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WO2011111257A1 - 静止器 - Google Patents

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Publication number
WO2011111257A1
WO2011111257A1 PCT/JP2010/068667 JP2010068667W WO2011111257A1 WO 2011111257 A1 WO2011111257 A1 WO 2011111257A1 JP 2010068667 W JP2010068667 W JP 2010068667W WO 2011111257 A1 WO2011111257 A1 WO 2011111257A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
magnetic
iron core
main surface
slit
coil
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/068667
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
松田　哲也
西浦　竜一
秋田　裕之
武志 井村
康夫 藤原
芳則 清水
青野　一朗
Original Assignee
三菱電機株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 三菱電機株式会社 filed Critical 三菱電機株式会社
Priority to CN201080064857.XA priority Critical patent/CN102782782B/zh
Priority to JP2012504274A priority patent/JP5312678B2/ja
Priority to US13/575,134 priority patent/US9024714B2/en
Publication of WO2011111257A1 publication Critical patent/WO2011111257A1/ja

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/24—Magnetic cores
    • H01F27/245—Magnetic cores made from sheets, e.g. grain-oriented
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F27/00—Details of transformers or inductances, in general
    • H01F27/34—Special means for preventing or reducing unwanted electric or magnetic effects, e.g. no-load losses, reactive currents, harmonics, oscillations, leakage fields

Definitions

  • the present invention relates to a stationary device, and more particularly, to a structure of an iron core included in the stationary device.
  • the loss of the stationary unit includes eddy current loss due to leakage magnetic flux from the coil.
  • Patent Document 1 JP-A-2003-347134
  • Patent Document 2 JP-A-55-22135
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object thereof is to provide an inexpensive stationary device having an iron core structure capable of reducing the loss of the stationary device.
  • a stationary device includes a plurality of magnetic plates stacked in one direction, and includes an iron core on which a shaft portion having a main surface and side surfaces is formed, and a coil wound around the shaft portion.
  • the main surface faces the inner peripheral surface of the coil in the stacking direction of the plurality of magnetic plates.
  • the side surfaces oppose the inner peripheral surface in a direction orthogonal to the stacking direction and connect the main surfaces to each other.
  • a slit extending in the axial direction of the shaft portion is formed in the surface magnetic plate constituting at least the main surface of the plurality of magnetic plates. A part of the slit is provided at a predetermined density at the end on the side surface side on the main surface.
  • the formation density of the slit is the highest at the predetermined formation density, and decreases as at least one of the shortest distance from the side surface in the main surface and the distance from the main surface closer to the slit in the stacking direction becomes longer.
  • the slit formation density means the number of slits formed per unit area of the magnetic plate in plan view.
  • the present invention it is possible to reduce the loss of the stationary device by reducing the eddy current loss of the iron core while suppressing an increase in the manufacturing cost of the stationary device.
  • FIG. 3 is a view as seen from the direction of arrows III-III in FIG. 2. It is a figure which shows typically the leakage magnetic field which generate
  • FIG. 10 of the external iron type
  • FIG. 8 of the external iron type transformer of a modification.
  • FIG. 16 is a cross-sectional view seen in the direction of arrows XVI-XVI in FIG. 15. It is a perspective view which shows typically the structure of the iron core of the embodiment. It is a perspective view which shows the structure of the inner iron type transformer which concerns on the reference example 1.
  • FIG. FIG. 16 is a cross-sectional view seen in the direction of arrows XVI-XVI in FIG. 15. It is a perspective view which shows typically the structure of the iron core of the embodiment. It is a perspective view which shows the structure of the inner iron type transformer which concerns on the reference example 1.
  • FIG. 19 is a cross-sectional view taken from the direction of the arrow XIX-XIX in FIG. It is a perspective view which shows typically the structure of the internal iron type transformer which concerns on Embodiment 2 of this invention. It is sectional drawing which shows typically the leakage magnetic field which generate
  • FIG. 3 It is the figure which showed distribution of the magnetic field of the horizontal direction of an iron core in the downward direction of the position between adjacent high voltage coils. It is the figure which showed the magnetic flux line in the cross section corresponding to FIG. 3 of an inner iron type transformer. It is a partial cross section figure of an outer iron type transformer provided with the iron core which has a level difference part. It is a partial cross section figure of an iron core which has a level difference part. It is a partial perspective view which shows the passage route of the magnetic flux which permeated into the iron core which has a level
  • FIG. 34 is a cross-sectional view seen from the direction of the arrow XXXIV-XXXIV in FIG. It is a figure which shows the relationship between the eddy current loss by a perpendicular magnetic field, and the distance from the side surface of a shaft part to a slit formation position.
  • FIG. 4 is a partial cross-sectional view of an outer iron type transformer including an iron core in which grooves with uniform depth are provided at equal intervals as a comparative example of the outer iron type transformer according to the embodiment. It is the figure which carried out the simulation analysis of the heat loss which generate
  • a comparative example it is a figure which shows the state which reduced the formation density of the slit as distance from the main surface became long.
  • a comparative example it is a figure which shows the relationship between the loss ratio and the distance from the main surface.
  • FIG. 1 is a perspective view schematically showing a configuration of an inner iron type transformer according to Reference Example 1 of the present invention.
  • the inner iron type transformer 1 according to this reference example includes a plurality of magnetic plates 9 stacked in one direction in the Z direction, and a shaft portion 3 having a main surface 10 and side surfaces 94 is formed.
  • the iron core 2 is provided, and the coil 11 wound around the shaft portion 3 is provided.
  • the iron core 2 has a laminated structure in which a plurality of thin magnetic plates are stacked in layers.
  • the magnetic plate 9 refers to a thin plate-like magnetic body. As the magnetic plate 9, an electromagnetic steel plate, more specifically a directional steel plate was used.
  • the iron core 2 includes an upper yoke 4, a lower yoke 5, and a right yoke 6 and a left yoke 7 that connect the upper yoke 4 and the lower yoke 5.
  • the shaft portion 3 connects the upper yoke 4 and the lower yoke 5 and is provided at a central position between the right yoke 6 and the left yoke 7.
  • the coil 11 includes a high voltage coil 12 and a low voltage coil 13 that are coaxially arranged with the shaft portion 3 as a central axis.
  • the Z axis shown in FIG. 1 indicates the stacking direction of the plurality of magnetic plates 9.
  • the Y axis indicates the axial direction of the shaft portion 3 and is an axis orthogonal to the Z axis.
  • the X axis is an axis orthogonal to the Y axis and the Z axis. Since the relationship described above is also established between the X axis, the Y axis, and the Z axis shown in the drawings to be described later, the description regarding the X axis, the Y axis, and the Z axis will not be repeated hereinafter.
  • the main surface 10 faces the inner peripheral surface of the coil 11 in the stacking direction of the plurality of magnetic plates 9. There are two main surfaces 10 on the front side and the back side of the sheet of FIG.
  • the side surface 94 is opposed to the inner peripheral surface of the coil 11 in a direction orthogonal to the stacking direction and connects the main surfaces 10 to each other. There are two side surfaces 94 on the right and left sides of the sheet of FIG.
  • the slit 8 is formed in the surface magnetic plate 97 constituting the main surface 10 among the plurality of magnetic plates 9. 1 shows the inner iron type transformer 1 viewed from one side along the stacking direction of the plurality of magnetic plates 9, but the configuration of the inner iron type transformer 1 viewed from the opposite side is also shown in FIG. It is the same as that of the structure. That is, the slits 8 are formed in the surface magnetic plates 97 at both ends of the plurality of magnetic plates 9 stacked along the Z-axis direction.
  • the slit 8 extends in the axial direction of the shaft portion 3.
  • the slit 8 has a longitudinal direction along the Y-axis direction.
  • a region in which the coil 11 is projected onto the surface magnetic plate 97 in the stacking direction of the plurality of magnetic plates 9 is referred to as a projection region 40.
  • the slit 8 is formed in a region including at least a part of the projection region 40.
  • FIG. 2 is a perspective view schematically showing an eddy current generated in the iron core when a current is passed through the coil of the inner iron type transformer according to this reference example.
  • FIG. 3 is a view as seen from the direction of arrows III-III in FIG.
  • leakage magnetic fields 22, 23, and 24 are generated around the low voltage coil 13.
  • the leakage magnetic fields 22, 23, and 24 are magnetic fields that circulate around the outer periphery of the low-voltage coil 13 and the shaft portion 3.
  • the leakage magnetic fields 22, 23, 24 are generated in the direction indicated by the arrow 20 on the upper end side of the low voltage coil 13. Therefore, the magnetic fluxes of the leakage magnetic fields 22, 23, and 24 enter in a direction orthogonal to the magnetic plate 9 of the iron core 2. Since the eddy current generated by the penetration of the magnetic fluxes of the leakage magnetic fields 22, 23, and 24 is generated in the surface direction of the magnetic plate 9, the influence of the eddy current loss appears greatly.
  • the eddy current 27 generated when the magnetic flux of the leakage magnetic field 22 enters the magnetic plate 9 is linked to the leakage magnetic field 22 so that the upper end of the coil 11 is applied to the surface magnetic plate 97 in the stacking direction of the plurality of magnetic plates 9. It occurs in the vicinity of the projected position.
  • the eddy current 25 generated when the magnetic flux of the leakage magnetic field 23 enters the magnetic plate 9 is generated outside the eddy current 27 so as to interlink with the leakage magnetic field 23.
  • the eddy current 16 generated when the magnetic flux of the leakage magnetic field 24 enters the magnetic plate 9 is generated so as to flow in the vicinity of the upper end of the iron core 2 outside the eddy current 25 so as to interlink with the leakage magnetic field 24. Eddy currents 27, 25, 16 flow in the direction indicated by arrow 18.
  • the leakage magnetic fields 22, 23, 24 are generated in the direction indicated by the arrow 21 on the lower end side of the low voltage coil 13. Therefore, the magnetic fluxes of the leakage magnetic fields 22, 23, 24 go out in a direction orthogonal to the magnetic plate 9 of the iron core 2. Since the eddy current generated when the magnetic fluxes of the leakage magnetic fields 22, 23 and 24 go out is generated in the surface direction of the magnetic plate 9, the influence of the eddy current loss appears greatly.
  • the eddy current 28 generated when the magnetic flux of the leakage magnetic field 22 goes out of the magnetic plate 9 is linked to the leakage magnetic field 22 so that the lower end of the coil 11 is applied to the surface magnetic plate 97 in the stacking direction of the plurality of magnetic plates 9. It occurs in the vicinity of the projected position.
  • the eddy current 26 generated when the magnetic flux of the leakage magnetic field 23 goes out of the magnetic plate 9 is generated outside the eddy current 28 so as to interlink with the leakage magnetic field 23.
  • the eddy current 17 generated when the magnetic flux of the leakage magnetic field 24 goes out of the magnetic plate 9 is generated so as to flow in the vicinity of the lower end of the iron core 2 outside the eddy current 26 so as to interlink with the leakage magnetic field 24. Eddy currents 28, 26 and 17 are flowing in the direction indicated by arrow 19.
  • FIG. 4 is a diagram schematically showing a leakage magnetic field generated around the coil of the inner iron type transformer according to this reference example.
  • illustration of the iron core is omitted for simplicity, and only the magnetic field generated near the low voltage coil 13 and the magnetic field generated far away are illustrated as the leakage magnetic field.
  • the magnetic flux density 29 of the leakage magnetic field generated in the vicinity of the end of the low voltage coil 13 is higher than the magnetic flux density 30 of the leakage magnetic field generated at a position away from the end of the low voltage coil 13. .
  • the broken line 31 indicates the upper end position of the coil 11
  • the broken line 32 indicates the lower end position of the coil 11. Therefore, the range between the broken line 31 and the broken line 32 is the upper and lower range of the projection area 40 shown in FIG.
  • FIG. 5 is a perspective view schematically showing eddy currents generated in the inner iron type transformer according to this reference example.
  • the amount of eddy current flowing is indicated by the thickness of the line, and the more eddy current indicated by the thick line, the more current flows.
  • the eddy currents 27 and 28 generated near the position where the end of the coil 11 is projected onto the surface magnetic plate 97 in the stacking direction of the plurality of magnetic plates 9 are separated from the positions. More current flows than the eddy currents 25 and 26 and the eddy currents 16 and 17 generated at the position.
  • the eddy current loss can be efficiently reduced by forming the slit 8 so as to cut the eddy currents 27 and 28 generated by the strong leakage magnetic field 22.
  • the slit 8 is formed in a position including at least a part of the projection region 40 which is a region in which the coil 11 is projected on the surface magnetic plate 97 in the stacking direction of the magnetic plate 9, thereby efficiently eddy current loss. Can be reduced.
  • the slit 8 may be divided in the axial direction of the shaft portion 3 as shown in FIG. By doing in this way, an eddy current loss can be reduced efficiently, reducing the formation range of the slit 8.
  • FIG. Although the slit 8 is provided so as to extend in the axial direction of the shaft portion 3, if the slit 8 is provided in the X direction, it becomes a magnetic resistance to the main magnetic flux generated in the shaft portion 3. It is not preferable.
  • the slit 8 is formed only on the surface magnetic plate 97, but the slit 8 may be formed on a predetermined magnetic plate 9 continuously arranged in the stacking direction of the magnetic plates 9.
  • FIG. 6 is a perspective view schematically showing the configuration of a shell-type transformer according to Reference Example 2 of the present invention.
  • FIG. 7 is a cross-sectional view as seen from the direction of arrows VII-VII in FIG.
  • FIG. 8 is a view of the outer iron type transformer of FIG. 6 as viewed from the arrow VIII.
  • the slit 48 is not shown for simplicity.
  • the outer iron type transformer 41 includes two iron cores 42 and one coil 51.
  • the iron core 42 includes a plurality of magnetic plates 49 stacked in one direction in the Z direction, and has a frame shape.
  • the iron core 42 has a laminated structure in which a plurality of thin magnetic plates are stacked in layers.
  • the magnetic plate 49 refers to a thin plate-like magnetic body. As the magnetic plate 49, an electromagnetic steel plate, more specifically a directional steel plate, was used.
  • Two iron cores 42 are arranged in parallel to form a shaft portion 43 having a main surface 44 and side surfaces 45.
  • the coil 51 includes a low voltage coil 53 and a high voltage coil 52.
  • the axial direction of the shaft portion 43 is in the order of the low voltage coil 53, the high voltage coil 52, the high voltage coil 52, and the low voltage coil 53 from the front side in FIG. Are arranged in parallel.
  • the coil 51 is wound around the shaft portion 43.
  • the distance between the high voltage coil 52 and the iron core 42 in the axial direction of the shaft portion 43 is arranged by sandwiching the high voltage coil 52 to which a high voltage is applied between the low voltage coils 53 with a low applied voltage.
  • the insulation distance is secured by lengthening.
  • the width of the high voltage coil 52 in the X direction narrower than the width of the low voltage coil 53, the distance between the high voltage coil 52 and the iron core 42 is increased in the X direction to ensure an insulation distance.
  • the main surface 44 faces the inner peripheral surface of the coil 51 in the stacking direction of the plurality of magnetic plates 49. There are two main surfaces 44 on the upper side and the lower side of the iron core 42.
  • the side surface 45 faces the inner peripheral surface of the coil 51 in a direction orthogonal to the stacking direction and connects the main surfaces 44 to each other. There are two side surfaces 45 on the right and left sides of the shaft portion 43.
  • a slit 48 is formed in the surface magnetic plate 47 constituting the main surface 44 among the plurality of magnetic plates 49.
  • 6 shows the outer iron type transformer 41 as viewed from one of the plurality of magnetic plates 49, but the configuration of the outer iron type transformer 41 as viewed from the opposite side is the same as that in FIG. is there. That is, the slits 48 are formed in the surface magnetic plates 47 at both ends of the plurality of magnetic plates 49 stacked along the Z-axis direction.
  • the slit 48 extends in the axial direction of the shaft portion 43.
  • the slit 48 has a longitudinal direction along the Y-axis direction.
  • a region where the coil 51 is projected on the surface magnetic plate 47 in the stacking direction of the plurality of magnetic plates 49 is defined as a projection region 46.
  • the slit 48 is formed in a region including at least a part of the projection region 46.
  • a current flows in the direction indicated by the arrow 54 in the high voltage coil 52.
  • the main magnetic flux in the Y direction appears in the iron core 42 due to the current, and an induced current in the direction indicated by the arrow 55 is generated in the low voltage coil 53. Due to these currents, a leakage magnetic field 63 is generated around the high voltage coil 52.
  • the leakage magnetic field 63 is a magnetic field that goes around the outer periphery of the high-voltage coil 52 and the shaft portion 43.
  • the leakage magnetic field 63 is generated in the direction indicated by the arrow 66 in the region 64 between the low voltage coil 53 and the high voltage coil 52. Therefore, the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 enters in a direction orthogonal to the surface magnetic plate 47 of the iron core 42. Since the eddy current generated by the penetration of the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 is generated in the surface direction of the surface magnetic plate 47, the influence of the eddy current loss appears greatly.
  • the eddy current 57 generated when the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 enters the surface magnetic plate 47 is generated in the vicinity of the region 64 in the surface magnetic plate 47 so as to be linked to the leakage magnetic field 63.
  • the eddy current 57 flows in the direction indicated by the arrow 59.
  • the leakage magnetic field 63 is generated in the direction indicated by the arrow 67 in the region 65 between the low voltage coil 53 and the high voltage coil 52. Therefore, the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 goes out from the magnetic plate 49 of the iron core 42 in the orthogonal direction. Since the eddy current generated when the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 goes out is generated in the surface direction of the surface magnetic plate 47, the influence of the eddy current loss appears greatly.
  • the eddy current 56 generated when the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 goes out of the surface magnetic plate 47 is generated in the vicinity of the region 65 in the surface magnetic plate 47 so as to be linked to the leakage magnetic field 63.
  • the eddy current 56 flows in the direction indicated by the arrow 58.
  • the eddy current 56 and the eddy current 57 flow in the same direction in the approach region 60 located between the two high voltage coils 52.
  • the approach region 60 includes a region in which a gap between the adjacent high voltage coils 52 is projected on the surface magnetic plate 47 in the stacking direction of the magnetic plates 49.
  • the eddy current 57 flows in the direction indicated by the arrow 62, and the eddy current 56 flows in the direction indicated by the arrow 61.
  • FIG. 9 is a perspective view of the outer iron type transformer of FIG. 8 viewed from the IX direction.
  • FIG. 9 only one high-voltage coil 52 and a part of the iron core 42 are shown for simplicity.
  • a leakage magnetic field 63 is generated when a current having a direction indicated by an arrow 54 flows through the high voltage coil 52.
  • the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 enters the surface magnetic plate 47 in the direction indicated by the arrow 66. Therefore, in the surface magnetic plate 47, an eddy current 57 is generated in the directions of arrows 59 and 62 that cancel the magnetic flux of the leakage magnetic field 63.
  • an electromagnetic shield has been provided between the inner peripheral surface of the high voltage coil 52 and the main surface 44 of the iron core.
  • an electromagnetic shield By providing an electromagnetic shield, the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 does not enter the surface magnetic plate 47 to prevent the occurrence of eddy current loss. Since this electromagnetic shield is expensive, if the generation of eddy current loss can be suppressed without providing an electromagnetic shield, the manufacturing cost of the transformer can be reduced.
  • eddy current loss is reduced by providing a slit 48 in the surface magnetic plate 47 without providing an electromagnetic shield.
  • the processing cost for providing the slit 48 is reduced. Can be reduced. Therefore, it is necessary to provide a small slit 48 at a position where eddy current loss can be effectively reduced.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view similar to FIG. 7 illustrating the slits.
  • the eddy current 56 and the eddy current 57 flow in the same direction. Therefore, when the current amount of the eddy current 56 or the current amount of the eddy current 57 in the other region is I, an eddy current having a current amount 2I that is approximately twice flows in the approach region 60. Since the heat loss due to the eddy current is expressed by 4 ⁇ R ⁇ I 2 , the heat loss near the fourfold is generated in the approach region 60 as compared with the heat loss of the eddy currents 56 and 57 in other regions. It will be.
  • the eddy current 56 and the eddy current 57 can be cut by providing the slit 48 in the approach region 60.
  • By providing the slit 48 at an effective position it is possible to reduce the size of the slit 48 and reduce the manufacturing cost while reducing the eddy current loss.
  • the external iron type transformer 41 arranged in parallel in the axial direction of the shaft portion 43 in the order of the low voltage coil, the high voltage coil, the high voltage coil, and the low voltage coil is used.
  • the slit forming position of the outer iron type transformer in which the four low voltage coils and the four high voltage coils are arranged in parallel in the axial direction of the shaft portion 43 will be described in the order of low to high and low.
  • FIG. 11 is a cross-sectional view corresponding to FIG. 10 of a modified outer iron type transformer.
  • FIG. 12 is a side view corresponding to FIG. 8 of a modified external iron type transformer.
  • a leakage magnetic field 63 that circulates between the high voltage coil 52 and the shaft portion and a leakage magnetic field 69 that circulates between the low voltage coil 53 and the shaft portion are generated. To do.
  • An eddy current 56 and an eddy current 57 are generated in the surface magnetic plate 47 by the leakage magnetic field 63 and the leakage magnetic field 69.
  • the eddy current 56 flows in the direction indicated by the arrow 58.
  • the eddy current 57 flows in the direction indicated by the arrow 59.
  • the eddy current 56 and the eddy current 57 flow in the same direction in the approach region 60 located between the two adjacent high voltage coils 52.
  • the eddy current 56 and the eddy current 57 flow in the same direction in the approach region 70 located at a position between the two adjacent low voltage coils 53.
  • the approach region 70 includes a region in which a gap between the adjacent low voltage coils 53 on the surface magnetic plate 47 is projected in the stacking direction of the magnetic plates 49.
  • the eddy current 57 flows in the direction indicated by the arrow 62, and the eddy current 56 flows in the direction indicated by the arrow 61.
  • the slit is divided into three in the axial direction of the shaft portion and provided in the approach region 60 and the approach region 70.
  • the eddy current 56 and the eddy current 57 can be cut off.
  • By providing the slit at an effective position it is possible to reduce the manufacturing cost by reducing the size of the slit while reducing the eddy current loss.
  • FIG. 13 is a diagram schematically showing an eddy current generated when a magnetic field in the vertical direction is uniformly applied to the magnetic plate.
  • FIG. 14 is a diagram schematically showing an eddy current generated when a vertical magnetic field is applied to a magnetic plate provided with a slit.
  • FIG. 13 and 14 show a state in which a vertical magnetic field in the direction indicated by the arrow 66 is applied to the magnetic plate 50.
  • FIG. 13 since the frequency of the transformer is low, the eddy current becomes a current that increases linearly in the X direction. If the applied magnetic field strength is constant, the gradient of the eddy current along the X direction is constant.
  • the plate width of the magnetic plate 50 is 4 L, the gradient of the current in the X direction is 1, and the integration range of the heat loss due to the eddy current is from the plate center to the end, the heat loss is expressed as 2 ⁇ ⁇ R ⁇ X 2 dx. Is done.
  • the heat loss in the state shown in FIG. 13 is 4 / 3R.
  • the magnetic plate 50 is divided and each has a length of 2L.
  • the heat loss in one of the divided magnetic plates 50 is 1 / 6R.
  • the heat loss becomes 1 / 3R. Therefore, the heat loss can be reduced to 1 ⁇ 4 by providing the slit 68. Since the heat loss is reduced by the square of the number of divisions, eddy current loss can be reduced by reducing the interval between the slits. The above relationship also applies to Reference Example 1.
  • the eddy current loss can be efficiently reduced by forming the slit so as to cut the eddy currents 56 and 57 generated in the approaching region 60.
  • the slit is formed at a position including at least a part of the projection region 46 which is a region where the coil 11 is projected on the surface magnetic plate 47 in the laminating direction of the magnetic plate 49, thereby efficiently reducing the eddy current loss. Can be reduced.
  • the slit 48 is formed only in the surface magnetic plate 47, but the slit 48 may be formed in a predetermined magnetic plate 49 continuously arranged in the stacking direction of the magnetic plates 49.
  • Other configurations are the same as those in Reference Example 1, and therefore description thereof will not be repeated.
  • the slits are formed so that the interval between the slits is narrower at the end portion on the side surface side than the central portion of the shaft portion.
  • the slit formation density decreases as the shortest distance from the side surface 45 in the main surface 44 increases.
  • FIG. 15 is a diagram schematically showing a part of a cross section of the outer iron type transformer according to the first embodiment of the present invention.
  • 16 is a cross-sectional view as seen in the direction of the arrow XVI-XVI in FIG.
  • FIG. 17 is a perspective view schematically showing the structure of the iron core of the present embodiment. In FIG. 15, the slit is not shown for simplicity.
  • the coil 51 of the outer iron type transformer has a substantially rectangular outer shape, and is composed of a straight line portion in the X direction, a straight line portion in the Z direction, and an arc portion 81 connecting the straight line portions in FIG. Yes.
  • a magnetic flux in the direction of the arrow is generated.
  • the magnetic flux 82 generated in the coil 51 gathers on the inner peripheral side and the density of the magnetic flux increases.
  • the high-density magnetic flux enters the end portion 83 on the side surface 45 side of the main surface 44 of the shaft portion 43 of the iron core 42. Therefore, on the main surface 44 of the shaft portion 43, the magnetic field applied to the iron core 42, in particular, the application that enters the direction orthogonal to the main surface 44 of the iron core 42 as it approaches the end portion 83 on the side surface 45 side from the center portion. Since the magnetic field becomes stronger, the generated eddy current increases. Therefore, this increased eddy current can be cut by forming a slit in the end portion 83 of the main surface 44 on the side surface 45 side.
  • a plurality of slits 48 are arranged in parallel in the main surface 44 in plan view. Further, the slits 48 are arranged so that the interval between the slits 48 is narrower at the end portion 83 on the side surface 45 side than the center portion in the main surface 44.
  • the slit 48 By forming the slit 48 in this way, a large eddy current can be cut and eddy current loss can be reduced.
  • FIG. 18 is a perspective view illustrating a configuration of the inner iron type transformer according to the first reference example.
  • FIG. 19 is a cross-sectional view taken from the direction of the arrow XIX-XIX in FIG.
  • the coil 11 of the inner iron type transformer has a substantially rectangular outer shape, and is indicated by an arrow 34 generated in the arc portion 33 like the coil of the outer iron type transformer. Magnetic flux density increases.
  • the high-density magnetic flux enters the end portion 35 on the side surface 94 side of the main surface 10 of the shaft portion 3 of the iron core 2. Therefore, in the main surface 10 of the shaft portion 3, the magnetic field applied to the iron core 2, in particular, the application that enters the direction orthogonal to the main surface 10 of the iron core 2 as it approaches the end portion 35 on the side surface 94 side from the center portion. Since the magnetic field becomes stronger, the generated eddy current increases. Therefore, this increased eddy current can be cut by forming a slit in the end portion 35 on the side surface 94 side of the main surface 10.
  • FIG. 20 is a perspective view schematically showing the structure of the inner iron type transformer according to the second embodiment of the present invention.
  • a plurality of slits 8 are arranged in parallel in the main surface 10 when viewed in plan. Further, the slits 8 are arranged so that the interval between the slits 8 is narrower at the end portion 35 on the side surface 94 side than the central portion in the main surface 10. In other words, the formation density of the slits decreases as the shortest distance from the side surface 94 in the main surface 10 increases. By forming the slit 8 in this way, a large eddy current can be cut and eddy current loss can be reduced.
  • Other configurations are the same as those in Reference Example 1, and therefore description thereof will not be repeated.
  • the outer iron type transformer according to the third embodiment is an outer iron type transformer in which grooves are formed in the shaft portion by forming slits in a predetermined number of magnetic plates continuously arranged in the laminating direction of the magnetic plates. .
  • FIG. 21 is a cross-sectional view schematically showing the leakage magnetic field generated in the outer iron type transformer.
  • the iron core is formed by laminating a plurality of magnetic plates including a surface magnetic plate 73, a second magnetic plate 74, a third magnetic plate 75, and a fourth magnetic plate 76.
  • Leakage magnetic field 63 is generated in the direction indicated by arrow 66 in region 64 between low voltage coil 53 and high voltage coil 52. Therefore, the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 enters in a direction orthogonal to the surface magnetic plate 73 of the iron core. The infiltrated magnetic flux turns in the direction indicated by the arrows 78A to 78D in the Y direction in the iron core. The leakage magnetic field 63 is generated in the direction indicated by the arrow 67 in the region 65 between the low voltage coil 53 and the high voltage coil 52. Therefore, the magnetic flux of the leakage magnetic field 63 goes out from the surface magnetic plate 73 of the iron core in the orthogonal direction. The magnetic flux that has gone out changes direction in the direction indicated by the arrow 71 in the Y direction.
  • the magnetic field of the leakage magnetic field 63 is weak. Since the iron core is made of laminated steel plates, there is a gap between the steel plates in the Z direction, which is the lamination direction, and the magnetic resistance in the Z direction is large. Therefore, in the surface magnetic plate 73, after the magnetic field has entered in the direction of the arrow 66, the magnetic flux in the direction indicated by the arrow 78A in the Y direction, which is the rolling direction of the magnetic plate, enters, and the second layer magnetic plate 74 has a magnetic flux. Does not penetrate.
  • the magnetic flux in the Y direction increases, and the magnetic flux of the surface magnetic plate 73 in the lower approach region 77 between the adjacent high voltage coils 52 is saturated.
  • the magnetic resistance in the Y direction of the surface magnetic plate 73 is greater than the magnetic resistance due to the gap between the surface magnetic plate 73 and the second layer magnetic plate 74.
  • the magnetic flux enters the second layer magnetic plate 74.
  • Magnetic flux does not enter the third layer magnetic plate 75 until the magnetic flux in the Y direction of the second layer magnetic plate 74 is saturated, but when the magnetic flux in the Y direction of the second layer magnetic plate 74 is saturated, the third layer magnetic plate 75 is saturated. Magnetic flux penetrates into. Thus, as the leakage magnetic field 63 increases, the magnetic flux enters the magnetic plate in the lower layer. That is, as the vertical applied magnetic field becomes stronger, the penetration depth of the magnetic field into the iron core increases.
  • FIG. 22 is a cross-sectional view of an iron core provided with grooves having different depths.
  • high-density magnetic flux enters from the coil into the end portion on the side surface 45 side of the main surface 44 of the shaft portion 43 of the iron core 42. Therefore, the magnetic flux penetrates to the lower magnetic plate as it is closer to the side surface 45.
  • slits are formed not only on the surface magnetic plate 47 among the plurality of magnetic plates 49 arranged in the Z direction, but also on the magnetic plate 49 continuously arranged in the Z direction from the surface magnetic plate 47.
  • the slits 48 are formed in a predetermined number of the magnetic plates 49 including the surface magnetic plate 47 and continuously arranged in the stacking direction of the plurality of magnetic plates 49, thereby forming the groove portion 99 in the shaft portion 43. .
  • the plurality of grooves 99 are arranged in parallel in the main surface 44 in a plan view, and are formed to be deeper at the end on the side surface 45 side than the center in the main surface 44. ing.
  • the slit formation density decreases as the distance from the main surface 44 closer to the slit increases.
  • FIG. 21 four magnetic flux lines indicated by arrows 78A to 78D enter the iron core.
  • the number of magnetic flux lines to enter decreases.
  • the number of magnetic flux lines penetrating deeper than depth A is four
  • the number of magnetic flux lines penetrating deeper than depth B is three
  • the number of magnetic flux lines penetrating deeper than depth C is two
  • the number of magnetic flux lines penetrating deeper than the depth D is one
  • the number of magnetic flux lines penetrating deeper than the depth E is zero.
  • the vertical magnetic field entering the iron core decreases linearly according to the depth from the main surface of the iron core.
  • the magnetic flux is directed in the Y direction, but there is only one horizontal magnetic flux line indicated by an arrow 78A passing through the surface magnetic plate 73.
  • the number of horizontal magnetic flux lines indicated by an arrow 78C passing through the third layer magnetic plate 75 is one.
  • the number of horizontal magnetic flux lines indicated by an arrow 78D passing through the fourth layer magnetic plate 76 is one. That is, the magnetic flux in the Y direction is constant from the main surface 44 to the depth D, and becomes zero when it becomes deeper than D.
  • FIG. 23 is a diagram showing the relationship between the vertical magnetic flux lines and the depth shown in FIG.
  • FIG. 24 is a diagram showing the magnetic flux distribution in the vertical direction in the region between the high voltage coil and the low voltage coil. 23 and 24, the vertical axis represents the magnetic field intensity in the vertical direction, and the horizontal axis represents the depth from the main surface.
  • the magnetic field strength in the vertical direction decreases from 4 to 0 as the depth from the main surface increases from A to E.
  • the perpendicular magnetic field attenuates linearly with respect to the depth as shown in FIG.
  • the penetration depth of the magnetic flux can be determined from the intersection F between the linear line and the horizontal axis. In other words, in the coil through which the rated current is passed, it is desirable to determine the penetration depth of the magnetic flux from the intersection of the straight line approximated by a linear shape and the horizontal axis, and to form the groove portion to that depth.
  • the groove is formed to a depth at which the magnetic flux entering the iron core reaches the magnetic plate in the lamination direction of the magnetic plate at the position where the position between the low voltage coil 53 and the high voltage coil 52 is projected onto the magnetic plate in the magnetic plate lamination direction.
  • FIG. 25 is a diagram showing the horizontal magnetic field distribution of the iron core below the position between adjacent high voltage coils.
  • the vertical axis represents the magnetic field strength in the horizontal direction
  • the horizontal axis represents the depth from the main surface.
  • a curve 79 when the magnetic field is weak and a curve 80 when the rated excitation is performed are shown.
  • the magnetic flux is saturated in the portion where the magnetic field exists. Therefore, the magnetic field strength in the portion where the magnetic field exists is constant at the saturation magnetic flux density, and the magnetic field strength rapidly decreases to zero at the penetration depth of the magnetic field.
  • the penetration depth of the magnetic flux can be determined from the depth D A or the depth D B at which this magnetic field changes rapidly. In particular, it is preferable to determine the magnetic field penetration depth from the depth D B in the case where the rated excitation.
  • the groove portion is formed to a depth at which a magnetic flux passing through the iron core in the axial direction of the shaft portion is generated at a position where the low voltage coil or the high voltage coil is projected onto the magnetic plate in the lamination direction of the magnetic plates.
  • FIG. 26 is a diagram showing magnetic flux lines in a cross section corresponding to FIG. 3 of the inner iron type transformer.
  • the broken line 31 indicates the upper end position of the coil 11
  • the broken line 32 indicates the lower end position of the coil 11.
  • downward magnetic flux lines in the Y direction are generated in the iron core 2 from the main surface of the iron core 2 to the depth D.
  • the penetration depth of the magnetic flux into the iron core can be determined in the same manner as the outer iron type transformer of the third embodiment, the description will not be repeated.
  • the position where the magnetic field is generated is in the vicinity of both ends of the coil 11, unlike the outer iron type transformer.
  • the groove portion is formed on the iron core 2 in the magnetic plate lamination direction at a position where the positions of the end portions in the axial direction of the shaft portions of the low voltage coil 13 and the high voltage coil 12 are projected onto the magnetic plates 36 to 39 in the magnetic plate lamination direction. It is formed to a depth that the magnetic flux to penetrate reaches.
  • the groove is a magnetic flux that passes through the iron core 2 in the axial direction at a position obtained by projecting the position of the central portion of the low voltage coil 13 and the high voltage coil 12 in the axial direction of the shaft portion of the iron core 2 onto the magnetic plate in the lamination direction of the magnetic plates. It is formed to the depth where the occurs.
  • the position of the center portion is a position between the broken line 31 and the broken line 32.
  • the slit which combined this embodiment, the reference example 1, and Embodiment 2.
  • FIG. Other configurations are similar to those of Reference Example 1 and Embodiment 2, and therefore description thereof will not be repeated.
  • the formation density of the slits decreases as the distance from the main surface closer to the slits increases in the magnetic plate stacking direction.
  • Embodiment 5 an outer iron type and an inner iron type transformer according to Embodiment 5 of the present invention will be described with reference to the drawings.
  • the step part and the groove part are provided in the iron core.
  • FIG. 27 is a partial cross-sectional view of an outer iron type transformer having an iron core having a stepped portion.
  • FIG. 28 is a partial cross-sectional view of an iron core having a stepped portion. 27 and 28, the groove is not shown for simplicity.
  • the shaft portion 43 has a width between the side surfaces 45 as it approaches the inner peripheral surface of the high voltage coil 52 in the laminating direction of the magnetic plates.
  • the step portions 85, 86, 87 include a step surface 98 parallel to the main surface 44 and a step side surface 88 parallel to the side surface 45.
  • step portions 85, 86, 87 on the shaft portion 43 of the iron core, a large number of iron cores can be inserted into the high voltage coil 52, and the space can be used effectively.
  • the passage path of the magnetic flux 82 that enters the stepped portion 85 located near the side surface 45 will be described.
  • the magnetic flux 82 enters the iron core in a direction orthogonal to the laminating direction of the magnetic plates at a position between the low voltage coil and the high voltage coil (not shown). In this case, eddy current loss due to the penetration of the magnetic flux 82 hardly occurs.
  • the magnetic flux 82 that has entered the iron core travels from the step side surface 88 by a distance S, enters the Y direction in the direction of the magnetic flux 82, and then changes the direction to finally change between the low voltage coil and the high voltage coil (not shown). Go out of the iron core from the position between.
  • the magnetic flux 82 that has entered the iron core spreads in the X direction, which is 90 ° with respect to the rolling direction of the magnetic plate, without changing its direction in the Y direction immediately after entering.
  • FIG. 29 is a partial perspective view showing a passage path of magnetic flux that has entered the iron core having a stepped portion. As shown in FIG. 29, in the Y direction, a saturated portion 90, which is a portion where the magnetic flux is saturated, appears at the center of the step portion of the iron core.
  • the distance S at which the magnetic flux 82 penetrates in the X direction is increased, the distance S is larger than the distance T from the step surface 98 of the step portion 87 and the distance U from the step surface 98 of the step portion 86. growing.
  • the magnetic flux density in the Y direction of the magnetic plate decreases, so that the magnetic flux 82 tends to move in the Y direction as the penetration distance S of the magnetic flux 82 increases. For this reason, finally, the total magnetic flux is directed in the Y direction, and thereafter, the direction is further changed in the X direction so as to go out of the iron core.
  • the magnetic flux 82 entering from the step side surface 88 of the first stepped portion 85 from the bottom enters the X direction so as to avoid the saturated portion 90, and then changes the direction to the Y direction. Again in the X direction, the stepped side surface 88 of the stepped portion 85 is missing.
  • FIG. 30 is a partial cross-sectional view showing an iron core provided with a groove at the corner of the stepped portion.
  • FIG. 31 is a partial cross-sectional view showing an iron core provided with a groove in the vicinity of the side surface of the step.
  • the magnetic flux 82 that has entered the iron core from the step side surface 88 of the step portion 85 tends to spread in the X direction, but has a large magnetic resistance because of the groove portion 99, and spreads in the X direction beyond the groove portion 99. It is not possible.
  • the central portion of the iron core in the Y direction cannot spread in the Y direction because the magnetic flux is saturated. Therefore, although there is a minute gap due to the laminated steel sheets in the Z direction, it is smaller than the gap of the groove 99, so that the magnetic flux 82 changes direction in the Z direction. As a result, the magnetic flux enters in a direction perpendicular to the magnetic plate, and a large eddy current loss occurs.
  • the magnetic flux 82 that has entered the iron core changes its direction in the Z direction before spreading in the X direction. For this reason, since a large amount of magnetic flux intrudes in a direction perpendicular to the magnetic plate, a larger eddy current loss occurs.
  • the eddy current loss is proportional to the square of the magnetic field strength, and thus large heat generation, particularly large heat generation occurs.
  • This heat generation causes problems such as deterioration of the insulating oil of the transformer. Therefore, when providing a groove part in the iron core which has a level
  • FIG. 32 is a partial cross-sectional view showing a structure of an iron core having a step part and a groove part according to Embodiment 5 of the present invention. As shown in FIG. 32, the above-described stepped portions 85, 86, and 87 are formed in the iron core 84 of the present embodiment.
  • the iron core 84 includes a surface magnetic plate 47, and slits 48 are formed in a predetermined number of magnetic plates 49 that are continuously arranged in the stacking direction of the magnetic plates 49, whereby the shaft portion 43 has a groove portion 100 that is a first groove portion. Is formed.
  • the iron core 84 includes a stepped surface magnetic plate 104 that forms a stepped surface 98, and a predetermined number of magnetic plates that are continuously arranged from the stepped surface magnetic plate 104 to the inside of the shaft portion 43 in the stacking direction of the magnetic plate 49. 49, the slit 48 is formed, so that the shaft portion 43 is formed with the groove portion 101 which is the second groove portion.
  • a groove 102 and a groove 103 which are second grooves are further provided.
  • Groove 100 extends downward from main surface 44 in the Z direction.
  • the groove portion 101 extends downward from the step surface 98 of the step portion 87 in the Z direction.
  • the groove 102 extends downward from the step surface 98 of the step portion 86 in the Z direction.
  • the groove 103 extends downward from the step surface 98 of the step 85 in the Z direction.
  • a plurality of the groove portions 100 are arranged in parallel in the main surface 44 as viewed in a plan view.
  • the groove portions 101 to 103 are disposed in the step surface 98 when viewed in plan.
  • the shortest distance between the stepped side surface 88 and the groove portion 100 is L 1 .
  • the shortest distance between the stepped side surface 88 facing the groove 102 is L 3 .
  • L 4 is the shortest distance between the groove portion 103 and the side surface 45 facing the groove portion 103.
  • the distance between the groove and the side surface 45 and the stepped side surface 88 it is preferable to increase the distance between the groove and the side surface 45 and the stepped side surface 88. Further, as the distance from the main surface 44 increases in the Z direction, the magnetic flux entering the X direction from the side surface 45 and the stepped side surface 88 increases.
  • the shortest distance is such that the relationship of L 4 > L 3 > L 2 > L 1 is satisfied.
  • the shortest distance L 2 between the groove portion 101 and the step side surface 88 facing the groove portion 101 is longer than the shortest distance L 1 between the groove portion 100 and the step side surface 88 facing the groove portion 100. Is preferred. By doing in this way, the eddy current loss by the magnetic field which penetrates from the side surface 45 and the level
  • the groove portion may be provided inside the iron core 84 as in the groove portion 103, when the groove portion is formed on the center side in the X direction of the shaft portion 43, the magnetic field that enters perpendicularly to the magnetic plate 49 of the iron core 84.
  • FIG. 33 is a perspective view showing a configuration of an inner iron type transformer including an iron core having a step portion and a groove portion according to the present embodiment.
  • 34 is a cross-sectional view taken from the direction of the arrow XXXIV-XXXIV in FIG. In FIG. 34, only the shaft portion and the coil of the iron core are shown. 33 and 34, the groove is not shown for simplicity.
  • the inner iron type transformer of the present embodiment is a solenoid coil having a circular coil.
  • the step part corresponding to the inner side of the coil 11 is formed in the shaft part 95 of the iron core 2, the step part becomes larger than the outer iron type coil. Therefore, the width 96 of the main surface 10 is reduced.
  • the magnetic field penetrates from the coil 11 to the shaft portion 95 in the arrow direction. Similar to the outer iron type transformer, the magnetic flux that enters in the direction orthogonal to the laminating direction of the magnetic plates increases as it approaches the side surface 94 side. Therefore, although it is preferable to form a groove part in the position away from the side surface 94, since the width
  • the groove at a position where the total of eddy current loss due to the vertical magnetic field and horizontal magnetic field applied to the iron core is minimized.
  • FIG. 35 is a diagram showing the relationship between eddy current loss due to a vertical magnetic field and the distance from the side surface of the shaft portion to the slit formation position.
  • FIG. 36 is a diagram showing the relationship between the vertical magnetic field and the magnetic field entering from the side surface and the distance from the side surface of the shaft portion to the slit forming position.
  • the vertical axis indicates the eddy current loss due to the vertical magnetic field
  • the horizontal axis indicates the distance from the side surface of the shaft portion to the slit forming position.
  • the vertical axis represents the eddy current loss
  • the horizontal axis represents the distance from the side surface of the shaft portion to the slit forming position.
  • the eddy current loss due to the vertical magnetic field is smaller as the distance from the side surface of the shaft portion to the slit forming position is shorter.
  • the position where the combined loss obtained by combining the above relationships is the lowest is the optimum position for forming the slit.
  • the groove portion is disposed in the step surface when viewed in plan, and the step side surface facing the groove portion or the position from the side surface has the eddy current loss and the iron core generated by the magnetic flux passing through the iron core in the stacking direction. It is disposed at a position where the sum of the eddy current loss generated by the magnetic flux passing in the direction orthogonal to the stacking direction is minimized. Since the optimum slit forming position is different for each step portion, it is preferable to form the slit at the optimum position in each step portion. The above-described setting of the optimum slit forming position can be applied to the outer iron type transformer.
  • the slit formation density decreases as the distance from the main surface closer to the slit in the stacking direction of the magnetic plates increases.
  • FIG. 37 is a partial cross-sectional view of an outer iron type transformer including an iron core provided with grooves having uniform depth at equal intervals as a comparative example of the outer iron type transformer according to the present embodiment.
  • the shaft portion 43 has a stepped width between the side surfaces 45 as it approaches the inner peripheral surface of the high voltage coil 52 in the laminating direction of the magnetic plates.
  • Step portions 85, 86, 87, 110, and 111 that become narrower are provided.
  • the step portions 110 and 111 include a step surface 98 parallel to the main surface 44 and a step side surface 88 parallel to the side surface 45. Since the step portions 85, 86, 87 are the same as the outer iron type transformer of the fifth embodiment, description thereof will not be repeated.
  • a leakage magnetic field is generated when a current is passed through the high voltage coil 52 in the direction indicated by the arrow 54.
  • the magnetic flux that permeates the magnetic plate in the vertical direction due to the generated leakage magnetic field is most concentrated in the region 140 surrounded by the two-dot chain line in the figure, which is the end of the main surface 44 on the side surface 45 side.
  • a groove portion 120 extending from the main surface 44 to the depth of the step surface 98 of the step portion 111 is provided so as to pass through the region 140 on the left side in the drawing.
  • a groove 121 extending from the main surface 44 to the depth of the stepped surface 98 of the stepped portion 111 is provided so as to pass through the region 140 on the right side in the drawing.
  • the groove portions 122, 123, 124, and 125 having the same depth are provided at equal intervals between the groove portion 120 and the groove portion 121.
  • the outer iron type transformer of the comparative example has six grooves in each stage of the shaft portion 43 of the iron core 84, and the formation density of the slits constituting the grooves is from the main surface 44 in the stacking direction of the magnetic plates. Constant regardless of distance. Further, since the six groove portions are formed at equal intervals, the formation density of the slits is constant regardless of the shortest distance from the side surface 45 within the main surface 44.
  • the formation density of slits refers to the number of slits formed per unit area of the magnetic plate in plan view.
  • FIG. 38 shows a simulation analysis of heat loss that occurs in the shaft portion of the iron core that does not have a groove.
  • the horizontal axis represents the number of stages, and the vertical axis represents the standard loss.
  • the number of steps indicates the order of steps where the step portions are located. Specifically, in FIG. 37, the step where the step portion 87 is located is the first step, the step where the step portion 86 is located is the second step, and the step where the step portion 85 is located is the third step. The step where the step 110 is located is the fourth step, and the step where the step 111 is located is the fifth step.
  • the outer iron type transformer of the comparative example is provided with five steps on each main surface 44 side of the shaft portion 43 of the iron core 84, up to eight steps are analyzed in the simulation analysis.
  • the standard loss is the relative value of the heat loss at each step when the heat loss at the first stage is 1.
  • the standard loss decreases as the number of stages increases.
  • the heat loss decreases as the distance from the main surface 44 increases. This heat loss is thought to be due to eddy current loss.
  • the loss of the laminated steel sheet includes hysteresis loss and the like, but when a magnetic field is applied perpendicularly to the magnetic plate, the ratio of eddy current loss is extremely large.
  • the vertical magnetic field attenuates linearly with respect to the depth from the main surface. Since the eddy current loss is proportional to the square of the applied magnetic field, the heat loss decreases exponentially as the number of stages increases. Further, the heat loss decreases as the distance from the side surface 45 increases away from the region 140 in the main surface 44.
  • the position away from the main surface 44 and the side surface 45 for example, the position of the fifth step in the groove portions 124 and 125 is caused by the leakage magnetic field. Magnetic flux has hardly reached. Therefore, providing the groove portions 120 to 125 at the same depth as in the outer iron type transformer of the comparative example also provides the groove portion at a position where the magnetic flux hardly reaches, thereby reducing heat loss. There will be some grooves that contribute little.
  • the distance from the main surface 44 in the stacking direction of the magnetic plates is set so that the formation density of the slits constituting the groove provided in the shaft portion 43 of the iron core 84 is long. As it becomes, it decreases.
  • FIG. 39 is a partial cross-sectional view of the outer iron type transformer according to the sixth embodiment of the present invention.
  • the shaft portion 43 of the outer iron type transformer of the present embodiment has a fifth stage from the main surface 44 so as to pass through the region 140 in the same manner as the outer iron type transformer of the comparative example. Grooves 120 and 121 that reach the step are provided.
  • the other groove portions are provided so that the depth of the groove portions is shallower than that of the groove portions 120 and 121.
  • the formation density of the slits constituting the groove portion decreases as the distance from the main surface 44 closer to the slits in the laminating direction of the magnetic plates increases.
  • grooves 120, 121, 122A, 123A, 124A, and 125A are provided from the main surface 44 to the third step.
  • Four grooves 120, 121, 122A, 123A are provided from the third step to the fourth step.
  • Two grooves 120 and 121 are provided from the fourth step to the fifth step.
  • the outer iron type transformer of the present embodiment no groove is formed in a position where the magnetic flux hardly reaches away from the main surface 44.
  • the number of slits formed in the magnetic plate can be reduced and the manufacturing cost of the outer iron type transformer can be reduced.
  • the outer iron type transformer having a substantially rectangular coil has been described.
  • the present invention is applicable to an outer iron type transformer having a circular coil, an inner iron type transformer, or a reactor.
  • Embodiment 7 a shell-type transformer according to Embodiment 7 of the present invention will be described with reference to the drawings.
  • the outer iron type transformer of the present embodiment is obtained by further limiting the slit formation density in the outer iron type transformer of the sixth embodiment.
  • transformer cores are used while being cooled by cooling oil.
  • the cooling oil is flowed so as to contact the surface of the iron core. Therefore, the shaft portion of the iron core is easily cooled in the vicinity of the main surface, and is less likely to be cooled as it moves away from the main surface and enters the shaft portion. Therefore, it is preferable that the heat generation density of the iron core is high in the vicinity of the main surface that is easily cooled and low in the shaft portion that is difficult to be cooled.
  • the heat generation density of the iron core is set to the above preferable state by adjusting the formation density of slits formed in the magnetic plate constituting the iron core.
  • a method for determining the formation density of the slits will be described.
  • FIG. 40 is a diagram showing the relationship between the heat generation density of the iron core and the distance from the main surface when a vertical magnetic field is applied to the iron core in which no slit is formed.
  • the vertical axis represents the heat generation density of the iron core
  • the horizontal axis represents the distance from the main surface.
  • FIG. 41 is a diagram showing the relationship between the heat generation density of the iron core and the formation density of the slits.
  • the vertical axis represents the heat generation density of the iron core
  • the horizontal axis represents the slit formation density.
  • FIG. 42 is a diagram illustrating a state where the formation density of the slits is linearly decreased as the distance from the main surface increases.
  • the vertical axis represents the slit formation density
  • the horizontal axis represents the distance from the main surface.
  • FIG. 43 is a diagram showing the relationship between the loss ratio and the distance from the main surface.
  • the vertical axis represents the loss ratio and the horizontal axis represents the distance from the main surface.
  • the loss ratio is a ratio of the loss amount of the iron core when the slit is provided to the loss amount of the iron core when the slit is not provided. That is, the smaller the loss ratio, the greater the effect of reducing the loss by the slit.
  • FIG. 44 is a diagram showing the relationship between the heat generation density of the iron core and the distance from the main surface when the slit formation density is lowered linearly as shown in FIG.
  • the vertical axis represents the heat generation density of the iron core
  • the horizontal axis represents the distance from the main surface.
  • the heat generation density of the iron core decreases as the distance from the main surface increases.
  • the heat generation density is proportional to the square of the strength of the vertical magnetic field.
  • the strength of the vertical magnetic field varies linearly with the distance from the main surface. Therefore, the heat generation density decreases in inverse proportion to the square of the distance from the main surface.
  • the heat generation density of the iron core decreases as the slit formation density increases. This is because, as described above, by forming the slit, the magnetic plate can be divided to reduce eddy current loss.
  • the slit formation density is reduced linearly as the distance from the main surface increases.
  • the linear shape at this time satisfies the relationship on the line segment 150, and the slit formation density decreases at a constant rate as the distance from the main surface increases.
  • the slit formation density is not lowered and constant from the main surface to a predetermined distance, and the slit formation density from a position away from the predetermined distance. The decline has begun.
  • the loss ratio becomes the smallest on the main surface and the distance from the main surface becomes longer as shown in FIG. Accordingly, the loss ratio increases and finally becomes 1.0. Specifically, the loss ratio increases in proportion to the square of the distance from the main surface. This indicates that eddy current loss is reduced by forming many slits on the main surface of the iron core, and no eddy current loss is reduced at all because no slits are formed inside the iron core.
  • the heat loss of the iron core becomes constant from the main surface to a predetermined distance as shown in FIG.
  • the heat generation density of the iron core is decreasing from the position where the distance from the main surface is long.
  • FIG. 45 is a diagram showing a state where the formation density of the slits is lowered as the distance from the main surface increases in the comparative example.
  • the vertical axis represents the slit formation density
  • the horizontal axis represents the distance from the main surface.
  • FIG. 46 is a diagram showing the relationship between the loss ratio and the distance from the main surface in the comparative example.
  • the vertical axis represents the loss ratio and the horizontal axis represents the distance from the main surface.
  • FIG. 47 is a diagram showing the relationship between the heat generation density of the iron core and the distance from the main surface when the slit formation density is lowered as shown in FIG. 47, the vertical axis represents the heat generation density of the iron core, and the horizontal axis represents the distance from the main surface.
  • the formation density of the slit is lowered as the distance from the main surface becomes abruptly longer than the line segment 150 shown in FIG.
  • the loss ratio rapidly increases as the distance from the main surface increases and approaches 1.0.
  • FIG. 48 is a view showing a preferable region of the formation density of the slits.
  • the vertical axis represents the slit formation density
  • the horizontal axis represents the distance from the main surface.
  • the formation density of the slits is reduced so as to be within the range of a sufficient area surrounded by the line segment 150 and the two two-dot chain lines.
  • the sufficient region is a region on the upper right side of the line segment 150 shown in FIG. 42, and is a range in which the formation density of the slit and the distance from the main surface are not more than the maximum value on the line segment 150.
  • the lower left region from the line segment 150 is an insufficient region where the provided slits are insufficient.
  • the formation density of the slit is lowered so as to be within the range of the right side or the upper side of the sufficient region, an excessive slit is provided, which hinders the reduction of the processing cost.
  • the inside of the iron core as in the outer iron type transformer of the above comparative example It is possible to prevent the occurrence of a portion having a heat generation density higher than that of the main surface.
  • the heat generation density of the heat generated by the magnetic flux passing through the iron core in the magnetic plate lamination direction is long from the main surface near the slit in the magnetic plate lamination direction.
  • the slit is provided so that it may fall as it becomes.
  • the present invention can be applied to an inner iron type transformer or a reactor.
  • FIG. 49 is a perspective view showing the structure of the reactor. As shown in FIG. 49, the structure of the reactor is similar to the inner iron type transformer.
  • the inner iron type transformer includes a high voltage coil and a low voltage coil, whereas the reactor includes one type of coil.
  • the reactor 160 includes two iron cores 162 each including a plurality of magnetic plates 161 stacked in one direction in the Z direction.
  • the gaps 163 are formed by arranging the two iron cores 162 at predetermined intervals in a direction (Y direction) perpendicular to the stacking direction of the plurality of magnetic plates 161.
  • Reactor 160 includes two coils 170 and 171 wound around iron core 162 so as to surround gap 163.
  • a current flows in the direction indicated by the arrow 173 in the coil 170 and a current flows in the direction indicated by the arrow 174 in the coil 171 so that the main magnetic flux circulating around the two iron cores 162 is generated.
  • FIG. 50 is a view as seen from the direction of arrows LL in FIG.
  • leakage magnetic fields 192, 193, 194 are generated in the direction indicated by arrow 190 on the upper end side of coil 170. Therefore, the magnetic flux of the leakage magnetic fields 192, 193, 194 enters in a direction perpendicular to the magnetic plate 161 of the iron core 162. Since the eddy current generated by the penetration of the magnetic flux of the leakage magnetic fields 192, 193, 194 is generated in the surface direction of the magnetic plate 161, the influence of the eddy current loss appears greatly.
  • the leakage magnetic fields 192, 193, 194 are generated in the direction indicated by the arrow 191 on the lower end side of the coil 170. Therefore, the magnetic flux of the leakage magnetic fields 192, 193, 194 goes out in a direction orthogonal to the magnetic plate 161 of the iron core 162. Since the eddy current generated when the magnetic flux of the leakage magnetic fields 192, 193 and 194 goes out is generated in the surface direction of the magnetic plate 161, the influence of the eddy current loss appears greatly.
  • the vertical magnetic field applied to the magnetic plate 161 attenuates linearly with respect to the depth from the main surface, as shown in FIG. Therefore, the present invention can be applied to the reactor as in the case of the outer iron type transformer of the present embodiment.
  • FIG. 51 is a partial cross-sectional view of a shell-type transformer according to Embodiment 8 of the present invention.
  • the magnetic flux that permeates the magnetic plate in the vertical direction is most concentrated at the position of the end portion on the side surface 45 side on the main surface 44. Therefore, the eddy current loss can be efficiently reduced by forming the slits densely at the positions of the end portions.
  • a groove portion 200 is formed in the main surface 44 at the position of the end portion on the left side surface 45 side.
  • a groove 202 is formed adjacent to the groove 200 with an interval L 5 .
  • a groove portion 204 is formed adjacent to the groove portion 202 with an interval L 6 .
  • a groove portion 206 is formed adjacent to the groove portion 204 with an interval L 7 .
  • a groove 208 is formed adjacent to the groove 206 with a gap L 8 .
  • a groove 201 is formed in the main surface 44 at the position of the end on the right side surface 45 side.
  • a groove 203 is formed adjacent to the groove 201 with a gap L 5 .
  • a groove part 205 is formed adjacent to the groove part 203 with an interval L 6 .
  • a groove portion 207 is formed adjacent to the groove portion 205 with an interval L 7 .
  • a groove portion 209 is formed adjacent to the groove portion 207 with an interval L 8 .
  • a gap L 9 is provided between the groove 208 and the groove 209.
  • the grooves 200 to 209 are formed such that the distance between the grooves is L 9 > L 8 > L 7 > L 6 > L 5 . That is, the formation density of the slits constituting the groove portion decreases as the shortest distance from the side surface 45 in the main surface 44 increases.
  • the vertical magnetic field decreases as the distance from the main surface 44 increases. Therefore, in the present embodiment, no groove is formed at a position where the magnetic flux hardly reaches away from the main surface 44.
  • the groove part 200 and the groove part 201 are formed with a depth D 6
  • the groove part 202 and the groove part 203 are formed with a depth D 7
  • the groove part 204 and the groove part 205 are formed with a depth D 8
  • the groove part 206 and The groove portion 207 is formed with the depth D 9
  • the groove portion 208 and the groove portion 209 are formed with the depth D 10 .
  • the grooves 200 to 209 are formed so that the depth satisfies D 6 > D 7 > D 8 > D 9 > D 10 . That is, the formation density of the slits constituting the groove portion decreases as the distance from the main surface 44 closer to the slits in the stacking direction of the magnetic plates increases.
  • the present invention is applicable to an inner iron type transformer or a reactor.

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Abstract

　静止器は、一方向に積層された複数の磁性板(９，４９)を含み、主表面(１０，４４)および側面(９４，４５)を有する軸部(３，４３)が形成されている鉄心(２，４２)と、軸部(３，４３)に巻回されたコイル(１１，５１)とを備えている。主表面(１０，４４)は、複数の磁性板(９，４９)の積層方向においてコイル(１１，５１)の内周面と対向している。側面(９４，４５)は、上記積層方向と直交する方向において内周面と対向して主表面(１０，４４)同士を繋いでいる。複数の磁性板(９，４９)の少なくとも主表面(１０，４４)を構成する表層磁性板(９７，４７)に軸部(３，４３)の軸方向に延在するスリット(８，４８)が形成されている。スリット(８，４８)の一部は、主表面(１０，４４)の側面(９４，４５)側の端部に所定の形成密度で設けられている。スリット(８，４８)の形成密度は、上記所定の形成密度において最も高く、主表面(１０，４４)内における側面(９４，４５)からの最短距離および上記積層方向においてスリット(８，４８)に近い側の主表面(１０，４４)からの距離の少なくともいずれかが長くなるに従って低下している。

Description

静止器
　本発明は、静止器に関し、特に、静止器が有する鉄心の構造に関する。
　静止器の効率を向上させるために、静止器の損失を低減することが求められている。静止器の損失にはコイルからの漏れ磁束による渦電流損が含まれる。渦電流損を低減するための技術を開示した先行文献として、特開２００３－３４７１３４号公報（特許文献１）および実開昭５５－２２１３５号公報(特許文献２)がある。
　特許文献１に記載された三相リアクトルにおいては、積層されたブロック鉄心を挟む上下のリングヨークの両方に水平方向のスリットが形成されている。特許文献２に記載された変圧器においては、外鉄型変圧器のコイルと鉄心との間に電磁シールドを配置されることが開示されている。これにより、コイルからの漏れ磁界を電磁シールド内のみに通過させることができるため、鉄心にはコイルからの漏れ磁界が印加されず渦電流損が発生しない。電磁シールドの積層方向は鉄心の積層方向とは９０°異なるため、電磁シールドにおけるコイルの漏れ磁界による渦電流損は少ない。
特開２００３－３４７１３４号公報 実開昭５５－２２１３５号公報
　上記のように、静止器の渦電流損を低減するための各種の技術がこれまでに提案されている。しかしながら静止器の効率を向上させるためには、静止器の損失をできる限り小さくすることが求められる。したがって静止器の損失を低減するための技術には、なお改良の余地がある。また、電磁シールドは高価であるため、静止器の製造コストの増加をもたらしている。
　本発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであって、静止器の損失を低減可能な鉄心の構造を有する廉価な静止器を提供することを目的とする。
　本発明に基づく静止器は、一方向に積層された複数の磁性板を含み、主表面および側面を有する軸部が形成されている鉄心と、軸部に巻回されたコイルとを備える。主表面は、複数の磁性板の積層方向においてコイルの内周面と対向している。側面は、積層方向と直交する方向において内周面と対向して主表面同士を繋いでいる。複数の磁性板の少なくとも主表面を構成する表層磁性板に軸部の軸方向に延在するスリットが形成されている。スリットの一部は、主表面において側面側の端部に所定の形成密度で設けられている。スリットの形成密度は、上記所定の形成密度で最も高く、主表面内における側面からの最短距離および積層方向においてスリットに近い側の主表面からの距離の少なくともいずれかが長くなるに従って低下している。なお、スリットの形成密度とは、平面視において、磁性板の単位面積当たりのスリットの形成数をいう。
　本発明によれば、静止器の製造コストの増加を抑えつつ、鉄心の渦電流損を低減することにより静止器の損失を低減することができる。
本発明の参考例１に係る内鉄型変圧器の構成を模式的に示す斜視図である。 同参考例に係る内鉄型変圧器のコイルに電流を流した際に鉄心に発生した渦電流を模式的に示す斜視図である。 図２のＩＩＩ－ＩＩＩ線矢印方向から見た図である。 同参考例に係る内鉄型変圧器のコイルの周囲に発生する漏れ磁界を模式的に示す図である。 同参考例に係る内鉄型変圧器に発生する渦電流を模式的に示す斜視図である。 本発明の参考例２に係る外鉄型変圧器の構成を模式的に示す斜視図である。 図６のＶＩＩ－ＶＩＩ線矢印方向から見た断面図である。 図６の外鉄型変圧器を矢印ＶＩＩＩから見た図である。 図８の外鉄型変圧器をＩＸ方向から見た斜視図である。 スリットを図示した図７と同じ断面図である。 変形例の外鉄型変圧器の図１０に対応する断面図である。 変形例の外鉄型変圧器の図８に対応する側面図である。 磁性板に一様に垂直方向の磁界が印加された場合に発生する渦電流を模式的に示す図である。 スリットを設けた磁性板に垂直方向の磁界が印加された場合に発生する渦電流を模式的に示す図である。 本発明の実施形態１に係る外鉄型変圧器の断面の一部を模式的に示す図である。 図１５のＸＶＩ－ＸＶＩ線矢印方向に見た断面図である。 同実施形態の鉄心の構造を模式的に示す斜視図である。 参考例１に係る内鉄型変圧器の構成を示す斜視図である。 図１８のＸＩＸ－ＸＩＸ線矢印方向から見た断面図である。 本発明の実施形態２に係る内鉄型変圧器の構造を模式的に示す斜視図である。 外鉄型変圧器に発生した漏れ磁界を模式的に示す断面図である。 深さの異なる溝を設けた鉄心の断面図である。 図２１で示した垂直方向の磁束線と深さとの関係を示す図である。 高圧コイルと低圧コイルとの間の領域の垂直方向の磁束分布を示した図である。 隣接する高圧コイル間同士の間の位置の下方における鉄心の水平方向の磁界の分布を示した図である。 内鉄型変圧器の図３に対応する断面に磁束線を示した図である。 段差部を有する鉄心を備えた外鉄型変圧器の一部断面図である。 段差部を有する鉄心の一部断面図である。 段差部を有する鉄心に浸入した磁束の通過経路を示す一部斜視図である。 段差部の隅部に溝部を設けた鉄心を示す一部断面図である。 段差側面の近傍に溝部を設けた鉄心を示す一部断面図である。 本発明の実施形態５に係る段差部および溝部を有する鉄心の構造を示す一部断面図である。 同実施形態に係る段差部および溝部を有する鉄心を備えた内鉄型変圧器の構成を示す斜視図である。 図３３のＸＸＸＩＶ－ＸＸＸＩＶ矢印方向から見た断面図である。 垂直磁界による渦電流損と、軸部の側面からスリット形成位置までの距離との関係を示す図である。 垂直磁界および側面から侵入する磁界と、軸部の側面からスリット形成位置までの距離との関係を示す図である。 同実施形態に係る外鉄型変圧器の比較例として、深さの均一な溝部を等間隔で設けた鉄心を備える外鉄型変圧器の一部断面図である。 溝部を有さない鉄心の軸部に発生する発熱損失をシミュレーション解析した図である。 本発明の実施形態６に係る外鉄型変圧器の一部断面図である。 スリットが形成されていない鉄心に垂直磁界が印加された際の鉄心の発熱密度と主表面からの距離との関係を示す図である。 鉄心の発熱密度とスリットの形成密度との関係を示す図である。 主表面から距離が長くなるに従ってスリットの形成密度を線型で低下させた状態を示す図である。 損失比と主表面からの距離との関係を示す図である。 図４２で示すようにスリットの形成密度を線型で低下させた場合の、鉄心の発熱密度と主表面からの距離との関係を示す図である。 比較例において、主表面から距離が長くなるに従ってスリットの形成密度を低下させた状態を示す図である。 比較例において、損失比と主表面からの距離との関係を示す図である。 図４５で示すようにスリットの形成密度を低下させた場合の、鉄心の発熱密度と主表面からの距離との関係を示す図である。 スリットの形成密度の好ましい領域を示した図である。 リアクトルの構成を示す斜視図である。 図４９のＬ－Ｌ線矢印方向から見た図である。 本発明の実施形態８に係る外鉄型変圧器の一部断面図である。
　本発明は、内鉄型変圧器、外鉄型変圧器およびリアクトルなどの静止器に適用することができるため、以下の実施形態においては、内鉄型変圧器、外鉄型変圧器およびリアクトルのいずれかについて例示して説明する。なお、以下の説明では、「上」、「下」、「左」、「右」およびこれらの用語を含む名称を適宜使用するが、これらの方向は図面を参照した発明の理解を容易にするために用いるものであり、実施形態を上下反転、あるいは任意の方向に回転した形態も、当然に本願発明の技術的範囲に含まれる。また、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は繰返さない。
　以下、本発明に関連する参考例１に係る内鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜参考例１＞
　図１は、本発明の参考例１に係る内鉄型変圧器の構成を模式的に示す斜視図である。図１に示すように、本参考例に係る内鉄型変圧器１は、Ｚ方向の一方向に積層された複数の磁性板９を含み、主表面１０および側面９４を有する軸部３が形成されている鉄心２と、軸部３に巻回されたコイル１１とを備えている。
　鉄心２は、複数枚の薄板磁性体が層状に重ねられた積層構造を有している。磁性板９は、薄板状の磁性体のことをいう。磁性板９として、電磁鋼板、より具体的には方向性鋼板を用いた。鉄心２は、上側ヨーク４、下側ヨーク５、上側ヨーク４と下側ヨーク５とを繋ぐ、右側ヨーク６および左側ヨーク７を含む。軸部３は、上側ヨーク４と下側ヨーク５とを繋ぎ、右側ヨーク６と左側ヨーク７との間の中央の位置に設けられている。コイル１１は、軸部３を共通に中心軸とする同軸配置された高圧コイル１２および低圧コイル１３を含む。
　図１に示したＺ軸は、複数枚の磁性板９の積層方向を示している。Ｙ軸は、軸部３の軸方向を示し、Ｚ軸に直交する軸である。Ｘ軸は、Ｙ軸およびＺ軸に直交する軸である。以後説明する図に示すＸ軸、Ｙ軸およびＺ軸の間にも上述の関係が成立するため、以後は、Ｘ軸、Ｙ軸およびＺ軸に関する説明を繰返さない。
　主表面１０は、複数の磁性板９の積層方向においてコイル１１の内周面と対向している。主表面１０は、図１の紙面の手前側および奥側に２面存在している。側面９４は、積層方向と直交する方向においてコイル１１の内周面と対向して主表面１０同士を繋いでいる。側面９４は、図１の紙面の右側および左側に２面存在している。
　本参考例においては、複数の磁性板９のうち、主表面１０を構成する表層磁性板９７にスリット８が形成されている。なお、図１においては、複数の磁性板９の積層方向に沿って一方から見た内鉄型変圧器１を示しているが、反対側から見た内鉄型変圧器１の構成も図１の構成と同様である。すなわち、Ｚ軸方向に沿って積層された複数の磁性板９のうちの両端の表層磁性板９７にスリット８が形成されている。
　本参考例においては、スリット８は、軸部３の軸方向に延在している。言い換えると、スリット８は、Ｙ軸方向に沿った長手方向を有している。ここで、複数の磁性板９の積層方向においてコイル１１を表層磁性板９７上に投影した領域を投影領域４０とする。スリット８は、投影領域４０の少なくとも一部を含む領域に形成されている。
　図２は、本参考例に係る内鉄型変圧器のコイルに電流を流した際に鉄心に発生した渦電流を模式的に示す斜視図である。図３は、図２のＩＩＩ－ＩＩＩ線矢印方向から見た図である。
　図２，３に示すように、低圧コイル１３において電流が向き１５に流される。その電流によって鉄心２にＹ方向下向きの主磁束が現れることにより、高圧コイル１２に向き１４に流れる誘導電流が発生する。このとき、低圧コイル１３の周囲には、漏れ磁界２２，２３，２４が発生している。漏れ磁界２２，２３，２４は、低圧コイル１３の外周と軸部３を周回する磁界となっている。
　図３に示すように、漏れ磁界２２，２３，２４は、低圧コイル１３の上端側においては矢印２０に示す向きに発生する。そのため、漏れ磁界２２，２３，２４の磁束は、鉄心２の磁性板９に対して直交する方向に浸入する。漏れ磁界２２，２３，２４の磁束の浸入によって発生する渦電流は、磁性板９の面方向に発生するため、渦電流損の影響が大きく現れる。
　漏れ磁界２２の磁束が磁性板９に浸入することによって発生する渦電流２７は、漏れ磁界２２と鎖交するように、複数の磁性板９の積層方向においてコイル１１の上端を表層磁性板９７に投影した位置の近傍に発生している。漏れ磁界２３の磁束が磁性板９に浸入することによって発生する渦電流２５は、漏れ磁界２３と鎖交するように渦電流２７の外側に発生している。漏れ磁界２４の磁束が磁性板９に浸入することによって発生する渦電流１６は、漏れ磁界２４と鎖交するように渦電流２５の外側で鉄心２の上端近傍を流れるように発生している。渦電流２７，２５，１６は、矢印１８に示す向きに流れている。
　また、漏れ磁界２２，２３，２４は、低圧コイル１３の下端側においては矢印２１に示す向きに発生する。そのため、漏れ磁界２２，２３，２４の磁束は、鉄心２の磁性板９に対して直交する方向に外出する。漏れ磁界２２，２３，２４の磁束の外出によって発生する渦電流は、磁性板９の面方向に発生するため、渦電流損の影響が大きく現れる。
　漏れ磁界２２の磁束が磁性板９から外出することによって発生する渦電流２８は、漏れ磁界２２と鎖交するように、複数の磁性板９の積層方向においてコイル１１の下端を表層磁性板９７に投影した位置の近傍に発生している。漏れ磁界２３の磁束が磁性板９から外出することによって発生する渦電流２６は、漏れ磁界２３と鎖交するように渦電流２８の外側に発生している。漏れ磁界２４の磁束が磁性板９から外出することによって発生する渦電流１７は、漏れ磁界２４と鎖交するように渦電流２６の外側で鉄心２の下端近傍を流れるように発生している。渦電流２８，２６，１７は、矢印１９に示す向きに流れている。
　図４は、本参考例に係る内鉄型変圧器のコイルの周囲に発生する漏れ磁界を模式的に示す図である。図４においては、簡単のため鉄心の図示を省略し、漏れ磁界は、低圧コイル１３の近くに発生している磁界と遠くに発生している磁界のみを図示している。
　図４に示すように、低圧コイル１３の端部の近傍に発生する漏れ磁界の磁束密度２９は、低圧コイル１３の端部から離れた位置に発生する漏れ磁界の磁束密度３０より高くなっている。鉄心２の磁性板９を通過する磁束密度が高いほど、発生する渦電流が多くなる。そのため、コイル１１の端部を磁性板９の積層方向において表層磁性板９７に投影した位置における渦電流が大きくなる。
　破線３１はコイル１１の上端位置を示し、破線３２はコイル１１の下端位置を示している。よって、破線３１と破線３２との間の範囲が、図１に示す投影領域４０の上下範囲となる。
　図５は、本参考例に係る内鉄型変圧器に発生する渦電流を模式的に示す斜視図である。図５においては、流れる渦電流の量を線の太さで示し、太い線で示している渦電流ほど、多くの電流が流れている。
　図５に示すように、複数の磁性板９の積層方向においてコイル１１の端部を表層磁性板９７に投影した位置の近傍に発生している渦電流２７，２８においては、その位置から離れた位置に発生している渦電流２５，２６および渦電流１６，１７より多くの電流が流れている。
　よって、内鉄型変圧器１においては、強い漏れ磁界２２によって発生する渦電流２７，２８を切断するようにスリット８を形成することにより、効率的に渦電流損を低減することができる。このように、スリット８を磁性板９の積層方向においてコイル１１を表層磁性板９７上に投影した領域である投影領域４０の少なくとも一部を含む位置に形成することにより、効率的に渦電流損を低減することができる。
　スリット８の大きさを小さくするために、図１に示すように、スリット８を軸部３の軸方向において分割してもよい。このようにすることにより、スリット８の形成範囲を少なくしつつ、効率的に渦電流損を低減することができる。なお、スリット８は、軸部３の軸方向に延在するように設けたが、仮に、スリット８をＸ方向に設けた場合、軸部３に発生する主磁束に対して磁気抵抗となるため好ましくない。本参考例においては、スリット８を表層磁性板９７のみに形成したが、磁性板９の積層方向に連続的に並ぶ所定の磁性板９にスリット８を形成してもよい。
　以下、本発明に関連する参考例２に係る外鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜参考例２＞
　図６は、本発明の参考例２に係る外鉄型変圧器の構成を模式的に示す斜視図である。図７は、図６のＶＩＩ－ＶＩＩ線矢印方向から見た断面図である。図８は、図６の外鉄型変圧器を矢印ＶＩＩＩから見た図である。図７においては、簡単のためスリット４８を図示していない。
　図６，７に示すように、本参考例に係る外鉄型変圧器４１は、２つの鉄心４２と１つのコイル５１とを含む。鉄心４２は、Ｚ方向の一方向に積層された複数の磁性板４９を含み、額縁状の形状を有している。鉄心４２は、複数枚の薄板磁性体が層状に重ねられた積層構造を有している。磁性板４９は、薄板状の磁性体のことをいう。磁性板４９として、電磁鋼板、より具体的には方向性鋼板を用いた。２つの鉄心４２が並列に配置されて、主表面４４および側面４５を有する軸部４３が形成されている。
　コイル５１は、低圧コイル５３および高圧コイル５２を含み、本参考例においては、図６の手前側から低圧コイル５３、高圧コイル５２、高圧コイル５２、低圧コイル５３の順に、軸部４３の軸方向に並列に配置されている。コイル５１は、軸部４３に巻回されている。
　上記のように、高電圧が印加される高圧コイル５２を印加電圧の低い低圧コイル５３で挟み込むように配置することにより、軸部４３の軸方向において、高圧コイル５２と鉄心４２との間の距離を長くして絶縁距離を確保している。また、Ｘ方向における高圧コイル５２の幅を低圧コイル５３の幅より狭くすることにより、Ｘ方向において、高圧コイル５２と鉄心４２との間の距離を長くして絶縁距離を確保している。
　主表面４４は、複数の磁性板４９の積層方向においてコイル５１の内周面と対向している。主表面４４は、鉄心４２の上側および下側に２面存在している。側面４５は、積層方向と直交する方向においてコイル５１の内周面と対向して主表面４４同士を繋いでいる。側面４５は、軸部４３の右側および左側に２面存在している。
　本参考例においては、複数の磁性板４９のうち、主表面４４を構成する表層磁性板４７にスリット４８が形成されている。なお、図６においては、複数の磁性板４９の一方から見た外鉄型変圧器４１を示しているが、反対側から見た外鉄型変圧器４１の構成も図６の構成と同様である。すなわち、Ｚ軸方向に沿って積層された複数の磁性板４９のうちの両端の表層磁性板４７にスリット４８が形成されている。
　本参考例においては、スリット４８は、軸部４３の軸方向に延在している。言い換えると、スリット４８は、Ｙ軸方向に沿った長手方向を有している。ここで、複数の磁性板４９の積層方向においてコイル５１を表層磁性板４７上に投影した領域を投影領域４６とする。スリット４８は、投影領域４６の少なくとも一部を含む領域に形成されている。
　図６から８に示すように、高圧コイル５２において電流が矢印５４で示す向きに流される。その電流によって鉄心４２にＹ方向の主磁束が現れることにより、低圧コイル５３に矢印５５で示す向きの誘導電流が発生する。これらの電流により、高圧コイル５２の周囲には、漏れ磁界６３が発生する。漏れ磁界６３は、高圧コイル５２の外周と軸部４３を周回する磁界になっている。
　図８に示すように、漏れ磁界６３は、低圧コイル５３と高圧コイル５２との間の領域６４においては矢印６６に示す向きに発生する。そのため、漏れ磁界６３の磁束は、鉄心４２の表層磁性板４７に対して直交する方向に浸入する。漏れ磁界６３の磁束の浸入によって発生する渦電流は、表層磁性板４７の面方向に発生するため、渦電流損の影響が大きく現れる。
　漏れ磁界６３の磁束が表層磁性板４７に浸入することによって発生する渦電流５７は、漏れ磁界６３と鎖交するように、表層磁性板４７における上記領域６４の近傍に発生している。渦電流５７は、矢印５９に示す向きに流れている。
　また、漏れ磁界６３は、低圧コイル５３と高圧コイル５２との間の領域６５においては矢印６７に示す向きに発生する。そのため、漏れ磁界６３の磁束は、鉄心４２の磁性板４９から直交する方向に外出する。漏れ磁界６３の磁束の外出によって発生する渦電流は、表層磁性板４７の面方向に発生するため、渦電流損の影響が大きく現れる。
　漏れ磁界６３の磁束が表層磁性板４７から外出することによって発生する渦電流５６は、漏れ磁界６３と鎖交するように、表層磁性板４７における上記領域６５の近傍に発生している。渦電流５６は、矢印５８に示す向きに流れている。図６，７に示すように、渦電流５６と渦電流５７とは、２つの高圧コイル５２同士の間の位置にある接近領域６０において同じ方向に流れている。
　接近領域６０は、磁性板４９の積層方向において、表層磁性板４７上に隣接する高圧コイル５２同士の間の隙間を投影した領域を含む。接近領域６０において、渦電流５７は矢印６２に示す向きに流れ、渦電流５６は矢印６１で示す向きに流れている。
　図９は、図８の外鉄型変圧器をＩＸ方向から見た斜視図である。図９においては、簡単のため１つの高圧コイル５２と鉄心４２の一部のみ示している。図９に示すように、高圧コイル５２に矢印５４で示す向きの電流が流れることにより、漏れ磁界６３が発生する。漏れ磁界６３の磁束は、矢印６６で示す向きに表層磁性板４７に浸入する。そのため、表層磁性板４７では、この漏れ磁界６３の磁束を打ち消す矢印５９，６２の方向に渦電流５７が発生する。
　この渦電流５７による発熱によって渦電流損が発生するため、従来は、高圧コイル５２の内周面と鉄心４２の主表面４４との間に電磁シールドを設けていた。電磁シールドを設けることにより、表層磁性板４７に漏れ磁界６３の磁束が浸入しないようにして、渦電流損の発生を防止していた。この電磁シールドは高価であるため、電磁シールドを設けることなく渦電流損の発生を抑制できれば、変圧器の製造コストの削減を図ることができる。
　本参考例は、表層磁性板４７にスリット４８を設けることにより電磁シールドを設けることなく渦電流損を低減するものであるが、スリット４８の大きさを小さくすることにより、スリット４８を設ける加工コストを低減することができる。そのため、渦電流損を効果的に低減することができる位置に小さなスリット４８を設ける必要がある。
　図１０は、スリットを図示した図７と同じ断面図である。上述の通り、接近領域６０においては、渦電流５６と渦電流５７とが同じ方向に流れる。そのため、他の領域における渦電流５６の電流量または渦電流５７の電流量をＩとすると、接近領域６０では約２倍の電流量２Ｉの渦電流が流れる。渦電流による発熱損失は、４×Ｒ×Ｉ2で表されるため、他の領域における渦電流５６，５７の発熱損失に比較して、接近領域６０においては４倍近くの発熱損失が発生することになる。
　図１０に示すように、接近領域６０にスリット４８を設けることにより、渦電流５６および渦電流５７を切断することができる。その結果、渦電流５６および渦電流５７による発熱損失である渦電流損を効果的に低減することができる。効果的な位置に、スリット４８を設けることにより、渦電流損の低減を図りつつ、スリット４８の大きさを小さくして製造コストの低減を図ることができる。
　本参考例においては、低圧コイル、高圧コイル、高圧コイル、低圧コイルの順に軸部４３の軸方向に並列に配置されている外鉄型変圧器４１を用いたが、変形例として、低高高低低高高低の順に４つの低圧コイルと４つの高圧コイルとを軸部４３の軸方向に並列に配置されている外鉄型変圧器のスリットの形成位置について説明する。
　図１１は、変形例の外鉄型変圧器の図１０に対応する断面図である。図１２は、変形例の外鉄型変圧器の図８に対応する側面図である。図１１，１２に示すように、変形例の外鉄型変圧器においては、高圧コイル５２と軸部とを周回する漏れ磁界６３と、低圧コイル５３と軸部とを周回する漏れ磁界６９が発生する。
　漏れ磁界６３および漏れ磁界６９によって、表層磁性板４７には渦電流５６および渦電流５７が発生する。渦電流５６は、矢印５８に示す向きに流れている。渦電流５７は、矢印５９に示す向きに流れている。渦電流５６と渦電流５７とは、隣接する２つの高圧コイル５２同士の間の位置にある接近領域６０において同じ方向に流れている。また、渦電流５６と渦電流５７とは、隣接する２つの低圧コイル５３同士の間の位置にある接近領域７０において同じ方向に流れている。
　接近領域７０は、磁性板４９の積層方向において、表層磁性板４７上に隣接する低圧コイル５３同士の間の隙間を投影した領域を含む。接近領域７０において、渦電流５７は矢印６２に示す向きに流れ、渦電流５６は矢印６１で示す向きに流れている。
　よって、変形例の外鉄型変圧器においては、スリットを軸部の軸方向に３分割して、接近領域６０および接近領域７０に設けている。このようにすることにより、渦電流５６および渦電流５７を切断することができる。その結果、渦電流５６および渦電流５７による発熱損失である渦電流損を効果的に低減することができる。効果的な位置に、スリットを設けることにより、渦電流損の低減を図りつつ、スリットの大きさを小さくして製造コストの低減を図ることができる。
　ここで、スリットを設けることにより渦電流損を低減することができる理由について述べる。図１３は、磁性板に一様に垂直方向の磁界が印加された場合に発生する渦電流を模式的に示す図である。図１４は、スリットを設けた磁性板に垂直方向の磁界が印加された場合に発生する渦電流を模式的に示す図である。
　図１３，１４においては、磁性板５０に矢印６６で示す向きの垂直磁界が印加された状態を示している。図１３に示すように、変圧器では周波数が低いため、渦電流はＸ方向に線型で増加する電流になる。印加磁界強度が一定であれば、Ｘ方向に沿った渦電流の傾きは一定となる。磁性板５０の板幅を４Ｌとし、電流のＸ方向の傾きを１とし、渦電流による発熱損失の積分範囲を板中心から端までとすると、発熱損失は２×∫Ｒ×Ｘ2ｄｘで表される。図１３で示される状態における発熱損失は、４／３Ｒである。
　図１４に示すように、スリット６８が設けられることにより、磁性板５０は分割されて、それぞれ長さが２Ｌとなる。この場合、分割された一方の磁性板５０における発熱損失は１／６Ｒとなる。分割された２つの磁性板５０を合わせると、発熱損失は１／３Ｒとなる。よって、スリット６８を設けることにより、発熱損失を１／４にすることができる。発熱損失は、分割数の二乗で低減するため、スリット同士の間隔を細かくすることにより渦電流損を低減することができる。上記の関係は参考例１にも当てはまる。
　よって、外鉄型変圧器４１においては、接近領域６０に発生する渦電流５６，５７を切断するようにスリットを形成することにより、効率的に渦電流損を低減することができる。このように、スリットを磁性板４９の積層方向においてコイル１１を表層磁性板４７上に投影した領域である投影領域４６の少なくとも一部を含む位置に形成することにより、効率的に渦電流損を低減することができる。
　本参考例においては、スリット４８を表層磁性板４７のみに形成したが、磁性板４９の積層方向に連続的に並ぶ所定の磁性板４９にスリット４８を形成してもよい。他の構成については、参考例１と同様であるため説明を繰返さない。
　以下、本発明の実施形態１に係る外鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜実施形態１＞
　実施形態１においては、スリットは、軸部の中央部より側面側の端部においてスリット同士の間隔が狭くなるように形成されている。言い換えると、スリットの形成密度が、主表面４４内における側面４５からの最短距離が長くなるに従って低下している。
　図１５は、本発明の実施形態１に係る外鉄型変圧器の断面の一部を模式的に示す図である。図１６は、図１５のＸＶＩ－ＸＶＩ線矢印方向に見た断面図である。図１７は、本実施形態の鉄心の構造を模式的に示す斜視図である。なお、図１５においては、簡単のためスリットを図示していない。
　外鉄型変圧器のコイル５１は、略矩形状の外形を有しており、図１５のＸ方向の直線部とＺ方向の直線部とこの直線部同士を繋ぐ円弧部８１とから構成されている。図１５に示すように、コイル５１に電流が流されることにより、矢印方向の磁束が発生する。円弧部８１においては、コイル５１の長さが外周側に比べて内周側の方が短いため、コイル５１に発生する磁束８２が内周側に集まり磁束の密度が高くなる。
　この密度の高い磁束は、鉄心４２の軸部４３の主表面４４の側面４５側の端部８３に浸入する。そのため、軸部４３の主表面４４においては、中央部から側面４５側の端部８３に近づくに従って、鉄心４２への印加磁界、特に鉄心４２の主表面４４に対して直交する方向に浸入する印加磁界が強くなるため、発生する渦電流も増大する。よって、主表面４４の側面４５側の端部８３にスリットを形成することにより、この増大した渦電流を切断することができる。
　図１６，１７に示すように、本実施形態においては、スリット４８は、平面的に見て、主表面４４内に並列に複数配置されている。また、スリット４８は、主表面４４内の中央部に比べて側面４５側の端部８３においてスリット４８同士の間隔が狭くなるように配置されている。このようにスリット４８を形成することにより、大きな渦電流を切断して渦電流損を低減することができる。なお、本実施形態と参考例２とを組合わせたスリットを形成してもよい。他の構成については、参考例２と同様であるため説明を繰返さない。
　以下、本発明の実施形態２に係る内鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜実施形態２＞
　実施形態２は、実施形態１を内鉄型変圧器に適用したものである。図１８は、参考例１に係る内鉄型変圧器の構成を示す斜視図である。図１９は、図１８のＸＩＸ－ＸＩＸ線矢印方向から見た断面図である。
　図１８，１９に示すように、内鉄型変圧器のコイル１１は、略矩形状の外形を有しており、外鉄型変圧器のコイルと同様に円弧部３３において発生する矢印３４で示す磁束の密度が高くなる。
　この密度の高い磁束は、鉄心２の軸部３の主表面１０の側面９４側の端部３５に浸入する。そのため、軸部３の主表面１０においては、中央部から側面９４側の端部３５に近づくに従って、鉄心２への印加磁界、特に鉄心２の主表面１０に対して直交する方向に浸入する印加磁界が強くなるため、発生する渦電流も増大する。よって、主表面１０の側面９４側の端部３５にスリットを形成することにより、この増大した渦電流を切断することができる。
　図２０は、本発明の実施形態２に係る内鉄型変圧器の構造を模式的に示す斜視図である。図２０に示すように、本実施形態においては、スリット８は、平面的に見て、主表面１０内に並列に複数配置されている。また、スリット８は、主表面１０内の中央部に比べて側面９４側の端部３５においてスリット８同士の間隔が狭くなるように配置されている。言い換えると、スリットの形成密度が、主表面１０内における側面９４からの最短距離が長くなるに従って低下している。このようにスリット８を形成することにより、大きな渦電流を切断して渦電流損を低減することができる。他の構成については、参考例１と同様であるため説明を繰返さない。
　以下、本発明の実施形態３に係る外鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜実施形態３＞
　実施形態３に係る外鉄型変圧器は、スリットを磁性板の積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板に形成することにより軸部に溝部が形成されている外鉄型変圧器である。
　ここで、漏れ磁界の強さが強くなると、鉄心への磁界の浸入深さが深くなる理由について説明する。
　図２１は、外鉄型変圧器に発生した漏れ磁界を模式的に示す断面図である。図２１に示すように、鉄心は、表層磁性板７３、第２層磁性板７４、第３層磁性板７５および第４層磁性板７６を含む複数の磁性板が積層されて構成されている。
　漏れ磁界６３は、低圧コイル５３と高圧コイル５２との間の領域６４においては矢印６６に示す向きに発生する。そのため、漏れ磁界６３の磁束は、鉄心の表層磁性板７３に対して直交する方向に浸入する。浸入した磁束は、鉄心内においてＹ方向の矢印７８Ａ～Ｄに示す方向に向きを変える。また、漏れ磁界６３は、低圧コイル５３と高圧コイル５２との間の領域６５においては矢印６７に示す向きに発生する。そのため、漏れ磁界６３の磁束は、鉄心の表層磁性板７３から直交する方向に外出する。外出した磁束は、Ｙ方向の矢印７１で示す方向に向きを変える。
　まず、漏れ磁界６３の磁界が弱い場合について説明する。鉄心は、積層鋼板からなるため、積層方向であるＺ方向において鋼板同士の間にギャップがありＺ方向の磁気抵抗が大きい。したがって、表層磁性板７３においては、矢印６６の方向に磁界が浸入した後、磁性板の圧延方向であるＹ方向の矢印７８Ａに示す向きの磁束が浸入し、第２層磁性板７４には磁束が浸入しない。
　漏れ磁界６３が増加すると、Ｙ方向の磁束が増加し、隣接する高圧コイル５２同士の間の下方の接近領域７７における表層磁性板７３の磁束が飽和する。この場合、表層磁性板７３と第２層磁性板７４との間のギャップによる磁気抵抗よりも、表層磁性板７３のＹ方向の磁気抵抗のほうが大きくなる。その結果、第２層磁性板７４に磁束が浸入することになる。
　第３層磁性板７５には、第２層磁性板７４のＹ方向の磁束が飽和するまで磁束は浸入しないが、第２層磁性板７４のＹ方向の磁束が飽和すると第３層磁性板７５に磁束が浸入する。このように、漏れ磁界６３が増加するに従って、下層にある磁性板に磁束が浸入していく。すなわち、垂直印加磁界が強くなると、鉄心への磁界の浸入深さは増加する。
　図２２は、深さの異なる溝を設けた鉄心の断面図である。上述したように、鉄心４２の軸部４３の主表面４４の側面４５側の端部には、コイルから密度の高い磁束が浸入する。よって、側面４５の近くになるほど下層の磁性板まで磁束が浸入することになる。
　本実施形態においては、Ｚ方向に並ぶ複数の磁性板４９のうちの表層磁性板４７のみでなく、表層磁性板４７からＺ方向に連続的に並ぶ磁性板４９にスリットが形成されている。このように、表層磁性板４７を含み、複数の磁性板４９の積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板４９にスリット４８が形成されることにより軸部４３に溝部９９が形成されている。
　図２２に示すように、溝部９９の深さを側面４５の近くに位置するものから順にＤ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4，Ｄ5とすると、Ｄ1＞Ｄ2＞Ｄ3＞Ｄ4＞Ｄ5となるようにする。このようにすることにより、鉄心４２に深くまで浸入した磁束により発生する渦電流を溝部９９によって切断することができ、渦電流損を低減することができる。
　このように、溝部９９は、平面的に見て、主表面４４内に並列に複数配置され、かつ、主表面４４内の中央部に比べて側面４５側の端部において深くなるように形成されている。言い換えると、磁性板４９の積層方向において、スリットに近い側の主表面４４からの距離が長くなるに従ってスリットの形成密度が低下している。
　次に、溝部９９の深さの決定方法について説明する。
　図２１においては、鉄心に矢印７８Ａ～７８Ｄで示す４本の磁束線が浸入している。低圧コイル５３と高圧コイル５２との間の領域６４の下方においては、Ｚ方向の深さがＡからＤまで深くなるに従って、浸入する磁束線の数が減少している。具体的には、深さＡより深く浸入する磁束線の数は４本、深さＢより深く浸入する磁束線の数は３本、深さＣより深く浸入する磁束線の数は２本、深さＤより深く浸入する磁束線の数は１本、深さＥより深く浸入する磁束線の数は０本である。このように、鉄心に浸入する垂直方向の磁界は、鉄心の主表面からの深さに従って線型で減少する。
　一方、隣接する高圧コイル５２同士の間の位置の下方においては、磁束はＹ方向に向くが、表層磁性板７３を通過する矢印７８Ａで示す水平方向の磁束線は１本である。第２層磁性板７４を通過する矢印７８Ｂで示す水平方向の磁束線は１本である。第３層磁性板７５を通過する矢印７８Ｃで示す水平方向の磁束線は１本である。第４層磁性板７６を通過する矢印７８Ｄで示す水平方向の磁束線は１本である。すなわち、Ｙ方向の磁束は、主表面４４から深さＤまで一定であり、Ｄより深くなると零になる。
　図２３は、図２１で示した垂直方向の磁束線と深さとの関係を示す図である。図２４は、高圧コイルと低圧コイルとの間の領域の垂直方向の磁束分布を示した図である。図２３，２４においては、縦軸に垂直方向の磁界強度、横軸に主表面からの深さを示している。
　図２３に示すように、主表面からの深さがＡからＥまで深くなるに従って、垂直方向の磁界強度は４から０まで減少している。実際には、磁束の浸入深さに比べて磁性板４９の厚さは薄いため、図２４に示すように、深さに対して線型で垂直磁界が減衰する。この線型の線と横軸との交点Ｆからほぼ磁束の浸入深さを決定することができる。すなわち、定格電流を流したコイルにおいて、線型で近似した直線と横軸の交点から磁束の浸入深さを決定し、その深さまで溝部を形成することが望ましい。
　この場合、溝部は、低圧コイル５３と高圧コイル５２との間の位置を磁性板の積層方向において磁性板に投影した位置において、磁性板の積層方向に鉄心に浸入する磁束が到達する深さまで形成されている。
　図２５は、隣接する高圧コイル間同士の間の位置の下方における鉄心の水平方向の磁界の分布を示した図である。図２５においては、縦軸に水平方向の磁界強度、横軸に主表面からの深さを示している。また、磁界が弱い場合の曲線７９と定格励磁した場合の曲線８０を示している。
　図２５に示すように、隣接する高圧コイル間同士の間の位置の下方における鉄心においては、磁界が存在している部分においては磁束が飽和している。そのため、磁界が存在している部分の磁界強度は飽和磁束密度で一定となり、磁界の浸入深さにおいて磁界強度は急激に減少して零になる。この磁界が急激に変化する深さＤAまたは深さＤBから磁束の浸入深さを決定することができる。特に、定格励磁した場合の深さＤBから磁界浸入深さを決定することが好ましい。
　この場合、溝部は、低圧コイルまたは高圧コイルを磁性板の積層方向において磁性板に投影した位置において、鉄心を軸部の軸方向に通過する磁束が発生する深さまで形成されている。
　このように決定した磁界浸入深さまで溝部を形成することにより、鉄心内部において発生する渦電流を確実に切断できるため、渦電流損を効果的に低減することができる。なお、本実施形態と参考例２，３とを組合わせたスリットを形成してもよい。他の構成については、参考例２および実施形態１と同様であるため説明を繰返さない。
　以下、本発明の実施形態４に係る内鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜実施形態４＞
　実施形態４は、実施形態３を内鉄型変圧器に適用したものである。
　図２６は、内鉄型変圧器の図３に対応する断面に磁束線を示した図である。図２６に示すように、破線３１はコイル１１の上端位置を示し、破線３２はコイル１１の下端位置を示している。破線３１と破線３２との間の範囲において、鉄心２にＹ方向下向きの磁束線が、鉄心２の主表面から深さＤまで発生している。
　一方の主表面から鉄心に矢印で示す４本の磁束線が浸入している。破線３１と破線３２との間の範囲において、Ｚ方向の深さがＡからＤまで深くなるに従って、浸入する磁束線の数が減少している。
　鉄心への磁束の浸入深さは実施形態３の外鉄型変圧器と同様に決定することができるため、説明を繰返さない。ただし、磁界の発生する位置が外鉄型変圧器とは異なり、コイル１１の両端部近傍になる。
　よって、溝部は、低圧コイル１３および高圧コイル１２の軸部の軸方向における端部の位置を磁性板の積層方向において磁性板３６～３９に投影した位置において、磁性板の積層方向に鉄心２に浸入する磁束が到達する深さまで形成されている。
　または、溝部は、鉄心２の軸部の軸方向における低圧コイル１３および高圧コイル１２の中央部の位置を磁性板の積層方向において磁性板に投影した位置において、鉄心２を軸方向に通過する磁束が発生する深さまで形成されている。この中央部の位置とは、破線３１と破線３２との間の位置をいう。
　このように決定した磁界浸入深さまで溝部を形成することにより、鉄心内部において発生する渦電流を確実に切断できるため、渦電流損を効果的に低減することができる。なお、本実施形態と参考例１および実施形態２とを組合わせたスリットを形成してもよい。他の構成については、参考例１および実施形態２と同様であるため説明を繰返さない。本実施形態においても、磁性板の積層方向において、スリットに近い側の主表面からの距離が長くなるに従ってスリットの形成密度が低下している。
　以下、本発明の実施形態５に係る外鉄型および内鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜実施形態５＞
　実施形態５においては、鉄心に段差部および溝部を設けている。
　図２７は、段差部を有する鉄心を備えた外鉄型変圧器の一部断面図である。図２８は、段差部を有する鉄心の一部断面図である。図２７，２８においては、簡単のため溝部を図示していない。
　図２７，２８に示すように、段差部を有する外鉄型変圧器においては、軸部４３は、磁性板の積層方向において高圧コイル５２の内周面に近づくに従って、側面４５同士の間の幅が段階的に狭くなる段差部８５，８６，８７を有している。段差部８５，８６，８７は、主表面４４に平行な段差表面９８および側面４５に平行な段差側面８８を含む。
　鉄心の軸部４３に段差部８５，８６，８７を設けることにより、高圧コイル５２に対して鉄心を多く挿入でき空間を有効に使用することができる。
　高圧コイル５２に矢印５４で示す向きに電流が流されることにより、図の矢印で示す方向に磁束８２を浸入させる漏れ磁界が発生する。図２８に示すように、鉄心の側面４５側においては、コイルのＺ方向の直線部で発生する漏れ磁界の影響が大きくなり、コイルの内周面に近づくに従って、側面４５または段差側面８８から磁束が浸入する。この場合、磁性板の積層方向に直交する方向から磁束が浸入するため、溝部が設けられていない場合は渦電流損は少ない。
　ここで、溝部を設けていない、段差部を有する鉄心の磁束の通過経路について説明する。特に、側面４５に近い位置にある段差部８５に浸入する磁束８２の通過経路について説明する。図２８に示すように、鉄心には、図示していない低圧コイルと高圧コイルとの間の位置において、磁性板の積層方向に対して直交する方向に磁束８２が浸入する。この場合、磁束８２の浸入による渦電流損はほとんど発生しない。
　鉄心に浸入した磁束８２は、段差側面８８から距離Ｓだけ進んだ後、向きをＹ方向に変えて浸入した後、さらに向きを変えて最終的に、図示していない低圧コイルと高圧コイルとの間の位置から鉄心の外に外出する。一般に、磁束が浸入している磁性板は、隣接する高圧コイル同士の間の位置の下方において磁束が飽和している。そのため、鉄心に浸入した磁束８２は、浸入後直ちにＹ方向に向きを変えずに、磁性板の圧延方向に対して９０°方向であるＸ方向に広がる。
　図２９は、段差部を有する鉄心に浸入した磁束の通過経路を示す一部斜視図である。図２９に示すように、Ｙ方向において、鉄心の段差部の中央部に磁束が飽和している部分である飽和部９０が現れている。
　図２８に示すように、磁束８２がＸ方向に浸入する距離Ｓが大きくなると、距離Ｓは、段差部８７の段差表面９８からの距離Ｔおよび段差部８６の段差表面９８からの距離Ｕよりも大きくなる。段差表面９８から離れるにつれて、磁性板のＹ方向の磁束密度は低下するため、磁束８２の浸入距離Ｓが大きくなるに従って、磁束８２は、Ｙ方向に向かいやすくなる。このため、最終的には全磁束がＹ方向に向き、その後さらにＸ方向に向きを変えて鉄心から外出することになる。
　図２９に示すように、下から１段目の段差部８５の段差側面８８から入った磁束８２は、飽和部９０を避けるように、Ｘ方向に浸入した後、Ｙ方向に向きを変え、さらに再度Ｘ方向に向いて段差部８５の段差側面８８から抜けている。
　上記のように磁束が通過する場合、磁性板の垂直方向(板面に対して直交方向)の磁界成分が発生しないため、渦電流損がほとんど発生しない。ただし、磁性板に垂直方向に侵入する磁束による渦電流損は、参考例１，２および実施形態１から４に述べたとおり発生する。
　次に、段差部を有する鉄心に溝部を配置した場合について説明する。この場合、上記と異なり、渦電流損が増大する。この理由について以下に説明する。図３０は、段差部の隅部に溝部を設けた鉄心を示す一部断面図である。図３１は、段差側面の近傍に溝部を設けた鉄心を示す一部断面図である。
　図３０に示すように、段差部８５の段差側面８８から鉄心に浸入した磁束８２は、Ｘ方向に広がろうとするが溝部９９があるため磁気抵抗が大きく、溝部９９を越えてＸ方向に広がることはできない。一方、鉄心のＹ方向の中央部は、磁束が飽和しているためＹ方向に広がることもできない。そこで、Ｚ方向には積層鋼板による微小ギャップがあるものの溝部９９のギャップより小さいため、磁束８２はＺ方向に向きを変える。この結果、磁性板に対して直交する方向に磁束が浸入することになり、大きな渦電流損が発生する。
　図３１に示すように、溝部９９を段差部８５の段差側面８８の近傍に設けた場合、鉄心に浸入した磁束８２は、Ｘ方向にあまり広がらないうちにＺ方向に向きを変えることになる。そのため、磁性板に直交する方向に多くの磁束が浸入するため、さらに大きな渦電流損が発生する。
　上記のように溝部９９を設けた場合、渦電流損は、磁界強度の２乗に比例するため、大きな発熱、特に局所的に大きな発熱が発生することになる。この発熱によって、変圧器の絶縁油が劣化するなどの問題が発生する。そのため、段差部を有する鉄心に溝部を設ける場合には、溝部を段差側面および側面から離れた位置に形成することが必要である。
　図３２は、本発明の実施形態５に係る段差部および溝部を有する鉄心の構造を示す一部断面図である。図３２に示すように、本実施形態の鉄心８４には、上述の段差部８５，８６，８７が形成されている。
　鉄心８４には、表層磁性板４７を含み、磁性板４９の積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板４９に、スリット４８が形成されることにより軸部４３に第１溝部である溝部１００が形成されている。
　また、鉄心８４には、段差表面９８を構成する段差表層磁性板１０４を含み、段差表層磁性板１０４から磁性板４９の積層方向において軸部４３の内部側へ連続的に並ぶ所定数の磁性板４９に、スリット４８が形成されることにより軸部４３に第２溝部である溝部１０１が形成されている。
　本実施形態においては、第２溝部である溝部１０２と溝部１０３がさらに設けられている。溝部１００は、主表面４４からＺ方向の下方に延在している。溝部１０１は、段差部８７の段差表面９８からＺ方向の下方に延在している。溝部１０２は、段差部８６の段差表面９８からＺ方向の下方に延在している。溝部１０３は、段差部８５の段差表面９８からＺ方向の下方に延在している。
　溝部１００は、平面的に見て、主表面４４内に並列に複数配置されている。溝部１０１から１０３は、平面的に見て、段差表面９８内に配置されている。
　溝部１００と対向する段差側面８８との最短距離をＬ1とする。溝部１０１と対向する段差側面８８との最短距離をＬ2とする。溝部１０２と対向する段差側面８８との最短距離をＬ3とする。溝部１０３と対向する側面４５との最短距離をＬ4とする。
　上述の通り、溝部と側面４５および段差側面８８との間の距離を大きくすることが好ましい。また、Ｚ方向において主表面４４から離れるに従って、側面４５および段差側面８８から、Ｘ方向に浸入する磁束が多くなる。
　そのため、上記の最短距離は、Ｌ4＞Ｌ3＞Ｌ2＞Ｌ1の関係が成り立つようにすることが好ましい。言い換えると、溝部１０１と溝部１０１と対向している段差側面８８との間の最短距離Ｌ2は、溝部１００と溝部１００に対向している段差側面８８との間の最短距離Ｌ1より長いことが好ましい。このようにすることにより、鉄心８４の側面４５および段差側面８８から浸入する磁界による渦電流損を低減することができる。
　なお、溝部１０３のように、鉄心８４の内部に溝部を設けてもよいが、溝部を軸部４３のＸ方向における中央部側に形成した場合、鉄心８４の磁性板４９に垂直に浸入する磁界による渦電流損が大きくなる。したがって、垂直磁界の渦電流損を考慮しつつ、溝部の形成位置を決めることが望ましい。
　図３３は、本実施形態に係る段差部および溝部を有する鉄心を備えた内鉄型変圧器の構成を示す斜視図である。図３４は、図３３のＸＸＸＩＶ－ＸＸＸＩＶ矢印方向から見た断面図である。図３４においては、鉄心の軸部とコイルのみを図示している。また、図３３，３４においては、簡単のため溝部を図示していない。
　図３３，３４に示すように、本実施形態の内鉄型変圧器は、コイルが円形であるソレノイドコイルである。このようなコイルの場合、鉄心２の軸部９５にコイル１１の内側に対応させた段差部を形成した場合、外鉄型のコイルに比較して段差部が大きくなる。そのため、主表面１０の幅９６が小さくなる。
　また、図３４に示すように、磁界は、コイル１１から軸部９５に対して矢印方向に侵入する。外鉄型変圧器と同様に、側面９４側に近づくに従って、磁性板の積層方向に対して直交する方向に浸入する磁束が多くなる。そのため、側面９４から離れた位置に溝部を形成することが好ましいが、主表面１０の幅９６が狭いため、軸部の幅方向の中央部を避けた位置に溝部を形成することができない。
　よって、鉄心に印加される垂直磁界と水平磁界とによる渦電流損の合計が最も少なくなる位置に溝部を形成することが好ましい。
　図３５は、垂直磁界による渦電流損と、軸部の側面からスリット形成位置までの距離との関係を示す図である。図３６は、垂直磁界および側面から侵入する磁界と、軸部の側面からスリット形成位置までの距離との関係を示す図である。図３５においては、縦軸に垂直磁界による渦電流損、横軸に軸部の側面からスリット形成位置までの距離を示している。図３６においては、縦軸に渦電流損、横軸に軸部の側面からスリット形成位置までの距離を示している。
　図３５に示すように、段差部を有さない鉄心においては、軸部の側面からスリット形成位置までの距離が短いほど、垂直磁界による渦電流損が少ない。
　図３６に示すように、段差部を有する鉄心においては、軸部の段差側面または側面からスリット形成位置までの距離が短いほど、垂直磁界による渦電流損が少なくなる一方、側面から浸入する磁界による渦電流損が大きくなる。
　よって、上記の関係を合成した合成損失が最も低くなる位置が、スリットを形成するのに最適な位置となる。このように求めた位置にスリットを形成することにより、垂直磁界と水平磁界とによる渦電流損の発生を総合的に低減することができる。言い換えると、溝部は、平面的に見て段差表面内に配置され、かつ、溝部に対向する段差側面または側面からの位置が、鉄心を積層方向に通過する磁束によって発生する渦電流損と鉄心を積層方向と直交する方向に通過する磁束によって発生する渦電流損との和が最小となる位置に配置されている。上記の最適スリット形成位置は、各段差部ごとに異なるため、それぞれの段差部における最適位置にスリットを形成することが好ましい。上記の最適スリット形成位置の設定は、外鉄型変圧器にも適応することができる。
　なお、本実施形態においてもスリットの形成密度は、磁性板の積層方向においてスリットに近い側の主表面からの距離が長くなるに従って低下している。
　以下、本発明の実施形態６に係る外鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜実施形態６＞
　図２７に示すような段差部を有する鉄心を備えた外鉄型変圧器においては、密度の高い磁束が鉄心８４の軸部４３の主表面４４において側面４５側の端部に浸入する。よって、主表面４４内に侵入した磁束のうち、側面４５側の端部に浸入した磁束がより下層の磁性板まで浸入する。
　図３７は、本実施形態に係る外鉄型変圧器の比較例として、深さの均一な溝部を等間隔で設けた鉄心を備える外鉄型変圧器の一部断面図である。
　図３７に示すように、比較例の外鉄型変圧器においては、軸部４３は、磁性板の積層方向において高圧コイル５２の内周面に近づくに従って、側面４５同士の間の幅が段階的に狭くなる段差部８５，８６，８７，１１０，１１１を有している。段差部１１０，１１１は、主表面４４に平行な段差表面９８および側面４５に平行な段差側面８８を含む。段差部８５，８６，８７については、実施形態５の外鉄型変圧器と同様であるため説明を繰り返さない。
　高圧コイル５２に矢印５４で示す向きに電流が流されることにより漏れ磁界が発生する。発生した漏れ磁界によって磁性板に垂直方向に浸入する磁束は、上述の通り、主表面４４において側面４５側の端部となる、図中の二点鎖線で囲んだ領域１４０に最も集中する。
　そこで、比較例の外鉄型変圧器においては、図中左側の領域１４０を通過するように、主表面４４から段差部１１１の段差表面９８の深さまで達する溝部１２０が設けられている。また、図中右側の領域１４０を通過するように、主表面４４から段差部１１１の段差表面９８の深さまで達する溝部１２１が設けられている。さらに、比較例の外鉄型変圧器においては、溝部１２０と溝部１２１との間に、等間隔で同一の深さの溝部１２２，１２３，１２４，１２５が設けられている。
　比較例の外鉄型変圧器は鉄心の８４の軸部４３の各段に６本の溝部を有しており、溝部を構成するスリットの形成密度は磁性板の積層方向において主表面４４からの距離に関係なく一定である。また、６本の溝部は等間隔に形成されているため、スリットの形成密度は主表面４４内において側面４５からの最短距離に関係なく一定である。ここで、スリットの形成密度とは、平面視において、磁性板の単位面積当たりのスリットの形成数をいう。
　図３８は、溝部を有さない鉄心の軸部に発生する発熱損失をシミュレーション解析した図である。図３８においては、横軸に段数を、縦軸に規格損失を示している。
　段数とは、段差部が位置する段差の順番を示している。具体的には、図３７において、段差部８７が位置する段差が１段目であり、段差部８６が位置する段差が２段目であり、段差部８５が位置する段差が３段目であり、段差部１１０が位置する段差が４段目であり、段差部１１１が位置する段差が５段目である。比較例の外鉄型変圧器には鉄心８４の軸部４３の各主表面４４側にそれぞれ５段の段差が設けられているが、シミュレーション解析では８段の段差まで解析した。規格損失とは、１段目の発熱損失を１としたときの、各段差における発熱損失を相対値で示したものである。
　図３８に示すように、段数が大きくなるに従って規格損失が低下する。言い換えると、主表面４４から離れるにつれて発熱損失が低下する。この発熱損失は、渦電流損によるものと考えられる。積層鋼板の損失としては、ヒステリシス損なども含まれるが、磁性板に垂直に磁界が印加される場合には渦電流損の割合が極めて大きい。
　図２４に示すように、垂直磁界は主表面からの深さに対して線型で減衰する。渦電流損は、印加される磁界の２乗に比例するため、発熱損失は段数の増加に伴って指数関数的に減少する。また、発熱損失は、主表面４４内において領域１４０から離れるように側面４５から離れるにつれて低下する。
　そのため、比較例の外鉄型変圧器において溝部を設けた位置のうち、主表面４４および側面４５から離れた位置、たとえば、溝部１２４，１２５における５段目の段差の位置には、漏れ磁界による磁束がほとんど到達していない。よって、比較例の外鉄型変圧器のように、同一の深さで溝部１２０～１２５を設けることは、磁束がほとんど到達していない位置にも溝部を設けることになり、発熱損失の低減にほとんど寄与しない一部の溝部が存在することになる。
　溝部を構成するスリットを磁性板に形成するには、磁性板にコストの高いスリット加工を施す必要があるため、発熱損失を効率的に低減できる位置にスリットを形成することによりスリットの形成密度を低くして加工コストを低減することが求められる。
　そこで、本発明の実施形態６に係る外鉄型変圧器においては、鉄心８４の軸部４３に設けられる溝部を構成するスリットの形成密度を磁性板の積層方向において主表面４４からの距離が長くなるに従って低下するようにしている。
　図３９は、本発明の実施形態６に係る外鉄型変圧器の一部断面図である。図３９に示すように、本実施形態の外鉄型変圧器の軸部４３には、比較例の外鉄型変圧器と同様に、領域１４０を通過するように、主表面４４から５段目の段差まで達する溝部１２０，１２１が設けられている。
　ただし、それ以外の溝部は、溝部１２０，１２１に比較して、溝部の深さが浅くなるように設けられている。言い換えると、溝部を構成するスリットの形成密度が、磁性板の積層方向においてスリットに近い側の主表面４４からの距離が長くなるに従って低下している。
　具体的には、主表面４４から３段目の段差までは６本の溝部１２０，１２１，１２２Ａ，１２３Ａ，１２４Ａ，１２５Ａが設けられている。３段目の段差から４段目の段差までは４本の溝部１２０，１２１，１２２Ａ，１２３Ａが設けられている。４段目の段差から５段目の段差までは２本の溝部１２０，１２１が設けられている。
　このように、本実施形態の外鉄型変圧器においては、主表面４４から離れて磁束がほとんど到達しない位置には溝部を形成していない。その結果、磁性板に形成するスリットの数を低減して外鉄型変圧器の製造コストを削減することができる。
　本実施形態においては略矩形状のコイルを有する外鉄型変圧器について説明したが、本発明は、円形コイルを有する外鉄型変圧器、内鉄型変圧器またはリアクトルに適用可能である。
　以下、本発明の実施形態７に係る外鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜実施形態７＞
　本実施形態の外鉄型変圧器は、実施形態６の外鉄型変圧器においてさらにスリットの形成密度を限定したものである。
　一般に、変圧器の鉄心は冷却用油によって冷却されつつ使用される。冷却用油は、鉄心の表面に接触するように流動される。そのため、鉄心の軸部は、主表面の近傍において冷却されやすく、主表面から離れて軸部の内部にいくほど冷却されにくくなる。よって、鉄心の発熱密度は、冷却されやすい主表面の近傍で高く、冷却されにくい軸部の内部において低いことが好ましい。
　本実施形態においては、鉄心を構成する磁性板に形成されるスリットの形成密度を調節することにより、鉄心の発熱密度を上記の好ましい状態にする。以下、スリットの形成密度の決定方法について説明する。
　図４０は、スリットが形成されていない鉄心に垂直磁界が印加された際の鉄心の発熱密度と主表面からの距離との関係を示す図である。図４０においては、縦軸に鉄心の発熱密度、横軸に主表面からの距離を示している。
　図４１は、鉄心の発熱密度とスリットの形成密度との関係を示す図である。図４１においては、縦軸に鉄心の発熱密度、横軸にスリットの形成密度を示している。図４２は、主表面から距離が長くなるに従ってスリットの形成密度を線型で低下させた状態を示す図である。図４２においては、縦軸にスリットの形成密度、横軸に主表面からの距離を示している。
　図４３は、損失比と主表面からの距離との関係を示す図である。図４３においては、縦軸に損失比、横軸に主表面からの距離を示している。なお、損失比とは、スリットを設けていないときの鉄心の損失量に対するスリットを設けたときの鉄心の損失量の比である。すなわち、損失比が小さいほど、スリットによる損失低減の効果が大きいことを意味する。
　図４４は、図４２で示すようにスリットの形成密度を線型で低下させた場合の、鉄心の発熱密度と主表面からの距離との関係を示す図である。図４４においては、縦軸に鉄心の発熱密度、横軸に主表面からの距離を示している。
　図４０に示すように、鉄心の発熱密度は、主表面からの距離が長くなるに従って低下する。発熱密度は、垂直磁界の強度の２乗に比例する。垂直磁界の強度は、主表面からの距離によって線型で変化する。よって、主表面からの距離の２乗に反比例して発熱密度は低下する。
　図４１に示すように、鉄心の発熱密度は、スリットの形成密度が高くなるに従って低くなる。これは、上述の通り、スリットが形成されることにより、磁性板を分割して渦電流損を低減することができるためである。
　図４２に示すように、主表面からの距離が長くなるに従って線型的にスリットの形成密度を低下させる。このときの線型は、線分１５０上の関係を満たし、主表面からの距離が長くなるに従ってスリットの形成密度が一定の割合で低下している。なお、実施形態６において例示した外鉄型変圧器においては、主表面から所定の距離まではスリットの形成密度が低下しておらず一定であり、所定の距離より離れた位置からスリットの形成密度の低下が始まっている。
　図４２に示す線分１５０上の関係を満たすようにスリットの形成密度を変化させることにより、図４３に示すように、主表面上において損失比が最も小さくなり、主表面からの距離が長くなるに従って損失比は大きくなって最終的に１．０となる。具体的には、損失比は主表面からの距離の２乗に比例して増加する。これは、鉄心の主表面ではスリットが多く形成されていることにより渦電流損が低減され、鉄心の内部ではスリットが形成されていないため渦電流損が全く低減されていないことを示している。
　図４２に示す線分１５０上の関係を満たすようにスリットを形成することにより、図４４に示すように、主表面から所定の距離までは鉄心の発熱損失が一定になり、その所定の距離より主表面からの距離が長くなった位置から鉄心の発熱密度が低下している。
　これは、図４０に示す発熱密度と図４３に示す損失比との関係が乗じられた結果である。つまり、主表面からの距離の２乗に反比例する発熱密度と、主表面からの距離の２乗に比例する損失比とがかけ合わされた結果である。図４４に示す発熱密度の分布は、鉄心内において主表面より発熱密度の高い部分がないため許容できるものである。
　以下、本実施形態の比較例の外鉄型変圧器のスリットの形成密度について説明する。図４５は、比較例において、主表面から距離が長くなるに従ってスリットの形成密度を低下させた状態を示す図である。図４５においては、縦軸にスリットの形成密度、横軸に主表面からの距離を示している。
　図４６は、比較例において、損失比と主表面からの距離との関係を示す図である。図４６においては、縦軸に損失比、横軸に主表面からの距離を示している。図４７は、図４５で示すようにスリットの形成密度を低下させた場合の、鉄心の発熱密度と主表面からの距離との関係を示す図である。図４７においては、縦軸に鉄心の発熱密度、横軸に主表面からの距離を示している。
　図４５に示すように、比較例の外鉄型変圧器においては、図４２に示す線分１５０より急激に主表面からの距離が長くなるに従ってスリットの形成密度を低下させている。このようにした場合、図４６に示すように、損失比は、主表面からの距離が大きくなるに従って急激に増加して１．０に近づいている。
　図４５に示すようにスリットの形成密度を低下させることにより、図４７に示すように、主表面よりも発熱密度の高い部分が鉄心の内部に発生する。この場合、鉄心の内部が高熱になり冷却油を劣化させるなどの不具合の原因となって好ましくない。
　図４８は、スリットの形成密度の好ましい領域を示した図である。図４８においては、縦軸にスリットの形成密度、横軸に主表面からの距離を示している。本実施形態の外鉄型変圧器においては、図４８に示すように、線分１５０と２つの二点鎖線で囲まれた十分領域の範囲内となるようにスリットの形成密度を低下させる。
　十分領域とは、図４２に示す線分１５０より右上の領域であって、かつ、スリットの形成密度および主表面からの距離が線分１５０上の最大値以下の範囲である。なお、線分１５０より左下の領域は、設けられるスリットが不十分である不十分領域である。不十分領域の範囲内となるようにスリットを設けた場合には、比較例の外鉄型変圧器のように、鉄心の内部において主表面より発熱密度の高い部分が発生する。
　十分領域より右側または上側の領域の範囲内となるようにスリットの形成密度を低下させた場合には、余剰のスリットを設けることになり、加工コストの低減を妨げることになり好ましくない。
　本実施形態においては、十分領域の範囲内となるように主表面からの距離が長くなるに従ってスリットの形成密度を低下させることにより、上記の比較例の外鉄型変圧器のように鉄心の内部において主表面より発熱密度が高い部分が発生することを防止することができる。
　言い換えると、本実施形態の外鉄型変圧器においては、鉄心を磁性板の積層方向に通過する磁束による発熱の発熱密度が磁性板の積層方向においてスリットに近い側の主表面からの距離が長くなるに従って低下するように、スリットが設けられている。
　なお、本実施形態においては外鉄型変圧器について説明したが、本発明は、内鉄型変圧器またはリアクトルに適用可能である。
　以下、リアクトルの構成の一例について説明する。
　図４９は、リアクトルの構成を示す斜視図である。図４９に示すように、リアクトルの構成は内鉄型変圧器に類似している。内鉄型変圧器は高圧コイルおよび低圧コイルを備えているのに対して、リアクトルは１種類のコイルを備えている。
　図４９に示すように、リアクトル１６０は、Ｚ方向の一方向に積層された複数の磁性板１６１からなる鉄心１６２を２つ含む。この２つの鉄心１６２が、複数の磁性板１６１の積層方向に直交する方向(Ｙ方向)において、互いに所定の間隔を置いて配置されることによりギャップ１６３が形成されている。リアクトル１６０は、ギャップ１６３を取り囲むように鉄心１６２に巻き回された２つのコイル１７０，１７１を含む。
　リアクトル１６０においては、２つの鉄心１６２を周回する主磁束が発生するように、コイル１７０では矢印１７３で示す方向に電流が流され、コイル１７１では矢印１７４で示す方向に電流が流される。
　図５０は、図４９のＬ－Ｌ線矢印方向から見た図である。図５０に示すように、漏れ磁界１９２，１９３，１９４は、コイル１７０の上端側においては矢印１９０に示す向きに発生する。そのため、漏れ磁界１９２，１９３，１９４の磁束は、鉄心１６２の磁性板１６１に対して直交する方向に浸入する。漏れ磁界１９２，１９３，１９４の磁束の浸入によって発生する渦電流は、磁性板１６１の面方向に発生するため、渦電流損の影響が大きく現れる。
　また、漏れ磁界１９２，１９３，１９４は、コイル１７０の下端側においては矢印１９１に示す向きに発生する。そのため、漏れ磁界１９２，１９３，１９４の磁束は、鉄心１６２の磁性板１６１に対して直交する方向に外出する。漏れ磁界１９２，１９３，１９４の磁束の外出によって発生する渦電流は、磁性板１６１の面方向に発生するため、渦電流損の影響が大きく現れる。
　リアクトル１６０においても、磁性板１６１に印加される垂直磁界は、図２４に示すように、主表面からの深さに対して線型で減衰する。そのため、本実施形態の外鉄型変圧器と同様に本発明をリアクトルに適用することができる。
　以下、本発明の実施形態８に係る外鉄型変圧器について図面を参照して説明する。
＜実施形態８＞
　本実施形態は、実施形態６とは溝部の構成のみ異なるため、それ以外の構成については説明を繰り返さない。
　図５１は、本発明の実施形態８に係る外鉄型変圧器の一部断面図である。上述の通り、磁性板に垂直方向に浸入する磁束は、主表面４４において側面４５側の端部の位置に最も集中する。そのため、上記の端部の位置にスリットを密に形成することにより、渦電流損を効率的に低減することができる。
　図５１に示すように、主表面４４内において左側の側面４５側の端部の位置に溝部２００が形成されている。溝部２００の隣に間隔Ｌ5を置いて溝部２０２が形成されている。溝部２０２の隣に間隔Ｌ6を置いて溝部２０４が形成されている。溝部２０４の隣に間隔Ｌ7を置いて溝部２０６が形成されている。溝部２０６の隣に間隔Ｌ8を置いて溝部２０８が形成されている。
　同様に、主表面４４内において右側の側面４５側の端部の位置に溝部２０１が形成されている。溝部２０１の隣に間隔Ｌ5を置いて溝部２０３が形成されている。溝部２０３の隣に間隔Ｌ6を置いて溝部２０５が形成されている。溝部２０５の隣に間隔Ｌ7を置いて溝部２０７が形成されている。溝部２０７の隣に間隔Ｌ8を置いて溝部２０９が形成されている。溝部２０８と溝部２０９との間には、間隔Ｌ9が設けられている。
　溝部２００～２０９は、溝部同士の間隔がＬ9＞Ｌ8＞Ｌ7＞Ｌ6＞Ｌ5となるように形成されている。すなわち、溝部を構成するスリットの形成密度が、主表面４４内における側面４５からの最短距離が長くなるに従って低下している。
　上述の通り、垂直磁界は主表面４４からの距離が長くなるに従って低下する。そのため、本実施形態においては、主表面４４から離れて磁束がほとんど到達しない位置に溝部を形成しない。
　具体的には、溝部２００および溝部２０１を深さＤ6で形成し、溝部２０２および溝部２０３を深さＤ7で形成し、溝部２０４および溝部２０５を深さＤ8で形成し、溝部２０６および溝部２０７を深さＤ9で形成し、溝部２０８および溝部２０９の深さＤ10で形成する。溝部２００～２０９は、深さがＤ6＞Ｄ7＞Ｄ8＞Ｄ9＞Ｄ10となるように形成されている。すなわち、溝部を構成するスリットの形成密度が、磁性板の積層方向においてスリットに近い側の主表面４４からの距離が長くなるに従って低下している。
　上記のようにスリットを形成することにより、渦電流損を効率的に低減しつつ、磁性板に形成するスリットの数を低減して外鉄型変圧器の製造コストを削減することができる。本実施形態においては外鉄型変圧器について説明したが、本発明は、内鉄型変圧器またはリアクトルに適用可能である。
　なお、今回開示した上記参考例および実施形態はすべての点で例示であって、限定的な解釈の根拠となるものではない。したがって、本発明の技術的範囲は、上記した参考例および実施形態のみによって解釈されるものではなく、請求の範囲の記載に基づいて画定される。また、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれる。
１　内鉄型変圧器、２，４２，８４，１６２　鉄心、３，４３，９５　軸部、４　上側ヨーク、５　下側ヨーク、６　右側ヨーク、７　左側ヨーク、８，４８，６８　スリット、９，３６～３９，４９，５０，１６１　磁性板、１０，４４　主表面、１１，５１，１７０，１７１　コイル、１２，５２　高圧コイル、１３，５３　低圧コイル、１６，１７，２５，２６，２７，２８，５６，５７　渦電流、２２，２３，２４，６３，６９，１９２，１９３，１９４　漏れ磁界、２９，３０　磁束密度、３３，８１　円弧部、３５，８３　端部、４０，４６　投影領域、４１　外鉄型変圧器、４５，９４　側面、４７，７３，９７　表層磁性板、６０，７０，７７　接近領域、７４　第２層磁性板、７５　第３層磁性板、７６　第４層磁性板、７９，８０　曲線、８２　磁束、８５，８６，８７，１１０，１１１　段差部、８８　段差側面、９０　飽和部、９８　段差表面、９９，１００，１０１，１０２，１０３，１２０～１２５，２００～２０９　溝部、１０４　段差表層磁性板、１５０　線分、１６０　リアクトル、１６３　ギャップ。

Claims (12)

  1. 　一方向に積層された複数の磁性板(９，４９)を含み、主表面(１０，４４)および側面(９４，４５)を有する軸部(３，４３)が形成されている鉄心(２，４２)と、
    　前記軸部(３，４３)に巻回されたコイル(１１，５１)とを備え、
    　前記主表面(１０，４４)は、前記複数の磁性板(９，４９)の積層方向において前記コイル(１１，５１)の内周面と対向し、
    　前記側面(９４，４５)は、前記積層方向と直交する方向において前記内周面と対向して前記主表面(１０，４４)同士を繋ぎ、
    　前記複数の磁性板(９，４９)の少なくとも前記主表面(１０，４４)を構成する表層磁性板(９７，４７)に前記軸部(３，４３)の軸方向に延在するスリット(８，４８)が形成され、
    　前記スリット(８，４８)の一部は、前記主表面(１０，４４)において前記側面(９４，４５)側の端部に所定の形成密度で設けられ、
    　前記スリット(８，４８)の前記形成密度は、前記所定の形成密度において最も高く、前記主表面(１０，４４)内における前記側面(９４，４５)からの最短距離および前記積層方向において前記スリット(８，４８)に近い側の前記主表面(１０，４４)からの距離の少なくともいずれかが長くなるに従って低下している、静止器。
  2. 　前記スリット(８，４８)は、平面的に見て、前記主表面(１０，４４)内に並列に複数配置され、かつ、前記主表面(１０，４４)内の中央部に比べて前記側面(９４，４５)側の端部において前記スリット(８，４８)同士の間隔が狭くなるように配置されている、請求の範囲第１項に記載の静止器。
  3. 　前記表層磁性板(９７，４７)を含み、前記積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板に、前記スリット(８，４８)が形成されることにより前記軸部(３，４３)に溝部(９９)が形成され、
    　前記溝部(９９)は、平面的に見て前記主表面(１０，４４)内に並列に複数配置され、かつ、前記主表面(１０，４４)内の中央部に比べて前記側面(９４，４５)側の端部において深くなるように形成されている、請求の範囲第１項に記載の静止器。
  4. 　前記軸部(３，４３)は、前記積層方向において前記内周面に近づくに従って、前記側面(９４，４５)同士の間の幅が段階的に狭くなる段差部を有し、
    　前記段差部は、前記主表面(１０，４４)に平行な段差表面(９８)、および、前記側面(９４，４５)に平行な段差側面(８８)を含み、
    　前記表層磁性板(９７，４７)を含み、前記積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板に、前記スリット(８，４８)が形成されることにより前記軸部(３，４３)に第１溝部が形成され、
    　前記段差表面(９８)を構成する段差表層磁性板(１０４)を含み、前記段差表層磁性板(１０４)から前記積層方向において前記軸部(３，４３)の内部側へ連続的に並ぶ所定数の磁性板に、前記スリット(８，４８)が形成されることにより前記軸部(３，４３)に第２溝部が形成され、
    　前記第１溝部は、平面的に見て、前記主表面(１０，４４)内に並列に複数配置され、
    　前記第２溝部は、平面的に見て、前記段差表面(９８)内に配置され、
    　前記第２溝部と前記第２溝部に対向している前記段差側面(８８)または前記側面(９４，４５)との間の最短距離は、前記第１溝部と前記第１溝部に対向している前記段差側面(８８)との間の最短距離より長い、請求の範囲第１項に記載の静止器。
  5. 　前記軸部(３，４３)は、前記積層方向において前記内周面に近づくに従って、前記側面同士の間の幅が段階的に狭くなる段差部を有し、
    　前記段差部は、前記主表面(１０，４４)に平行な段差表面(９８)、および、前記側面(９４，４５)に平行な段差側面(８８)を含み、
    　前記段差表面(８８)を構成する段差表層磁性板(１０４)を含み、前記段差表層磁性板(１０４)から前記積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板に、前記スリット(８，４８)が形成されることにより前記軸部(３，４３)に溝部が形成され、
    　前記溝部は、平面的に見て前記段差表面(９８)内に配置され、かつ、前記溝部に対向する前記段差側面(８８)または前記側面(９４，４５)からの位置が、前記鉄心(２，４２)を前記積層方向に通過する磁束によって発生する渦電流損と前記鉄心(２．４２)を前記積層方向と直交する方向に通過する磁束によって発生する渦電流損との和が最小となる位置に配置されている、請求の範囲第１項に記載の静止器。
  6. 　前記コイル(５１)が前記軸方向に並列に配置された低圧コイル(５３)と高圧コイル(５２)とを含む外鉄型の変圧器であって、
    　前記表層磁性板(４７)を含み、前記積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板に、前記スリット(４８)が形成されることにより前記軸部(４３)に溝部が形成され、
    　前記溝部は、前記低圧コイル(５３)と前記高圧コイル(５２)との間の位置を前記積層方向において前記磁性板(４９)に投影した位置において、前記積層方向に前記鉄心(４２)に浸入する磁束が到達する深さまで形成されている、請求の範囲第１項に記載の静止器。
  7. 　前記コイル(５１)が前記軸方向に並列に配置された低圧コイル(５３)と高圧コイル(５２)とを含む外鉄型の変圧器であって、
    　前記表層磁性板(４７)を含み、前記積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板に、前記スリット(４８)が形成されることにより前記軸部(４３)に溝部が形成され、
    　前記溝部は、前記低圧コイル(５３)または前記高圧コイル(５２)を前記積層方向において前記磁性板(４９)に投影した位置において、前記鉄心(４２)を前記軸方向に通過する磁束が発生する深さまで形成されている、請求の範囲第１項に記載の静止器。
  8. 　前記コイル(１１)が前記軸部(３)に同軸配置された低圧コイル(１３)と高圧コイル(１２)とを含む内鉄型の変圧器であって、
    　前記表層磁性板(９７)を含み、前記積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板に、前記スリット(８)が形成されることにより前記軸部(３)に溝部が形成され、
    　前記溝部は、前記低圧コイル(１３)および前記高圧コイル(１２)の前記軸方向における端部の位置を前記積層方向において前記磁性板(９)に投影した位置において、前記積層方向に前記鉄心(２)に浸入する磁束が到達する深さまで形成されている、請求の範囲第１項に記載の静止器。
  9. 　前記コイル(１１)が前記軸部(３)に同軸配置された低圧コイル(１３)と高圧コイル(１２)とを含む内鉄型の変圧器であって、
    　前記表層磁性板(９７)を含み、前記積層方向に連続的に並ぶ所定数の磁性板に、前記スリット(８)が形成されることにより前記軸部(３)に溝部が形成され、
    　前記溝部は、前記低圧コイル(１３)および前記高圧コイル(１２)の前記軸方向における中央部の位置を前記積層方向において前記磁性板(９)に投影した位置において、前記鉄心(２)を前記軸方向に通過する磁束が発生する深さまで形成されている、請求の範囲第１項に記載の静止器。
  10. 　前記スリット(８，４８)の前記形成密度は、前記積層方向において、前記スリット(８，４８)に近い側の前記主表面(１０，４４)からの距離が長くなるに従って低下している、請求の範囲第１項に記載の静止器。
  11. 　前記スリット(８，４８)は、前記鉄心(２，４２)を前記積層方向に通過する磁束による発熱の発熱密度が前記積層方向において前記スリット(８，４８)に近い側の前記主表面(１０，４４)からの距離が長くなるに従って低下するように設けられている、請求の範囲第１０項に記載の静止器。
  12. 　前記スリット(８，４８)の前記形成密度は、前記主表面(１０，４４)内における前記側面(９４，４５)からの最短距離および前記積層方向において前記スリット(８，４８)に近い側の前記主表面(１０，４４)からの距離が長くなるに従って低下している、請求の範囲第１項に記載の静止器。
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