée de l'amplificateur d'inversion 3 était connectée au transistor Quo La figure 4 représente un schéma simplifié d'un autre mode de réalisation d'un circuit oscillant à fréquence variable selon l'invention dans lequel le circuit d'émetteur du transistor O 1 est directement connecté au potentiel de la terre Dans ce mode de réalisation, une deuxième source de courant constant Q 2 est connectée entre la borne T 1 de tension de polarisation V et la

borne de sortie de l'amplificateur d'inversion 3 Au point se trou-

vant entre la source dé courant constant Q 2 et la sortie de l'ampli-

ficateur d'inversion 3, est également connecté le fil de collecteur

du transistor QI -dont l'émetteur est connecté directement au poten-

tiel de la terres Le résonateur, de type état solide X 1 est connecté entre le circuit de collecteur et le circuit de base du transistor Q 1 et un circuit série formé d'une diode D 1 et d'une résistance R ' est connecté en parallèle avec le résonateur de type état solide X Le signal de sortie est de nouveau prélevé sur la borne T 2, qui, dans

ce mode de réalisation, est connecté au fil de collecteur du transis-

tor Qd A l'aide de ce mode de réalisation, on peut obtenir un même

type d'ajustement de la fréquence d'oscillation que dans le mode de-

réalisation précédent Ainsi, il est obtenu un oscillateur Colpitts sans qu'il soit besoin de faire appel à des diodes à capacité variable ou des éléments analogues On comprendra naturellement que,' dans les deux modes de réalisation représentés sur les figures 1 et 3, il pourrait être connecté, entre les circuits de base et de collecteur du transistor Q 1, une bobine d'induction à la place du résonateur de type état solide X Dans les oscillateurs à corimande de courant des modes de réalisation cidessus décrits en relation avec les circuits des figures 1 et 49 la capacité équivalente Cx est exprimée par l'équation ( 3), et cette capacité CX varie régulièrement avec le courant I 5 si bien que la fréquence d'oscillation f varie de manière non linéaire vis-à-vis du courant I,, comme indiqué par la ligne en trait continu de la figure 5 En résultat, dans l'intervalle pour lequel la fréquence d'oscillation f est élevée, la sensibilité d'ajustement de la fréquence d'oscillation f est elle-même élevée, tandis que, dans l'intervalle o la fréquence d'oscillation f est basse, la sensibilité d'ajustement est elle-même basse, de sorte que ce circuit d'oscillation à fréquence variable est difficile à utiliser en pratique De plus, lorsque cet oscillateur à commande de courant est utilisé dans une boucle de verrouillage de phase (BVP),

le gain de la boucle varie considérablement avec la fréquence d'oscil-

lation f, si bien qu'il devient impossible d'établir les caractéris-

tiques de ce circuit VP La figure 6 représente un autre mode de réalisation d'un circuit d'oscillation à fréquence variable selon l'invention, dans lequel il est prévu un circuit de correction 10

qui utilise la caractéristique en fonction exponentielle d'un transis-

tor pour corriger le courant de commande 15 de façon que la caracté-

ristique signal de commande-fréquence d'oscillation soit rendue sen-

siblement linéaire.

Dans le mode de réalisation de la figure 6, à la place de la représentation générale de la source de courant constant

il est présenté un mode de réalisation spécifique et, de cette ma-

nière, le courant I 5 passe dans le trajet collecteur-émetteur d'un transistor Q 5 De plus, il est prévu un circuit 13 d'alimentation en signaux de commande qui est formé d'un amplificateur de non-inversion comprenant un amplificateur différentiel Il et un circuit miroir de courant 12 L'amplificateur différentiel Il est de facture classique et comporte des transistors Qil et Q 12 dont les émetteurs respectifs sont connectés en commun au potentiel de la terre via une source de courant constant Q 13 Les circuits de base des transistors Qil et Q 12 sont respectivement disponibles aux bornes Til et T 12, auxquelles peut être appliquée une tension de commande E Le circuit miroir de courant 12 est du type classique et comprend des transistors Q 14 et Q 15 dont les émetteurs sont connectés en commun à la borne T de tension de polarisation V via des résistances respectives, et o le fil de base et le fil de collecteur du transistor Q 14 sont connectés de façon à former une diode Dans le mode de réalisation de la figure 6; les circuits de collecteur respectifs des transistors Qil

et Q 12 formant l'amplificateur différentiel 11 sont connectés respec-

tivement aux circuits de collecteur des transistors Q 14 et Q 15 formant

le circuit miroir de courant 12.

Le circuit 10 de correction de non-linéarité comporte des transistors Q 16 et Q 17 dont les fils de base sont connectés en commun -via la résistance 11 et dont les fils d'émetteur sont connectés à la tension de polarisation V cc, et qui forment ainsi un circuit miroir de courant Les fils de base et de collecteur du transistor Q 17 M;ont liés ensemble de façon que le transistor Q 17 soit l'équivalent fonctionnel d'une diode, la source de courant constant Q 18 étant counectée sur le fil de collecteur du transistor Q 17 au potentiel de la terre Le circuit miroir de courant 14 est connecté au circuit 10 de correction de non-linéarité de façon que le courant passant dans le circuit émetteur-collecteur du transistor Q 16, à savoir le courant I^ passe dans le circuit miroir de courant 14 Plus spécialement, le

circuit miroir de courant 14 comporte un transistor Q 19 dont les cir-

cuits de base et d'émetteur sont connectés ensemble suivant une confi-

guration de diode, le fil d'émetteur de celui-ci étant directement connecté au potentiel de la terre et le fil de base du transistor Q 19

étant connecte au fil de base du transistor Q,, dans lequel le cou-

raut I 5 passe en provenance du circuit des émetteurs communs de

l'amplificateur différentiel 1.

En ce qui concerne le fonctionnement du mode de réa-

lisation de-la figure 6, la tension de commande E est appliquée entre les bornes Tl et T 12 de façon que le potentiel présent sur la borne T, soit positif par rapport à celui de l'autre borne, si bien que le courant I, passant ducircuit de collecteur du transistor Q 12 dans le circuit 1 O de correction de non-linéarité est supérieur à zéro D'autre part, le courant I 13 passant dans le circuit 10 de correction de non-linéarité est inférieur à zéro lorsque la tension

de commande E est telle que la borne T 12 est relativement positive.

De plus, en raison du fonctionnement de l'amplificateur différen-

tiel 11, le courant I 13 passant dans le circuit de correction 10 est nul lorsque la tension de commande E est nulle Ainsi, on démontre

l'existence d'une relation proportionnelle entre le courant de com-

mande I 13 et la tension de commande E. Si l'on considère comme négligeable le courant de

base passant dans le circuit rmiroir de courant constitué des transis-

tors Q 16 et Q 17 ' les tensions base-émetteur respectives des transis-

tors Q 16 et Q 17 et le courant I 13 peuvent être représentés de la manière suivante:

V R =V 4

BE 17 13 Rll BE 16 ( 4) Le courant de collecteur I 16 sortant du-circuit 10 de correction de non-linéarité en provenance du circuit de collecteur du transistor Q 16 peut être représenté de la manière suivante: I 16 R I (expl(/k T) (VBE 17 13 R 11

o Is représente le courant de saturation du transistor Q 16 du cir-

cuit 10 de correction de non-linéarité Puisque ce courant de col-

lecteur I 16 du transistor Q 16 est égal au courant de collecteur du

16 1

transistor Q 19 et puisque les transistors Q 19 et Q 5 constituent le circuit miroir 14, alors le courant 15 est égal au courant I 16 et: Is I (expl(q/Ak) (VBE 17 13 R)l) ( 6)

Ainsi, lorsque I 13 est égal à zéro, ce qui est la situation corres-

pondant au cas o la tension de commande E est égale à zéro, le cou-

rant de collecteur I 5, représenté par I 5 ( 0), est: 1,( 0) >e Is (exrl(q/k T)VBE 17 '' Par conséquent, à l'aide des équations ( 6) et ( 7), on peut représenter le courant 15 de la manière suivante: I 5 ( 0) I (expl(q/k T)VB El) ( 8)

__ ( 8)

I I (expl(q/k T)(VBE 7 I 13 Rll l) S BE 17 13 hi =expl(q/k T)I 13 Rill ( 9 Ainsi, relativement au courant I 31 on voit que le courant I 5 passant dans la source 14 de courant constant varie de manière exponentielle avec le courant de référence 1 ( 0) lorsque la tension de commande E

est nulle Par conséquent, la fréquence d'oscillation f varie linéai-

remsent avec le courant I 13, comme indiqué par la ligne en trait

interrompu de la figure 5.

Lorsque la tension de commande E est nulle et

que le courant I 3 est nul, le courant de collecteur I 16 du transis-

tor Q 16 du circuit 10 de correction de non-linéarité est égal au courant de collecteur du transistor Q 17 du miroir de courant, lequel est égal au courant constant Il produit par la source de courant constant Q 18 S si bien que le courant I 5 est égal au courant Il En résultat, la fréquence d'oscillation f est égale à une fréquence de référence f O ' Sur la base de ce qui vient d'être énoncé, on peut voir que, suivant l'invention, il est possible de faire en sorte que la fréquence d'oscillation f varie linéairement par rapport à

une tension de commande E ou au courant de commande I 13 résultant.

De plus, puisque la caractéristique de réponse de non-linéarité de la fréquence d'oscillation est corrigée au moyen de la caractéristique en fonction exponentielle d'un transistor, il y a peu de fluctuation

dans la caractéristique signal de commande-fréquence d'oscillation.

Par conséquent, quelle que soit la fréquence d'oscillation f il est possible d'obtenir une sensibilité d'ajustement constante et, puisque, dans un circuit à boucle de verrouillage de phase, dont l'utilisation est un but visé par l'invention, le gain de la boucle est constant,

il devient relativement facile d'obtenir la caractéristique voulue.

Dans le mode de réalisation de la figure 7, un cir-

cuit oscillant à fréquence variable possède la correction de non-

linéarité comme le mode de réalisation de la figure 6, et notamment le

circuit 10 de-correction de non-linéarité et le circuit 13 d'ali-

mentation en signaux de commande sont connectées à un oscillateur à fréquence variable, identique à celui présenté sur la figure 4 Dans ce mode de réalisation, le circuit miroir de courant 14 utilisé dans le mode de réalisation de la figure 6 est éliminé, ce qui diminue le nombre d'éléments de circuit nécessaires et permet de réaliser une économie sur les coûts de fabrication Plus spécialement, dans le mode de réalisation de la figure 7, la source de courant constant Q est connectée entre la borne T 1 de tension de polarisation V et le

circuit de collecteur du transistor Q 7 I qui est connecté en diode.

De même, le circuit de collecteur du transistor Q 16 est connecté directement aux émetteurs communs des transistors Q 3 et Q 4 p qui constituent l'amplificateur différentiel 1 De plus, les circuits d'émetteur des transistors Q 16 et Q 17 sont connectés ensemble entre

une source de tension de polarisation V et le potentiel de la terre.

Ce mode de réalisation fonctionne de manière sensiblement identique à celui de la figure 6, mais, toutefois, on note que le circuit miroir de courant formé des transistors Q 5 et Q 19 est éliminé et que le

fil de collecteur du transistor Q 16 est connecté directement à l'ampli-

ficateur différentiel 1.

Dans les modes de réalisation du circuit d'oscil-

lation à fréquence variable selon l'invention, comme représenté à titre d'exemple sur les figures 1, 4, 6 et 7 ci-dessus, les éléments autres que le résonateur de type état solide Xl et les sources de tension de polarisation V 1 et V peuvent facilement être réalisés

sous forme de circuits intégrés semiconducteurs.

Bien entendu, l'homme de l'art sera en mesure d'ima-

giner, à partir des appareils dont la description vient d'être donnée

à titre simplement illustratif et nullement limitatif, diverses

variantes et modifications ne sortant pas du cadre de l'invention.

Claims

R E V E N D I C A T I O N S

1 Appareil permettant de produire un signal en cou-

rant alternatif de fréquence ajustable, caractérisé en ce qu'il comprend: un moyen oscillateur (Q 1, C 1, C) dont la fré- quence d'oscillation est variable en fonction d'un signal de commande; un moyen amplificateur d'inversion ( 3); et un moyen (RV C 2) à impédance complexe (Y) connecté 1 '2

de façon a renvoyer en réaction le signal de sortie de l'amplifica-

O 10 teur d'inversion sur une entrée d'inversion (base de Q 4) de celuici et à shunter ladite trée d'inversion sur un potentiel de terre relatif afin de commander le passage du courant (I 5) dans ledit amplificateur d'inversion ledit signal de sortie de l'amplificateur d'inversion comprenant ledit signal de commande et étant appliqué audit moyen

oscillateur de sorte que la fréquence d'oscillation du moyen oscil-

lateur varie en fonction du courant passant dans ledit amplificateur.

2 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen A impédance complexe comprend une résistance (R 1) n 20 qui shunte ladite borne d'entrée d'inversion de l'amplificateur

d'inversion sur le potentiel de la terre et un condensateur de réac-

tion (C 2) qui est connecté entre la sortie de l'amplificateur d'inversion et la borne d'entrée d'iuversion de l'amplificateur d'inversion. 3 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit amplificateur d'inversion ( 3) comprend un amplificateur différentiel ( 1) comportant une source de courant constant (Q 5) connectée entre les éléments d'amplification dudit amplificateur différentiel et un potentiel de terre relatif et un circuit miroir 3 de courant ( 2) connecté entre lesdits éléments amplificateurs de l'amplificateur différentiel et une borne de tension de polarisation (Tl, Vcc), o on peut faire varier le courant passant dans ladite 1 'cc

source de courant constant en sélectionnant une intensité prédétermi-

née du courant passant dans ledit amplificateur différentiel.

4 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen oscillateur comprend un circuit bouchon accordé parallèle comportant un transistor (Q 1) et deux condensateurs de division de tension (Cl, C) en série, leur connexion commune étant connectée à un circuit d'émetteur dudit transistor et le signal de sortie de l'amplificateur d'inversion étant disponible sur ledit circuit d'émetteur dudit transistor. Appareil selon la revendication i caractérisé en ce que ledit moyen à impédance complexe comprend une résistance (R)

connectée à façon à shunter ladite entrée d'inversion de l'amplifi-

cateur d'inversion sur la terre et un condensateur de réaction (C 2) connecté entre ladite sortie et ladite entrée d'inversion respective de l'amplificateur d'inversion; l'amplificateur d'inversion comprend un amplificateur différentiel ( 1) comportant une source de courant constant (Q 5) dont le courant est ajustable et qui est connectée entre les éléments d'amplification dudit amplificateur différentiel et le potentiel de la terre et un circuit miroir de courant ( 2) connecté

entre lesdits éléments d'amplification de l'amplificateur différen-

tiel et une borne de tension de polarisation (Tl, V) ; et ledit moyen oscillateur comprend un circuit bouchon accordé parallèle

auquel est appliquée ladite tension de commande venant de l'amplifi-

cateur différentiel et du circuit miroir de courant.

6 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit moyen oscillateur comprend un oscillateur Colpitts formé d'.un transistor (Q 1) et comportant un élément résonnant de type état solide (X) connecté dans un trajet de réaction de celui-ci, et en ce que ledit amplificateur d'inversion ( 3) et ledit moyen à impédance complexe comprennent l'un (C 2) des deux condensateurs de division de

tension connectés en série qui forment ledit oscillateur Colpitts.

7 Appareil selon la revendication 1, caractérisé en

ce qu'il comprend en outre un circuit 10 de correction de non-linéari-

té connecté audit amplificateur d'inversion afin d'appliquer une

correction de non-linéarité audit courant le traversant.

8 Appareil selon la revendication 7, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit ( 13) de signaux d'alimentation qui produit un signal d'alimentation à destination du circuit de correction de non-linéarité afin de commander l'amplitude de ladite correction. 9 Appareil selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit circuit de correction de nonlinéarité comprend un transistor (Q 16) et une diode (Q 17), l'émetteur du transistor étant connecté à l'anode de la diode et ledit point de connexion étant connecté à un potentiel de référence, la base dudit transistor étant connectée à la cathode de la diode via une résistance (Rll) ill et une source de courant constant (Q 18) étant connectée entre ladite cathode de la diode et le potentiel de la terre, en ce que le courant

de collecteur dudit transistor est délivré à l'amplificateur diffé-

rentiel comme courant constant, et en ce que ledit circuit de signaux d'alimentation produit un courant de commande (I 13) à destination du point de conneximn entre le transistor et la résistance du circuit de correction de non-linéarité afin de commander l'amplitude de

ladite correction.

10 Appareil selon la revendication 9, caractérisé en ce que ledit circuit de signaux d'alimentation comprend un deuxiême amplificateur différentiel ( 11), chacun des éléments amplificateurs

de celui-ci étant connecté de façon à recevoir une tension de com-

mande relative permettant d quster l'amplitude dudit signal d'alimen-

tation.

11 Oscillateur à commande de courant produisant un signal de sortie dont la fréquence est ajustable, caractérisé en ce qu'il comprend:

un circuit oscillant possédant une partie de réso-

nance; un amplificateur différentiel ( 1); une source de courant constant connectée audit amplificateur différentiel;

un circuit miroir de courant ( 2) connecté aà l'ampli-

ficateur différentiel et formant avec celui-ci un amplificateur d'inver-

sion ( 3); un condensateur de réaction (C 2) connecté entre une borne de sortie de l'amplificateur d'inversion et une borne d'entrée de celui-ci; une résistance (R 1) connectée de façon à shunter ladite borne d'entrée d'inversion de l'amplificateur d'inversion sur un potentiel de terre relatif; et un moyen permettant de connecter ladite borne de sortie de l'amplificateur d'inversion à ladite partie de résonance du circuit oscillant afin de constituer une capacité de résonance de celui-ci, et en ce que l'intensité du courant constant de ladite source de courant constant varie pour ajuster la fréquence d'oscil-

lation dudit circuit oscillant.

12 Oscillateur selon la revendication 11, caractérisé en ce que ledit circuit oscillant comprend un oscillateur de type

Colpitts comportant un transistor monté dans un circuit bouchon ac-

cordé pafallèle et un élément résonnant de type état solide (X 1) connecté dans un trajet de réaction de celui-ci, et en ce que ledit

moyen qui connecte ladite borne de sortie de l'amplificateur d'inver-

sion est connecté au circuit d'émetteur dudit transistor.

13 Oscillateur selon la revendication 11, caractérisé en ce que ledit circuit oscillant comprend un oscillateur du type Colpitts comportant un transistor monté dans un circuit bouchon accordé parallèle et un élément résonnant de type état solide connecté dans le trajet de réaction de celui-ci, et en ce que ladite sortie de l'amplificateur d'inversion est connectée au circuit d'émetteur dudit transistor et ledit circuit d'émetteur est connecté au potentiel de la terre via une deuxième source de courant constant, ledit signal de sortie à fréquence ajustable étant disponible sur ledit circuit

d'émetteur dudit transistor.

14 Oscillateur selon la revendication 11, caractérisé en ce que ledit circuit oscillant comprend un oscillateur Colpitts à

transistor, en ce que la borne de sortie de l'amplificateur d'inver-

sion est connectée à un circuit de collecteur dudit transistor et ledit circuit de collecteur est connecté à une tension de polarisation via ladite source de courant constant, et en ce que ledit signal de sortie à fréquence ajustable est disponible sur ledit circuit de collecteur. Oscillateur selon la revendication 12, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de correction de non-linéarité

connecté à ladite entrée de l'amplificateur d'inversion afin de cor-

riger la non-linéarité dudit courant de commande.

16 Oscillateur selon la revendication 15, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circuit de signaux d'alimentation de commande, ledit circuit de correction de non-linéarité comprenant un transistor et une diode, l'émetteur dudit transistor et l'anode de la diode étant connectés à un point de potentiel de référence et la base dudit transistor étant connectée à la cathode de la diode via une résistance, en ce qu'une deuxième source de courant constant est connectée à la cathode de la diode et le courant de collecteur

du transistor est délivré à l'amplificateur d'inversion comme cou-

rant constant, et en ce que ledit circuit d'alimentation en signaux de commande produit un courant de commande à destination d'un point de connexion entre ledit transistor et ladite résistance afin de

faire varier le signal délivré audit circuit de correction de non-

linéarité. 17 Appareil permettant de produire un signal en courant alternatif à fréquence ajustable, caractérisé en ce qu'il comprend

un moyen oscillateur possédant une fréquence d'oscil-

lation variable en réponse à l'application d'un signal de commande un moyen amplificateur d'inversion produisant ledit signal de commande en réponse à la réception d'un courant un moyen à impédance complexe connecté afin de

renvoyer en réaction le signal de sortie de l'amplificateur d'inver-

sion sur une entrée d'inversion respective de celui-ci et à shunter ladite entrée d'inversion sur un potentiel de terre relatif, un circuit de correction de non-linéarité connecté audit amplificateur d'inversion afin d'ajuster l'amplitude du courant le traversant en réponse à un signal d'alimentation; et un circuit d'alimentation de commande connecté de façon à recevoir une tension de commande afin de produire ledit

signal d'alimentation délivré audit circuit de correction de non-

linéarité pouy commander la non-linéarité du courant le traversant.

1-3 Appareil selon la revendication 17, caractérisé en

ce que ledit circuit d'alimentation de commande comprend un amplifi-

cateur différentiel connecté à une source de potentiel de polarisa-

tion via un circuit miroir de courant et en ce que les bornes d'entrée desdits éléments amplificateurs dudit amplificateur différentiel sont

S coznnectées de façon à recevoir ladite tension de commande.

1.9 Appareil selon la revendication 18, caractérisé en ce que ledit circuit de correction de non-linéarité comprend un transistor et une diode, le circuit de base dudit transistor étant connecté via une résistance à la cathode de ladite diode, en ce que le signal de sortie du circuit d'alimentation de commande est connecté au point de connexion de ladite résistance et dudit circuit de base du transistor, en ce que l'anode de la diode est connectée via une source de courant constant à un potentiel de terre relatif, et en ce que le courant de collecteur dudit transistor est délivré à ladite

entrée d'inversion de l'amplificateur dlinversion.

Appareil selon la revendication 19, caractérisé

en ce que ledit amplificateur d'inversion comprend un deuxième ampli-

ficateur différentiel connecté à un potentiel de terre via un circuit

miroir de courant et en ce que ledit circuit de correction de non-

linéarité est connecté à une diode dudit circuit miroir de courant.