AT392375B - Elektronische schaltung mit einem geschuetzten transistor - Google Patents

Description

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Die Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung mit einem geschützten Transistor, dem ein Basistreiberstrom und eine Emitter-Kollektor-Spannung zugeführt wird, wobei für den geschützten Transistor eine Überstromschutzschaltung vorgesehen ist, die einen zweiten Transistor aufweist, der mit dem geschützten Transistor thermisch derart gekoppelt ist, daß die Betriebstemperatur des Bezugstransistors mit derjenigen des geschützten Transistors gleichläuft

Normalerweise wird ein Überstromschutz gewöhnlich durch eine oder zwei grundsätzliche Schatzprinzipien vorgesehen, die beide einen Stromfühlwiderstand in Reihe mit der Hauptstromstrecke des geschützten Transistors enthalten. Bei der nichtlinearen gegengekoppelten Schaltung wird der Spannungsabfall an einem Stromfüldwiderstand, der in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des geschützten Transistors liegt, einem Schwellwertdetektor zugeführt, der dann reagiert, wenn der Spannungsabfall einen vorbestimmten Schwellwert überschreitet, und den dem geschützten Transistor zur Verfügung stehenden Basistreiberstrom herabsetzt. Bei der nichtlinearen Begrenzerschaltung werden die kombinierten Spannungen über der Basis-Emitter-Strecke des geschützten Transistors und einem in Reihe damit liegenden Stromfühlwiderstand auf einen durch einen Begrenzer bestimmten Maximalwert beschränkt Für die Anwendung bei einem Leistungsverstärker ist ein in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des geschützten Transistors liegender Stromfühlwiderstand jedoch unerwünscht. Der Spannungsabfall am Fühlwiderstand verringert unerwünschterweise den Spannungsänderungsbereich, der über der Kollektor-Emitter-Strecke des geschützten Transistors verfügbar ist, und damit die von einem Verstärker, in welchem der geschützte Transistor verwendet wird, verfügbare Leistung. In dem Fühlwiderstand wird auch einige Leistung verbraucht, wenn durch den geschützten Transistor höherer normaler Strom fließt Diese Leistung ist als Verlustleistung zu betrachten, welche den Wirkungsgrad des Verstärkers unerwünscht herabsetzt. Ein anderes Problem tritt bei monolithischen integrierten Schaltungen auf, da sich die Stromfuhlwiderstände nicht in einem angemessenen kleinen Teil der integrierten Schaltung ausbilden lassen, weil sie niedrige Widerstände (typischerweise ein Bruchteil von einem Ohm) haben müssen und erheblichen Strom aushalten müssen (typischerweise einige Ampere). Es besteht daher ein großes Bedürfnis nach einer Überstromschutzschaltung, welche ohne Stromfühlwiderstände in Reihe mit den KoUektor-Emitter-Strecken der geschützten Transistoren auskommt.

Der Erfinder der hier zu beschreibenden Erfindung hat herausgefunden, daß der innere Emitterwiderstand des Transistors selbst als Stromfühlwiderstand für einen Überstromschutz herangezogen werden kann, so daß ein separater Stromfühlwiderstand nicht mehr nötig ist. Ein Problem hierbei besteht darin, daß der innere Emitterwiderstand nur eine relativ kleine lineare Komponente hat, also derjenige Term, für den der Spannungsabfall in festem Verhältnis zum Emitterstrom des geschützten Transistors steht. Die vorherrschende Komponente des inneren Emitterwiderstandes ist ein logarithmischer Ausdruck, also ein Term, bei dem der Spannungsabfall in festem Verhältnis zum Logarithmus des Emitterstroms des geschützten Transistors steht. Hierdurch wird es sehr schwierig - und im praktischen Sinne in der Tat unmöglich - Potentialänderungen an diesem inneren Emitterwiderstand durch übliche Schwellwertdetektoren oder Begrenzerschaltungen festzuslellen, da derartige Schaltungen im allgemeinen Elemente mit Halbleiterübergängen verwenden, deren Leitwert-Eingangsspannungs-Kennlinie antilogarithmisch verläuft, so daß sie nicht genügend empfindlich oder genau sind, um einen vorherbestimmbaren Überstromschutz zu bieten. Eine Vorherbestimmbarkeit und Reproduzierbarkeit des Ergebnisses ist besonders wichtig bei Überstromschutzschaltungen in monolithischer integrierter Ausbildung, da die Verwendung von Komponenten, die für einen exakten Wert ausgewählt oder justiert sind, zu vermeiden ist, wo immer möglich.

Ein weiteres Problem besteht darin, daß der innere Emitterwiderstand des geschützten Transistors eine besonders starke Abhängigkeit von der Betriebstemperatur des geschützten Transistors hat. Diese Erscheinung muß man berücksichtigen, wenn man den Schwellwert bestimmt, bei welchem der Transistorüberstromschutz geboten werden soll.

Aufgabe der Erfindung ist es, eine Schaltung der eingangs angeführten Art zu schaffen, welche die oben beschriebenen Nachteile herkömmlicher Schaltungen vermeidet.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß der zweite Transistor ein mit einer Stromquelle verbundener Bezugstransistor ist, wodurch dessen Kollektor-Emitter-Strecke einen Strom vorbestimmten Wertes führt, und der zweite Transistor ein Emitter-Basis-Bezugspotential liefert, daß einer Differenzvergleichsschaltung zugeführt ist, die die Emitter-Basis-Spannung des geschützten Transistors mit derjenigen des zweiten Transistors vergleicht und bei Überstromzustand des geschützten Transistors eine Anzeige liefert, wenn dessen Emitter-Basis-Spannung um einen vorbestimmten Betrag die Emitter-Basis-Spannung des zweiten Transistors übersteigt, und daß durch eine Begrenzerschaltung ein weiteres Ansteigen des Basistreiberstromes für den geschützten Transistor in Abhängigkeit von der Anzeige des Überstromzustandes begrenzt ist.

Auf diese Weise wird vermieden, daß ein Bezugswiderstand erforderlich ist, an dem eine Spannung abfällt, welche einen Überstromzustand anzeigt. Im Gegensatz zum Stand der Technik wird ein Emitter-Basis-Bezugspotential eines Bezugstransistors an einen Vergleicher angelegt, um es mit dem Emitter-Basis-Potential des geschützten Transistors zu vergleichen. Der Kollektor-Emitter-Strom ist fest eingestellt, sodaß der Ausgang des Vergleichers eine direkte Anzeige des Kollektor-Emitter-Stromzustandes im geschützten Transistor ermöglicht. Wenn das Ausgangssignal des Vergleichers einen Überstromzustand im geschützten Transistor ergibt, wird der dem geschützten Transistor zugeführte Basisstrom begrenzt. Da der Überstromzustand durch einen -2-

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Vergleich der Basis-Emitter-Spannungen des geschützten Transistors und des Bezugstransistors erfaßt wird, entfällt der beim Stand der Technik übliche unvorteilhafte Fühlwiderstand (Anspruch 1).

Es ist besonders zweckdienlich, wenn der Vergleicher ein als emittergekoppelte Gegentaktstufe geschaltetes Transistorenpaar enthält. Dies läßt sich erreichen, indem der eine Transistor des Paares im Normalbetrieb weniger als der andere Transistor leitet, jedoch im Überstromzustand die Überstromanzeige übernimmt. Diese Lösung ergibt den besonderen Vorteil, daß eine emittergekoppelte Gegentaktstufe eine relativ einfache Schaltung darstellt, welche jedoch äußerst empfindlich gegenüber Veränderungen in der Differenz der ihren Eingängen zugeführten Basis-Emitter-Spannungen ist. Wenn darüberhinaus die Transistoren so angeordnet sind, daß sie die Temperatur des geschützten Transistors und des Bezugstransistors erfassen, dann kann die Veränderung zwischen dem Verhältnis der geleiteten Ströme und dem Unterschied der Basis-Emitter-Spannungen des geschützten Transistors und des Bezugstransistors im emittergekoppelten Gegentakt-Transistorenpaar kompensiert werden, womit die Temperaturunabhängigkeit der Überstromanzeige verbessert wird (Anspnich 2).

Der Pegel, auf welchem die emittergekoppelte Gegentaktstufe den Überstromzustand anzeigt, kann angehoben werden, indem man ihm die Summe der Basis-Emitter-Spannung des Bezugstransistors und einer vorbestimmten weiteren Spannung hinzuaddiert, anstatt lediglich die Basis-Emitter-Spannung zuzuführen. Die vorbestimmte zusätzliche Spannung kann erzeugt werden, indem man einen Widerstand in Serie mit dem Bezugstransistor schaltet, sodaß der Widerstand von einem vorbestimmten Strom durchflossen wird. Dieser Widerstand entspricht nicht dem aus dem Stand der Technik bekannten Fühlwiderstand, da er nicht den veränderlichen Ausgangsstrom des geschützten Transistors führt. Dadurch ergibt sich auch nicht der Nachteil eines Verlustes an Ausgangsleistung oder der Notwendigkeit, die Schaltung auf größere Stromstärken zu dimensionieren. Die am Widerstand abfallende Spannung verändert sich nicht mit dem durch den geschützten Transistor fließenden Strom und verändert sich auch nicht beim Auftreten des Überstromzustandes, womit eine weitere Spannung auf optimale Weise erzeugt wird (Anspruch 3).

Zur Aufiechterhaltung der Temperaturunabhängigkeit de* Überstromanzeige sollte sich die Spannung über dem Widerstand proportional zur Betriebstemperatur verändern. Dies wird dadurch erreicht, daß der vorbestimmte Strom so geregelt wird, daß er proportional zu jenem Strom ist, welcher durch einen Widerstand fließt, an welchem ein Potential aufiechterhalten wird, welches der Differenz zwischen den Basis-Emitter-Spannungen zweier Transistoren entspricht Das Potential an dem zuletzt genannten Widerstand ist daher proportional zu kT/q. Der Widerstand kann dabei ein zusätzlicher Widerstand sein (Anspruch 4). Für einen einfachen Schaltungsaufbau ist es jedoch besonders vorteilhaft, wenn man für den oben genannten Zweck den ersten Widerstand verwendet womit wieder ein Bauteil eingespart werden kann (Anspruch 5).

Die Erfindung ist in den beiliegenden Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigen Fig. 1 das Schaltbild eines quasilinearen Verstärkers mit einem Paar Ausgangstransistoren, die eine Last im AB-Gegentaktbetrieb ansteuem, wobei für die Ausgangstransistoren ein Überstromschutz durch je eine Überstromschutzschaltung gemäß der Erfindung geboten wird; Fig. 2,3,4 und 5 Schaltbilder weiterer Uberstromschutzschaltungen gemäß der Erfindung, welche die eine oder andere der Schutzschaltungen gemäß Fig. 1 ersetzen können; Fig. 6,7 und 8 Schaltbilder von Abwandlungen, die bei den in den Fig. 1 bis 5 gezeigten Ausführungen der Erfindung getroffen werden können; Fig. 9 ein Blockschaltbild einer Stromversorgungsschaltung, die vorteilhafterweise bei den erfindungsgemäßen Schaltungen verwendet werden kann; und die Fig. 10 ein Schaltbild einer anderen Stromversorgungsschaltung die vorteilhafterweise bei den dargestellten Ausführungsformen der Erfindung verwendbar ist

Dem in Fig. 1 dargestellten quasilinearen Verstärker werden zu verstärkende Eingangssignale am Anschluß (SIG IN) zugeführt und gelangen auf eine Treiberstufe (DS). Die Treiberstufe (DS) liefert Ströme (Ij) und (I2) für AB-Betrieb, welche gleiche positive Ruhekomponente haben. Bei Amplituden des Eingangssignals in einer Richtung hat (Ij) positiv gerichtete Amplituden, die seiner positiven Ruhekomponente überlagert sind, und bei Eingangssignalamplituden in der anderen Richtung hat (I2) positiv gerichtete Amplituden, die ebenfalls seiner positiven Ruhekomponente überlagert sind. Die Treiberstufe (DS) kann beispielsweise von der Art sein, wie sie in der US-PS 3 573 645 beschrieben ist.

Die Treiberstufe (DS) liefert den Strom (Ij) mit einer relativ großen Quellenimpedanz an die Basiselektrode eines in Kollektorgrundschaltung betriebenen npn-Verstärkertransistors (Ql), der dadurch stromgesteuert wird, und an den npn-Leistungstransistor (Q2), der an seiner Basis durch den vom Transistor (QI) gelieferten Emitterstrom angesteuert wird, der ja aufgrund von dessen Basisstrom (Ij) fließt Die Treiberstufe (DS) liefert den Strom (I2) aus einer relativ hohen Quellenimpedanz an die Basis des in Kollektorgrundschaltung betriebenen npn-Verstärkertransistors (Q3), der dadurch stromgesteuert wird, und an den npn-Leistungstransistor (Q4), der an seiner Basis vom Emitterstrom des Transistors (Q2) angesteuert wird, wobei dieser Emitterstrom aufgrund des Basisstroms (I2) fließt

Die KoUektor-Emitter-Kreise der Transistoren (Q2) und (Q4) sind in Reihe geschaltet für die zwischen den Anschlüssen Masse und (B+) zugeführte Betriebsspannung, und sie sind ferner so geschaltet daß sie am Anschluß (SIG OÜT) ein Gegentakttreibersignal liefern, an den über einen Gleichspannungsblockkondensator (CI) eine Last (LM) angeschlossen ist Eine (B+)Boosterschaltung mit einem Boosterkondensator (C2) -3-

AT 392 375 B zwischen den Anschlüssen (S1G OUT) und (B+ BOOST) und ein Widerstand (RI) zwischen den Anschlüssen (B+) und (B+ BOOST) liefern eine Spannung an den Kollektor von (Ql) und die Treiberstufe (DS), die bei positiven Signalamplituden am Anschluß (SIG OUT) über (B+) ansteigt, so daß der Transistor (Q2) in den Sättigungszustand gesteuert werden kann. Durch die Verbindung des Kollektors von (Q3) mit dem Emitter von (Ql) kann (Q4) in die Sättigung gelangen. Die soweit beschriebene Verstärkerschaltung ist im Prinzip bekannt.

Der npn-Transistor (Q5) ist der Bezugstransistor, welcher die Emitter-Basis-Offsetspannung (VBEQg) liefert, gegenüber welcher die Emitter-Basis-Offsetspannung (VBEq4) des Transistors (Q4), welcher dieselbe

Emitterspannung wie (Q5) hat, verglichen wird. Der Transistor (Q5) ist mit einer direkten Kollektor-Basis-Rückführung versehen, durch welche seine Emitter-Basis-Spannung so eingestellt wird, daß sein Kollektorstrom praktisch gleich dem Gleichstrom (I-j) ist, der von einer Stromquelle (IS1) an einen Knoten (10) geliefert wird, an welchen der Kollektor des Transistors (Q5) über die Anschlüsse (TI) und (T2) angeschlossen ist

Der npn-Transistor (Q7) ist der Bezugstransistor, welcher das Emitter-Basis-Offsetpotential (Vbeq7) liefert, mit welchem die Emitter-Basis-Spannung (VBEq2) des Transistors (Q2) verglichen wird, welcher dasselbe Basispotential wie (Q7) hat. (Q7) ist ein Verstärkertransistor in Kollektorgrundschaltung, dessen Emitterstrom zu großem Teil fließt, um den Kollektorstrombedarf des npn-Transistors (Q8) zu liefern, der dem Emitter des Transistors (Q7) über Anschlüsse (T3) und (T4) zugeführt wird. (Q8) und der npn-Transistor (Q9) sind Hilfsspiegeltransistoren in einem Doppelausgangsstromspiegelverstärker mit dem Transistor (Q5) als Hauptspiegeltransistor und einem Eingangsanschluß bei (11) sowie Ausgangsanschlüssen bei (12) und (13) und einem Bezugsanschluß bei (14). Unter der Annahme, daß die effektiven Flächen ihrer jeweiligen Emitter-Basis-Übergänge gleich gemacht sind, wie dies durch die Zeichen (1) bei ihren jeweiligen Emitterelektroden angedeutet ist, haben die Transistoren (Q7) und (Q5) gleiche Emitter-Basis-Offsetpotentiale (Vbeq7) bzw. (VßEQs)· (Dies gilt wegen der Stromspiegelverstärkerwirkung zwischen (Q5) und (Q7) und der Emittergrundschaltung des Transistors (Q8), der auf den Emitter des für ihn als Kollektorlast wirkenden Transistors (Q7) arbeitet.)

Jeder der Leistungstransistoren (Q2) und (Q4) wird in der Praxis durch eine entsprechende Mehrzahl parallelgeschalteter Transistoren in monolithischer integrierter Schaltungsweise ausgebildet, wobei die äquivalente effektive Fläche des Emitter-Basis-Übergangs des Leistungstransistors gleich der Summe der effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge der parallelgeschalteten Einzeltransistoren ist. In jedem Falle sind die äquivalenten effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge der Transistoren (Q2) und (Q4) als m-mal so groß dargestellt wie die effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge der Transistoren (Q7) bzw. (Q5), wobei m eine positive Zahl ist. Damit ergibt sich, daß die Offsetspannungen über den Emitter-Basis-Übergängen der Transistoren (Q2) und (Q4) um den Faktor (KT/q)bi m bei gleichen Stromwerten kleiner als die Offsetspannungen an den Emitter-Basis-Übergängen der Transistoren (Q7) bzw. (Q5) sind. Dieses Ergebnis erhält man durch eine Betrachtung der bekannten Gleichung für die Transistorwirkungsweise VBE = (KT/q)ln(I/AJs) wobei VBE die Emitter-Basis-Spannung des Transistors ist, K die Boltzmann-Konstante, T die absolute Temperatur des Emitter-Basis-Übergangs, q die Ladung eines Elektrons, I der Ausgangsstrom des Transistors; A die effektive Fläche des Transistor-Emitter-Basis-Übergangs, und J<j die mittlere Stromdichte durch den Emitter-Basis-Übergang des Transistors, wenn (VßE) den Nullwert hat Die Transistoren (Q5) und (Q7) sind in enger thermischer Kopplung mit den

Transistoren (Q4) bzw. (Q2) angeordnet, so daß die Betriebstemperaturen der Transistoren (Q5) und (Q7) mit denjenigen der Transistoren (Q4) bzw. (Q2) gleichlaufen.

Die jeweiligen Emitter-Basis-Potentiale (VßEQ2) und (VBEq7) der Transistoren (Q2) und (Q7) werden differenzmäßig durch ein Paar npn-Transistoren (Q10) und (Qll) in sogenannter Long-Tail-Schaltung (emittergekoppelte Gegentaktstufe) verglichen, wobei d^ Kollektor des Transistors (Q9) dem Verbindungspunkt der beiden Emitter den sogenannten TaU-Strom entzieht Bei de»1 dargestellten Schaltung ist dieser Tail-Strom im wesentlichen gleich (Ij), jedoch können auch andere Schaltungen zur Erzeugung des Tail-Stromes verwendet werden. Bei normalen Ausgangsstrombedingungen ist (VBEq2) wesentlich kleiner als (VBEq7). So spannt das der Basis des Transistors (Qll) zugeführte Emitterpotential des Transistors (Q2), das positiver als das der -4-

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Basis des Transistors (Q10) (über die Anschlüsse (T4) und (T3)) zugeführte Emitterpotential des Transistors (Q7) ist, den Transistor (Qll) so vor, daß er den als Kollektorstrom von (Q9) fließenden Tail-Strom führt und (Q10) in den Sperrzustand vorgespannt wird. Wenn jedoch beim Transistor (Q2) ein Überstromzustand vorliegt, dann steigt CVjj£Q2) an und spannt (Qll) so vor, daß er weniger leitet und (Q10) in den Leitungszustand vorgespannt wird. Der Leitungszustand von (Q10) läßt somit den Überstromzustand des Transistors (Q2) erkennen. Der Kollektor von (Q10) ist an die Basis von (Ql) angeschlossen und begrenzt dessen Basistreiberstrom in Abhängigkeit von der Anzeige des Überstromzustandes für den Transistor (Q2), wobei der Kollektorstrombedarf des Transistors (Q10), wenn dieser leitet, befriedigt wird durch die Abzweigung eines Teils des Stromes (Ij) vom Basistreiberstrom zu (Ql) und damit zu (Q2).

Ein Gleichlauf der Betriebstemperaturen der Transistoren (Q2, Q7, Q10 und Qll) läßt das Überstromabfühlen unempfindlich von diesen Betriebstemperaturen werden. Dies ist der Fall, weil gerade ein bestimmter Unterschied zwischen den Emitter-Basis-Spannungen der Transistoren (Q2) und (Q7), der proportional zu (KT/q) und damit zu (T) ist, einem bestimmten festen Verhältnis zwischen ihren Ausgangsströmen über einen großen Änderungsbereich von (T) zugeordnet ist, und dieser gleiche Unterschied, der proportional (KT/q) zwischen den Emitter-Basis-Spannungen von (Q10) und (Qll) ist, ist einem festen Verhältnis zwischen iluen Ausgangsströmen zugeordnet.

Durch Verwendung von npn-Transistoren (Q10) und (Qll) in einer Long-Tail-Schaltung zum Differenzvergleich von (VggQj) und (VßßQy) wird eine direkte Zuführung des Kollektorstrombedarfs des

Transistors (Q10) zum Ij-Ausgang der Treiberstufe (DS) erleichtert, ohne daß dazu eine Pegelverschiebungsschaltung nötig wäre.

Die jeweiligen Emitter-Basis-Potentiale (Vg£Q^) und (VggQg) der Transistoren (Q4) und (Q5) werden differenzmäßig durch ein Paar pnp-Transistoren (Q12) und (Q13) in Long-Tail-Schaltung verglichen. Die Stromquelle (IS2) liefert einen Gleichstrom (I4) als Tail-Strom an den Verbindungspunkt zwischen den Emittern der Transistoren (Q12) und (13). (I3) und (I4) können gleich groß gemacht werden, so daß eine

Anpassung der Überstromschutzeigenschaften der die Transistoren (Q2) und (Q4) schützenden Schaltungen erleichtert wird.

Bei normalen Ausgangsstrombedingungen ist (Vg£Q4) wesentlich kleiner als (VggQj). Im Vergleich zum Basispotential von (Q5), das (über die Anschlüsse (TI) und (T2)) der Basis von (Q12) zugeführt wird, ist das der Basis von (Q13) zugeführte Basispotential von (Q4) weniger positiv und spannt so den Transistor (Q12) in den Sperrzustand vor. Bei Überstrombedingungen für den Transistor (Q4) steigt jedoch (VߣQ4) an und spannt (Q13) so vor, daß dieser weniger leitet und (Q12) in den Leitungszustand gerät Der dann fließende Kollektorstrom von (Q12) läßt den Überstromzustand in (Q4) erkennen. Diese Anzeige gelangt zum Eingangsanschluß (21) eines Stromspiegelverstärkers mit den npn-Transistoren (Q14) und (QIS), der einen Ausgangsanschluß (22) zur Basis des Transistors (Q3) und einen Bezugsanschluß (23) zum Masseanschluß hat. Unter Steuerung durch den Kollektorstrom von (Q12) wird durch den Transistor (Q15) am Punkt (22) ein Kollektorstrom gleicher Größe verlangt Diese Amplitudengleichheit der Kollektorströme von (Q12) und (Q15) ergibt sich infolge der Wirkung des Stromspiegels mit den Transistoren (Q14) und (Q15), deren Stromverstärkung im wesentlichen gleich -1 ist weil die effektiven Flächen der Emitter-Basis-Übergänge von (Q14) und (Q15) im Verhältnis 1 : 1 stehen, wie die eingekreisten Einsen bei ihren jeweiligen Emitterelektroden andeuten. Der KoUektorstrombedarf des Transistors (Q15) wird befriedigt durch einen Teil von (I2), so daß ein weiterer Anstieg des Basistreiberstroms für (Q3) und damit für (Q4) begrenzt wird.

Fig. 2 zeigt eine alternative Überstromschutzschaltung für einen Leistungstransistor, etwa den Transistor (Q2) des Gegentaktverstärkers gemäß Fig. 1, unter Verwendung von pnp-Transistoren (Q16) und (Q17) statt der npn-Transistoren (Q10) oder (Qll) in der Long-Tail-Schaltung, zum Vergleich der Spannungen (VB£q2) und (VߣQj) durch Differenzbildung. Positiver Tail-Strom wird den zusammengeschalteten Emittern der

Transistoren (Q16) und (Q17) zugeführt, beispielsweise unter Verwendung einer Stromspiegelverstärkerschaltung der Transistoren (Q18) und (Q19) zur Invertierung des Kollektorstroms von (Q9), wie dies gezeigt ist. Bei normalen Ausgangsstrombedingungen spannt die kleinere Spannung (Vg£Q2) die Basis des Transistors (Q17) auf einen beträchtlich positiveren Wert vor, als die größere Spannung (VߣQ?) die Basis des Transistors (Q16) vorspannt. Somit führt (Q16) den gesamten Tail-Strom vom

Kollektor des Transistors (Q19), und (Q17) wird gesperrt. Liegen bei (Q2) jedoch Überstrombedingungen vor, dann wächst (Vb£Q2) 311 UI>d spannt (Q16) so vor, daß dieser weniger leitet und (Q17) in den Leitungszustand kommt. Der Kollektorstrom des Transistors (Q17) wird dem Eingangsanschluß (31) eines Stromspiegelverstärkers mit npn-Transistoren (Q20) und (Q21) zugeführt, dessen Ausgangsanschluß (32) mit der Basis des Transistors (Ql) und dessen Bezugsanschluß (33) mit Masse verbunden ist In Abhängigkeit vom Kollektorstrom des Transistors (Q17) steht der Kollektorstrombedarf des Transistors (Q21), der durch (Ij) befriedigt wird und ein weiteres Ansteigen des Basistreiberstroms für (Ql) und damit für (Q2) begrenzt. -5-

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Eine weitere alternative Überstromschatzschaltung für einen Leistungstransistor wie den Transistor (Q2) des Gegentaktverstärkers gemäß Fig. 1 ist in Fig. 3 dargestellt. Ebenso wie die Transistoren (Q10) und (QU) in Fig. 1 werden npn-Transistoren (Q22) und (Q23) zum Vergleich der Emitter-Basis-Spannung (Vg£Q2) des geschützten Transistors (Q2) mit der Emitter-Basis-Spannung des als Diode geschalteten npn-Bezugstransistors (24) verwendet. Jedoch vergleichen die Transistoren (Q22) und (Q23) die Basisspannungen der Transistoren (Q2) und (Q24) anstatt deren Emitterspannungen, welche auf dem gleichen Potential liegen, weil sie ohne zwischengeschaltete Elemente zusammengeschaltet sind. Eine Stromspiegelverstärkerschaltung mit pnp-Transistoren (25) und (26) hat einen Eingangsanschluß (41), dem der Kollektorstrombedarf des Transistors (Q8) zugeführt wird, und einen Ausgangsanschluß (42), der einen Durchlaßvorspannungsstrom (proportional zum Kollektorstrombedarf des Transistors (Q8)) an den als Diode geschalteten Bezugstransistor (24) liefert, und der Bezugsanschluß der Schaltung ist an (B+) angeschlossen. Bei normalen Stromwerten im Transistor (Q2) ist (Q22) so vorgespannt, daß er den gesamten Tail-Strombedarf am Kollektor des Transistors (Q9) führt und diesen mit (B+) verbindet Liegt beim Transistor (Q2) ein Überstromzustand vor, dann spannt die vergrößerte Spannung (VggQj) den Transistor (Q23) in den Leitungszustand vor, dm Transistor (Q22) dagegen so, daß er weniger leitet. Der Kollektor von (Q23) ist an die Basis von (Ql) angeschlossen, und sein Kollektorstrombedarf wird geliefert durch Abzweigung eines Teils des Stromes (Ij) von der Basis des Transistors (Ql), um einen weiteren Anstieg des BasistFeiberstroms für (Ql) und damit für (Q2) zu begrenzen.

Eine Modifikation der Schaltung gemäß Fig. 3 ist in Fig. 4 gezeigt. Hier ersetzt ein pnp-Emitterfolgertransistor (Q28) den als Diode geschalteten npn-Transistor (Q24) als Bezugstransistor. Dadurch verringert sich der Anteil des Kollektorstioms des Transistors (Q26), der durch den Anschluß (SIG OUT) führt. Wegen der Kollektorgrundschaltung kann der Transistor (Q28) ein sogenannter Vertikaltransistor sein, dessen Kollektor im Substrat einer üblichen monolithischen integrierten Schaltung liegt und der eine Isolierung gegenüber anderen Schaltungselementen mittels gesparter Halbleiterübergänge benutzt, anstatt daß man einen Transistor mit lateralem Aufbau benutzt, wenn dies gewünscht ist

Fig. 5 zeigt eine weitere Abwandlung unter Verwendung von pnp-Differenzvergleichstransistoren (Q29) und (Q30) anstatt von npn-Transistoren (Q22) und (Q23). Die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren (Q29) und (Q30) erhalten Strom in gleicher Welse wie die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren (Q16) und (Q17) in Fig. 2 und ein Stromspiegelverstärker mit den Transistoren (Q21) und (Q22) wird verwendet, um den Kollektorstrom des Transistors (Q29) bei Überstrombedingungen der Basis des Transistors (Ql) zuzuführen.

Die als Differenzvergleichsschaltungen benutzten Long-Tail-Schaltungen sind mit symmetrischen Transistoren (Q10 und Qll, Q12 und Q13, Q16 und Q17, sowie Q22 und Q23) dargestellt, bei denen es sich in jedem Paar um angepaßte Transistoren handelt. Jedoch kann die effektive Räche des Emitter-Basis-Übergangs des Transistors (QU) n-mal so groß wie die Emitter-Basis-Häche des Transistors (Q10) gemacht werden, wobei n eine Zahl größer als Eins ist, und damit erhält man eine unsymmetrische Long-Tail-Schaltung, welche den Wert, bei dem der Überstromschutz für den geschützten Transistor (Q2) gegeben ist, gegenüber dem Pegel des Kollektor-Emitter-Stroms im Vergleichstransistor (Q7) anhebt. Andere Long-Tail-Paare können zum gleichen Zweck ähnlich unsymmetrisch gemacht werden.

Ein anderes Verfahren zum Anheben des Pegels, bei welchem der Überstromschutz für den geschützten Transistor eintritt gegenüber dem Pegel des durch den Bezugstransistor fließenden Stromes, besteht in der Nachahmung der Verringerung der Räche des Bangstransistors, und dies kann man erreichen durch Addieren des Spannungsabfalls über einen Widerstand zur Basis-Emitter-Spannung des Transistors. Fig. 6 zeigt die Einfügung eines Widerstandes (RI) zwischen die Anschlüsse (TI) und (T2) zur Eihöhung der Emitter-Basis-Spannung (VßEQ5) des Bezugstransistors (Q5) bei der Schaltung gemäß Fig. 1. Fig. 7 zeigt die Einfügung eines Widerstandes (R2) zwischen die Anschlüsse (T3) und (T4) zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung (VßEQ7) ^ Bezugstransistors (Q7) in den Schaltungen gemäß Fig. 1 oder Fig. 2. Fig. 8 zeigt die Einfügung eines Widerstandes (R3) zwischen die Anschlüsse (T5) und (T6) zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung (VßEQ24^ des Bezugstransistors (24) in der Schaltung gemäß Fig. 3 oder zur Erhöhung der Emitter-Basis-Spannung (VgEQ2g) des Bezugstransistors (Q28) in den Schaltungen gemäß Fig. 4 oder 5. Die

Unabhängigkeit des Überstromschutzes von der Betriebstemperatur kann aufrechterhalten werden, wenn man den Strom (I-j) mit einem solchen Temperaturkoeffizient versieht, daß da Spannungsabfall an einem Widerstand wie (RI, R2 oder R3) proportional mit der absoluten Temperatur sich ändert, bei welcher der geschützte und der Bezugstransistor betrieben werden.

Eine gute Möglichkeit hierfür besteht in der Verwendung einer Stromquelle (IS1), bei welcher der gelieferte Strom (Lj) proportional dem Strom in einem Widerstand ist, an dem eine Spannung proportional KT/q gehalten wird, indem sie gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Spannungen zweier bei gleicher Temperatur betriebener Transistoren gehalten wird, und bei welcher der Widerstand bei gleicher Temperatur betrieben wird und den gleichen Temperaturkoeffizienten wie dfe Widerstände (RI, R2 oder R3) hat. Zweipolstromregler dieser grundsätzlichen Art sind unter anderem beschrieben -6-

Claims (5)

1. AT 392 375 B a) in der US-PS 3 629 691, b) in der US-PS 3 911 353, c) in der US-PS 3 930 172, und d) in der US-PS 4 063 149. Fig. 9 zeigt irgend einen dieser Zweipolstromregler (IREG), der mit einem Anschluß an den Anschluß (T2) des quasilinearen Verstärkers gemäß Fig. 1 angeschlossen ist und mit seinem anderen Anschluß an den Eingang (51) eines Stromspiegelverstärkers (CMA) und dann über dessen Eingangskreis an seinen Bezugsanschluß (53) und damit an die Betriebsspannung (B+). Der Ausgang (52) des Stromspiegelverstäikers (CMA) liefert einen Tailstrom (4) proportional zu (I3) an die zusammengeschalteten Emitter der Transistoren (Q12) und (Q13). Man kann auch eine proportional zu KT/q verlaufende Spannung an einem der Widerstände (RI, R2 und R3) erzeugen, wenn man an diesen einen Spannungsabfall gleich der Differenz der Emitter-Basis-Spannungen zweier Transistoren entstehen läßt. Fig. 10 zeigt eine Schaltung ähnlich der in der US-PS 3 629 691 beschriebenen Schaltung zur Erzeugung einer Spannung gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Potentialen (VBEq5) und (VjjEQg) der npn-Transistoren (Q5) und (Q6) über (RI). Der Fachmann wird anhand der vorstehenden Offenbarung leicht zahlreiche Schaltungsäbwandlungen im Rahmen der Erfindung finden, und die beiliegenden Ansprüche sollen mit ihrem Schutzbereich alle solche Überstromschutzschaltungen im Sinne der vorstehenden Erfindung umfassen. PATENTANSPRÜCHE 1. Elektronische Schaltung mit einem geschützten Transistor, dem ein Basistreiberstrom und eine Emitter-Kollektor-Spannung zugeführt wird, wobei für den geschützten Transistor eine Überstromschutzschaltung vorgesehen ist, die einen zweiten Transistor aufweist, der mit dem geschützten Transistor derart gekoppelt ist, daß die Betriebstemperatur des Bezugstransistors mit deqenigen des geschützten Transistors gleichläuft, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Transistor (Q7; Q5) ein mit einer Stromquelle (IS1, Q8) verbundener Bezugstransistor ist, wodurch dessen Kollektor-Emitter-Strccke einen Strom vorbestimmten Wertes führt, und der zweite Transistor ein Emitter-Basis-Bezugspotential liefert, das einer Differenzvergleichsschaltung (Q10, QU, Q12, Q13) zugeführt ist, die die Emitter-Basis-Spannung des geschützten Transistors (Q2, Q4) mit derjenigen des zweiten Transistors (Q7, Q5) vergleicht und bei ÜbersUomzustand des geschützten Transistors eine Anzeige liefert, wenn dessen Emitter-Basis-Spannung um einen vorbestimmten Betrag die Emitter-Basis-Spannung des zweiten Transistors (Q7; Q5) übersteigt, und daß durch eine Begrenzerschaltung (Ql, Q3, Q14, Q15) ein weiteres Ansteigen des Basistreiberstromes für den geschützten Transistor (Q2, Q4) in Abhängigkeit von der Anzeige des Überstromzustandes begrenzt ist
2. 2. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzvergleichsschaltung zwei als emittergekoppelte Gegentaktstufe geschaltete Bipolartransistoren (Q10, Qll; Q12, Q13) gleichen Leitungstyps enthält, wobei durch eine Koppelschaltung (Q9, IS2) ein Teilstrom dem Verbindungspunkt der Emitter der beiden Transistoren (Q10, Qll; Q12, Q13) zugeführt wird, und daß die Eingangselektrode des einen der beiden Transistoren (Q10, Q12) mit dem Emitter oder der Basis des Bezugstransistors (Q7, Q5) und die Eingangselektrode des anderen der beiden Transistoren (Qll, Q13) mit der Basis bzw. dem Emitter des geschützten Transistors (Q2, Q4) gekoppelt ist, und daß die Anzeige des Überstromzustandes von der Ausgangselektrode jenes der beiden Transistoren (Q10, Q12) hergeleitet wird, der bei nicht vorhandenem Überstrom am wenigsten leitet
3. 3. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Differenzvergleichsschaltung einen Widerstand (R2; RI) enthält der in Reihe mit der Kollektor-Emitter-Strecke des Bezugstransistors (Q7, Q5) liegt und denselben vorbestimmten Stromwert führt und dessen beiden Enden (T2, T4 bzw. TI, T3) so geschaltet sind, daß sein Spannungsabfall, der von dem vorbestimmten Stromwert abhängt, sich zum Emitter-Basis-Potential des Bezugstransistors (Q7, Q5) hinzuaddiert, so daß eine Summenspannung zwischen dem ersten Ende des Widerstandes der Basis- oder Emitterelektrode des Bezugstransistors (Q7, Q5) einschließlich einer Verbindung der anderen Basis- bzw. Emitterelektrode des Bezugstransistors (Q7, Q5) mit dem zweiten Ende des Widerstandes entsteht, daß zwei weitere als emittergekoppelte Gegentaktstufen geschaltete Transistoren (Q10, Qll; Q12, Q13) gleichen Leitungstyps -7- AT 392 375 B vorgesehen sind, wobei über eine Koppelschaltung (Q9; IS2) dem Verbindungspunkt der beiden verbundenen Emitter der weiteren Transistoren (Q10, Qll; Q12, Q13) ein Teilstrom zugeführt wird und die Eingangselektrode eines der beiden weiteren Transistoren (Q10, Q12) an das erste Ende (T2, T4) des Widerstandes (R2, RI) und die Eingangselektrode des anderen der beiden weiteren Transistoren (Qll, Q13) an 5 die Basis oder Emitterelektrode des geschützten Transistors (Q2, Q4) gekoppelt ist, sodaß die weiteren Transistoren (Q10, Qll; Q12, Q13) die Summenspannung mit dem Basis-Emitter-Potential des geschützten Transistors (Q2, Q4) vergleichen, und daß die Anzeige eines Überströmens von der Ausgangselektrode jenes der weiteren Transistoren (Q10, Q12) hergeleitet wird, der bei nicht vorhandenem Überstrom am wenigsten leitet. 10
4. 4. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Stromquelle (IS1) ein weiterer Widerstand in Serie geschaltet ist, an dessen Enden eine Spannung anliegt, die gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Spannungen eines Transistorpaares (Q5, Q6) ist, und daß eine Schaltung zur Erzeugung des Stromes vorbestimmten Wertes proportional zu dem durch den Widerstand fließenden Strom vorgesehen ist. 15
5. 5. Überstromschutzschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine Schaltung mit einem zusätzlichen Transistor ((Q6), Fig. 10) an die Stromquelle (IS1) gekoppelt ist, wobei eine Spannung zwischen den Enden des Widerstandes (RI) anliegt, die gleich der Differenz zwischen den Emitter-Basis-Spannungen des Bezugstransistors (Q5) und des anderen Transistors ist. 20 Hiezu 5 Blatt Zeichnungen -8-