JP4798075B2 - モータ駆動システム - Google Patents

Description

この発明は、モータ駆動システムに関し、より特定的には、パルス幅変調（ＰＷＭ）制御を行なう電力変換器を備えるモータ駆動システムに関する。

ＰＷＭ制御を行なう電力変換器において、ＰＷＭ制御に用いる搬送波の周波数（キャリア周波数）を可変制御する構成が知られている。たとえば、特開平１−３２１８６８号公報（特許文献１）には、ＰＷＭ制御を行なう電力変換装置において、平滑コンデンサと並列に直列共振回路を備え、ＰＷＭ制御に伴う電力変換装置の直流電流に含まれるリップル成分の周波数に上記直列共振回路の共振周波数を所定範囲内に一致させるように、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を可変する構成が開示されている。

また、特開平６−１７８５５０号公報（特許文献２）には、ＶＶＶＦインバータの電流制御装置として、各相電流指令値と各相電流実際値との偏差で定義される電流リップルの絶対値に応じて、電流リップルが大きいときにはキャリア周波数を上げ、小さい場合には下げるようなフィードバック制御により自動的にキャリア周波数変調を行なう構成が開示されている。

また、特開平９−３７５６０号公報（特許文献３）には、系統に流れ込む電流リップルを低減することのできるインバータ制御装置として、各相の系統電圧の大きさを検出する系統電圧検出手段の出力に応じてキャリア周波数を可変に制御することが開示されている。

さらに、特開２００６−３５２９５１号公報（特許文献４）には、第１および第２のインバータが用いられる電力変換構成において、それぞれのインバータで用いられるキャリア信号間の位相差を制御することによって、片方または両方のインバータのみでキャリア周波数を変える場合にもリップル電流を最大限低減する制御構成が開示されている。

また、特開２００５−４５８４８号公報（特許文献５）には、交流電動機の制御装置において、モータ電流の検出が困難となる、三相ＰＷＭインバータの二相分のＰＷＭパルスの差幅が所定値以下の場合、あるいは三相ＰＷＭインバータの出力電圧が低い場合に、ＰＷＭインバータのキャリア周波数を自動的に低減することによって、電流検出を可能とする制御構成が開示されている。
特開平１−３２１８６８号公報 特開平６−１７８５５０号公報 特開平９−３７５６０号公報 特開２００６−３５２９５１号公報 特開２００５−４５８４８号公報

特許文献１〜５にも記載されるように、ＰＷＭ制御を行なう電力変換器では、電力変換器から負荷に供給される電流に、キャリア周波数あるいはその整数倍の周波数の高周波成分（リップル電流）が発生する。

このようなリップル電流が大きくなると、永久磁石型の交流電動機を駆動するモータ駆動システムにおいて、磁束の変動により発生する磁石内の渦電流が大きくなる。この結果、渦電流による発熱が増大して、減磁が発生するレベルまで磁石温度が上昇すると、モータ出力が低下してしまうおそれがある。また、モータの銅損・鉄損の増加により、電力損失が増大する。このような電力損失の増大により、モータでの発熱量が増加することにより、磁石温度がさらに上昇し易くなってしまう。

一方、ＰＷＭ制御を行なう電力変換器では、ＰＷＭ制御のキャリア周波数を上昇させることにより、リップル電流を低減することができる。しかしながら、搬送周波数を上昇させると、電力変換器を構成する半導体スイッチング素子のスイッチング周波数、すなわち、同一時間内での半導体スイッチング素子のオンオフ回数が増大する。このため、電力変換器でのスイッチング損失により電力損失が増大する問題点が発生する。

このように、ＰＷＭ制御を行なう電力変換器では、リップル電流が大きすぎると交流電動機に問題が発生する一方で、リップル電流を抑えすぎることもスイッチング損失の面からは好ましくない。

このような問題点に対し、特許文献１および３は、リップル電流を低減することにのみ着目してキャリア周波数を制御するものである。また、特許文献１のＰＷＭ電力変換装置では、直列共振回路を付加的に配置する必要があるので、部品点数の増加によりコストが上昇する。

また、特許文献２に開示されたＶＶＶＦインバータの電流制御装置では、各相電流の指令値に対する偏差が大きいときにはキャリア周波数を上げ、小さい場合には下げるようなフィードバック制御を実行することが開示されているが、各相電流中の交流成分（リップル電流）の大きさを適正なレベルに制御することについては開示されていない。

一方、特許文献４に開示された電力変換装置では、２つのインバータ間でキャリア信号の位相差を適切に制御することにより、キャリア周波数を変える場合にもリップル電流を最大限低減することができるが、リップル電流の大きさを適正なレベルに制御することについては開示されていない。また、特許文献５に記載された交流電動機の制御装置は、永久磁石同期モータを制御するものであるが、リップル電流に応じてキャリア周波数を変化させることについては開示がない。

この発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、ＰＷＭ制御によって制御される電力変換器によって永久磁石が取付けられた交流電動機へモータ電流を供給するモータ駆動システムにおいて、モータ電流のリップル電流幅を適正レベルに維持することにより、電力変換器におけるスイッチング損失の増大を防ぎつつ、交流電動機での磁石温度上昇による減磁発生を防止することである。

この発明によるモータ駆動システムは、永久磁石が取付けられたロータを有する交流電動機と、電力変換器と、電流検出器と、リップル検出手段と、基準設定手段と、周波数調整手段とを備える。電力変換器は、複数の電力用半導体スイッチング素子を含んで構成され、パルス幅変調制御に従った電力用半導体スイッチング素子のオンオフ制御によって交流電動機への電力供給を制御する。電流検出器は、電力変換器および交流電動機の間を流れるモータ電流を検出する。リップル検出手段は、電流検出器による検出値に基づいて、電力用半導体スイッチング素子のスイッチング周波数に対応した、モータ電流のリップル電流幅を検出する。基準設定手段は、リップル電流幅の基準値を設定する。周波数調整手段は、リップル検出手段により検出されたリップル電流幅と、基準設定手段によって設定される基準値との比較に基づいて、パルス幅変調制御に用いる搬送波の周波数を制御する。

好ましくは、基準設定手段は、少なくともリップル電流幅に対する永久磁石の温度上昇特性に基づいて、永久磁石が減磁する温度まで磁石温度が上昇しないように基準値を設定する。

さらに好ましくは、基準設定手段は、リップル電流幅に対するモータ駆動システム全体での電力損失特性にさらに基づいて、基準値を設定する。

上記モータ駆動システムでは、ＰＷＭ制御されるモータ電流中のリップル電流幅を基準値に合致させるようなリップル電流制御を行なうことができる。これにより、リップル電流幅を抑えすぎることによって電力変換器でのスイッチング損失を増大させることなく、かつ、リップル電流が過大となることによって、交流電動機での磁石温度上昇による減磁が発生することを防止できる。

さらに好ましくは、基準設定手段は、交流電動機の状態に応じて基準値を変更する。
このような構成とすることにより、交流電動機の現在の状態（たとえばモータ温度、モータトルク・回転数）に基づいて、リップル電流幅の基準値を適切に設定することができる。この結果、電力変換器のスイッチング損失抑制ならびに、交流電動機の磁石温度上昇防止を、より効果的に図ることができる。

あるいは好ましくは、周波数調整手段は、リップル電流幅が基準値より大きいときに搬送波の周波数を現在の周波数よりも上昇させる一方で、リップル電流幅が基準値以下のときには搬送波の周波数を現在の周波数よりも低下させる。

このような構成とすることにより、上述のキャリア周波数によるリップル電流制御を簡易な構成で実現できる。

また好ましくは、周波数調整手段は、基準値に対するリップル電流幅の偏差を算出する偏差演算手段と、制御演算手段とを含む。制御演算手段は、算出された偏差を用いた制御演算量に応じて、搬送波の周波数を制御する。

このような構成とすることにより、リップル電流幅の基準値に対する偏差に応じてキャリア周波数の変化量を制御することができるので、上述のリップル電流制御の制御速度を向上させることができる。

好ましくは、モータ駆動システムは、電流制御手段をさらに備える。電流制御手段は、電流検出器の検出値に基づいて、モータ電流が電流指令値に合致するように正弦波状の電圧指令値を発生する。そして、電力用半導体スイッチング素子は、電圧指令値と搬送波の電圧値との比較に従ってオンオフを制御され、さらに、リップル検出手段は、搬送波の１周期中における、電圧指令値および搬送波が交差するタイミングのうちの２つでそれぞれサンプリングされた電流検出器の検出値の差に基づいて、リップル電流幅を検出する。

このような構成とすることにより、モータ電流をフィルタ処理等することなく、２回の電流サンプリングによってリップル電流幅を即座に検出することができるので、上述のリップル電流制御の制御速度を向上させることができる。

あるいは好ましくは、モータ駆動システムは、電流制御手段をさらに備える。電流制御手段は、搬送波の半周期ごとに電流検出器の検出値をサンプリングするとともに、サンプリングした電流値に基づいて、モータ電流が電流指令値に合致するように正弦波状の電圧指令値を発生する。そして、電力用半導体スイッチング素子は、電圧指令値と搬送波の電圧値との比較に従ってオンオフを制御され、さらに、リップル検出手段は、搬送波の１周期中における、電圧指令値および搬送波が交差するタイミングのうちの１つでサンプリングされた電流検出器の検出値と、電流制御手段によりサンリングされた電流検出器の検出値との差に基づいて、リップル電流幅を検出する。

このような構成とすることにより、本来の電流制御に必要な電流サンプリングを活用してリップル電流幅を検出できる。これにより、リップル電流幅を検出するために新たに必要となる電流サンプリング回数を削減できるので、演算処理負荷を高めることなく、上述のリップル電流制御を実現することが可能となる。

また好ましくは、モータ駆動システムは車両に搭載され、交流電動機は、車両の駆動力を発生するように構成された三相同期電動機である。

このような構成とすることにより、車両駆動力を発生するように構成された三相同期電動機への電力供給を、ＰＷＭ制御による電力変換器（インバータ）によって制御するモータ駆動システムにおいて、電力変換器におけるスイッチング損失の増大を防ぎつつ、電動機での磁石温度上昇による減磁発生を防止することができる。この結果、減磁の影響による車両走行性能の低下を防止しつつ、電力損失の低減による燃費向上を図ることができる。

この発明によれば、ＰＷＭ制御によって制御される電力変換器によって永久磁石が取付けられた交流電動機へモータ電流を供給するモータ駆動システムにおいて、モータ電流のリップル電流幅を適正レベルに維持することにより、電力変換器におけるスイッチング損失の増大を防ぎつつ、交流電動機での磁石温度上昇による減磁発生を防止することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では、図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その詳細な説明は原則的に繰返さないものとする。

［システム全体構成］
図１は、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。

図１を参照して、本発明の実施の形態に従うモータ駆動システム１００は、直流電源１０と、電圧センサ１３と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ２０と、制御装置３０と、負荷である交流電動機ＭＧとを備える。

交流電動機ＭＧは、たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機ＭＧは、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機ＭＧは、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電源１０は、電源線７およびアース線５の間に直流電圧を出力する。また、直流電源１０は、電源線７およびアース線５の間の直流電圧により充電可能である。直流電源１０は、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタの蓄電装置により構成される。なお、蓄電装置の出力電圧（直流）の電圧レベルを変化するためのコンバータを設けて、直流電源１０の出力電圧、すなわち、電源線７およびアース線５の間の電圧を可変に制御する構成としてもよい。

平滑コンデンサＣ０は、電源線７およびアース線５の間に接続される。インバータ２０の直流側電圧に相当する、平滑コンデンサＣ０の端子間電圧は、電圧センサ１３により検出され、その検出値は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成される制御装置３０へ送出される。

インバータ２０は、電源線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相回路１５と、Ｖ相回路１６と、Ｗ相回路１７とから成る。各相回路は、電源線７およびアース線５の間に直列接続された電力用半導体スイッチング素子を含む。電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「半導体スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が代表的に適用される。

Ｕ相回路１５は、上アーム素子である半導体スイッチング素子Ｑ１および下アーム素子である半導体スイッチング素子Ｑ２から成り、Ｖ相回路１６は、上アーム素子である半導体スイッチング素子Ｑ３および下アーム素子である半導体スイッチング素子Ｑ４から成り、Ｗ相回路１７は、上アーム素子である半導体スイッチング素子Ｑ５および下アーム素子である半導体スイッチング素子Ｑ６から成る。また、各半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６に対して、各半導体スイッチング素子とは反対方向に電流を流すためのフリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６がそれぞれ接続されている。半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６によって制御される。

交流電動機ＭＧは、図示しないロータに永久磁石２８が装着され、あるいは、埋込まれた、３相の永久磁石モータである。すなわち、交流電動機ＭＧのＵ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一方端が中性点に共通接続され、かつ、Ｕ，Ｖ，Ｗ相コイルの他端は、インバータ２０のＵ，Ｖ，Ｗ相での上アーム素子および下アーム素子の接続点と接続されている。

インバータ２０は、交流電動機ＭＧのトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０からの直流電圧を、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に応答した、半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のスイッチング動作によって交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機ＭＧを駆動する。

また、インバータ２０は、交流電動機ＭＧのトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機ＭＧを駆動する。これにより、交流電動機ＭＧは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動システム１００が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時には、交流電動機ＭＧのトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ２０は、スイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に応答したスイッチング動作により、交流電動機ＭＧが発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介して直流電源１０の充電に用いることができる。なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、ホールセンサ等で構成され、インバータ２０から交流電動機ＭＧへ供給されるモータ電流を検出し、検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（代表的には、レゾルバ）２５は、交流電動機ＭＧの回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機ＭＧの回転数（回転速度）についても算出する。

制御装置３０は、負荷である交流電動機ＭＧの出力トルクを指示するトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１３によって検出された直流電圧Ｖｄｃ、電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θに基づいて、交流電動機ＭＧがトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ２０の動作を制御する。代表的には、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応させてインバータ２０から交流電動機ＭＧへ供給される電流（モータ電流）の指令値を決定するとともに、指令値に従ったモータ電流が発生されるように半導体スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６をオンオフさせるためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成して、インバータ２０へ出力する。

次に、制御装置３０によって制御される、インバータ２０における電力変換について詳細に説明する。本実施の形態によるモータ駆動システムは、基本的には、ＰＷＭ制御によりインバータ２０は制御される。

なお、交流電動機ＭＧの運転状態に応じて、ＰＷＭ制御と他の制御方式（たとえば矩形波電圧制御）とを選択的に適用する制御構成とすることも可能である。このような制御構成においても、ＰＷＭ制御の選択時において、以下に詳細に説明する、本発明によるリップル電流制御を適用することができる。

ここで、ＰＷＭ制御によるモータ制御構成について、図２を用いて詳細に説明する。
図２を参照して、ＰＷＭ制御ブロック２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、ＰＩ演算部２４０と、ＰＷＭ信号生成部２６０とを含む。なお、ＰＷＭ制御ブロック２００は、制御装置３０に予め記憶されたプログラムを所定周期で実行することにより実現される機能ブロックを示すものである。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に従って、交流電動機ＭＧのトルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じて、電流指令値Ｉｄｃｏｍ（ｄ軸）およびＩｑｃｏｍ（ｑ軸）を生成する。

座標変換部２２０は、交流電動機ＭＧに設けられた回転角センサ２５によって検出される回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたモータ電流（ｉｖ，ｉｗ，ｉｕ＝−（ｉｖ＋ｉｗ））を基に、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑを算出する。

ＰＩ演算部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−ｉｑ）が入力される。ＰＩ演算部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機ＭＧの回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

ＰＷＭ信号生成部２６０は、各相における電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと所定の搬送波との比較に基づいて、図１に示した、インバータ２０のスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を生成する。

インバータ２０が、ＰＷＭ制御ブロック２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機ＭＧへは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するためのモータ電流が供給される。

図３には、ＰＷＭ制御動作を説明する波形図が示される。
ＰＷＭ制御は、一定周期ごとに方形波出力電圧のパルス幅を変化させることによって、周期ごとの出力電圧平均値を変化させる制御方式である。一般的には、一定周期を搬送波Ｖｃｒの周期に対応する複数のスイッチング周期に分割し、スイッチング周期ごとに半導体スイッチング素子のオンオフ制御を行なうことにより、上記のパルス幅変調制御が行なわれる。

図３を参照して、ＰＷＭ信号生成部２６０では、座標変換部２５０からの各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従う信号波が、所定周波数の搬送波Ｖｃｒと比較される。そして、搬送波Ｖｃｒの電圧値が電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗよりも高い区間と、電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが搬送波Ｖｃｒの電圧値よりも高い区間との間で、インバータ２０の各相での上アーム素子および下アーム素子のオンオフを切換えることにより、各相のインバータ出力電圧として、方形波電圧の集合としての交流電圧を交流電動機ＭＧへ供給することができる。この交流電圧の基本波成分は、図３中に点線で示される。

図４に示すように、交流電動機ＭＧの各相でのモータ電流は、交流電圧の基本波成分に従った周波数の交流電流となる。この際に、搬送波の周波数（キャリア周波数）に対応して半導体スイッチング素子のオンオフが切換わることに応じてモータ電流の上昇、低下が高周波数で交互に入れ替りながら、上記交流電流が発生される。したがって、モータ電流には、キャリア周波数に対応した交流電流成分である電流リップルが発生する。たとえば三相インバータでは、リップル電流の周波数は、スイッチング周波数（キャリア周波数）の６倍に相当することとなる。

以下本実施の形態では、図４に示すように、リップル電流のピーク−ピーク値を、リップル電流幅Ｉｒｐと定義する。以下の説明で明らかとなるように、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムでは、リップル電流幅Ｉｒｐを基準値に合致させることにより適正レベルに維持するためのリップル電流制御を実行する。

［リップル電流制御］
図５は、本発明の実施の形態によるリップル電流制御を説明する概略ブロック図である。

図５を参照して、リップル電流制御部３００は、リップル検出部３１０と、リップル基準設定部３２０と、周波数調整部３５０と、搬送波発生部３６０とを含む。なお、リップル電流制御部３００を構成する各ブロックは、制御装置３０によるハードウェアあるいはソフトウェア処理により実現されるものである。

リップル検出部３１０は、モータ電流（三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ）およびスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ６を受けて、モータ電流のリップル電流幅Ｉｒｐを検出する。リップル電流幅Ｉｒｐは、電流センサ２４により検出されたモータ電流に基づいて検出される。なお、本実施の形態によるリップル電流制御に適した、リップル検出部３１０によるリップル電流幅Ｉｒｐの検出手法については、後ほど詳細に説明する。

リップル基準設定部３２０は、リップル電流幅Ｉｒｐの基準値Ｉｒｐ♯を設定する。基準値Ｉｒｐ♯は、過小に設定するとスイッチング回数の増大によりインバータ２０でのスイッチング損失が増大する一方で、過大に設定すると交流電動機ＭＧでの温度上昇が大きくなるため、トレードオフの関係にある両者が均衡するような適正レベルに設定する必要がある。

一例として、基準値Ｉｒｐ♯は、永久磁石の温度上昇特性に鑑みて適切なマージンを持たせた固定値とすることができる。あるいは、モータ状態に応じて、基準値Ｉｒｐ♯を適時変更する構成としてもよい。たとえば、交流電動機ＭＧに図示しない温度センサを配置して、モータ温度に応じて基準値Ｉｒｐ♯を変更する構成とすることができる。具体的には、モータ温度上昇時に基準値Ｉｒｐ♯を相対的に低く設定することにより、減磁が発生する領域まで磁石温度が上昇することをより確実に防止できる。

また、モータ出力（トルクおよび／または回転数）に応じて、温度上昇が懸念される高出力時に基準値Ｉｒｐ♯を相対的に低い値に変更することも可能である。このように、交流電動機ＭＧのモータ状態（温度、トルク指令値、回転数）に応じて基準値Ｉｒｐ♯を変更することにより、リップル電流幅をより適切なレベルに制御できるようになる。

周波数調整部３５０は、リップル検出部３１０により検出されたリップル電流幅Ｉｒｐおよびその基準値Ｉｒｐ♯に基づいて、キャリア周波数を設定するための制御信号Ｖｆｑを生成する。制御信号Ｖｆｑは、アナログ電圧信号あるいは複数ビットのデジタル信号である。

搬送波発生部３６０は、周波数調整部３５０によって設定された制御信号Ｖｆｑに応じて搬送波Ｖｃｒの周波数を設定する。たとえば、搬送波発生部３６０は、アナログ電圧信号である制御信号Ｖｆｑの電圧レベル、または、デジタル信号である制御信号ＶｆｑをＤ／Ａ変換して得られたアナログ電圧に応じた周波数の発振信号を発生する電圧発振器（ＶＣＯ）により構成される。

図６は、周波数調整部３５０の構成例を示すブロック図である。
図６を参照して、周波数調整部３５０は、加減部３５２と、ＰＩ演算部３５４と、リミッタ３５６とを有する。

加減部３５２は、リップル検出部３１０により検出されたリップル電流幅Ｉｒｐの基準値Ｉｒｐ♯に対する偏差ΔＩｒｐ（ΔＩｒｐ＝Ｉｒｐ−Ｉｒｐ♯）を算出する。ＰＩ演算部３５４は、加減部３５２によって得られた偏差ΔＩｒｐに所定の制御演算（代表的にはＰＩ制御演算）を施すことにより、制御電圧Ｖｃｎを生成する。この制御電圧Ｖｃｎは、ＰＩ制御により設定された、ΔＩｒｐ→０とするためのキャリア周波数を示している。

制御電圧Ｖｃｎは、リミッタ３５６を通過して制御信号Ｖｆｑに変換される。リミッタ３５６では、制御電圧Ｖｃｎが、予め設定された電圧範囲（下限電圧Ｖｍｉｎ〜上限電圧Ｖｍａｘ）内に入っているかどうかがチェックされる。そして、Ｖｃｎ＜Ｖｍｉｎのときには、Ｖｆｑ＝Ｖｍｉｎに設定され、Ｖｃｎ＞Ｖｍａｘのときには、Ｖｆｑ＝Ｖｍａｘに設定される。一方、Ｖｍｉｎ≦Ｖｃｎ≦Ｖｍａｘのときには、Ｖｆｑ＝Ｖｃｎに設定される。

下限電圧Ｖｍｉｎおよび上限電圧Ｖｍａｘは、キャリア周波数（すなわち、スイッチング周波数）の上下限周波数に対応して決定される。この上下限周波数は、スイッチングに伴って騒音が発生するような周波数帯（たとえば可聴周波数帯）、交流電動機ＭＧの回転数に対応して決定されるべき電流制御精度確保に必要な周波数、あるいは、ハードウェア的にスイッチング可能な周波数等に対応して設定される。

このような制御処理により、ＰＷＭ制御されるモータ電流中のリップル電流幅を適正レベル（基準値Ｉｒｐ♯）に維持するためのリップル電流制御を実行することができる。

あるいは、図５に示したリップル電流制御部３００に代えて、図７に示したフローチャートに従う制御処理を制御装置３０に予め格納されたプログラムにより実行することによっても、同様のリップル電流制御を実現することが可能である。

図７を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００では、リップル電流幅のＩｒｐを取得し、ステップＳ１１０により、リップル電流幅Ｉｒｐが基準値Ｉｒｐ♯より大きいかどうかを判定する。

そして、制御装置３０は、リップル電流幅Ｉｒｐが基準値Ｉｒｐ♯より大きいとき（Ｉｒｐ＞Ｉｒｐ♯、Ｓ１１０のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１２０により、キャリア周波数を現在値より低下させる。この際に、キャリア周波数の低下は、上記リミッタ３５６による処理と同様に、キャリア周波数が予め設定した下限周波数を超えない範囲に制限される。

一方、制御装置３０は、リップル電流幅Ｉｒｐが基準値Ｉｒｐ♯以下のとき（Ｉｒｐ≦Ｉｒｐ♯、Ｓ１１０のＮＯ判定時）には、ステップＳ１３０により、キャリア周波数を現在値より上昇させる。この際に、キャリア周波数の上昇は、上記リミッタ３５６による処理と同様に、キャリア周波数が予め設定した上限周波数を超えない範囲に制限される。なお、図示は省略するが、リップル電流幅Ｉｒｐおよび基準値Ｉｒｐ♯の差が小さい場合には、現在のキャリア周波数を維持するような不感帯を設けても良い。

このような制御処理によっても、モータ電流中のリップル電流幅を適正レベル（基準値Ｉｒｐ♯）に維持するためのリップル電流制御を実行することができる。

このように本実施の形態によるモータ駆動システムでは、ＰＷＭ制御されるモータ電流のリップル電流幅を適正レベルに維持するリップル電流制御を実行することにより、リップル電流幅を抑えすぎることによって電力変換器（インバータ）でのスイッチング損失を増大させることなく、リップル電流が過大となることによって、交流電動機での磁石温度上昇による減磁が発生することを防止できる。

この結果、本実施の形態によるモータ駆動システムにより車両駆動力を発生するハイブリッド自動車や電気自動車では、電動機での減磁の発生による車両走行性能の低下を防止しつつ、ＰＷＭ制御される電力変換器（インバータ）での電力損失の低減による燃費向上を図ることができる。

［リップル電流制御の変形例］
次に、リップル電流幅の基準値設定に係る本実施の形態の変形例を説明する。

図８は、本実施の形態の変形例に従うリップル基準設定部３２０♯の構成例を示すブロック図である。図８に示したリップル基準設定部は、図５中のリップル基準設定部３２０に代えて用いることができる。すなわち、この変形例においても、リップル電流幅の基準値設定の他については、上述の実施の形態と同様であるので、説明は繰り返さない。

図８を参照して、リップル基準設定部３２０♯は、基準設定部３２２，３２４と、最小値設定部３２６とを含む。

基準設定部３２２は、予め実験等により求められた、リップル電流幅に対する永久磁石２８の温度上昇特性を示すマップ３２３を有している。基準設定部３２２は、この温度上昇特性に基づいて、リップル電流幅Ｉｒｐの基準値Ｉｒ１を設定する。

上述のように、基準値Ｉｒ１については、モータ状態（特にモータ温度）に基づいて可変に設定してもよい。この場合には、減磁を発生させないための温度上限値との温度差を考慮して、現在のモータ温度に対して基準値Ｉｒ１を設定するためのマップを予め作成して、マップ３２３に含めておけばよい。あるいは、モータ出力（トルク指令値、回転数等）により基準値Ｉｒ１を変更するようなマップとすることも可能である。すなわち、基準設定部３２２は、図５に示したリップル基準設定部３２０に相当する。

基準設定部３２４は、予め求められた、リップル電流幅に対するモータシステム全体での電力損失特性に従って、基準値Ｉｒ２を設定するためのマップ３２５を有する。上述のように、キャリア周波数を低下させてリップル電流幅が大きくなると、交流電動機ＭＧでの銅損・鉄損を始め、インバータ２０以外では電力損失が増大する。また、電力損失については、モータ状態（モータ温度，トルク指令値，回転数）に応じて変化する。

マップ３２５には、上記電力損失特性に従って予め決定された、モータ状態（モータ温度，トルク指令値，回転数）と、モータ駆動システム全体での損失から見たリップル電流幅の上限値との関係が予め格納される。そして、基準設定部３２４は、現在のモータ状態を用いてマップ３２５を参照することにより、基準値Ｉｒ２を設定する。

最小値設定部３２６は、基準設定部３２２および３２４により設定された基準値Ｉｒ１およびＩｒ２のうちの小さい方を、リップル電流幅の基準値Ｉｒｐ♯に設定する。

このようにすれば、磁石温度上昇およびモータ損失を含むシステム全体の損失を考慮してリップル電流幅Ｉｒｐの適正レベルすなわち基準値Ｉｒｐ♯を設定することが可能となる。

あるいは、図９に示すフローチャートに従う制御処理を制御装置３０に予め格納されたプログラムにより実行することによっても、この変形例に従うリップル電流制御を実現することが可能である。

図９を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００により、リップル電流幅Ｉｒｐを取得する。そしてステップＳ１０２では、取得したリップル電流幅Ｉｒｐを、図８に示したのと同様の、磁石温度を考慮して設定された基準値Ｉｒ１と比較する。

そして、制御装置３０は、リップル電流幅Ｉｒｐが基準値Ｉｒ１より大きいとき（Ｉｒｐ＞Ｉｒ１，Ｓ１０２のＹＥＳ判定時）には、図７と同様のステップＳ１２０を実行する。これにより、下限周波数を超えない範囲内で、キャリア周波数は現在値より低下される。

これに対して、制御装置３０は、リップル電流幅Ｉｒｐが基準値Ｉｒ１以下のとき（Ｉｒｐ≦Ｉｒ１，Ｓ１０２のＮＯ判定時）には、ステップＳ１０４により、リップル電流幅Ｉｒｐを電力損失を考慮して設定して基準値Ｉｒ２とさらに比較する。

そして、制御装置３０は、リップル電流幅Ｉｒｐが基準値Ｉｒ２より大きいとき（Ｉｒｐ＞Ｉｒ２，Ｓ１０４のＹＥＳ判定時）には、ステップＳ１２０を実行する。これにより、磁石温度あるいは電力損失のいずれかの面からリップル電流幅を小さくする必要がある場合には、キャリア周波数を低下させて、リップル電流幅を低減することができる。

一方、制御装置３０は、リップル電流幅Ｉｒｐが基準値Ｉｒ２以下のとき（Ｉｒｐ≦Ｉｒ２，Ｓ１０４のＮＯ判定時）には、図７と同様のステップＳ１３０を実行する。これにより、上限周波数を超えない範囲内で、キャリア周波数は現在値より上昇される。したがって、磁石温度あるいは電力損失のいずれかの面からもリップル電流幅の増大が許容される場合には、インバータ２０でのスイッチング損失を低減させるためにキャリア周波数を低下させる。これは、リップル電流幅が過小であると判断して、スイッチング損失を抑制するために適正レベルまでリップル電流幅を大きくすることと等価である。

このようにしても、磁石温度上昇およびモータ損失を含むシステム全体の損失を考慮してリップル電流幅Ｉｒｐの適正レベルを設定する、本実施の形態の変形例に従うリップル電流制御を行なうことが可能である。なお、図９に示したフローチャートにおいても、リップル電流幅Ｉｒｐおよび基準値Ｉｒ１，Ｉｒ２の差が小さい場合には、現在のキャリア周波数を維持するような不感帯を設けても良い。

［リップル電流幅の検出］
次に、本発明の実施の形態およびその変形例における、リップル電流幅の好ましい検出手法、すなわち、リップル検出部３１０の動作について説明する。図１０および図１１には、第１および第２の検出手法がそれぞれ示される。

図１０を参照して、ＰＷＭ制御では、各相電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と、搬送波Ｖｃｒとの交点において、各相での半導体スイッチング素子のオンオフが入れ替わる。上述のように、各相では半導体スイッチング素子のオンオフ切換えに伴ってモータ電流の変化方向（上昇／低下）が逆転することを考慮すれば、半導体スイッチングのオンオフ切換タイミングでの電流値に基づいて、リップル電流を検出することができる。

したがって、図１０に示した第１の検出手法では、搬送波Ｖｃｒの各１周期において、いずれかの相の電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と、搬送波Ｖｃｒとの２つの交点のそれぞれに対応して、電流サンプリング点４００が設定される。そして、これらの電流サンプリング点４００における電流センサ２４の検出値の差に基づいて、リップル電流幅Ｉｒｐが検出される。

図１０の例では、時刻ｔ０において、電流Ｉ（ｎ−１）がサンプリングされ、時刻ｔ１において、電流Ｉ（ｎ）がサンプリングされる。Ｉ（ｎ−１）およびＩ（ｎ）は、時刻ｔ０，ｔ１におけるＶ相のモータ電流の検出値（電流センサ２４の測定値）に相当する。そして、リップル電流幅Ｉｒｐは、下記（１）式によって示される。

Ｉｒｐ＝｜Ｉ（ｎ）−Ｉ（ｎ−１）｜ …（１）
このようなリップル電流幅の検出によると、各相のモータ電流についてバンドパスフィルタ等の通過によって、リップル電流成分のみを取出すような周波数処理を行なうことなく、リップル電流幅を検出することができる。この結果、簡易な構成により、フィルタ処理による制御遅れを伴うことなく、リップル電流幅を検出できるので、本実施の形態によるリップル電流制御の制御速度を向上させることができる。

図１１には、リップル電流幅の第２の検出手法が示される。
図１１を参照して、図２に示した本来のモータ電流制御のためにも、電流センサ２４の検出値をサンプリングする必要がある。ここでは、モータ電流制御のための電流サンプリング点４１０が、搬送波Ｖｃｒの電圧が上限値または下限値となるタイミング、すなわち、搬送波Ｖｃｒの半周期に対応して設けられるものとする。すなわち、電流サンプリング点４１０での、電流センサ２４の検出値に基づく各相電流値を用いて、図２に示したモータ電流制御が実行される。

図１１に示した第２の検出手法では、この電流サンプリング点４１０を活用することにより、リップル電流幅検出のための電流サンプリング回数が、図１０に示した第１の検出手法と比較して減少する。すなわち、搬送波Ｖｃｒの各１周期における、いずれかの相の電圧指令値と搬送波Ｖｃｒとの２つの交点のうちの１つにのみ、電流サンプリング点が設けられる。

図１１の例では、時刻ｔ２，ｔ３，ｔ４において、モータ電流制御のための電流サンプリング点４１０が設けられる。そして、時刻ｔ３では電流Ｉｃｎｔ（ｎ−１）がサンプリングされ、時刻ｔ４では、電流Ｉｃｎｔ（ｎ）がサンプリングされる。

さらに、２個の電流サンプリング点４１０の間に存在する、電圧指令（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ）と搬送波Ｖｃｒとの２つの交点に対応する電流サンプリング候補点４００ａ，４００ｂのうちの一方が、電流サンプリング点４００として設定される。

たとえば、時刻ｔ３より前の電流サンプリング候補点４００ａにおける電流値をＩ（ｎ−１）とすれば、リップル電流幅Ｉｒｐは下記（２）式に従って設定される。

Ｉｒｐ＝｜Ｉｃｎｔ（ｎ−１）−Ｉ（ｎ−１）｜・２ …（２）
また、時刻ｔ３〜ｔ４間の電流サンプリング候補点４００ｂにおける電流値をＩ（ｎ）とすれば、リップル電流幅Ｉｒｐは下記（３）式に従って設定される。

Ｉｒｐ＝｜（Ｉｃｎｔ（ｎ）−Ｉ（ｎ）｜・２ …（３）
なお、電流サンプリング候補点４００ａ，４００ｂのいずれを採用するかについては、制御の安全性（磁石温度上昇防止）の観点からは、電流サンプリング点４１０との時間差が大きい方を電流サンプリング点４００に採用することが好ましい。

このようにすると、本来設けられる電流制御のための電流サンプリング点４１０に対して、搬送波Ｖｃｒの１周期ごとに１つの電流サンプリング点４００を追加するだけで、リップル電流幅の検出が可能となる。すなわち、図１０の検出方法での効果に加えて、リップ電流制御のために追加する電流サンプリング点４００の個数を減少することができる。これにより、リップル電流制御に関する制御装置３０の制御負荷を軽減することが可能となる。

なお、以上の説明では、ＰＷＭ制御される三相インバータを電力変換器の例として示し、永久磁石型の三相同期電動機を交流電動機の例として示したが、本発明の適用はこのような場合に限定されるものではなく、他の形式の電力変換器および交流電動機の組合わせに備えたモータ駆動システムに対しても適用可能である点について、確認的に記載する。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの全体構成図である。 ＰＷＭ制御の制御構成を説明する概略ブロック図である。 ＰＷＭ制御の制御動作を説明する波形図である。 モータ電流の概形を示す概念図である。 本発明の実施の形態によるリップル電流制御を説明する概略ブロック図である。 図５に示した周波数調整部の構成例を示すブロック図である。 本実施の形態に従うリップル電流制御を実行するためのフローチャートである。 本実施の形態の変形例に従うリップル基準設定部の構成を示すブロック図である。 本実施の形態の変形例に従うリップル電流制御を実行するためのフローチャートである。 本発明の実施の形態およびその変形例のモータ駆動システムにおけるリップル電流幅の検出手法を説明する第１の波形図である。 本発明の実施の形態およびその変形例のモータ駆動システムにおけるリップル電流幅の検出手法を説明する第２の波形図である。

符号の説明

５ アース線、７ 電源線、１０ 直流電源、１３ 電圧センサ、１５ Ｕ相回路、１６ Ｖ相回路、１７ Ｗ相回路、２０ インバータ、２４ 電流センサ、２５ 回転角センサ、２８ 永久磁石、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ駆動システム、２００ ＰＷＭ制御ブロック、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２４０ ＰＩ演算部、２６０ ＰＷＭ信号生成部、３００ リップル電流制御部、３１０ リップル検出部、３２０ リップル基準設定部、３２２，３２４ 基準設定部、３２３，３２５ マップ、３２６ 最小値設定部、３５０ 周波数調整部、３５２ 加減部、３５４ ＰＩ演算部、３５６ リミッタ、３６０ 搬送波発生部、４００ 電流サンプリング点（リップル電流制御）、４００ａ，４００ｂ 電流サンプリング候補点（リップル電流制御）、４１０ 電流サンプリング点（モータ電流制御）、Ｃ０ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ６ フリーホイールダイオード、Ｉ（ｎ），Ｉ（ｎ−１），Ｉｃｎｔ（ｎ），Ｉｃｎｔ（ｎ−１） 電流サンプリング値、ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ ｄ軸電流指令値、ｉｑ ｑ軸電流、Ｉｒｐ リップル電流幅、Ｉｒ１，Ｉｒ２，Ｉｒｐ♯ 基準値（リップル電流幅）、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ モータ電流（三相電流）、ＭＧ 交流電動機、Ｑ１〜Ｑ６ 半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ６ スイッチング制御信号、Ｔｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖｃｎ 制御電圧、Ｖｃｒ 搬送波、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値、Ｖｆｑ 制御信号、Ｖｍａｘ 上限電圧、Ｖｍｉｎ 下限電圧、Ｖｑ♯ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令値、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、ΔＩｒｐ 偏差（リップル電流幅）、θ 回転角。

Claims (9)

1. 永久磁石が取付けられたロータを有する交流電動機と、
   複数の電力用半導体スイッチング素子を含んで構成され、パルス幅変調制御に従った前記電力用半導体スイッチング素子のオンオフ制御によって前記交流電動機への電力供給を制御する電力変換器と、
   前記電力変換器および前記交流電動機の間を流れるモータ電流を検出する電流検出器と、
   前記電流検出器による検出値に基づいて、前記電力用半導体スイッチング素子のスイッチング周波数に対応した、前記モータ電流のリップル電流幅を検出するリップル検出手段と、
   少なくとも前記リップル電流幅に対する前記永久磁石の温度上昇特性に基づいて、前記永久磁石が減磁する温度まで磁石温度が上昇しないように前記リップル電流幅の基準値を設定する基準設定手段と、
   前記リップル検出手段により検出された前記リップル電流幅と、前記基準設定手段によって設定される前記基準値との比較に基づいて、前記パルス幅変調制御に用いる搬送波の周波数を制御する周波数調整手段とを備え、
   前記周波数調整手段は、前記リップル電流幅が前記基準値より大きいときに前記搬送波の周波数を現在の周波数よりも上昇させる一方で、前記リップル電流幅が前記基準値以下のときには前記搬送波の周波数を現在の周波数よりも低下させる、モータ駆動システム。
2. 前記基準設定手段は、前記リップル電流幅に対する前記モータ駆動システム全体での電力損失特性にさらに基づいて、前記基準値を設定する、請求項１記載のモータ駆動システム。
3. 前記基準設定手段は、前記交流電動機の状態に応じて前記基準値を変更する、請求項１または２記載のモータ駆動システム。
4. 前記基準設定手段は、前記交流電動機の温度に応じて前記基準値を変更する、請求項３記載のモータ駆動システム。
5. 前記基準設定手段は、前記交流電動機の出力に応じて前記基準値を変更する、請求項３記載のモータ駆動システム。
6. 前記周波数調整手段は、
   前記基準値に対する前記リップル電流幅の偏差を算出する偏差演算手段と、
   算出された前記偏差を用いた制御演算量に応じて、前記搬送波の周波数を制御する制御演算手段とを含む、請求項１記載のモータ駆動システム。
7. 前記電流検出器の検出値に基づいて、前記モータ電流が電流指令値に合致するように正弦波状の電圧指令値を発生する電流制御手段をさらに備え、
   前記電力用半導体スイッチング素子は、前記電圧指令値と前記搬送波の電圧値との比較に従ってオンオフを制御され、
   前記リップル検出手段は、
   前記搬送波の１周期中における、前記電圧指令値および前記搬送波が交差するタイミングのうちの２つでそれぞれサンプリングされた前記電流検出器の検出値の差に基づいて、前記リップル電流幅を検出する、請求項１記載のモータ駆動システム。
8. 前記搬送波の半周期ごとに前記電流検出器の検出値をサンプリングするとともに、サンプリングした電流値に基づいて、前記モータ電流が電流指令値に合致するように正弦波状の電圧指令値を発生する電流制御手段をさらに備え、
   前記電力用半導体スイッチング素子は、前記電圧指令値と前記搬送波の電圧値との比較
   に従ってオンオフを制御され、
   前記リップル検出手段は、
   前記搬送波の１周期中における、前記電圧指令値および前記搬送波が交差するタイミングのうちの１つでサンプリングされた前記電流検出器の検出値と、前記電流制御手段によりサンリングされた前記電流検出器の検出値との差に基づいて、前記リップル電流幅を検出する、請求項１記載のモータ駆動システム。
9. 前記モータ駆動システムは、車両に搭載され、
   前記交流電動機は、前記車両の駆動力を発生するように構成された三相同期電動機である、請求項１〜８のいずれか１項に記載のモータ駆動システム。

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