DE3419654C2

DE3419654C2 - Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals mit steuerbarer Frequenz

Info

Publication number: DE3419654C2
Application number: DE3419654A
Authority: DE
Inventors: Taiwa Okanobu
Original assignee: Sony Corp
Current assignee: Sony Corp
Priority date: 1983-05-25
Filing date: 1984-05-25
Publication date: 2002-11-07
Anticipated expiration: 2004-05-26
Also published as: NL192166C; US4581593A; NL192166B; GB2141299A; CA1215437A; FR2546686B1; DE3419654A1; GB8413273D0; NL8401633A; FR2546686A1; GB2141299B

Description

Die Erfindung bezieht sich generell auf Oszillatorschal tungen mit veränderbarer Frequenz. Die Erfindung betrifft insbesondere eine in einer integrierten Halbleiterschal tung verkörperte Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz, wobei diese Oszillatorschaltung keine Diode mit veränderbarer Kapazität bzw. keine veränderbare Kapazitätsdiode erfordert.

Im allgemeinen werden Oszillatorschaltungen mit variab ler bzw. veränderbarer Frequenz, also Oszillatorschal tungen, deren Schwingungsfrequenz durch eine Eingangs spannung oder durch einen Eingangsstrom gesteuert wer den kann, in typischer Weise als spannungsgesteuerte Oszillatoren (VCO) oder als stromgesteuerte Oszillato ren (CCO) bezeichnet. Derartige spannungsgesteuerte und stromgesteuerte Oszillatoren werden dann ferner grob in Induktivitäten und Kapazitäten enthaltende Oszilla toren (LC-Oszillatoren) oder in Multivibrator-Oszilla toren klassifiziert.

Im allgemeinen verwendet eine Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz vom LC-Typ eine veränderbare Kapazitätsdiode als Resonanzelement, der eine Steuer spannung zugeführt wird, mit deren Hilfe die Schwin gungsfrequenz der betreffenden Schaltung gesteuert wird. Im Falle einer Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz vom Multivibratortyp wird die Schwingungsfrequenz dadurch geändert, daß der Lade-/Entladestrom des Multivibrator-Rückkopplungskondensators gesteuert wird, d. h., daß der Trigger-Schwellwertpegel gesteuert wird.

Wenn die Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz eine Schaltung vom LC-Typ ist und wenn ihre veränder bare bzw. einstellbare Kapazitätsdiode eine solche vom Ultrastufen-Übergangs- bzw. -Junktionstyp ist, dann steigen die Herstellkosen einer derartigen Oszillator schaltung veränderbarer Frequenz erheblich im Vergleich zu einer Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz an, bei der eine gewöhnliche veränderbare Kapazitätsdiode verwendet wird. Überdies ist eine veränderbare Kapazi tätsdiode, d. h. eine Kapazitätsdiode mit veränderbarer Kapazität, die aus einem Ultrastufen-Übergang gebildet ist, nicht einfach auf demselben integrierten Halblei terschaltungschip mit den anderen notwendigen Schal tungselementen herzustellen. Demgemäß ist eine derar tige Oszillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz nicht für die Ausbildung als integrierte Schaltung (IC) geeignet. Wenn eine Diode mit gewöhnlichem pn- Übergang verwendet wird, dann ist deren Kapazitätsän derungsbereich so eng, daß der Frequenzänderungsbereich, der in dem Oszillator veränderbarer Frequenz möglich ist, ebenfalls in ähnlicher Weise eingeschränkt ist.

Die nachstehend auch als durchstimmbare Oszillatorschal tung bezeichnete Oszillatorschaltung veränderbarer Fre quenz weist, sofern sie vom Multivibratortyp ist, eben falls Nachteile auf, und zwar mit Rücksicht auf die Schwingungs-Instabilität, was dazu führt, daß ledig lich ein spannungsgesteuerter oder ein stromgesteuer ter Oszillator mit schlechtem Träger-Rausch-(C/N)-Ver hältnis praktisch konstruierbar ist. Demgemäß kann eine durchstimmbare Oszillatorschaltung vom Multivibratortyp nicht denselben oder gar einen besseren Wirkungsgrad liefern wie bzw. als ein durchstimmbarer Oszillator vom LC-Typ.

Aus der DE-25 29 544-A1, aus der der Oberbegriff des Anspruchs 1 hervorgeht, ist eine Schaltung mit variabler Reaktanz, bestehend aus einem Differenzverstärker, dessen beide Verstärkungseinrichtungen mit einer steuerbaren Konstanzstromquelle verbunden sind. Ausgangsseitig ist der betreffende Differenzverstärker mit einer Oszillatoreinrichtung verbunden.

Aus der US-4,306,198 ist eine Filterschaltung bekannt, bei der ein aus zwei Verstärkungs elementen aufgebauter Differenzverstärker vorgesehen ist, dessen Verstärkungselemente einerseits mit einer Konstanzstromquelle und andererseits mit einer Stromspiegelschaltung verbunden sind.

Der Erfindung liegt demgemäß die Aufgabe zugrunde, eine die dem Stand der Technik anhaftenden Nachteile vermei dende verbesserte Oszillatorschaltung veränderbarer Fre quenz bereitzustellen.

Ferner soll eine nachstehend auch als durchstimmbare Oszillatorschaltung bezeichnete Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz bereitgestellt werden, die einen weiten Frequenzänderungsbereich aufweist bzw. bereitge stellt, ohne daß diskrete Schaltungselemente, wie ver änderbare Kapazitätsdioden, verwendet werden.

Darüber hinaus soll eine Oszillatorschaltung veränder barer Frequenz mit guter Schwingungsstabilität und einem ausgezeichneten Träger-Rausch-Verhältnis geschaffen wer den.

Außerdem soll eine Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz mit einer Korrekturschaltung bereitgestellt werden, die eine Exponentialfunktionskennlinie eines Transistors ausnutzt, um ein Steuersignal so zu korri gieren, daß die Steuersignal-Oszillatorfrequenz-Kenn linie linear ist.

Ferner soll eine Oszillator- bzw. Schwingungsschaltung veränderbarer Frequenz mit einer minimalen Anzahl von Schaltungselementen geschaffen werden, wobei diese Schaltung in vorteilhafter Weise als integrierte Halb leiterschaltung ausgeführt bzw. verkörpert sein soll.

Schließlich soll eine Oszillatorschaltung veränderbarer Frequenz geschaffen werden, die geeignet ist für die Verwendung als Element in einer phasenstarren Regelschleife (PLL-Schaltung).

Gelöst wird die vorstehend aufgezeigte Aufgabe durch die in den Patentansprüchen erfaßte Erfindung.

Gemäß einem Aspekt der vorliegenden Erfindung ist ein Oszillator mit veränderbarer Frequenz geschaffen, der generell von der Colpitts-Art ist und dessen Resonanz frequenz dadurch verändert wird, daß der Strom in einer Konstantstromquelle verändert wird. Dadurch ist ein stromgesteuerter Oszillator geschaffen. Dadurch, daß der Oszillator generell in der LC-Form ausgebildet ist, ist die Schwingungsstabilität hoch bzw. hoch ge macht, und das Träger-Rausch-Verhältnis ist verhältnis mäßig akzeptabel. Der Oszillator veränderbarer Frequenz enthält eine Resonanzschaltung bzw. einen Resonanzkreis und einen invertierenden Verstärker, in welchem ein Rückkopplungskondensator zwischen einem Ausgang des be treffenden invertierenden Verstärkers und dessen inver tierenden Eingang angeschlossen ist. Ein Widerstand verbindet den invertierenden Eingang als Nebenschluss nach Erde bzw. Masse. Das Ausgangssi gnal des betreffenden invertierenden Verstärkers wird dem Resonator zugeführt, und zwar dessen Resonanzkapa zität, und die Höhe eines Stromes von einer Konstant stromquelle wird verändert, wodurch die Schwingungs frequenz der betreffenden Schaltungsanordnung verändert wird.

Anhand von Zeichnungen wird die Erfindung mit den ihr anhaftenden Merkmalen und Vorteilen nachstehend bei spielsweise näher erläutert. In den einzelnen Zeich nungen sind einander entsprechende Elemente und Ein zelteile mit denselben Bezugszeichen bezeichnet.

Fig. 1 zeigt in einem schematischen Diagramm eine Ausführungsform einer Schwingungsschaltung gemäß der vor liegenden Erfindung mit veränderbarer Frequenz.

Fig. 2 zeigt eine Wechselstrom-Ersatzschaltung der in Fig. 1 dargestellten Oszillatorschaltung mit veränder barer Frequenz.

Fig. 3 zeigt eine weitere Wechselstrom-Ersatzschaltung der in Fig. 2 dargestellten Ersatzschaltung.

Fig. 4 zeigt in einem schematischen Diagramm eine zweite Ausführungsform einer Schwingungsschaltung mit veränder barer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 5 zeigt in einem Diagramm eine Steuersignal-Schwin gungsfrequenz-Kennlinie, die für die Erläuterung der vor liegenden Erfindung von Nutzen ist.

Fig. 6 zeigt in einem schematischen Diagramm eine dritte Ausführungsform einer Oszillatorschaltung mit veränder barer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung.

Fig. 7 zeigt in einem schematischen Diagramm eine vierte Ausführungsform einer Oszillatorschaltung mit veränder barer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung.

Im folgenden werden die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung detailliert beschrieben.

Bei der in Fig. 1 dargestellten Ausführungsform der Os zillatorschaltung mit veränderbarer Frequenz gemäß der vorliegenden Erfindung ist der Kollektor eines Transi stors Q1 an einem Speisespannungsanschluß T1 angeschlos sen, an dem die in konventioneller Weise mit Vcc bezeich nete Vorspannung liegt bzw. angeschaltet ist. Eine in konventioneller Weise als Q2 dargestellte Konstantstromquelle liegt zwischen der Emitterleitung des Transistors Q1 und Erd- bzw. Massepotential. Zwischen der Basis und dem Kollektor des Transistors Q1 liegt die Parallel schaltung eines Widerstands R1' und eines Festkörper- Resonators X1. Ein Kondensator C1 liegt zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q1. Das Ausgangs signal dieser Oszillatorschaltung wird von einem An schluß T2 abgenommen, der mit dem Emitter des Transi stors Q1 verbunden ist. Mit dem Emitter des Transistors Q1 ist ferner ein Differenzverstärker 1 verbunden. Die ser Differenzverstärker 1 besteht speziell aus Transi storen Q3 und Q4, deren Emitter in der üblichen Weise gemeinsam miteinander verbunden sind. Die gemeinsamen Emitter des betreffenden Differenzverstärkers sind über eine Konstantstromquelle Q5 mit Masse- bzw. Erdpoten tial verbunden. Die Konstantstromquelle Q5 ist von der Art, daß der Strom steuerbar oder auswählbar ist. Eine Stromspielgeschaltung 2 konventioneller Art ist aus Transistoren Q6 und Q7 aufgebaut, deren Emitter gemein sam an der am Anschluß T1 liegenden Vorspannung Vcc liegen und deren Basen in der konventionellen Art und Weise miteinander verbunden sind. Die Basis und der Kollektor des Transistors Q6 sind unter Bildung einer Diode miteinander verbunden. Der Differenzverstärker 1 und die Stromspiegelschaltung 2 bilden in dieser Schal tungskonfiguration einen invertierenden Verstärker, bei dem die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q4 mit den Kollektoren der Transistoren Q6 bzw. Q7 verbunden sind. Dadurch ist ein invertierender Verstärker 3 gebildet. Dieser invertierende Verstärker weist einen Rückkopp lungskondensator C2 auf, der zwischen der Basis des Transistors Q4 und dem Emitter dieses Transistors an geschlossen ist und der außerdem mit dem Verbindungs punkt der Stromspiegelschaltung 2 mit dem Differenzver stärker 1 verbunden ist. Außerdem ist an demselben Ver bindungspunkt der Ermitter des Transistors Q1 mit dem Kollektor des Transistors Q4 verbunden. Die Vorspannung für den Differenzverstärker 1 wird von einer Spannungs quelle V1 bereitgestellt, die zwischen der Basis des Transistors Q3 und Erd- bzw. Massepotential liegt und die ferner über einen Widerstand R1 mit der Basis des Transistors Q4 verbunden ist.

Bei der oben bzw. zuvor beschriebenen Schaltungsanord nung arbeitet der invertierende Verstärker 3, bestehend aus dem Differenzverstärker 1 und der Stromspiegel schaltung 2, mit der Basisverbindung des Transistors Q4 als invertierenden Eingangsanschluß, und die Verbin dung der Kollektoranschlüsse der Transistoren Q4 und Q7 dient als Ausgangsanschluß, so daß eine Wechselstrom- Ersatzschaltung der in Fig. 1 dargestellten Oszillator schaltung mit veränderbarer Frequenz so aussieht, wie dies Fig. 2 veranschaulicht. Gemäß Fig. 2 wird dem in vertierenden Verstärker 3 ein negatives Rückkopplungs signal über den Kondensator C2 zugeführt. Dieser inver tierende Eingangsanschluß des invertierenden Verstärkers 3 weist über einen Widerstand R1 einen Nebenschluß bzw. eine Verbindung zu Erde bzw. Masse hin auf. Der Aus gangsanschluß des invertierenden Verstärkers 3 ist mit dem Emitteranschluß des Transistors Q1 verbunden, mit dem ferner der Ausgangsanschluß T2 verbunden ist.

Das Maß dafür, wie leicht ein Wechselstrom in der Schal tungsanordnung gemäß Fig. 1 fließen wird, ist durch die Ausgangs-Admittanz (Y) des invertierenden Verstärkers 3 gegeben, welche wie folgt ausgedrückt werden kann:

wobei ω die Winkelfrequenz, q/kT die Boltzmann-Konstante und I5 den Konstantstrom von der Konstantstromquelle Q5 bedeuten, die einen auswählbaren oder steuerbaren Kon stanzstrom aufweist. Diese Admittanz kann als Äquivalent bzw. Ersatzschaltung einer Reihenschaltung eines Wider stands und eines Kondensators gesehen werden - das ist der reelle Anteil und der imaginäre Anteil (j) der Ad mittanz. Die Größe Q des Kapazitäts-Anteiles der betref fenden Anordnung kann wie folgt angegeben werden:

Q = 1/ωC2R1 (2)

wobei Q die Güte eines Resonanzsystems ist, welche die Geschwindigkeit bzw. Rate des Abklingens der gespeicher ten Energie angibt. Wenn die Beziehung festgelegt werden kann, gemäß der Q sehr viel größer ist als 1, dann kann die Admittanz Y lediglich als aus der Kapazität beste hend betrachtet werden. Sodann kann eine Ersatz-Kapazi tät Cx dieser Anordnung wie folgt angegeben werden:

Cx = C2([q/2kT]R1 I5 + 1) (3)

Mit anderen Worten ausgedrückt heißt dies, daß der in vertierende Verstärker 3 bei Betrachtung von der Emit terseite des Transistors Q1 her einfach als Kapazität Cx angesehen werden kann. Demgemäß kann die Ersatzschal tung gemäß Fig. 2 weiter auf die in Fig. 3 dargestellte Ersatzschaltung reduziert werden, und zwar als Colpitts- Oszillatorschaltung, die bei einer Resonanzfrequenz schwingt, welche durch die Induktivität des Festkörper- Resonators X1 und durch die beiden Kapazitäten C1 und Cx bestimmt ist. Es sei daran erinnert, daß ein Colpitts- Oszillator ein Oszillator ist, bei dem ein parallel ab gestimmter Schwingkreis zwei in Reihe geschaltete Span nungsteilerkondensatoren aufweist, wobei die gemeinsame Kondensatorverbindung mit dem Emitterkreis des Transistors oder mit der Kathode bei einer Elektronenröhre- Ausführungsform verbunden ist.

Aus einer Überprüfung der Ersatzkapazität Cx, wie sie in der obigen Gleichung (3) angegeben ist, ist ersichtlich, daß diese Ersatzkapazität Cx in Abhängigkeit von der Hö he des Stromes I5 verändert werden kann, und zwar mit Rücksicht darauf, daß die in Fig. 1 dargestellte Schal tungsanordnung als Colpitts-Oszillatorschaltung anzuse hen ist, deren Schwingungsfrequenz durch Andern des durch die Stromquelle Q5 erzeugten Konstantstroms I5 geändert wird. Dies führt zur Erzeugung eines stromge steuerten Oszillators (CCO), ohne daß auf die Verwen dung von gewissen nachteiligen Schaltungselementen, wie auf Dioden veränderbarer Kapazität vom Ultrastufen-Über gangstyp, zurückgegriffen wird. Darüber hinaus kann die Ersatzkapazität Cx, wie sie durch die obige Gleichung (3) angegeben worden ist, über einen nennenswerten Be reich verändert werden, wodurch der Bereich möglicher Frequenzen am Ausgang der Oszillatorschaltung gemäß Fig. 1 erweitert ist. Da dieser stromgesteuerte Oszil lator von der Grund-LC-Schwingungsart ist, ist ferner die Stabilität der Schwingung hoch, und das Träger- Rausch-Verhältnis ist ausgezeichnet. Zugleich erfordert der betreffende Oszillator eine relativ geringe Anzahl von zusammenzubauenden Schaltungselementen. Da kein Gleichstrom zwischen dem Emitter des Transistors Q1 und den gemeinsamen Kollektoren der Transistoren Q4 und Q7 fließt, ist ferner das Potential an diesen Schal tungspunkten lediglich durch den Transistor Q1 bestimmt. Damit kann die Speisespannungsquelle bzw. die Speise spannung Vcc auf einem niedrigen Pegel gehalten werden. Da der Ausgangsanschluß des invertierenden Verstärkers 3 mit dem Emitterkreis des Transistors Q1 verbunden ist, ist es darüber hinaus möglich, den Pegel des Schwingungs signals am Emitter des Transistors Q1 zu erhöhen. Dies wäre nicht der Fall, wenn der Eingangsanschluß des in vertierenden Verstärkers 3 mit dem Transistor Q1 verbun den wäre.

Fig. 4 zeigt in einer schematischen Darstellung eine weitere Ausführungsform einer durchstimmbaren Oszilla torschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung, bei der der Emitterkreis des Transistors Q1 direkt mit Erd- bzw. Massepotential verbunden ist. Bei dieser Ausführungs form ist eine zweite Konstantstromquelle Q2 vorgesehen, die zwischen dem die Vorspannung Vcc führenden Anschluß T1 und dem Ausgangsanschluß des invertierenden Verstär kers 3 liegt. Außerdem ist an dem Verbindungspunkt zwi schen der Konstantstromquelle Q2 und dem Ausgang des in vertierenden Verstärkers 3 der Kollektoranschluß des Transistors Q1 angeschlossen, dessen Emitter direkt an Erd- bzw. Massepotential liegt. Der Festkörper-Reso nator X1 ist zwischen dem Kollektrokreis und dem Basis kreis des Transistors Q1 angeschlossen, und ein aus einer Diode D1 und einem Widerstand R1' bestehender Reihenkreis ist dem Festkörper-Resonator X1 parallel geschaltet. Das Ausgangssignal wird wieder vom Anschluß T2 abgenommen, der bei dieser Ausführungsform mit dem Kollektoranschluß des Transistors Q1 verbunden ist. Bei Anwendung dieser Ausführungsform kann dieselbe veränder bare bzw. einstellbare Schwingungsfrequenzsteuerung er zielt werden wie bei der vorhergehenden Ausführungsform. Dies bedeutet, daß ein Colpitts-Oszillator ohne die Ver wendung von veränderbaren Kapazitätsdioden oder dergl. aufgebaut ist. Es dürfte selbstverständlich einzusehen sein, daß bei beiden in Fig. 1 und 4 dargestellten Aus führungsformen anstelle eines Festkörper-Resonators X1 eine Induktivität bzw. eine Spule zwischen den Basis- und Kollektorkreisen des jeweiligen Transistors Q1 an geschlossen sein könnte.

Bei den stromgesteuerten Oszillatoren in den oben unter Bezugnahme auf die Schaltungsanordnungen gemäß Fig. 1 und 4 beschriebenen Ausführungsformen ist die Ersatz kapazität Cx durch die Gleichung (3) angegeben; die be treffende Kapazität Cx wird linear in Bezug auf Ände rungen im Strom I5 geändert bzw. variiert, womit die Schwingungsfrequenz f in Bezug auf den Strom I5 sich nichtlinear ändert, was durch die vollausgezogene Linie in Fig. 5 veranschaulicht ist. Infolgedessen ist in einem Bereich, in welchem die Schwingungsfre quenz f hoch ist, die Steuerungs-Empfindlichkeit für die Schwingungsfrequenz f ziemlich hoch, während in einem Bereich, in welchem die Schwingungsfrequenz f niedrig ist, die Steuerungs-Empfindlichkeit bezüglich der Schwingungsfrequenz ebenfalls niedrig ist, so daß eine derartige durchstimmbare Oszillatorschaltung schwie rig in die Praxis einzusetzen sein wird. Wenn ein derar tiger stromgesteuerter Oszillator in einer phasenstarren Regelschleife (PLL-Schaltung) eingesetzt wird, dann wird darüber hinaus die Schleifenverstärkung der PLL-Schal tung mit Rücksicht auf die Schwingungsfrequenz f erheb lich geändert, so daß es unmöglich wird, die Kennwerte in einer derartigen PLL-Schaltung festzulegen. In Fig. 6 ist nun eine weitere Ausführungsform einer durchstimmba ren Oszillatorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung gezeigt, in der eine Korrekturschaltung 10 vorgesehen ist, welche die Exponentialfunktions-Kennlinie eines Transistors ausnutzt, um den Steuerstrom I5 zu korri gieren, so daß die Steuersignal-Oszillatorfrequenz-Kenn linie weitgehend linear gemacht ist.

Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 6 ist anstelle der ge nerellen Darstellung der Konstantstromquelle Q5 eine be sondere Ausführungsform angegeben. Bei der betreffenden Ausführungsform fließt der Steuerstrom I5 speziell über die Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors Q5. Darüber hinaus ist eine Steuersignal-Abgabeschaltung 13 vorgese hen, die aus einem nichtinvertierenden Verstärker be steht, der den Differenzverstärker 11 und eine Strom spiegelschaltung 12 umfaßt. Der Differenzverstärker 11 ist von konventioneller Konfiguration; er enthält Tran sistoren Q11 und Q12, deren Emitter gemeinsam über eine Konstantstromquelle Q13 an Erd- bzw. Massepotential an geschlossen sind. Die Basiskreise der Transistoren Q11 und Q12 sind an den Anschlüssen T11 bzw. T12 zugänglich; diesen Anschlüssen kann eine Steuerspannung E zugeführt werden. Die Stromspiegelschaltung 12 ist von konventionel ler Art; sie umfaßt Transistoren Q14 und Q15, deren Emit ter gemeinsam über entsprechende Widerstände an dem die Vorspannung Vcc führenden Anschluß T1 angeschlossen sind. Der Basisanschluß und der Kollektoranschluß des Transi stors Q14 sind dabei unter Bildung einer Diode miteinan der verbunden. Bei der in Fig. 6 dargestellten Ausfüh rungsform sind die entsprechenden Kollektorkreise der Transistoren Q11 und Q12, welche den Differenzverstär ker 11 bilden, mit den entsprechenden Kollektorkreisen der Transistoren Q14 bzw. Q15 verbunden, welche die Stromspiegelschaltung 12 bilden.

Eine die Nichtlinearität korrigierende Korrekturschaltung 10 enthält die Transistoren Q16 und Q17, deren Basen ge meinsam über einen Widerstand R11 verbunden sind und de ren Emitter an der Vorspannung Vcc liegen. Die betreffen den Transistoren bilden dadurch eine Stromspiegelschal tung. Die Basis und der Kollektor des Transistors Q17 sind dabei miteinander verbunden, so daß der betreffende Transistor funktionsmäßig das Äquivalent einer Diode darstellt. Die Konstantstromquelle Q18 verbindet den Kollektorkreis des Transistors Q17 mit Erd- bzw. Masse potential.

Die Stromspiegelschaltung 14 ist mit der die Nichtlinearität korrigierenden Korrekturschaltung 10 so verbunden, daß der Strom über die Emitter-Kollektor-Strecke des Transistors Q16 fließt. Dies bedeutet, daß der Strom I16 in die Stromspiegelschaltung 14 fließt. Die Strom spiegelschaltung 14 enthält dabei speziell den Transi stor Q19, dessen Basis und Kollektor unter Bildung einer Diodenanordnung miteinander verbunden sind. Der Emitter des betreffenden Transistors liegt direkt an Erd- bzw. Massepotential. Die Basis des Transistors Q19 ist mit der Basis des Transistors Q5 verbunden, durch den der Strom I5 von dem gemeinsamen Emitterkreis des Differenzverstärkers 1 her fließt.

Beim Betrieb der in Fig. 6 dargestellten Ausführungsform wird eine Steuerspannung E an die Anschlüsse T11 und T12 derart angelegt, daß das Potential am Anschluß T11 posi tiv ist in Bezug auf den anderen Anschluß. Dadurch wird der vom Kollektorkreis des Transistors Q12 in die die Nichtlinearität korrigierende Korrekturschaltung 10 fließende Strom I13 größer sein als 0. Andererseits wird der in die die Nichtlinearität korrigierende Kor rekturschaltung 10 fließende Strom I13 kleiner sein als 0, wenn die Steuerspannung E so ist, daß der Anschluß T12 relativ positiv ist. Darüber hinaus wird aufgrund der Arbeitsweise des Differenzverstärkers 11 der in die Korrekturschaltung 10 fließende Strom I13 Null sein, wenn die Steuerspannung E Null ist. Demgemäß ist eine di rekte Beziehung zwischen dem Steuerstrom I13 und der Steuerspannung E vorhanden bzw. veranschaulicht.

Wenn der Basisstrom, der in die aus den Transistoren Q16 und Q17 bestehende Stromspiegelschaltung fließt, als vernachlässigbar betrachtet wird, dann kann zwi schen den Basis-Emitter-Spannungen der Transistoren Q16 und Q17 und dem Strom I13 folgende Beziehung ange geben werden:

V_BE17 - I₁₃R₁₁ = V_BE16 (4)

Demgemäß kann der Kollektorstrom I16, der aus der die Nichtlinearität korrigierenden Korrekturschaltung 10 vom Kollektorkreis des Transistors Q16 fließt, wie folgt angegeben werden:

I₁₆ ≈ I_s(exp[q/kT)(V_BE17 - I₁₃R₁₁)]), (5)

wobei I_s den Sättigungsstrom des Transistors Q₁₆ der die Nichtlinearität korrigierenden Korrekturschaltung 10 bedeutet. Da dieser Kollektorstrom I16 des Transistors Q16 gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q19 ist und da die Transistoren Q19 und Q5 die Stromspiegel schaltung 14 bilden, wird der Strom I5 gleich dem Strom I16, und es gilt die Beziehung:

I₅ ≈ I_s(exp[q/kT)(V_BE17 - I₁₃R₁₁)]) (6)

Wenn I13 gleich 0 ist, was dann der Fall ist, wenn die Steuerspannung E gleich 0 ist, dann wird der Kollektor strom I5, angegeben als I₅(0), somit zu:

I₅(0) ≈ I_s(exp(q/kT)V_BE17). (7)

Demgemäß kann auf der Grundlage der Gleichungen (6) und (7) der Strom I₅ wie folgt angegeben werden:

Bezüglich des Stromes I13 zeigt sich somit, daß der Strom I5 durch die Konstantstromquelle 14 sich exponentiell mit dem Bezugsstrom I₅ (0) ändern wird, wenn die Steuerspannung E = 0 ist. Demgemäß wird sich die Schwin gungsfrequenz f mit dem Strom I13 linear ändern, wie dies durch die gestrichelte Linie in Fig. 5 angedeutet ist.

Wenn die Steuerspannung E = 0 ist und wenn der Strom I13 gleich 0 ist, wird der Kollektorstrom I16 des Transi stors Q16 in der die Nichtlinearität korrigierenden Korrekturschaltung 10 gleich dem Kollektorstrom des Transistors Q17 in der Stromspiegelschaltung sein, wobei dieser Strom seinerseits gleich dem Konstant strom I18 ist, der von der Konstantstromquelle Q18 geliefert wird. Demgemäß wird I5 gleich I18 sein. Auf grund dieser Tatsache wird die Schwingungsfrequenz f gleich einer Bezugsfrequenz f₀ sein.

Aus vorstehenden Ausführungen kann ersehen werden, daß es gemäß der vorliegenden Erfindung möglich ist, die Schwingungsfrequenz f in Abhängigkeit von einer Steuer spannung E oder dem resultierenden Steuerstrom I13 li near zu ändern. Da ein nichtlinearer Frequenzgang der Schwingungsfrequenz durch Ausnutzen der exponentiellen Funktionskennlinie eines Transistors korrigiert wird bzw. ist, ist ferner eine geringe Schwankung der Steuersignal-Schwingungsfrequenz-Kennlinie vorhanden. Unabhängig von der Schwingungsfrequenz f ist es demge mäß möglich, eine konstante Steuerungs-Empfindlichkeit zu erzielen. Im Hinblick auf eine phasenstarre Regel schleife (PLL-Schaltung), deren Anwendung in Verbindung mit der vorliegenden Erfindung beabsichtigt ist, ist die Schleifenverstärkung der betreffenden PLL-Schal tung konstant, und es wird relativ leicht, die ge wünschte Charakteristik bzw. Kennlinie zu erhalten.

Bei der in Fig. 7 dargestellten Ausführungsform weist eine hinsichtlich der Frequenz veränderbare bzw. durch stimmbare Oszillatorschaltung das Merkmal der Nichtli nearitäts-Korrektur wie die Ausführungsform gemäß Fig. 6 auf. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 sind speziell die Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung 10 sowie die Steuersignal-Abgabeschaltung 13 an einem Oszillator veränderbarer Frequenz angeschlossen, und zwar ähnlich wie in Fig. 4 gezeigt. Bei dieser Ausführungsform wird die Stromspiegelschaltung 14, wie sie bei der Ausfüh rungsform gemäß Fig. 6 verwendet ist, weggelassen, wo durch die Anzahl der erforderlichen Schaltungselemente vermindert ist und womit die Einsparung von Herstellko sten begleitet ist. Bei der Ausführungsform gemäß Fig. 7 ist insbesondere die Konstantstromquelle Q18 zwischen dem die Vorspannung Vcc führenden Anschluß T1 und dem Kollektorkreis des Transistors Q17 angeschlossen, der als Diode geschaltet ist. Der Kollektorkreis des Tran sistors Q16 ist ebenfalls direkt mit den gemeinsamen Emittern der Transistoren Q3 und Q4 verbunden, die den Differenzverstärker 1 bilden. Außerdem sind die Emitterkreise der Transistoren Q16 und Q17 gemeinsam über eine Vorspannungsquelle V2 an Erd- bzw. Masse potential angeschlossen. Diese Ausführungsform funk tioniert weitgehend identisch wie die in Fig. 6 ge zeigten Ausführungsform. Es sei jedoch darauf hinge wiesen, daß die aus den Transistoren Q5 und Q19 be stehende Stromspiegelschaltung weggelassen ist und daß der Kollektoranschluß des Transistors Q16 direkt mit dem Differenzverstärker 1 verbunden ist.

Bei den beispielsweise in Fig. 1, 4, 6 und 7 oben dar gestellten Ausführungsformen der durchstimmbaren Oszil latorschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung können die von dem Festkörper-Resonator X1 und den Vorspan nungsquellen V1 und V2 verschiedenen Elemente ohne wei teres als integrierte Halbleiterschaltungen gebildet sein.

Claims

1. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechselstromsignals steuerbarer Frequenz
mit einer invertierenden Verstärkereinrichtung, die einen Differenzverstärker aufweist, zwischen dessen Verstärkungselementen und relativem Masse- bzw. Erdpotential eine steuerbare Konstantstromquelle liegt, und
mit einer Oszillatoreinrichtung, die eingangsseitig mit einem Ausgang der invertierenden Verstärkereinrichtung verbunden ist und deren Schwingungsfrequenz in Abhängigkeit von einem von der Verstärkereinrichtung abgegebenen Steuersignal veränderbar ist,
dadurch gekennzeichnet,
daß zwischen den Verstärkungselementen (Q3, Q4) des Differenzverstärkers (1) und einer Vorspannungsquelle (+Vcc) eine Stromspiegelschaltung (2) vorgesehen ist,
und daß eine Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (10) mit dem invertierenden Verstärker (3) mittels einer Diode (Q19) der Stromspiegelschaltung (2) verbunden ist, so daß eine Nichtlinearitäts-Korrektur bezüglich des durch den Verstärker (3) fließenden Stroms erfolgt.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine komplexe Impe danzeinrichtung (C2, R1) mit einem Widerstand (R1) vorgesehen ist, der den invertierenden Eingang des invertierenden Ver stärkers (1) mit Erd- bzw. Massepotential verbindet, und daß ein Rückkopplungskondensator (C2) zwischen dem Ausgang des invertierenden Verstärkers (3) und dessen invertierenden Eingangsanschluß angeschlossen ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorein richtung einen parallel abgestimmten Schwingkreis (X1, C1, Cx) mit einem Transistor (Q1) und zwei in Reihe ge schalteten Spannungsteilerkondensatoren (C1, Cx) ent hält, daß der gemeinsame Verbindungspunkt zwischen den beiden Kondensatoren (C1, Cx) an einem Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) angeschlossen ist und daß das Ausgangssignal des genannten invertierenden Verstär kers (3) am Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verfügbar ist.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Oszillatorein richtung einen Colpitts-Oszillator aufweist, der aus einem Transistor (Q1) und einem Festkörper-Resonanz element (X1) besteht, welches in einem Rückkopplungs zweig des betreffenden Oszillators liegt, und daß die invertierende Verstärkereinrichtung (3) und die betreffende komplexe Impedanzeinrichtung einen Kondensator (Cx) von zwei Spannungsteilerkondensatoren (C1, Cx) bilden, die in Reihe liegend den Colpitts-Os zillator bilden.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekenzeichnet, daß eine Signalabgabe schaltung (13) vorgesehen ist, die der Nichtlinearitäts- Korrekturschaltung (10) ein solches Signal zuführt, daß das Ausmaß der betreffenden Nichtlinearitäts-Korrektur gesteuert ist.

6. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Nichtlineari täts-Korrekturschaltung (10) einen Transistor (Q16) und eine Diode (Q17) aufweist,
daß der Emitter des betreffenden Transistors (Q16) mit der Anode einer Diode verbunden ist,
daß der Verbindungspunkt zwischen dem Transistor (Q16) und der Diode (Q17) an einem Bezugspotential (+Vcc) liegt,
daß die Basis des betreffenden Transistors (Q16) mit der Kathode der betreffenden Diode (Q17) über einen Widerstand (R11) verbunden ist,
daß zwischen der Kathode der betreffenden Diode (Q17) und Erd- bzw. Massepotential eine Konstantstromquelle (Q18) liegt,
daß ein Kollektorstrom des betreffenden Transistors (Q16) dem Differenzverstärker (1) als der von dessen Konstantstromquelle bereitzustellende Strom geliefert wird
und daß die Signalabgabeschaltung (13) einen Steuer strom (I13) liefert, der dem Verbindungspunkt zwischen dem genannten Transistor (Q16) und dem betreffenden Widerstand (R11) in der Nichtlinearitäts-Korrektur schaltung (10) zugeführt wird, derart, daß das Ausmaß der betreffenden Nichtlinearitäts-Korrektur gesteuert wird.

7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalabgabe schaltung (13) einen zweiten Differenzverstärker (11) aufweist, dessen jedes Verstärkungselement (Q11, Q12) so geschaltet ist, daß es eine relative Steuerspannung (E) zur Steuerung des Ausmaßes des betreffenden Abga besignals aufnimmt.

8. Stromgesteuerter Oszillator für die Erzeugung eines Ausgangssignals steuerbarer Frequenz, un ter Verwendung einer Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekenn zeichnet, daß eine Oszillatorschaltung (Q1, X1, C1) vorgesehen ist, die einen Resonanzteil (X1) aufweist,
daß ein Differenzverstärker (1) vorgesehen ist,
daß mit dem Differenzverstärker (1) eine Konstantstrom quelle (Q5) verbunden ist,
daß mit dem Differenzverstärker (1) ferner eine Strom spiegelschaltung (2) verbunden ist, durch die ein in vertierender Verstärker gebildet ist,
daß zwischen einem Ausgangsanschluß und einem Eingangs anschluß des betreffenden invertierenden Verstärkers (3) ein Rückkopplungskondensator (C2) liegt,
daß ein Widerstand (R1) den invertierenden Eingangsan schluß des invertierenden Verstärkers (3) mit einem relativen Erd- bzw. Massepotential verbindet
und daß eine Verbindungseinrichtung (Cx) vorgesehen ist, welche den Ausgangsanschluß des betreffenden invertie renden Verstärkers (3) mit dem Resonanzteil (X1) der Oszillatorschaltung derart verbindet, daß eine Reso nanzkapazität dieser Oszillatorschaltung gebildet ist, wobei die Größe des Konstantstroms in der betreffenden Konstantstromquelle (Q5) derart geändert wird, daß die Schwingungsfrequenz der Oszillatorschaltung abhängig da von gesteuert ist.

9. Stromgesteuerter Oszillator nach Anspruch 8, da durch gekennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung einen Oszillator der Colpitts-Kon figuration mit einem Transistor (Q16) in einem parallel abgestimmten Schwingkreis enthält,
daß ein Festkörper-Resonanzelement (X1) im Rückkopp lungszweig der Oszillatorschaltung liegt
und daß die Verbindungseinrichtung (Cx) für die Verbin dung mit dem Ausgangsanschluß des invertierenden Ver stärkers (3) mit dem Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verbunden ist.

10. Oszillator nach Anspruch 8, dadurch ge kennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung einen Oszillator der Colpitts-Konfiguration mit einem Transistor (Q16) in einem parallel abgestimmten Schwing kreis enthält,
daß im Rückkopplungszweig der betreffenden Oszillator schaltung ein Festkörper-Resonanzelement (X1) liegt
und daß der Ausgang des genannten invertierenden Ver stärkers (3) mit dem Emitterkreis des betreffenden Transistors (Q1) verbunden ist, dessen Emitterkreis über eine zweite Konstantstromquelle (Q2) an Erd- bzw. Massepotential liegt,
wobei das Ausgangssignal steuerbarer Frequenz vom Emitterkreis des betreffen der Transistors (Q1) erhält lich ist.

11. Oszillator nach Anspruch 8, dadurch ge kennzeichnet, daß die Oszillatorschaltung einen Transistor-Colpitts-Oszillator enthält,
daß der Ausgangsanschluß des genannten invertierenden Verstärkers (3) mit einem Kollektorkreis des betreffen den Transistors (Q1) verbunden ist, dessen Kollektor kreis ferner über eine Konstantstromquelle (Q2) an einer Vorspannungsquelle (+Vcc) liegt,
und daß das Ausgangssignal mit der steuerbaren Frequenz von dem Kollektorkreis des betreffenden Transistors (Q1) abnehmbar ist. (Fig. 7)

12. Oszillator nach Anspruch 9, dadurch ge kennzeichnet, daß eine Nichtlinearitäts- Korrekturschaltungseinrichtung (10) am Eingang des in vertierenden Verstärkers (3) derart angeschlossen ist, daß eine Nichtlinearität in dem Steuerstrom korrigiert wird.

13. Oszillator nach Anspruch 12, dadurch ge kennzeichnet, daß eine Steuersignal-Abgabe schaltung (13) vorgesehen ist,
daß die Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (10) einen Transistor (Q16) und eine Diode (Q17) enthält,
daß der Emitter des Transistors (Q16) und die Anode der Diode (Q17) an einem Bezugsspannungspunkt angeschlossen sind,
daß die Basis des genannten Transistors (Q16) über einen Widerstand (R11) mit der Kathode der betreffenden Diode (Q17) verbunden ist,
daß eine zweite Konstantstromquelle (Q18) mit der Katho de der Diode (Q17) verbunden ist,
daß der Kollektorstrom des betreffenden Transistors (Q16) dem invertierenden Verstärker (1) als der von dessen Konstantstromquelle gelieferte Strom zugeführt ist
und daß die Steuersignal-Abgabeschaltung (13) einen Steuerstrom liefert, der einem Verbindungspunkt zwi schen dem genannten Transistor (Q16) und dem genann ten Widerstand (R11) zugeführt ist, derart, daß das Abgabesignal geändert wird, welches an die betreffen de Nichtlinearitäts-Korrekturschaltung (10) abgegeben ist.

14. Schaltungsanordnung zur Erzeugung eines Wechsel stromsignals steuerbarer Frequenz, mit einer Oszilla toreinrichtung, deren Schwingungsfrequenz auf ein ihr zugeführtes Steuersignal hin änderbar ist, nach einem der Ansprüche 1 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß eine invertierende Verstärkereinrichtung (3) das Steuersignal auf einen sie durchfließenden Strom hin erzeugt,
daß eine komplexe Impedanzeinrichtung (C2, R1) vorge sehen ist, welche so geschaltet ist, daß ein Ausgangs signal der betreffenden invertierenden Verstärkerein richtung (3) zu einem entsprechenden invertierenden Eingang dieser Verstärkereinrichtung zurückgekoppelt wird und daß dieser invertierende Eingang mit einem relativen Massepotential in einem Nebenschluß verbun den ist,
daß mit der betreffenden invertierenden Verstärkerein richtung (3) eine Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungs einrichtung (10) verbunden ist, welche auf ein Abgabe signal hin das Ausmaß des durch die betreffende Ver stärkereinrichtung (3) fließendes Stromes steuert,
und daß eine Steuersignal-Abgabeschaltungseinrichtung (13) vorgesehen und so geschaltet ist, daß sie eine Steuerspannung für die Erzeugung des betreffenden Ab gabesignals aufnimmt, welches der betreffenden Nicht linearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (10) zur Steuerung der Nichtlinearität des dadurch fließenden Stromes zugeführt wird.

15. Schaltungsanordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuersignal- Abgabeschaltungseinrichtung (13) einen Differenzver stärker (11) aufweist, der über eine Stromspiegel schaltung (12) an einer Vorspannungspotentialquelle (+Vcc) liegt, und daß die Eingangsanschlüsse der Verstärkungselemente (Q11, Q12) dieses Differenzverstärkers (11) so geschal tet sind, daß sie die betreffende Steuerspannung aufneh men.

16. Schaltungsanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die betreffende Nichtlinearitäts-Korrekturschaltungseinrichtung (10) einen Transistor (Q16) und eine Diode (Q17) aufweist, daß der Basiskreis des betreffenden Transistors (Q16) über einen Widerstand (R11) mit der Kathode der betref fenden Diode (Q17) verbunden ist,
daß das Ausgangssignal der Steuersignal-Abgabeschaltungs einrichtung (13) dem Verbindungspunkt zwischen dem ge nannten Widerstand (R11) und dem Basiskreis des genann ten Transistors (Q16) zugeführt ist,
daß die Anode der Diode (Q17) über eine Konstantstrom quelle (Q18) auf relativem Erd- bzw. Massepotential liegt
und daß der Kollektorstrom des genannten Transistors (Q16) dem invertierenden Eingang der genannten inver tierenden Verstärkereinrichtung (3) zugeführt ist.