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WO2010116787A1 - 回転電機制御装置 - Google Patents

回転電機制御装置 Download PDF

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Publication number
WO2010116787A1
WO2010116787A1 PCT/JP2010/051882 JP2010051882W WO2010116787A1 WO 2010116787 A1 WO2010116787 A1 WO 2010116787A1 JP 2010051882 W JP2010051882 W JP 2010051882W WO 2010116787 A1 WO2010116787 A1 WO 2010116787A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
torque
ripple
electrical machine
rotating electrical
amplitude
Prior art date
Application number
PCT/JP2010/051882
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
衣笠誠一
伊澤仁
伊澤和幸
青木一男
Original Assignee
アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 filed Critical アイシン・エィ・ダブリュ株式会社
Priority to CN201080005927.4A priority Critical patent/CN102300743B/zh
Priority to DE112010000941.4T priority patent/DE112010000941B4/de
Publication of WO2010116787A1 publication Critical patent/WO2010116787A1/ja

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/05—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for damping motor oscillations, e.g. for reducing hunting
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
    • B60L15/02—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit
    • B60L15/025—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles characterised by the form of the current used in the control circuit using field orientation; Vector control; Direct Torque Control [DTC]
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H02P2205/05—Torque loop, i.e. comparison of the motor torque with a torque reference
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a rotating electrical machine control device that controls driving of a rotating electrical machine that drives a vehicle.
  • JP 2003-88159 A (Patent Document 1) pays attention to the fact that the frequency of torque ripple is an integer multiple of the electrical angle of the motor.
  • a technique is disclosed in which a sine wave having an arbitrary phase is added to a torque command as a torque ripple correction amount to suppress fluctuations.
  • the torque ripple appears theoretically as a pulsation having harmonic components related to the number of poles of the permanent magnet and the number of salient poles of the iron core. Therefore, the torque ripple can be suppressed by the technique disclosed in Patent Document 1. Is possible.
  • a synchronous motor which is a kind of motor
  • the reluctance generated by the change in magnetic energy due to the position of the self-inductance. Torque is also used.
  • the self-inductance is a fluctuating value. For example, the self-inductance varies when the coil current increases and magnetic saturation occurs according to the output torque and the rotational speed.
  • the self-inductance also fluctuates due to the change in magnetic resistance depending on the rotation angle of the rotor of the motor. This is also one factor in which high-order harmonic components are superimposed on the torque ripple. Therefore, the torque ripple correction amount should be set appropriately according to the rotational state of the motor, and if the consistency is poor, the torque ripple suppression effect is limited.
  • Patent Document 1 describes that a sine wave as a torque ripple correction amount can be set freely, there is no suggestion about a specific determination method, and in obtaining a good torque ripple suppression effect. More technology is required.
  • the present invention was devised in view of the above problems, and has an object to provide a rotating electrical machine control device capable of appropriately suppressing torque ripple according to the rotational state of the rotating electrical machine with a simple configuration. To do.
  • the torque ripple correction amount is required to be set according to the rotation state of the rotating electrical machine as described above.
  • the inventors have discovered that when a rotating electrical machine is used as a vehicle drive source, the torque ripple generated differs depending on the difference between forward and reverse of the vehicle and the difference between power running and regeneration. For example, torque ripples with different characteristics may occur due to variations in the characteristics of the mount rubber of the support portion that supports the rotating electrical machine on the vehicle body and the structure of the drive transmission system from the rotating electrical machine to the wheels.
  • a ripple correction wave having a different phase is generated according to the sign of the output torque as in this feature configuration, an appropriate ripple correction wave corresponding to the generated torque ripple can be obtained.
  • Torque ripple is satisfactorily suppressed by driving and controlling the rotating electrical machine using the ripple correction wave.
  • the output torque includes the torque actually output from the rotating electrical machine, the torque estimated based on the current value, the required torque given from the host system, and the like.
  • the rotating electrical machine control device further includes a required torque setting unit that determines a required torque of the rotating electrical machine based on at least an operation amount of an accelerator pedal, and a target torque obtained by superimposing the ripple correction wave on the required torque. It is preferable to drive and control the rotating electrical machine based on the above.
  • the rotating electrical machine is controlled based on the target torque obtained by superimposing the torque ripple correction wave on the required torque of the rotating electrical machine, the torque ripple can be appropriately suppressed while controlling the torque of the rotating electrical machine as required by the driver. it can.
  • the correction parameter setting unit of the rotating electrical machine control device further sets the amplitude of the ripple correction wave according to the sign of the output torque.
  • the torque ripple has a sine wave component, and the component has an amplitude in addition to the phase. Since the amplitude is literally related to the magnitude of the vibration, the magnitude of the torque ripple of the rotating electrical machine can be appropriately attenuated by setting an appropriate amplitude for the ripple correction wave. When the amplitude of the ripple correction wave is further set according to the positive / negative of the output torque as in this configuration, a higher suppression effect can be obtained with respect to the generated torque ripple.
  • the correction parameter setting unit of the rotating electrical machine control device sets the amplitude of the ripple correction wave according to the rotational speed of the rotating electrical machine.
  • the unpleasant feeling that torque ripple gives to the vehicle occupant is related to the vehicle speed, that is, the rotational speed of the rotating electrical machine. Therefore, when the amplitude of the ripple correction wave is set in accordance with the rotation speed of the rotating electrical machine, the possibility of lowering the efficiency of the rotating electrical machine is suppressed by superimposing the ripple correction wave, and the efficiency of the rotating electrical machine is improved. Can do. That is, it is possible to achieve both reduction of torque ripple and suppression of reduction in efficiency of the rotating electrical machine.
  • the correction parameter setting unit of the rotating electrical machine control device includes the ripple as the rotational speed increases until the speed reaches a speed limit that exceeds a speed limit start speed and is set to a value larger than the speed limit start speed.
  • the amplitude of the correction wave is reduced, the amplitude of the ripple correction wave is limited so that the amplitude of the ripple correction wave becomes zero at the speed limit, and when the rotational speed of the rotating electrical machine is equal to or higher than the speed limit, the ripple It is preferable to limit the amplitude of the correction wave to zero.
  • a vehicle occupant is more likely to feel discomfort due to torque ripple when the vehicle speed is low, that is, when the rotating speed of the rotating electrical machine is low. Therefore, if the amplitude of the ripple correction wave is increased when the rotating speed of the rotating electrical machine is low and the amplitude is decreased as the rotating speed increases, the uncomfortable feeling caused by the torque ripple is suppressed and the rotating electrical machine is used with high efficiency. can do.
  • the rotational speed of the rotating electrical machine is high enough to exceed the speed limit, discomfort caused by torque ripple does not become a problem. Therefore, in this high rotation region, the rotary electric machine can be used with high efficiency when the amplitude is set to zero so that the ripple correction wave is practically not added. Further, since the amplitude of the ripple correction wave is reduced as the rotational speed increases from the limit start speed to the limit speed, the torque ripple correction amount does not change suddenly, and the passenger does not feel uncomfortable.
  • FIG. 1 is a block diagram schematically showing an example of a system configuration of a vehicle including a rotating electrical machine control device of the present invention. It is a block diagram which shows typically an example of a structure of the rotary electric machine control apparatus of this invention. It is a wave form diagram showing typically the relation between the harmonic component of torque ripple, and a ripple correction wave. It is a graph which shows the characteristic of the phase and amplitude of a torque ripple at the time of positive torque. It is a graph which shows the characteristic of the phase and amplitude of a torque ripple at the time of a negative torque. It is a flowchart which shows an example of the procedure which produces
  • FIG. 1 is a block diagram schematically illustrating an example of a system configuration of a vehicle including such a motor M control device (rotary electrical machine control device) 100.
  • the motor M is electrically connected to a battery (not shown) or a converter (not shown) that boosts the output voltage of the battery via the inverter 57, and generates a driving force when supplied with electric power.
  • the inverter 57 includes a plurality of switching elements.
  • An IGBT insulated gate bipolar transistor
  • MOSFET metal oxide field semiconductor effect transistor
  • the inverter 57 is configured by a three-phase bridge circuit as is well known. Two IGBTs are connected in series between the input plus side and the input minus side of the inverter 57, and this series circuit is connected in parallel in three lines. That is, a bridge circuit in which a set of series circuits corresponds to each of the stator coils Mu, Mv, and Mw corresponding to the u phase, the v phase, and the w phase of the motor M is configured.
  • the collector of the upper stage IGBT of each phase is connected to the input plus side of the inverter 57, and the emitter is connected to the collector of the lower stage IGBT of each phase.
  • the emitter of the IGBT on the lower side of each phase is connected to the input minus side (for example, ground) of the inverter 57.
  • the intermediate point of the series circuit of IGBTs of each phase that is a pair, that is, the connection point of the IGBT, is connected to the stator coils Mu, Mv, and Mw of the motor M, respectively.
  • a flywheel diode (regenerative diode) is connected in parallel to each IGBT.
  • the flywheel diode is connected in parallel to the IGBT such that the cathode terminal is connected to the collector terminal of the IGBT and the anode terminal is connected to the emitter terminal of the IGBT.
  • the gate of each IGBT is connected to an ECU (electronic control unit) 50 via a driver circuit 55, and is individually controlled for switching.
  • the ECU 50 is referred to as a TCU (trans-axle control unit) 50 in order to distinguish it from other ECUs.
  • the TCU 50 is configured with a logic circuit such as a microcomputer as a core.
  • the TCU 50 includes a CPU (central processing unit) 51 that is a microcomputer, an interface circuit 52, and other peripheral circuits.
  • the interface circuit 51 includes EMI (electro-magnetic interference) countermeasure parts, a buffer circuit, and the like.
  • the CPU 51 constitutes a control device 100 corresponding to the rotating electrical machine control device of the present invention.
  • the drive signal input to the gate of the IGBT or MOSFET that switches high voltage requires a voltage higher than the drive voltage of a general electronic circuit such as a microcomputer, and therefore is boosted through the driver circuit 55. , And input to the inverter 57.
  • the CPU 51 includes at least a CPU core 11, a program memory 12, a parameter memory 13, a work memory 14, a communication control unit 15, an A / D converter 16, a timer 17, and a port 18. Is done.
  • the CPU core 11 is the core of the CPU 51, and includes an instruction register, an instruction decoder, an ALU (arithmetic logic unit) that performs various operations, a flag register, a general-purpose register, an interrupt controller, and the like.
  • the program memory 12 is a non-volatile memory that stores a motor control program (rotary electric machine control program).
  • the parameter memory 13 is a non-volatile memory that stores various parameters that are referred to when the program is executed. The parameter memory 13 may be constructed without being distinguished from the program memory 12.
  • the program memory 12 and the parameter memory 13 are preferably constituted by a flash memory, for example.
  • the work memory 14 is a memory that temporarily stores temporary data during program execution.
  • the work memory 14 is composed of DRAM (dynamic RAM) or SRAM (static RAM) that is volatile and can read and write data at high speed.
  • the communication control unit 15 controls communication with other systems in the vehicle.
  • communication with the traveling control system 60, other systems, sensors, and the like is controlled via a CAN (controller area network) 80 in the vehicle.
  • the A / D converter 16 converts an analog electric signal into digital data.
  • detection results of motor currents Iu, Iv, and Iw flowing through the stator coils Mu, Mv, and Mw of the motor M are received from the current sensor 58 and converted into digital values. Since the three phases u phase, v phase, and w phase are balanced and the instantaneous value thereof is zero, the current for only two phases may be detected, and the remaining one phase may be obtained by calculation in the CPU 51. .
  • the interface circuit 52 may include a multiplexer, and an analog current value may be acquired from one analog input by time division.
  • the timer 17 measures time with the clock cycle of the CPU 51 as the minimum resolution. For example, the timer 17 monitors the program execution cycle and notifies the interrupt controller of the CPU core 11. The timer 17 measures the valid time of the gate drive signals (pu, nu, pv, nv, pw, nw) for driving the IGBT, and generates the gate drive signal.
  • the port 18 is a terminal control unit that outputs an IGBT gate drive signal of the inverter 57 via a terminal of the CPU 51 and receives a rotation detection signal R from the rotation detection sensor 59 input to the CPU 51.
  • the rotation detection sensor 59 is a sensor that is installed in the vicinity of the motor M and detects the rotation position and rotation speed of the rotor of the motor M, and is configured using, for example, a resolver.
  • the CPU 51 is communicably connected to various systems and sensors via the CAN 80 which is an in-vehicle network.
  • the CPU 51 is connected to the brake system 61 and the power steering system 63 in addition to the travel control system 60.
  • Each of these systems is configured with an electronic circuit such as a CPU as a core, similar to the control device 100 of the motor M, and is configured as an ECU (electronic control unit) together with peripheral circuits as with the TCU 50.
  • the brake system 61 detects the amount of operation of the brake pedal operated by the driver by the brake sensor 72, and has an electric motor having a brake assist for increasing the braking force by applying a braking force to the vehicle via the actuator 71.
  • the power steering system 63 is, for example, an electric power steering (EPS: power ⁇ ⁇ steering) system that detects an operation amount of a steering wheel operated by a driver by a steering sensor 74 and adds assist torque by an actuator 73.
  • EPS electric power steering
  • the wheel speed sensor 75 is a sensor that detects the amount of rotation of a vehicle wheel and the number of rotations per unit time. If the brake system 61 is an ABS (anti-lock braking ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ system) that suppresses brake locking or a skid prevention device (ESC: electronic stability control) that suppresses vehicle skidding during cornering, wheels received via CAN 80 Various controls are executed based on the detection result of the speed sensor 75. For example, brake locking, wheel idling, and signs of skidding are determined from the difference in rotation between the left and right wheels, and control according to the determination result is executed. Therefore, the wheel speed sensor 75 may be provided in the brake system 61.
  • ABS anti-lock braking ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ system
  • ESC electronic stability control
  • the accelerator sensor 76 is a sensor that detects the amount of operation of the accelerator pedal by the driver.
  • the shift lever sensor 77 is a sensor or switch that detects the position of the shift lever.
  • the traveling control system 60 calculates a required torque Tr of the motor M based on detection results obtained by the brake sensor 72, the accelerator sensor 76, the shift lever sensor 77, the wheel speed sensor 75, and the like. For example, if the accelerator pedal is depressed while the shift lever sensor 77 is set to “drive”, the traveling control system 60 calculates a required torque Tr (output torque) having a positive value. On the other hand, when the brake pedal is depressed, or when the accelerator pedal is depressed with the shift lever sensor 77 set to “reverse”, the traveling control system 60 has a negative value.
  • the required torque Tr is calculated. This required torque Tr is transmitted to the CPU 51 via the CAN 80 and received by the communication control unit 15 of the CPU 51.
  • the travel control system 60 functions as a required torque setting unit that determines the required torque Tr of the motor M based on at least the operation amount of the accelerator pedal.
  • the control device 100 of the motor M is configured with the CPU 51 as a core. That is, the control device 100 is configured mainly by the cooperation of the CPU core 11 and other hardware including the work memory 14 and the timer 17 with software such as programs and parameters stored in the program memory 12 and the parameter memory 13.
  • the embodiment of the control device 100 is not limited to such cooperation between hardware and software, and may be configured only by hardware using ASIC (application specific integrated circuit) or the like. .
  • FIG. 2 is a block diagram schematically showing an example of a functional configuration of the control device 100 of the motor M.
  • each functional unit shown in this figure may be configured only by hardware, or may be configured by cooperation of hardware and software.
  • Each functional unit has no problem as long as the function is realized regardless of the embodiment.
  • the control device 100 includes a torque control unit 10, a current control unit 20, a voltage control unit 30, and a rotation state calculation unit 40.
  • vector control field-oriented control: FOC
  • a coil current flowing in each of the three-phase stator coils of the AC motor is expressed by a vector of a d axis that is a direction of a magnetic field generated by a permanent magnet disposed on the rotor and a q axis that is orthogonal to the d axis.
  • a rotation detection sensor 59 such as a resolver is provided in the vicinity of the motor M.
  • the detection result is transmitted to the register in the CPU core 11 and the work memory 14 via the port 18 of the CPU 51 as described above.
  • the rotation state calculation unit 40 provided in the control device 100 obtains the rotor position (electrical angle ⁇ ) and the rotation speed (angular velocity ⁇ ) based on the detection result R of the rotation detection sensor 59.
  • the obtained electrical angle ⁇ and angular velocity ⁇ are used in the torque control unit 10, the current control unit 20, and the voltage control unit 30.
  • the rotation detection sensor 59 such as a resolver provides information on the rotor position and the rotation speed in a form that the control device 100 can use for calculation
  • the rotation state calculation unit 40 may not be provided in the control device 100. .
  • the torque control unit 10 is a functional unit that sets target currents (current commands) id and iq for current feedback control according to the required torque Tr (torque command Ti).
  • the target currents id and iq are set corresponding to the d axis and q axis described above. Therefore, the torque control unit 10 performs coordinate conversion of the torque command Ti into the d-axis target current id and the q-axis target current iq based on the electrical angle ⁇ obtained by the rotation state calculation unit 40. It is comprised.
  • the required torque Tr is the same as the torque command Ti.
  • the superimposing unit 5 that generates the target torque To by superimposing the ripple correction wave NTR 6 on the required torque Tr is provided.
  • the target torque To is a torque command Ti that is input to the two-phase converter 6.
  • the superimposing unit 5 functions as a target torque setting unit that sets the target torque To.
  • the ripple correction wave NTR 6 and its generation method will be described later.
  • the current control unit 20 performs, for example, proportional-integral control (PI control) or proportional-calculus control (PID control) based on the deviation between the target currents id, iq and the fed back motor current, and a target voltage (voltage command).
  • PI control proportional-integral control
  • PID control proportional-calculus control
  • the current control unit 20 includes a PID control unit 21 and a two-phase conversion unit 22. Since the current values detected by the current sensor 58 are the three-phase currents Iu, Iv, and Iw, the two-phase conversion unit 22 determines the two-phase current Id based on the electrical angle ⁇ obtained by the rotation state calculation unit 40.
  • the PID control unit 21 performs PID control based on the deviation between the target currents id, iq and the two-phase motor currents Id, Iq, and the angular velocity ⁇ obtained by the rotation state calculation unit 40, so that the target voltages vd, Set vq.
  • the voltage control unit 30 generates gate drive signals pu, nu, pv, nv, pw, nw for driving the three-phase IGBT of the inverter 57 based on the target voltages vd, vq.
  • the voltage control unit 30 includes a three-phase conversion unit 31 and a PWM control unit 32. Since the inverter 57 is provided for three phases corresponding to the three-phase stator coils Mu, Mv, and Mw of the motor M, the two-phase target voltages vd and vq are obtained by the rotation state calculation unit 40. Based on the electrical angle ⁇ , the coordinates are converted into three-phase target voltages vu, vv, vw.
  • the PWM controller 32 controls the IGBT of the inverter 57 by PWM (pulse width modulation).
  • the PWM control unit 32 includes six IGBTs that individually control the gates of the IGBTs in each stage, each phase being constituted by two stages of IGBTs on the upper stage side and the lower stage side, and a total of six stages in three phases.
  • Gate drive signals pu, nu, pv, nv, pw, nw are generated.
  • the gate drive signals pu, nu, pv, nv, pw, and nw correspond to the gate drive signals of the IGBTs in the u-phase upper stage, u-phase lower stage, v-phase upper stage, v-phase lower stage, w-phase upper stage, and w-phase lower stage in order.
  • the valid time of each gate drive signal is measured by the timer 17 of the CPU 51, and pulsed gate drive signals pu, nu, pv, nv, pw, nw are output via the port 18.
  • the torque ripple has a harmonic component of the fundamental component of the three-phase alternating current that drives the motor.
  • the order of this harmonic component is related to the number of poles of the permanent magnet and the number of salient poles of the iron core.
  • the number of slots per pole is often six, and the harmonic having a great influence is often the sixth harmonic.
  • the number of poles is often 8 and the number of slots is 48. 6th harmonic.
  • FIG. 3 shows waveforms obtained by the inventors of the harmonic component of torque ripple by FFT (fast Fourier transform) analysis and FEM (finite element method) analysis.
  • the horizontal axis is the phase, and a period corresponding to 0 to 60 ° of the electrical angle of the AC fundamental wave that drives the motor M is extracted. The time when the electrical angle is 0 ° is set as the reference phase.
  • a waveform TR shown in FIG. 3 indicates torque ripple.
  • the ideal torque in this example is a constant value of 100 [Nm], and a torque ripple TR is superimposed on this torque as an AC component.
  • the torque ripple TR is a waveform in which high-order harmonics of various components are synthesized.
  • a waveform TR 6 shown in FIG. 3 is obtained by extracting the sixth harmonic component which is the largest frequency component of the torque ripple TR by the FFT analysis and the FEM analysis.
  • the waveform TR 6 is the sixth harmonic of the fundamental wave
  • the entire period is included in the range of 0 to 60 ° of the electrical angle of the AC fundamental wave.
  • the phase is delayed by 240 ° (or advanced by 120 °) from the reference phase which is 0 ° of the electrical angle of the AC fundamental wave, for example.
  • the amplitude is 105 [Nm] with respect to 100 [Nm] which is a steady value, it is 5% increase of the steady value.
  • an antiphase sine wave may be used as shown in FIG.
  • a sine wave having an antiphase with respect to the sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple TR is referred to as a ripple correction wave NTR 6 .
  • the ripple correction wave NTR 6 Since the ripple correction wave NTR 6 is opposite in phase to the sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple TR, the ripple correction wave NTR 6 is delayed by 60 ° from the reference phase which is 0 ° of the electrical angle of the AC fundamental wave (or advanced by 300 °). )
  • the ripple correction wave NTR 6 is more preferably a sine wave having an opposite phase and the same amplitude as the sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple TR.
  • the reference phase is not limited to this example, and may be set to another phase.
  • a ripple correction wave NTR 6 having a defined phase and amplitude is generated and superimposed on the required torque Tr, the sixth harmonic component TR 6 of the generated torque ripple TR Can be offset, and the pulsation of the motor M can be suppressed.
  • Generates a ripple correction wave NTR 6 phase and the amplitude is defined in the correction wave calculation unit 4 shown in FIG. 2, when superimposing the ripple correction wave NTR 6 on the required torque Tr in superimposing section 5, a preferred target torque To Is set.
  • FIG. 4 is a graph showing the phase and amplitude characteristics of the sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple TR when the motor M is moving forward, such as when the vehicle moves forward.
  • FIG. 5 is a graph showing the phase and amplitude characteristics of the sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple TR when the motor M is negative torque when the vehicle is moving backward or performing regenerative braking.
  • the horizontal axis is the absolute value of torque
  • the left vertical axis is the amplitude ratio indicating the ratio (percentage) to the absolute value and steady value of the amplitude
  • the right vertical axis is the phase.
  • the phase difference of the sixth harmonic component TR6 of the torque ripple TR with respect to the reference phase is generally stable regardless of the absolute value of the torque.
  • the phase difference at the time of positive torque is about 110 ° to 135 °
  • the phase difference at the time of negative torque is different from ⁇ 108 to ⁇ 138 °.
  • the amplitude of the sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple TR varies greatly depending on the absolute value of the torque. Due to the occurrence of the torque ripple TR, the ratio of the torque ripple TR (TR 6 ) relative to the steady value is more strongly related to the feeling of the driver and passengers riding in the vehicle than the absolute value of the amplitude of the torque ripple TR (TR 6 ). Therefore, attention is focused on the torque having the largest amplitude ratio (amplitude ratio) with respect to the steady value of the torque ripple TR (TR 6 ). As shown in FIG. 4, in the case of positive torque, the amplitude ratio becomes maximum when the absolute value of the torque is 30 [Nm]. As shown in FIG.
  • the amplitude ratio becomes maximum when the absolute value of the torque is 60 [Nm].
  • the torque with the largest amplitude ratio (amplitude ratio) with respect to the steady value of the torque ripple TR (TR 6 ) differs depending on whether the torque of the motor M is positive torque or negative torque.
  • the control device 100 sets the phase and amplitude when generating the ripple correction wave NTR 6 according to the sign of the required torque Tr.
  • the correction wave calculation unit 4 of the torque control unit 10 includes a positive / negative determination unit 1, a correction parameter setting unit 2, and a correction wave generation unit 3. .
  • the positive / negative determining unit 1 is a functional unit that determines whether the required torque Tr (output torque) is positive or negative.
  • the correction parameter setting unit 2 is a functional unit that sets the phase difference of the ripple correction wave with respect to the reference phase as a correction parameter according to the sign of the required torque Tr (output torque).
  • the correction parameter setting unit 2 includes a selection switch 2s that selects a positive torque parameter 2p and a negative torque parameter 2n. The selection switch 2s is controlled based on the determination result of the positive / negative determination unit 1, and the positive torque parameter 2p or the negative torque parameter 2n is set as the correction parameter 2h.
  • the correction wave generator 3 generates a ripple correction wave NTR 6 based on the correction parameter 2h.
  • the maximum amplitude ratio is 5.2% when the absolute value of the torque is 30 [Nm].
  • the absolute value of the amplitude is 1.5 [Nm]
  • the phase difference is 120 °.
  • An amplitude ratio of 5.2% is a correction parameter (amplitude parameter) A related to amplitude. Since the ripple correction wave NTR 6 is an inversion of the sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple TR, a value obtained by the following equation (1) is a correction parameter (phase difference parameter) ⁇ related to the phase difference.
  • the amplitude ratio is 5.0% at the maximum when the absolute value of the torque is 60 [Nm].
  • the absolute value of the amplitude is 3.0 [Nm]
  • the phase difference is ⁇ 110 °.
  • An amplitude ratio of 5.0% is a correction parameter (amplitude parameter) A related to amplitude.
  • the ripple correction wave NTR 6 is an inversion of the sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple TR, but is automatically inverted because the sign of the torque is negative. Accordingly, the phase difference of ⁇ 110 ° is the correction parameter (phase difference parameter) ⁇ .
  • the correction parameters are selected one by one according to the sign of the torque is illustrated, but the present invention is not limited to this, and a plurality of correction parameters are set for each of the positive and negative values. Also good. For example, a plurality of correction parameters may be set according to the absolute value of the torque.
  • the CPU 51 that has received the required torque Tr from the travel control system 60 temporarily stores the required torque Tr in a general-purpose register of the CPU core 11 or a work area such as the work memory 14. Then, the CPU core 11 refers to the work area and executes a positive / negative determination function for determining the positive / negative of the required torque Tr for the motor M (positive / negative determination step # 1).
  • the CPU core 11 executes a correction parameter setting function for setting the phase difference of the ripple correction wave NTR 6 with respect to the reference phase as a correction parameter (phase difference parameter ⁇ ) 2h according to the sign of the required torque Tr (correction).
  • the correction parameter setting function may include a function of setting a correction parameter (amplitude parameter A) 2h that defines the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 .
  • the CPU core 11 reads the correction parameter 2p for the positive torque from the parameter memory 13 and temporarily stores it in the work area (correction parameter setting step # 2 for the positive torque). .
  • the correction parameter 2p for the positive torque has the phase difference parameter ⁇ of “ ⁇ 60 °” and the amplitude parameter A of “5.2%”.
  • the CPU core 11 executes a correction wave generation function for generating the ripple correction wave NTR 6 by calculating the following equation (2) based on the set correction parameter 2h ( ⁇ , A) (correction wave) Generation step # 4).
  • FIG. 7 a ripple correction wave NTR 6 at the time of positive torque is generated.
  • the horizontal axis represents time
  • the vertical axis represents the electrical angle ⁇ (magnetic pole position) of the AC fundamental wave that drives the motor M.
  • FIG. 7 generally shows one cycle of the electrical angle ⁇ .
  • the lower part of FIG. 7 shows a sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple and a ripple correction wave NTR 6 corresponding thereto.
  • a time at which the electrical angle ⁇ is zero is set as a reference phase, a sine wave having a phase delay of 60 ° as the phase of the sixth harmonic component and having an amplitude of 5.2% of the required torque Tr is generated as the ripple correction wave NTR 6. Yes.
  • the CPU core 11 reads the correction parameter 2n for negative torque from the parameter memory 13 and temporarily stores it in the work area (correction parameter setting step # 3 for negative torque). .
  • the correction parameter 2n for negative torque has the phase difference parameter ⁇ of “ ⁇ 110 °” and the amplitude parameter A of “5.0%”.
  • the CPU core 11 executes the correction wave generation function for generating the ripple correction wave NTR 6 by calculating the following equation (3) based on the set correction parameter 2h ( ⁇ , A) (correction wave generation step #) 4).
  • the ripple correction wave NTR 6 at the time of negative torque is generated.
  • the horizontal axis is time as in FIG. 7, and the vertical axis indicates the electrical angle ⁇ (magnetic pole position) of the AC fundamental wave that drives the motor M.
  • the traveling direction of the time axis is opposite to that in FIG.
  • FIG. 8 also shows one cycle of the electrical angle ⁇ in general, as in FIG.
  • the lower part of FIG. 8 shows a sixth harmonic component TR 6 of torque ripple and a ripple correction wave NTR 6 corresponding thereto.
  • a time when the electrical angle ⁇ is zero is set as a reference phase, and a sine wave having a phase delay of 112 ° as the phase of the sixth harmonic component and having an amplitude of 5.0% of the required torque Tr is generated as the ripple correction wave NTR 6. Yes.
  • This is a sine wave having an opposite phase to the sixth harmonic component TR 6 of the torque ripple, and the motor control calculation described above is executed based on the target torque To in which the ripple correction wave NTR 6 is superimposed on the required torque Tr.
  • torque ripple TR is suppressed.
  • the correction parameter setting unit 2 may further set the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 according to the rotational speed of the motor M.
  • the correction parameter setting unit 2 may include a rotation speed filter 2r, and a speed coefficient kr corresponding to the rotation speed (angular speed ⁇ ) of the motor M may be set as a correction parameter.
  • the rotation speed filter 2r is preferably configured as a table with the rotation speed (angular velocity ⁇ ) of the motor M as an argument and stored in the parameter memory 13, for example.
  • the correction wave generation unit 3 generates a ripple correction wave NTR 6 by the following equation (4).
  • NTR 6 kr / A / Tr / sin (6 ⁇ + ⁇ ) (4)
  • the rotation speed filter 2r has a characteristic as shown in FIG.
  • the vertical axis of the graph shown in FIG. 9 is the speed coefficient kr, and the horizontal axis is the absolute value of the rotational speed of the motor M.
  • the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 is not limited.
  • the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 decreases, and the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 is zero at the limit speed S2 greater than the limit start speed S1.
  • the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 is limited so that Further, when the speed is not less than the speed limit S2, the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 is limited to zero.
  • the torque ripple Tr has less influence on the occupant when the rotational speed of the motor M increases, that is, the occupant is less likely to experience the occurrence of the torque ripple Tr. Therefore, when the rotational speed of the motor M is equal to or lower than the limit start speed S1, the ripple correction wave NTR 6 is superimposed on the required torque Tr with an amplitude of 100%, and after exceeding the limit start speed S1, the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 gradually increases. After the speed is reduced and the speed limit S2 is exceeded, it is preferable that the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 is set to zero so that the ripple correction wave NTR 6 is not superimposed on the required torque Tr.
  • the correction parameter setting unit 2 may further set the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 according to the required torque Tr of the motor M. That is, the correction parameter setting unit 2 may include a torque filter (not shown), and the torque coefficient kt corresponding to the required torque Tr may be set as the correction parameter 2h. When the torque coefficient kt is included in the correction parameter, the correction wave generation unit 3 generates a ripple correction wave NTR 6 by the following equation (5).
  • NTR 6 kt / kr / A / Tr / sin (6 ⁇ + ⁇ ) (5)
  • the torque filter is preferably configured to have characteristics as shown in FIG.
  • the vertical axis of the graph shown in FIG. 10 is the torque coefficient kt, and the horizontal axis is the absolute value of the required torque.
  • the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 is not limited.
  • the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 decreases, and the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 becomes zero at the limit torque T2 larger than the limit start torque T1.
  • the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 is limited.
  • the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 is limited to zero.
  • the instantaneous value of the target torque To reaches the limit torque T2 or exceeds the limit torque T2.
  • the target torque To and the target currents id and iq are limited, another pulsation may occur due to the limitation. Therefore, the center of the amplitude where the instantaneous value of the ripple correction wave NTR 6 does not sufficiently reach the limit torque is set as the limit torque T2, and the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 is gradually decreased from the limit start torque T1 until the limit torque T2 is reached. It is preferable to do so.
  • the ripple correction wave NTR 6 is superimposed on the required torque Tr with an amplitude of 100%. Since the torque coefficient kt gradually changes according to the required torque Tr, the amplitude of the ripple correction wave NTR 6 does not change abruptly, and the passenger does not feel uncomfortable.
  • the correction parameter is set according to the sign of the required torque Tr. Since the correction parameter includes the phase difference ⁇ , the ripple correction wave NTR 6 has a greatly different waveform depending on whether the required torque Tr is positive or negative. For example, when the sign of the required torque Tr is suddenly reversed, the ripple correction wave NTR 6 may fluctuate greatly, which may cause discomfort to the passenger. For this reason, hysteresis is often set in the control including such positive / negative determination. However, for the reason described below, it is not necessary to set hysteresis in the present invention. Therefore, the control device 100 can be configured in a simple manner, and can quickly follow positive and negative changes in the required torque Tr.
  • the torque accuracy which is the difference between the actual torque and the required torque Tr, is approximately ⁇ 1.5 [Nm]. That is, it can be said that the region where the sign of the torque is likely to be reversed is the range where the required torque Tr is ⁇ 1.5 [Nm].
  • the running resistance of the vehicle is about ⁇ 5 [Nm]
  • the vehicle is in a stopped state when the required torque Tr is in the range of ⁇ 1.5 [Nm]. Therefore, since the state in which the vehicle is substantially stopped also plays a role of hysteresis, the positive / negative determination unit 1 that determines whether the required torque Tr is positive or negative does not need to be provided with hysteresis. As a result, a very simple system can be constructed.
  • the present invention is not limited to this, and may be superimposed on a current command calculated based on the required torque Tr (torque command).
  • the present invention can be applied to a rotating electrical machine control device that drives and controls a motor (rotating electrical machine) that drives a vehicle such as a hybrid vehicle or an electric vehicle based on a target torque and a rotational speed.
  • a motor rotating electrical machine

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Abstract

　簡単な構成で、回転電機の回転状態に応じて適切にトルクリップルを抑制することが可能な回転電機制御装置を提供する。回転電機の出力トルクの正負を判定する正負判定部１と、回転電機のトルクリップルを低減するための正弦波状のリップル補正波ＮＴＲ６の基準位相に対する位相差を、出力トルクの正負に応じて補正パラメータとして設定する補正パラメータ設定部２と、補正パラメータに基づいて、リップル補正波ＮＴＲ６を生成する補正波生成部３とを備える。

Description

回転電機制御装置
　本発明は、車両を駆動する回転電機を駆動制御する回転電機制御装置に関する。
　永久磁石を利用するモータでは、回転磁界を作り出すコイルに電流を流さない場合でも永久磁石による磁束が残存し、永久磁石とコイルの鉄心との間にトルクリップルが生じる。特開２００３－８８１５９号公報（特許文献１）には、トルクリップルの周波数がモータの電気角の整数倍であることに着目して、モータ電気角の整数倍の任意の周波数、任意の振幅、任意の位相の正弦波をトルクリップル補正量としてトルク指令に加算して、変動を抑える技術が開示されている。
特開２００３－８８１５９号公報
　トルクリップルは、理論的には永久磁石の極数と鉄心の突極数とに関係する高調波成分を有した脈動として現れるので、特許文献１に示された技術によりトルクリップルを抑制することが可能である。ところで、モータの一種である同期モータでは、永久磁石の磁界により形成される鎖交磁束とコイルに流れる電流との積によって生じるマグネットトルクに加えて、自己インダクタンスの位置による磁気エネルギーの変化によって生じるリラクタンストルクも活用される。但し、自己インダクタンスは変動する値である。例えば、出力トルクや回転数に応じてコイル電流が増加して磁気飽和が発生した場合に自己インダクタンスは変動する。また、モータのロータの回転角度によって、磁気抵抗が変化することによっても、自己インダクタンスは変動する。これも、トルクリップルに高次高調波成分が重畳される一要因となる。従って、トルクリップル補正量は、モータの回転状態などに応じて適切に設定されるべきであり、整合性が悪ければ、トルクリップルの抑制効果は限定的となる。特許文献１には、トルクリップル補正量としての正弦波を自由に設定できることが記載されているものの、具体的な決定方法については示唆もされておらず、良好なトルクリップル抑制効果を求める上で、さらなる技術が求められる。
　但し、自己インダクタンスの変動が非線形であることや、一般的なモータ制御に用いられるＰＷＭ制御の分解能を考慮すれば、発生するトルクリップル対して厳密な補正量を求めてトルクリップルを抑制することは現実的ではない。このため、回転電機としてのモータを制御する回転電機制御装置の構成規模をいたずらに大きくすることなく、また、演算負荷を大きく増大させることもなく、回転電機の回転状態などに応じて適切なトルクリップル補正量を得ることが必要である。
　本発明は、上記課題に鑑みて創案されたもので、簡単な構成で、回転電機の回転状態に応じて適切にトルクリップルを抑制することが可能な回転電機制御装置を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するための本発明に係る、車両を駆動する回転電機を駆動制御する回転電機制御装置の特徴構成は、前記回転電機の出力トルクの正負を判定する正負判定部と、前記回転電機の磁極位置に対する、前記回転電機のトルクリップルを低減するための正弦波状のリップル補正波の位相差を、前記出力トルクの正負に応じて補正パラメータとして設定する補正パラメータ設定部と、前記補正パラメータに基づいて、前記リップル補正波を生成する補正波生成部とを備え、前記リップル補正波を用いて前記回転電機を駆動制御する点にある。
　特許文献１を参照して上述したように、トルクリップルに応じた正弦波をトルクリップル補正量としてトルク指令に加算することによって、トルクリップルを抑制することが可能である。但し、高い抑制効果を得ようとすれば、トルクリップル補正量は、上述したように、回転電機の回転状態に応じて設定されることが要求される。発明者らは、回転電機が車両の駆動源として用いられる場合、車両の前進と後進との違いや力行と回生との違いにより発生するトルクリップルが異なることを発見した。例えば、回転電機を車体に支持する支持部のマウントゴムの特性のバラツキや、回転電機から車輪までの駆動伝達系の構造に起因して、異なる特性のトルクリップルを生じる場合がある。本特徴構成のように、出力トルクの正負に応じて異なる位相のリップル補正波を生成すれば、発生するトルクリップルに応じた適切なリップル補正波を得ることができる。リップル補正波を用いて回転電機を駆動制御することで、トルクリップルが良好に抑制される。このように、本特徴構成によれば、回転電機の回転状態に応じて適切にトルクリップルを抑制することが可能な回転電機制御装置を提供することが可能となる。尚、出力トルクは、回転電機が実際に出力しているトルク、電流値などに基づいて推測されるトルク、上位のシステムから与えられる要求トルク等を含むものである。
　また、本発明に係る回転電機制御装置は、少なくともアクセルペダルの操作量に基づいて前記回転電機の要求トルクを決定する要求トルク設定部を備え、前記要求トルクに前記リップル補正波を重畳した目標トルクに基づいて前記回転電機を駆動制御すると好適である。
　トルクリップル補正波を回転電機の要求トルクに重畳した目標トルクに基づいて回転電機を制御するので、回転電機のトルクを運転者の要求に通りに制御しながら、適切にトルクリップルを抑制することができる。
　また、本発明に係る回転電機制御装置の前記補正パラメータ設定部は、前記出力トルクの正負に応じて、更に、前記リップル補正波の振幅を設定すると好適である。
　トルクリップルは正弦波成分を有しており、その成分には位相の他に振幅も存在する。振幅は、文字通り振動の大きさに関連するので、リップル補正波に適切な振幅が設定されることによって、回転電機のトルクリップルの大きさを適切に減衰させることができる。本構成のように、出力トルクの正負に応じて、さらにリップル補正波の振幅が設定されると、発生するトルクリップルに対して、より高い抑制効果が得られる。
　また、本発明に係る回転電機制御装置の前記補正パラメータ設定部は、前記回転電機の回転速度に応じて前記リップル補正波の振幅を設定すると好適である。
　トルクリップルが車両の搭乗者に与える不快感は、車両の速度、つまり回転電機の回転速度と関係がある。従って、回転電機の回転速度に応じて前記リップル補正波の振幅が設定されると、リップル補正波の重畳により、回転電機の効率を低下させる可能性を抑制し、回転電機の効率を向上させることができる。つまり、トルクリップルの低減と、回転電機の効率の低下の抑制とを両立させることができる。
　また、本発明に係る回転電機制御装置の前記補正パラメータ設定部は、制限開始速度を超えて、当該制限開始速度より大きい値に設定された制限速度に達するまで、前記回転速度が上がるに従って前記リップル補正波の振幅が小さくなり、前記制限速度において前記リップル補正波の振幅がゼロとなるように前記リップル補正波の振幅を制限し、前記回転電機の回転速度が前記制限速度以上の時、前記リップル補正波の振幅をゼロに制限すると好適である。
　車両の搭乗者は、車両の速度が低いとき、つまり、回転電機の回転速度が遅い時の方が、トルクリップルに起因する不快感を覚え易い。従って、回転電機の回転速度が遅いときにリップル補正波の振幅を大きくし、回転速度が上がるに従って、振幅を小さくすると、トルクリップルの発生による不快感を抑制すると共に、回転電機を高い効率で使用することができる。回転電機の回転速度が制限速度以上の高回転となると、トルクリップルに起因する不快感が問題にならなくなる。従って、この高回転域においては、リップル補正波を事実上加えないように、振幅をゼロとすると、回転電機を高い効率で利用することができる。また、制限開始速度から制限速度へと回転速度が上昇するに従って、リップル補正波の振幅を小さくするので、トルクリップルの補正量が急変することがなく、搭乗者に違和感を覚えさせることもない。
本発明の回転電機制御装置を含む車両のシステム構成の一例を模式的に示すブロック図である。 本発明の回転電機制御装置の構成の一例を模式的に示すブロック図である。 トルクリップルの高調波成分及びリップル補正波の関係を模式的に示す波形図である。 正トルク時のトルクリップルの位相及び振幅の特性を示すグラフである。 負トルク時のトルクリップルの位相及び振幅の特性を示すグラフである。 リップル補正波を生成する手順の一例を示すフローチャートである。 正トルク時のリップル補正波を模式的に示す波形図である。 負トルク時のリップル補正波を模式的に示す波形図である。 リップル補正波の振幅を制限する速度係数の特性図である。 リップル補正波の振幅を制限するトルク係数の特性図である。
　以下、本発明に係る回転電機制御装置の実施形態を、ハイブリッド自動車や電気自動車などの車両の駆動源となるモータ（回転電機）を制御する制御装置を例として、図面に基づいて説明する。図１は、そのようなモータＭの制御装置（回転電機制御装置）１００を含む車両のシステム構成の一例を模式的に示すブロック図である。モータＭは、インバータ５７を介して不図示のバッテリや、バッテリの出力電圧を昇圧する不図示のコンバータなどに電気的に接続され、電力の供給を受けて駆動力を発生する。インバータ５７は、複数のスイッチング素子を有して構成される。スイッチング素子には、ＩＧＢＴ（insulated gate bipolar transistor）やＭＯＳＦＥＴ（metal oxide semiconductor field effect transistor）を適用すると好適である。以下、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いる場合を例として説明する。
　インバータ５７は、よく知られているように３相のブリッジ回路により構成される。インバータ５７の入力プラス側と入力マイナス側との間に２つのＩＧＢＴが直列に接続され、この直列回路が３回線並列接続される。つまり、モータＭのｕ相、ｖ相、ｗ相に対応するステータコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗのそれぞれに一組の直列回路が対応したブリッジ回路が構成される。各相の上段側のＩＧＢＴのコレクタはインバータ５７の入力プラス側に接続され、エミッタは各相の下段側のＩＧＢＴのコレクタに接続される。また、各相の下段側のＩＧＢＴのエミッタは、インバータ５７の入力マイナス側（例えば、グラウンド）に接続される。対となる各相のＩＧＢＴによる直列回路の中間点、つまり、ＩＧＢＴの接続点は、モータＭのステータコイルＭｕ、Ｍｖ、Ｍｗにそれぞれ接続される。
　尚、ＩＧＢＴには、それぞれフライホイールダイオード（回生ダイオード）が並列に接続される。フライホイールダイオードは、カソード端子がＩＧＢＴのコレクタ端子に接続され、アノード端子がＩＧＢＴのエミッタ端子に接続される形で、ＩＧＢＴに対して並列に接続される。各ＩＧＢＴのゲートは、ドライバ回路５５を介してＥＣＵ（electronic control unit）５０に接続されており、それぞれ個別にスイッチング制御される。本実施形態では、他のＥＣＵと区別するために、ＥＣＵ５０をＴＣＵ（trans-axle control unit）５０と称する。
　ＴＣＵ５０は、マイクロコンピュータなどの論理回路を中核として構成される。本実施形態では、ＴＣＵ５０は、マイクロコンピュータであるＣＰＵ（central processing unit）５１と、インターフェース回路５２と、その他の周辺回路等とを有して構成される。
インターフェース回路５１は、ＥＭＩ（electro-magnetic interference）対策部品やバッファ回路などにより構成される。ＣＰＵ５１は、本発明の回転電機制御装置に相当する制御装置１００を構成する。高電圧をスイッチングするＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのゲートに入力される駆動信号は、マイクロコンピュータなどの一般的な電子回路の駆動電圧よりも高い電圧を必要とするため、ドライバ回路５５を介して昇圧された後、インバータ５７に入力される。
　ＣＰＵ５１は、少なくとも、ＣＰＵコア１１と、プログラムメモリ１２と、パラメータメモリ１３と、ワークメモリ１４と、通信制御部１５と、Ａ／Ｄコンバータ１６と、タイマ１７と、ポート１８とを有して構成される。ＣＰＵコア１１は、ＣＰＵ５１の中核であり、命令レジスタや命令デコーダ、種々の演算の実行主体となるＡＬＵ(arithmetic logic unit)、フラグレジスタ、汎用レジスタ、割り込みコントローラなどを有して構成される。プログラムメモリ１２は、モータ制御プログラム（回転電機制御プログラム）が格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ１３は、プログラムの実行の際に参照される種々のパラメータが格納された不揮発性のメモリである。パラメータメモリ１３は、プログラムメモリ１２と区別することなく構築されてもよい。プログラムメモリ１２やパラメータメモリ１３は、例えばフラッシュメモリなどによって構成されると好適である。ワークメモリ１４は、プログラム実行中の一時データを一時記憶するメモリである。ワークメモリ１４は、揮発性で問題なく、高速にデータの読み書きが可能なＤＲＡＭ（dynamic RAM）やＳＲＡＭ（static RAM）により構成される。
　通信制御部１５は、車両内の他のシステムとの通信を制御する。本実施形態では、車両内のＣＡＮ（controller area network）８０を介して、走行制御システム６０やその他のシステム、センサ等との通信を制御する。Ａ／Ｄコンバータ１６は、アナログの電気信号をデジタルデータに変換する。本実施形態では、モータＭの各ステータコイルＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗに流れるモータ電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの検出結果を電流センサ５８から受け取り、デジタル値に変換する。尚、ｕ相、ｖ相、ｗ相の３相は平衡しており、その瞬時値はゼロであるので、２相分のみの電流を検出し、残る１相はＣＰＵ５１において演算により求めてもよい。本実施形態では、３相の全てが検出される場合を例示している。また、本例では、Ａ／Ｄコンバータ１６が３つのアナログ入力を有しているように図示しているが、これは３相の電流を計測していることを明示するためのものであって、必ずしも３つの入力を有する必要はない。例えば、インターフェース回路５２にマルチプレクサを備えて、時分割により１つのアナログ入力からアナログの電流値を取得してもよい。
　タイマ１７は、ＣＰＵ５１のクロック周期を最小分解能として時間を計測する。例えば、タイマ１７は、プログラムの実行周期を監視し、ＣＰＵコア１１の割り込みコントローラに通知する。また、タイマ１７は、ＩＧＢＴを駆動するゲート駆動信号（ｐｕ，ｎｕ，ｐｖ，ｎｖ，ｐｗ，ｎｗ）の有効時間を計測して、当該ゲート駆動信号を生成する。
　ポート１８は、インバータ５７のＩＧＢＴのゲート駆動信号などをＣＰＵ５１の端子を介して出力したり、ＣＰＵ５１に入力される回転検出センサ５９からの回転検出信号Ｒを受け取ったりする端子制御部である。回転検出センサ５９は、モータＭの近傍に設置されてモータＭのロータの回転位置や回転速度を検出センサであり、例えば、レゾルバなどを用いて構成される。
　上述したように、ＣＰＵ５１は車内ネットワークであるＣＡＮ８０を介して種々のシステムやセンサと通信可能に接続されている。ＣＰＵ５１は、走行制御システム６０の他、ブレーキシステム６１やパワーステアリングシステム６３と接続される。これら各システムは、モータＭの制御装置１００と同様にＣＰＵなどの電子回路を中核として構成され、ＴＣＵ５０と同様に周辺回路と共にＥＣＵ（electronic control unit）として構成される。
　ブレーキシステム６１は、運転者により操作されるブレーキペダルの操作量をブレーキセンサ７２により検出して、アクチュエータ７１を介して車両に制動力を付加してブレーキ力を増強させるブレーキアシストなどを有した電動ブレーキシステムである。パワーステアリングシステム６３は、例えば、運転者により操作されるステアリングホイールの操作量をステアリングセンサ７４により検出してアクチュエータ７３によりアシストトルクを付加する電動パワーステアリング（EPS : electric power steering）システムである。
　車輪速センサ７５は、車両の車輪の回転量や単位時間当たりの回転数を検出するセンサである。ブレーキシステム６１が、ブレーキのロックを抑制するＡＢＳ（anti lock braking system）や、コーナリング時の車両の横滑りを抑制する横滑り防止装置（ESC : electronic stability control）である場合、ＣＡＮ８０を介して受け取った車輪速センサ７５の検出結果に基づいて各種制御が実行される。例えば、左右の車輪の回転差などからブレーキのロックや、車輪の空回り、横滑りの兆候などが判定され、判定結果に応じた制御が実行される。従って、車輪速センサ７５は、ブレーキシステム６１に備えられている場合もある。
　アクセルセンサ７６は、運転者によるアクセルペダルの操作量を検出するセンサである。シフトレバーセンサ７７は、シフトレバーの位置を検出するセンサ又はスイッチである。走行制御システム６０は、ブレーキセンサ７２、アクセルセンサ７６、シフトレバーセンサ７７、車輪速センサ７５などによる検出結果に基づいて、モータＭの要求トルクＴｒを演算する。例えば、シフトレバーセンサ７７によりシフトレバーが「ドライブ」に設定されている状態でアクセルペダルが踏み込まれていれば、走行制御システム６０は、正の値の要求トルクＴｒ（出力トルク）を演算する。一方、ブレーキペダルが踏み込まれているとき、あるいは、シフトレバーセンサ７７によりシフトレバーが「リバース」に設定されている状態でアクセルペダルが踏み込まれているとき、走行制御システム６０は、負の値の要求トルクＴｒを演算する。この要求トルクＴｒは、ＣＡＮ８０を介してＣＰＵ５１に伝達され、ＣＰＵ５１の通信制御部１５によって受信される。走行制御システム６０は、少なくともアクセルペダルの操作量に基づいてモータＭの要求トルクＴｒを決定する要求トルク設定部として機能する。
　本実施形態において、モータＭの制御装置１００は、ＣＰＵ５１を中核として構成される。つまり、ＣＰＵコア１１を主として、ワークメモリ１４やタイマ１７なども含むハードウェアと、プログラムメモリ１２やパラメータメモリ１３に格納されたプログラムやパラメータなどのソフトウェアとの協働により、制御装置１００が構成される。但し、制御装置１００の実施態様は、このようなハードウェアとソフトウェアとの協働に限定されるものではなく、ＡＳＩＣ（application specific integrated circuit）などを利用してハードウェアのみで構成されてもよい。
　図２は、モータＭの制御装置１００の機能的な構成の一例を模式的に示したブロック図である。この図に示された各機能部は、当然ながら、ハードウェアのみによって構成されてもよいし、ハードウェアとソフトウェアとの協働によって構成されてもよい。各機能部は、その実施態様に拘わらず、その機能が実現されれば問題はない。図２に示すように、制御装置１００は、トルク制御部１０と、電流制御部２０と、電圧制御部３０と、回転状態演算部４０とを有して構成される。
　交流モータを制御する方法として、ベクトル制御（field oriented control : FOC）と呼ばれる制御方法が知られている。ベクトル制御では、交流モータの３相のそれぞれのステータコイルに流れるコイル電流を、回転子に配置された永久磁石が発生する磁界の方向であるｄ軸と、ｄ軸に直交するｑ軸とのベクトル成分に座標変換してフィードバック制御を行う。本例においても、このベクトル制御を採用している。
　ベクトル制御における座標変換に際しては、モータＭの回転状態をリアルタイムで知る必要がある。従って、図１に示すように、モータＭの近傍にレゾルバなどの回転検出センサ５９が備えられる。その検出結果は、上述したように、ＣＰＵ５１のポート１８を介して、ＣＰＵコア１１内のレジスタやワークメモリ１４に伝達される。制御装置１００に設けられた回転状態演算部４０は、回転検出センサ５９の検出結果Ｒに基づいて、ロータ位置（電気角θ）や、回転速度（角速度ω）を求める。求められた電気角θや角速度ωは、トルク制御部１０や電流制御部２０や電圧制御部３０において用いられる。レゾルバなどの回転検出センサ５９が、制御装置１００が演算に利用可能な形態でロータ位置や回転速度の情報を提供する場合には、回転状態演算部４０は制御装置１００に設けられなくてもよい。
　トルク制御部１０は、要求トルクＴｒ（トルク指令Ｔｉ）に応じて電流フィードバック制御のための目標電流（電流指令）ｉｄ，ｉｑを設定する機能部である。目標電流ｉｄ，ｉｑは、上述したｄ軸及びｑ軸に対応して設定される。このため、トルク制御部１０は、回転状態演算部４０により求められた電気角θに基づいてトルク指令Ｔｉをｄ軸の目標電流ｉｄ及びｑ軸の目標電流ｉｑに座標変換する２相変換部６を有して構成される。通常、要求トルクＴｒはトルク指令Ｔｉと同じである。しかし、本実施形態においては、トルクリップルを抑制するために、要求トルクＴｒに対してリップル補正波ＮＴＲ６を重畳させて目標トルクＴｏを生成する重畳部５が備えられる。目標トルクＴｏは、２相変換部６の入力となるトルク指令Ｔｉとなる。このため、重畳部５は目標トルクＴｏを設定する目標トルク設定部として機能するともいえる。リップル補正波ＮＴＲ６及び、その生成方法については後述する。
　電流制御部２０は、目標電流ｉｄ，ｉｑと、フィードバックされたモータ電流との偏差に基づいて、例えば比例積分制御（ＰＩ制御）や、比例微積分制御（ＰＩＤ制御）を行い、目標電圧（電圧指令）ｖｄ，ｖｑを設定する機能部である。ここでは、比例微積分制御（ＰＩＤ制御）が行われる場合を例示しており、電流制御部２０は、ＰＩＤ制御部２１と２相変換部２２とを有して構成される。電流センサ５８により検出された電流値は、３相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗであるから、２相変換部２２は、回転状態演算部４０により求められた電気角θに基づいて、２相電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換する。ＰＩＤ制御部２１は、目標電流ｉｄ，ｉｑと、２相モータ電流Ｉｄ，Ｉｑとの偏差、及び、回転状態演算部４０により求められた角速度ωに基づいて、ＰＩＤ制御を行い、目標電圧ｖｄ，ｖｑを設定する。
　電圧制御部３０は、目標電圧ｖｄ，ｖｑに基づいて、インバータ５７の３相のＩＧＢＴを駆動するゲート駆動信号ｐｕ，ｎｕ，ｐｖ，ｎｖ，ｐｗ，ｎｗを生成する。電圧制御部３０は、３相変換部３１とＰＷＭ制御部３２とを有して構成される。インバータ５７は、モータＭの３相のステータコイルＭｕ，Ｍｖ，Ｍｗに対応して、３相分設けられているから、２相の目標電圧ｖｄ，ｖｑが、回転状態演算部４０により求められた電気角θに基づいて、３相の目標電圧ｖｕ，ｖｖ，ｖｗに座標変換される。ＰＷＭ制御部３２は、インバータ５７のＩＧＢＴを、ＰＷＭ（pulse width modulation ）制御する。
　具体的には、ＰＷＭ制御部３２は、各相が上段側、下段側の２段のＩＧＢＴにより構成され、３相で合計６段構成された各段のＩＧＢＴのゲートを個別に制御する６つのゲート駆動信号ｐｕ，ｎｕ，ｐｖ，ｎｖ，ｐｗ，ｎｗを生成する。ゲート駆動信号ｐｕ，ｎｕ，ｐｖ，ｎｖ，ｐｗ，ｎｗは、順に、ｕ相上段、ｕ相下段、ｖ相上段、ｖ相下段、ｗ相上段、ｗ相下段のＩＧＢＴのゲート駆動信号に相当する。ＣＰＵ５１のタイマ１７により各ゲート駆動信号の有効時間が計測され、ポート１８を介してパルス状のゲート駆動信号ｐｕ，ｎｕ，ｐｖ，ｎｖ，ｐｗ，ｎｗが出力される。
　ところで、上述したように、永久磁石を利用するモータでは、回転磁界を作り出すコイルに電流を流さない場合でも永久磁石による磁束が残存し、永久磁石とコイルの鉄心との間にトルクリップルが生じる。トルクリップルは、モータを駆動する３相交流の基本波成分の高調波成分を有している。この高調波成分の次数は、永久磁石の極数と鉄心の突極数とに関係する。一般的な３相交流モータの場合、１極当たりのスロット数が６であることが多く、影響の大きい高調波は６次高調波となる場合が多い。例えば、ロータ１／４回転（機械角９０°）で電気角が３６０°となるモータでは、極数が８で、スロット数が４８であることが多く、この場合も、影響の大きい高調波は６次高調波となる。
　図３には、発明者らにより、トルクリップルの高調波成分をＦＦＴ（fast Fourier transform）解析、及び、ＦＥＭ（finite element method）解析した波形が示されている。図３においては、横軸は位相であり、モータＭを駆動する交流基本波の電気角の０～６０°に相当する期間が抜き出されている。電気角０°の時点を基準位相とする。図３に示す波形ＴＲは、トルクリップルを示している。この例における理想的なトルクは、１００［Ｎｍ］の一定値であり、このトルクに対して交流成分としてトルクリップルＴＲが重畳されている。図３から明らかなように、トルクリップルＴＲは、種々の成分の高次高調波が合成された波形である。ＦＦＴ解析、ＦＥＭ解析によって、トルクリップルＴＲの最も大きな周波数成分である６次高調波成分を取りだした波形が、図３に示す波形ＴＲ６である。
　波形ＴＲ６は、基本波の６次高調波であるから、交流基本波の電気角の０～６０°の範囲に１周期の全てが含まれる。但し、その位相は、例えば交流基本波の電気角の０°である基準位相から２４０°遅れている（又は、１２０°進んでいる。）。また、その振幅は、定常値である１００［Ｎｍ］に対して１０５［Ｎｍ］であるから、定常値の５％増である。このトルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６を打ち消すためには、図３に示すように、逆位相の正弦波を用いればよい。トルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６に対して、逆位相の正弦波をリップル補正波ＮＴＲ６と称する。リップル補正波ＮＴＲ６は、トルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６の逆位相であるので、交流基本波の電気角の０°である基準位相から６０°遅れている（又は、３００°進んでいる。）。また、リップル補正波ＮＴＲ６は、トルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６に対して、逆位相且つ同一振幅の正弦波であるとさらに好適である。トルクリップルＴＲに、リップル補正波ＮＴＲ６を加えることによって、トルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６を消去することができる。尚、基準位相は、この例に限らず、他の位相に設定されてもよい。
　図３を利用して説明したように、位相と振幅とが定義されたリップル補正波ＮＴＲ６を生成して、要求トルクＴｒに重畳すれば、発生するトルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６を相殺することができ、モータＭの脈動を抑制することが可能となる。図２に示す補正波演算部４において位相と振幅とが定義されたリップル補正波ＮＴＲ６を生成し、重畳部５において要求トルクＴｒにリップル補正波ＮＴＲ６を重畳すれば、好適な目標トルクＴｏが設定される。
　ところで、発明者らによる実験によれば、モータＭが車両の駆動源となるモータの場合、正トルクを出力する際と、負トルクを出力する際とにおいて、トルクリップルＴＲの特性に違いが見られることがわかった。図４は、車両が前進する際等のモータＭが正トルク時のトルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６の位相及び振幅の特性を示すグラフである。図５は、車両が後進する際や回生制動を行う際等のモータＭが負トルク時のトルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６の位相及び振幅の特性を示すグラフである。これらのグラフにおいて、横軸は、トルクの絶対値であり、左側の縦軸は、振幅の絶対値及び定常値に対する割合（百分率）を表す振幅比であり、右側の縦軸は、位相である。
　図４及び図５に示すように、基準位相に対するトルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６の位相差は、トルクの絶対値に拘わらず、概ね安定している。但し、正トルク時の位相差が１１０°～１３５°程度であるのに対し、負トルク時の位相差は－１０８～－１３８°と異なった値となっている。
　一方、図４及び図５に示すように、トルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６の振幅は、トルクの絶対値により大きく変動する。トルクリップルＴＲの発生により、車両に乗っている運転者や同乗者の体感には、トルクリップルＴＲ（ＴＲ６）の振幅の絶対値よりも、定常値に対する割合の方が強く関係する。そこで、トルクリップルＴＲ（ＴＲ６）の定常値に対する振幅の割合（振幅比）が最も大きいトルクに注目する。図４に示すように、正トルクの場合には、トルクの絶対値が３０［Ｎｍ］の際に、振幅比が最大となる。また、図５に示すように、負トルクの場合には、トルクの絶対値が６０［Ｎｍ］の際に、振幅比が最大となる。このように、モータＭのトルクが正トルクの際と、負トルクの際とで、トルクリップルＴＲ（ＴＲ６）の定常値に対する振幅の割合（振幅比）が最も大きいトルクが異なる。
　このように、モータＭが正トルクを出力する際と負トルクを出力する際とにおいて、トルクリップルＴＲの特性に違いが見られる。従って、制御装置１００は、要求トルクＴｒの正負に応じて、リップル補正波ＮＴＲ６を生成する際の位相や振幅を設定する。具体的には、図２に示すように、トルク制御部１０の補正波演算部４は、正負判定部１と、補正パラメータ設定部２と、補正波生成部３とを有して構成される。正負判定部１は、要求トルクＴｒ（出力トルク）の正負を判定する機能部である。補正パラメータ設定部２は、基準位相に対するリップル補正波の位相差を、要求トルクＴｒ（出力トルク）の正負に応じて補正パラメータとして設定する機能部である。補正パラメータ設定部２は、正トルクパラメータ２ｐと負トルクパラメータ２ｎとを選択する選択スイッチ２ｓを備えて構成される。正負判定部１の判定結果に基づいて、選択スイッチ２ｓが制御され、正トルクパラメータ２ｐ又は負トルクパラメータ２ｎが補正パラメータ２ｈとして設定される。補正波生成部３は、補正パラメータ２ｈに基づいて、リップル補正波ＮＴＲ６を生成する。
　上述したように、図４を参照すれば、モータＭが正トルクを出力する場合、トルクの絶対値が３０［Ｎｍ］の際に、振幅比が最大の５．２％となる。この時、振幅の絶対値は１．５［Ｎｍ］であり、位相差は１２０°である。振幅比５．２％が、振幅に関する補正パラメータ（振幅パラメータ）Ａとなる。リップル補正波ＮＴＲ６はトルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６の反転であるから、下記式(1)により求められる値が、位相差に関する補正パラメータ（位相差パラメータ）φとなる。
　φ = 120- 180 = -60 [°]　・・・(1)
　上述したように、図５を参照すれば、モータＭが負トルクを出力する場合、トルクの絶対値が６０［Ｎｍ］の際に、振幅比が最大の５．０％となる。この時、振幅の絶対値は３．０［Ｎｍ］であり、位相差は－１１０°である。振幅比５．０％が、振幅に関する補正パラメータ（振幅パラメータ）Ａとなる。リップル補正波ＮＴＲ６はトルクリップルＴＲの６次高調波成分ＴＲ６の反転であるが、トルクの符号が負のために自動的に反転されることになる。従って、上記位相差－１１０°が補正パラメータ（位相差パラメータ）φとなる。
　尚、本実施形態においては、トルクの正負に応じて、それぞれ１つずつ補正パラメータが選択される場合を例示したが、これに限定されることなく、正負それぞれ、複数の補正パラメータが設定されてもよい。例えば、トルクの絶対値に応じて、複数の補正パラメータが設定されていてもよい。
　以下、図６のフローチャートも利用して、リップル補正波ＮＴＲ６の生成手順について説明する。上述したように、走行制御システム６０から要求トルクＴｒを受け取ったＣＰＵ５１は、ＣＰＵコア１１の汎用レジスタや、ワークメモリ１４などのワークエリアに要求トルクＴｒを一時記憶させる。そして、ＣＰＵコア１１は、ワークエリアを参照し、モータＭに対する要求トルクＴｒの正負を判定する正負判定機能を実行する（正負判定工程＃１）。
　次に、ＣＰＵコア１１は、基準位相に対するリップル補正波ＮＴＲ６の位相差を、要求トルクＴｒの正負に応じて補正パラメータ（位相差パラメータφ）２ｈとして設定する補正パラメータ設定機能を実行する（補正パラメータ設定工程＃２及び＃３）。尚、補正パラメータ設定機能には、リップル補正波ＮＴＲ６の振幅を定義する補正パラメータ（振幅パラメータＡ）２ｈを設定する機能を含めてもよい。要求トルクＴｒが正の値であった場合は、ＣＰＵコア１１は、正トルク用の補正パラメータ２ｐをパラメータメモリ１３から読み出し、ワークエリアに一時記憶させる（正トルク用の補正パラメータ設定工程＃２）。正トルク用の補正パラメータ２ｐは、上述したように、位相差パラメータφが「－６０°」、振幅パラメータＡが「５．２％」である。
　次に、ＣＰＵコア１１は、設定された補正パラメータ２ｈ（φ、Ａ）に基づいて、下記式(2)を演算してリップル補正波ＮＴＲ６を生成する補正波生成機能を実行する（補正波生成工程＃４）。
　ＮＴＲ６ = Ａ・Ｔｒ・sin(6θ+φ) = 0.052Ｔｒ・sin(6θ-60) ・・・(2)
　これにより、図７に示すように、正トルク時のリップル補正波ＮＴＲ６が生成される。図７の上段は、横軸が時間であり、縦軸はモータＭを駆動する交流基本波の電気角θ（磁極位置）を示している。図７には、概ね、電気角θの１周期分が示されている。図７の下段には、トルクリップルの６次高調波成分ＴＲ６と、それに対するリップル補正波ＮＴＲ６が示されている。電気角θがゼロの時刻を基準位相とし、６次高調波成分の位相として６０°位相が遅れ、要求トルクＴｒの５．２％の振幅を有する正弦波がリップル補正波ＮＴＲ６として生成されている。これは、トルクリップルの６次高調波成分ＴＲ６の逆位相の正弦波であり、要求トルクＴｒにリップル補正波ＮＴＲ６が重畳された目標トルクＴｏに基づいて、上述したモータ制御演算が実行されることで、トルクリップルＴＲが抑制される。
　要求トルクＴｒが負の値であった場合は、ＣＰＵコア１１は、負トルク用の補正パラメータ２ｎをパラメータメモリ１３から読み出し、ワークエリアに一時記憶させる（負トルク用の補正パラメータ設定工程＃３）。負トルク用の補正パラメータ２ｎは、上述したように、位相差パラメータφが「－１１０°」、振幅パラメータＡが「５．０％」である。ＣＰＵコア１１は、設定された補正パラメータ２ｈ（φ、Ａ）に基づいて、下記式(3)を演算してリップル補正波ＮＴＲ６を生成する補正波生成機能を実行する（補正波生成工程＃４）。
　ＮＴＲ６ = Ａ・Ｔｒ・sin(6θ+φ) = 0.050Ｔｒ・sin(6θ-110) ・・・(3)
　これにより、図８に示すように、負トルク時のリップル補正波ＮＴＲ６が生成される。図８の上段は、図７と同様に横軸が時間であり、縦軸はモータＭを駆動する交流基本波の電気角θ（磁極位置）を示している。但し、時間軸の進行方向は図７とは逆である。図８にも、図７と同様に、概ね、電気角θの１周期分が示されている。図８の下段には、トルクリップルの６次高調波成分ＴＲ６と、それに対するリップル補正波ＮＴＲ６が示されている。電気角θがゼロの時刻を基準位相とし、６次高調波成分の位相として１１２°位相が遅れ、要求トルクＴｒの５．０％の振幅を有する正弦波がリップル補正波ＮＴＲ６として生成されている。これは、トルクリップルの６次高調波成分ＴＲ６の逆位相の正弦波であり、要求トルクＴｒにリップル補正波ＮＴＲ６が重畳された目標トルクＴｏに基づいて、上述したモータ制御演算が実行されることで、トルクリップルＴＲが抑制される。
　尚、トルクリップルＴｒは、モータＭの回転数により、乗員への影響が異なることも発明者らの実験によって知られている。従って、補正パラメータ設定部２は、さらに、モータＭの回転速度に応じてリップル補正波ＮＴＲ６の振幅を設定するとよい。１つの形態として、図２に示すように、補正パラメータ設定部２に、回転数フィルタ２ｒを備え、モータＭの回転数（角速度ω）に応じた速度係数ｋｒが補正パラメータとして設定されるとよい。回転数フィルタ２ｒは、例えば、モータＭの回転数（角速度ω）を引数としたテーブルとして構成され、パラメータメモリ１３に格納されると好適である。速度係数ｋｒが補正パラメータに含まれる場合、補正波生成部３は、下記式(4)によりリップル補正波ＮＴＲ６を生成する。
　ＮＴＲ６ = ｋｒ・Ａ・Ｔｒ・sin(6θ+φ)　 ・・・(4)
　また、回転数フィルタ２ｒは、図９に示すような特性を有して構成されると好適である。図９に示すグラフの縦軸は、速度係数ｋｒであり、横軸は、モータＭの回転速度の絶対値である。モータＭの回転速度が所定の制限開始速度Ｓ１以下の場合には、リップル補正波ＮＴＲ６の振幅は制限されない。モータＭの回転速度が所定の制限開始速度Ｓ１を超え、回転速度が上がるに従ってリップル補正波ＮＴＲ６の振幅が小さくなり、制限開始速度Ｓ１より大きい制限速度Ｓ２においてリップル補正波ＮＴＲ６の振幅がゼロとなるようにリップル補正波ＮＴＲ６の振幅が制限される。さらに、制限速度Ｓ２以上の時、リップル補正波ＮＴＲ６の振幅をゼロに制限する。
　トルクリップルＴｒは、モータＭの回転数が上がると乗員への影響が少なくなること、つまり、乗員がトルクリップルＴｒの発生を体感しにくくなることが発明者らの実験によって知られている。従って、モータＭの回転速度が制限開始速度Ｓ１以下では、リップル補正波ＮＴＲ６を１００％の振幅で要求トルクＴｒに重畳させ、制限開始速度Ｓ１を超えた後、次第にリップル補正波ＮＴＲ６の振幅を小さくし、制限速度Ｓ２を超えた後には、リップル補正波ＮＴＲ６の振幅をゼロとして、リップル補正波ＮＴＲ６の要求トルクＴｒへの重畳を無くすと好適である。このような回転数フィルタ２ｒを設けることにより、低速回転時には良好にトルクリップルＴｒを抑制でき、高速回転時には不要なトルク指令を加えることがなく効率のよい制御が可能となる。また、速度係数ｋｒは、回転速度に応じて徐々に変化するため、急激にリップル補正波ＮＴＲ６の振幅が変わることがなく乗員に対する不快感も与えることがない。
　補正パラメータ設定部２は、さらに、モータＭの要求トルクＴｒに応じてリップル補正波ＮＴＲ６の振幅を設定してもよい。つまり、補正パラメータ設定部２に、不図示のトルクフィルタを備え、要求トルクＴｒに応じたトルク係数ｋｔが補正パラメータ２ｈとして設定されてもよい。トルク係数ｋｔが補正パラメータに含まれる場合、補正波生成部３は、下記式(5)によりリップル補正波ＮＴＲ６を生成する。
　ＮＴＲ６ = ｋｔ・ｋｒ・Ａ・Ｔｒ・sin(6θ+φ)　 ・・・(5)
　トルクフィルタは、回転数フィルタ２ｒと同様、図１０に示すような特性を有して構成されると好適である。図１０に示すグラフの縦軸は、トルク係数ｋｔであり、横軸は、要求トルクの絶対値である。モータＭの要求トルクＴｒが所定の制限開始トルクＴ１以下の場合には、リップル補正波ＮＴＲ６の振幅は制限されない。要求トルクＴｒが所定の制限開始トルクＴ１を超え、要求トルクＴｒが上がるに従ってリップル補正波ＮＴＲ６の振幅が小さくなり、制限開始トルクＴ１より大きい制限トルクＴ２においてリップル補正波ＮＴＲ６の振幅がゼロとなるようにリップル補正波ＮＴＲ６の振幅が制限される。さらに、制限トルクＴ２以上の時、リップル補正波ＮＴＲ６の振幅をゼロに制限する。
　要求トルクＴｒがモータＭの制限トルクＴ２の近傍に有るとき、要求トルクＴｒにリップル補正波ＮＴＲ６が重畳されると、目標トルクＴｏの瞬時値が制限トルクＴ２に達したり、制限トルクＴ２を超えたりする可能性がある。これにより、目標トルクＴｏや、目標電流ｉｄ，ｉｑに制限が掛かると、この制限により別の脈動を生じる可能性がある。従って、リップル補正波ＮＴＲ６の瞬時値が充分に制限トルクに達しないような振幅中心を制限トルクＴ２とし、制限トルクＴ２に達するまで制限開始トルクＴ１から徐々にリップル補正波ＮＴＲ６の振幅を減少させると好適である。モータＭの要求トルクＴｒが制限開始トルクＴ１以下では、リップル補正波ＮＴＲ６は１００％の振幅で要求トルクＴｒに重畳される。トルク係数ｋｔは、要求トルクＴｒに応じて徐々に変化するため、急激にリップル補正波ＮＴＲ６の振幅が変わることがなく乗員に対する不快感も与えることがない。
　尚、本発明においては、要求トルクＴｒの正負に応じて補正パラメータが設定される。補正パラメータには、位相差φも含まれるため、要求トルクＴｒが正の場合と負の場合とにおいて、リップル補正波ＮＴＲ６は大きく異なる波形となる。例えば、急激に要求トルクＴｒの正負が反転した場合、リップル補正波ＮＴＲ６は大きく変動し、乗員に不快感を与える可能性がある。このため、このような正負の判定を含む制御においては、しばしばヒステリシスが設定される。しかし、以下に説明する理由により、本発明においては、ヒステリシスの設定は不要である。従って、制御装置１００を簡潔に構成することができ、また、要求トルクＴｒの正負の変化に対しても迅速に追従することができる。
　１つの実用的な数値を例に挙げて検証してみれば、要求トルクＴｒに対する実トルクの差であるトルク精度は、概ね±１．５［Ｎｍ］である。つまり、トルクの正負が反転する可能性が生じる領域は、要求トルクＴｒが±１．５［Ｎｍ］の範囲であると言える。しかし、車両の走行抵抗が、±５［Ｎｍ］程度存在するため、要求トルクＴｒが±１．５［Ｎｍ］の範囲では、車両は停止状態である。従って、実質的に車両が停止している状態がヒステリシスの役割を果たすことにもなるので、要求トルクＴｒの正負を判定する正負判定部１はヒステリシスを設けて判定を行う必要がない。その結果、非常に簡潔なシステムを構築することができる。
〔他の実施形態〕
　図２に示したように、上記実施形態においては、要求トルクＴｒに基づいて、トルクの正負が判定される場合を例として説明した。しかし、トルクの正負の判定は、モータＭが実際に出力しているトルク、電流値などに基づいて推測されるトルクであってもよい。これらのトルク及び要求トルクＴｒは、本発明の出力トルクに相当するものである。
　また、同様に図２に示したように、上記実施形態においては、要求トルクＴｒに対してリップル補正波ＮＴＲ６が重畳される場合を例として説明した。しかし、これに限定されることなく、要求トルクＴｒ（トルク指令）に基づいて演算される電流指令に重畳されてもよい。
　本発明は、ハイブリッド自動車や電気自動車などの車両を駆動するモータ（回転電機）を、目標トルクと回転速度とに基づいて駆動制御する回転電機制御装置に適用することができる。
１：正負判定部
２：補正パラメータ設定部
３：補正波生成部
５：目標トルク設定部
６０：走行制御システム（要求トルク設定部）
１００：モータの制御装置（回転電機制御装置）
Ｍ：モータ（回転電機）
ＮＴＲ６：リップル補正波
Ｓ１：制限開始速度
Ｓ２：制限速度
Ｔｏ：目標トルク
Ｔｒ：要求トルク（出力トルク）
ＴＲ：トルクリップル
φ：リップル補正波の位相差
ω：角速度（回転速度）

Claims (5)

  1. 　車両を駆動する回転電機を駆動制御する回転電機制御装置であって、
    　前記回転電機の出力トルクの正負を判定する正負判定部と、
    　前記回転電機の磁極位置に対する、前記回転電機のトルクリップルを低減するための正弦波状のリップル補正波の位相差を、前記出力トルクの正負に応じて補正パラメータとして設定する補正パラメータ設定部と、
    　前記補正パラメータに基づいて、前記リップル補正波を生成する補正波生成部とを備え、
    　前記リップル補正波を用いて前記回転電機を駆動制御する回転電機制御装置。
  2. 　少なくともアクセルペダルの操作量に基づいて前記回転電機の要求トルクを決定する要求トルク設定部を備え、
    　前記要求トルクに前記リップル補正波を重畳した目標トルクに基づいて前記回転電機を駆動制御する請求項１に記載の回転電機制御装置。
  3. 　前記補正パラメータ設定部は、前記出力トルクの正負に応じて、更に、前記リップル補正波の振幅を設定する請求項１又は２に記載の回転電機制御装置。
  4. 　前記補正パラメータ設定部は、前記回転電機の回転速度に応じて前記リップル補正波の振幅を設定する請求項１～３のいずれか１項に記載の回転電機制御装置。
  5. 　前記補正パラメータ設定部は、制限開始速度を超えて、当該制限開始速度より大きい値に設定された制限速度に達するまで、前記回転速度が上がるに従って前記リップル補正波の振幅が小さくなり、前記制限速度において前記リップル補正波の振幅がゼロとなるように、前記リップル補正波の振幅を制限し、前記回転電機の回転速度が前記制限速度以上の時、前記リップル補正波の振幅をゼロに制限する請求項４に記載の回転電機制御装置。
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