JP5888567B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、電流センサが検出した相電流検出値に基づいて交流電動機の通電を制御する交流電動機の制御装置に関する。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流電動機を搭載した電気自動車やハイブリッド自動車が注目されている。例えば、ハイブリッド自動車においては、二次電池等からなる直流電源と交流電動機とを、インバータ等で構成された電力変換装置を介して接続し、直流電源の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流電動機を駆動するようにしたものがある。

このようなハイブリッド自動車や電気自動車に搭載される交流電動機の制御装置では、一般に、電流センサが検出した相電流検出値に基づいてフィードバック制御が行われる。例えば正弦波ＰＷＭ制御モードでは、相電流検出値をｄｑ変換したｄｑ軸電流算出値が電流指令値に対してフィードバックされる。また、矩形波制御モードでは、ｄｑ軸電流算出値からトルク推定値を推定し、このトルク推定値がトルク指令値に対してフィードバックされる。

他方、電動機の制御技術に関してフーリエ変換を利用するものがある。例えば特許文献１に開示された技術は、トルクメータにより直接検出したトルク検出値、又は電流検出値に基づいて推定したトルク推定値をフーリエ変換して任意の次数成分を抽出し、その次数のフーリエ係数が０となるように学習制御することで、トルク脈動を低減することを目的としている。

特開２０１０−５７２１８号公報

ところで、交流電動機の制御装置では、相電流に高次成分が重畳したり、相電流がオフセットしたりする場合がある。
相電流に高次成分が重畳すると、例えば電流フィードバック制御の結果による各相の指令デューティにも高次成分が重畳し、それに伴うインバータのスイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれるようになる。そのため、静粛性の面で好ましくない。特に過変調領域では、ＰＷＭパルスに高次成分が含まれるため、相電流に高次成分が重畳しやすく、騒音が大きくなるという課題がある。

また、相電流がオフセットすると、電気一次のトルク変動やパワー変動が生じる。車両に搭載される交流電動機の制御装置では、トルク変動は、車両を振動させるため好ましくない。パワー変動は、電源電流や電源電圧を変動させるため、部品保護上好ましくない。
なお、相電流オフセットとは、機器の立ち上げ時の相電流に基づいて学習した０［Ａ］の基準に対し、電流振幅の中心値がオフセットすることをいう。この主要因は電流センサの出力信号を受信する回路の温度特性にあり、運転の継続に伴って徐々にオフセット量が大きくなる傾向にある。

さらに、３相交流電動機の矩形波制御モードでは、電気角１周期で各相が１回ずつオンオフし、計６回スイッチングするため、スイッチングに同期した６次成分が重畳する。この６次成分をローパスフィルタで除去しようとすると、電流ベクトルが過度にスムージングされ、認識に支障が生じるおそれがある。そこで、トルクフィードバックをローゲイン化せざるを得ず、トルク応答性が低下することとなる。

このような課題に対し、特許文献１の技術は、トルク検出値又はトルク推定値を対象としてフーリエ変換を適用しているにすぎず、専らトルク脈動の低減を目的とするものである。したがって、特許文献１の技術によって、高次成分による騒音を低減したり、相電流のオフセットによる弊害を防止したりすることはできない。
そこで、本出願人は、この課題を解決すべく、交流電動機の制御装置に係る発明を先に出願した（特願２０１２−２６４２１０、特願２０１３−０５０４７４）。この発明は、フーリエ級数展開によって相電流の一次成分を抽出することを特徴とする。

これにより、相電流に高次成分が重畳したり、相電流がオフセットした場合でも、フーリエ級数展開によって抽出された相電流の一次成分に基づいてｄｑ軸電流が算出される。したがって、高次成分を含まないｄｑ軸電流算出値に基づいて電流フィードバック制御が実行されるため、その結果生成される各相の指令デューティには高次成分が重畳しない。よって、インバータのスイッチングノイズ等による騒音を低減することができる。特に過変調領域では、騒音低減の効果が顕著となる。

また、０次成分である直流成分を除去することで、相電流のオフセットを補正し、交流電動機のトルク変動やパワー変動を抑制することができる。
さらに、矩形波制御モードにおいて６次成分を除去するためにローパスフィルタを用いて電流ベクトルをスムージングしないので、ローゲイン化によるトルク応答性の低下の問題を回避することができる。

ところで、先の出願に係る交流電動機の制御装置では、例えばＶ相、Ｗ相の２相に電流センサを設ける場合、Ｖ相電流、Ｗ相電流をそれぞれフーリエ級数展開し、一次成分のフーリエ係数ａ₁、ｂ₁を算出した後、Ｖ相一次電流Ｉｖ１ｓ及びＷ相一次電流Ｉｗ１ｓを算出する。そして、Ｖ相一次電流Ｉｖ１ｓとＷ相一次電流Ｉｗ１ｓとをｄｑ変換してｄｑ軸電流ベクトルを算出する。このように、一次電流を算出してからｄｑ変換すると、制御手段の演算量が増大するという問題がある。
また、相電流の一次成分を抽出する方法は、正弦波関数（ｓｉｎ、ｃｏｓ）を用いるフーリエ級数展開に限らず、例えば矩形波を強調フィルタとして用いるフィルタ演算に一般化することができる。

本発明は、このような点に鑑みて創作されたものであり、その目的は、フーリエ級数展開等のフィルタ演算により相電流の一次成分を抽出して電流ベクトルを算出する処理において、演算量を低減する交流電動機の制御装置を提供することにある。

本発明は、３相の交流電動機を駆動するインバータと、交流電動機の３相うち１相以上の相電流を検出する電流センサと、インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替えて交流電動機の通電を制御する制御手段とを備える交流電動機の制御装置に係る発明である。

制御手段は、電流センサの相電流検出値に基づいてｄｑ軸の電流ベクトルを算出し、当該電流ベクトルを電流指令値に対してフィードバックし、又は、当該電流ベクトルに基づいて推定したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックする。また、制御手段は、電流センサが検出した相電流検出値、又は、当該相電流検出値に基づいて推定した相電流推定値を電気角の関数としてフーリエ級数展開した一次成分を抽出し、当該一次成分のフーリエ係数を演算する「フーリエ係数演算部」、及び、フーリエ係数演算部が算出したフーリエ係数に「時間的に不変な定数」を乗じた値同士を加算することにより電流ベクトルを算出する「電流ベクトル算出部」を有することを特徴とする。

ここで、「時間的に不変な定数」は、各相の一次成分のフーリエ係数を用いて一次電流を計算する「相電流再計算式」、並びに、ｄｑ軸電流を３相電流に変換する「２相３相変換式」におけるｃｏｓ関数及びｓｉｎ関数の係数同士が等しいとすることによって算出された定数である。
本発明の制御手段は、相電流の一次成分のフーリエ係数を算出した後、一次電流を算出することなく、フーリエ係数から直接電流ベクトルを算出する。したがって、演算量を低減することができる。

また、フーリエ級数展開に限らず、例えば矩形波を強調フィルタとして用いるフィルタ演算により、相電流の一次成分について、フーリエ係数に相当する「フィルタ演算係数」を算出するようにしてもよい。この場合も、フィルタ演算係数から直接電流ベクトルを算出することで、演算量を低減することができる。

本発明の実施形態による交流電動機の制御装置が適用される電動機駆動システムの構成を示す図である。 本発明の実施形態による交流電動機の制御装置の全体構成図である。 交流電動機の制御モードを概念的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と制御モードとの対応関係を示す図である。 本発明の第１実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 ｄｑ軸座標での指令電圧ベクトルを説明する図である。 本発明の第２実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第３実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第４実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第５実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 本発明の第６実施形態による交流電動機の制御装置の制御部の構成を示すブロック図である。 正弦波強調フィルタ及び矩形強調フィルタを説明する模式図である。 相電流の検出電流波形、及び、当該検出電流波形を正弦波強調フィルタ及び矩形強調フィルタで処理して得られた一次電流波形を示す模式図である。

以下、本発明による交流電動機の制御装置の実施形態を図面に基づいて説明する。
最初に、複数の実施形態に共通の構成について、図１、図２を参照して説明する。この実施形態による「交流電動機の制御装置」としての電動機制御装置１０は、ハイブリッド自動車を駆動する電動機駆動システムに適用される。

［交流電動機の制御装置の構成］
図１に示すように、電動機駆動システム１は、交流電動機２、直流電源８、及び電動機制御装置１０等を備える。
交流電動機２は、例えば電動車両の駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機である。本実施形態の交流電動機２は、永久磁石式同期型の三相交流電動機である。

電動車両には、ハイブリッド自動車、電気自動車、燃料電池車等、電気エネルギによって駆動輪６を駆動する車両が含まれるものとする。本実施形態の電動車両は、エンジン３を備えたハイブリッド車両であり、交流電動機２は、駆動輪６を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジン３や駆動輪６から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する、所謂モータジェネレータ（図中、「ＭＧ」と記す。）である。

交流電動機２は、例えば変速機等のギア４を介して車軸５に接続される。これにより、交流電動機２の駆動力は、ギア４を介して車軸５を回転させることにより、駆動輪６を駆動する。
直流電源８は、例えばニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等、充放電可能な蓄電装置である。直流電源８は、電動機制御装置１０のインバータ１２（図２参照）と接続され、インバータ１２を介して交流電動機２と電力の授受可能に構成されている

車両制御回路９は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらを接続するバスライン等を備えている。車両制御回路９は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、電動車両全体を制御する。

車両制御回路９は、いずれも図示しないアクセルセンサからのアクセル信号、ブレーキスイッチからのブレーキ信号、シフトスイッチからのシフト信号、及び、車両の速度に関する車速信号等の各種センサやスイッチ等から信号を取得可能に構成されている。車両制御回路９は、取得されたこれらの信号等に基づいて車両の運転状態を検出し、運転状態に応じたトルク指令値ｔｒｑ^*を電動機制御装置１０に出力する。また車両制御回路９は、エンジン３の運転を制御する図示しないエンジン制御回路に対し、指令信号を出力する。

図２に示すように、電動機制御装置１０は、インバータ１２、電流センサ１７、（１８）、及び「制御手段」としての制御部２０を備える。
インバータ１２には、直流電源電圧若しくは図示しない昇圧コンバータによる直流電源の昇圧電圧がシステム電圧ＶＨとして入力される。インバータ１２は、ブリッジ接続される図示しない６つのスイッチング素子を有する。スイッチング素子には、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタ、バイポーラトランジスタ等を用いることができる。

インバータ１２を正弦波制御モード又は過変調制御モードで駆動する場合、代表的にはＰＷＭ信号に基づいてスイッチング素子のオン／オフが制御されることにより交流電動機２に３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが印加され、交流電動機２の駆動が制御される。或いは、矩形波制御モードで駆動する場合、電圧位相指令によって位相制御される。

電流センサ１７、（１８）は、制御に用いる電流を検出する制御用電流センサであり、異常監視専用の監視用電流センサ等を含まない。本発明の実施形態による電動機制御装置１０の構成は、大きく、２相以上（２相又は３相）に電流センサを設けるパターンと、１相のみに電流センサを設けるパターンとに分かれる。そのような意味で、図２中、電流センサ１８の符号を括弧書きするとともに、電流センサ１８、及び、電流センサ１８から制御部２０に向かう矢印を破線で表示している。

電流センサを２相に設けるパターンの構成例では、電流センサ１７、１８は、インバータ１２から交流電動機２へ接続されるＶ相、Ｗ相の２相の電力線にそれぞれ設けられ、相電流Ｉｖ、Ｉｗを検出する。
ここで、キルヒホッフの法則により３相の電流の和は常にゼロであるから、３相のうち２相の電流値がわかれば、残り１相（この場合Ｕ相）の電流値は計算で求められる。したがって、電流フィードバック制御におけるｄｑ変換等の演算は、少なくとも２相の相電流検出値に基づいて可能である。
本実施形態では、Ｖ相及びＷ相の２相に電流センサ１７、１８を設けているが、他の実施形態では、Ｕ相とＶ相、又はＵ相とＷ相の２相に電流センサを設けてもよい。或いは、キルヒホッフの法則を用いず、３相に電流センサを設けてもよい。

電流センサを１相のみに設けるパターンの構成例では、電流センサ１７は、インバータ１２から交流電動機２へ接続されるＶ相の電力線に設けられ、Ｖ相電流Ｉｖを検出する。なお、他の実施形態では、Ｕ相又はＷ相に電流センサを設けてもよい。
電流センサを１相のみに設ける構成では、１相の相電流検出値、及び当該１相の相電流検出値から推定した他相の電流推定値に基づいてｄｑ変換等の演算を行う。

回転角センサ１４は、交流電動機２の図示しないロータ近傍に設けられ、電気角θを検出し、制御部２０に出力する。また、回転角センサ１４により検出された電気角θに基づき、交流電動機２の回転数Ｎｒが算出される。本実施形態の回転角センサ１４はレゾルバであるが、その他、ロータリエンコーダ等、他種のセンサを用いてもよい。

制御部２０は、マイクロコンピュータ等により構成され、内部にはいずれも図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部２０は、予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理により、交流電動機２の動作を制御する。
制御部２０の詳細については、実施形態毎に後述する。

電動機制御装置１０は、回転角センサ１４が検出した電気角θに基づく交流電動機２の回転数Ｎｒ、及び、車両制御回路９からのトルク指令値ｔｒｑ^*に応じて、交流電動機２を「電動機としての力行動作」により電力を消費し、又は「発電機としての回生動作」により電力を生成する。具体的には、回転数Ｎｒ及びトルク指令値ｔｒｑ^*の正負によって、以下の４つのパターンで動作を切り替える。
＜１．正転力行＞ 回転数Ｎｒが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、電力消費。
＜２．正転回生＞ 回転数Ｎｒが正でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、発電。
＜３．逆転力行＞ 回転数Ｎｒが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が負のとき、電力消費。
＜４．逆転回生＞ 回転数Ｎｒが負でトルク指令値ｔｒｑ^*が正のとき、発電。

回転数Ｎｒ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、または、回転数Ｎｒ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、直流電源８側から供給される直流電力を交流電力に変換してトルクを出力する（力行動作する）ように、交流電動機２を駆動する。
一方、回転数Ｎｒ＞０（正転）で、トルク指令値ｔｒｑ^*＜０である場合、または、回転数Ｎｒ＜０（逆転）でトルク指令値ｔｒｑ^*＞０である場合、インバータ１２は、スイッチング素子のスイッチング動作により、交流電動機２が発電した交流電力を直流電力に変換し、直流電源８側へ供給することにより、回生動作する。

ここで、電動機制御装置１０による交流電動機２の制御モードについて、図３を参照して説明する。電動機制御装置１０は、インバータ１２における電力変換について、変調度ｍに応じて３つの制御モードを選択する。ここで、変調度ｍとは、インバータ１２に入力されるシステム電圧ＶＨ、及びｄｑ軸平面上での電圧ベクトルの大きさＶｒに基づき、式（１）により定義される。なお、式（１）中の（Ｖｒ／ＶＨ）は電圧利用率である。

変調度ｍが０〜１．２７未満のとき、正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードが用いられる。
正弦波ＰＷＭ制御モードは、各相の上下アームのスイッチング素子のオン／オフを、正弦波状の電圧指令と、三角波に代表される搬送波との電圧比較に従って制御する。この結果、上アームのスイッチング素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アームのスイッチング素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。
正弦波ＰＷＭ制御モードでは、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される。そのため、正弦波ＰＷＭ制御モードでは、交流電動機２に印加される線間電圧が正弦波となる。

過変調ＰＷＭ制御モードは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で、正弦波ＰＷＭ制御モードと同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませる「電圧振幅補正」によって基本波成分を更に高めることができる。過変調ＰＷＭ制御モードでは、電圧指令の正弦波成分の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機２に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。
正弦波ＰＷＭ制御モード及び過変調ＰＷＭ制御モードでは、出力電流のフィードバックによって交流電動機２に印加される交流電圧の振幅及び位相を制御する「電流フィードバック制御」が実行される。

一方、矩形波制御モードは、上記一定期間内でハイレベル期間及びローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機２に印加するものであり、変調度ｍは１．２７となる。
矩形波制御モードでは、交流電動機２への印加電圧の振幅が固定されるため、トルク推定値とトルク指令値との偏差に基づく矩形波電圧パルスの位相制御によって「トルクフィードバック制御」が実行される。

図４には、交流電動機２の動作状態と上述の制御モードとの対応関係を示す。
交流電動機２では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、モータ駆動に必要なモータ必要電圧が高くなる。そこで、昇圧コンバータによって昇圧されインバータ１２に入力されるシステム電圧ＶＨをモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。そして、好ましくはシステム電圧ＶＨの最大値において、制御モードを正弦波ＰＷＭ制御モードから過変調ＰＷＭ制御モードに、さらに過変調ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切替えることで、変調度を向上させる。

図４に概略的に示すように、低回転数域Ｉではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御モードが用いられ、中回転数域ＩＩでは過変調ＰＷＭ制御モードが用いられ、高回転数域ＩＩＩでは矩形波制御モードが適用される。特に、矩形波制御モードを適用することにより、交流電動機２の出力が向上する。
本発明では過変調ＰＷＭ制御モードに特有の構成上の特徴はないため、以下の説明では、過変調ＰＷＭ制御モードについての言及を適宜、省略する。

［制御部の構成と作用効果］
以下、実施形態毎に制御部に「２０１〜２０６」の符号を付し、構成及び作用効果を実施形態毎に説明する。複数の実施形態の制御ブロック図等の説明において、実質的に同一の構成には同一の符号を付して説明を省略する。
第１〜第５実施形態は、フーリエ級数展開によって相電流の一次成分を抽出するものであり、そのうち、第１〜第４実施形態は電流フィードバック制御方式に適用される例を示し、第５実施形態はトルクフィードバック制御方式に適用される例を示す。

まず、代表的な３とおりの制御類型として、第１〜第３実施形態について説明する。
第１実施形態は、制御用の電流センサを１相に設ける構成であり、第２、第３実施形態は、制御用の電流センサを２相に設ける構成を前提とする。上述のとおり、これらの電流センサには、交流電動機２の通電制御に関与しない監視用等の電流センサは含まない。

（第１実施形態）
電流フィードバック制御方式に対応する制御部２０１の構成について、全体の制御ブロック図である図５、及び、ｒφ変換部２７の詳細図である図６を参照して説明する。
電流指令演算部２１は、車両制御回路９から取得したトルク指令値ｔｒｑ^*に基づき、交流電動機２のｄｑ座標系におけるｄ軸電流指令Ｉｄ^*、及びｑ軸電流指令Ｉｑ^*を演算する。以下、「ｄ軸電流及びｑ軸電流」を「ｄｑ軸電流」のように表す。また、単に「電流ベクトル」というとき、ｄｑ座標における電流ベクトルを意味する。
本実施形態では、予め記憶されているマップを参照することでｄｑ軸電流指令Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を演算するが、他の実施形態では、数式等から演算するように構成してもよい。

ｄ軸電流減算器２２１は、電流ベクトル算出部６５からフィードバックされたｄ軸電流算出値Ｉｄとｄ軸電流指令値Ｉｄ^*との差であるｄ軸電流偏差ΔＩｄを算出する。
ｑ軸電流減算器２２２は、電流ベクトル算出部６５からフィードバックされたｑ軸電流算出値Ｉｑとｑ軸電流指令値Ｉｑ^*との差であるｑ軸電流偏差ΔＩｑを算出する。

ｄ軸ＰＩ演算部２３１は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄが０に収束するように、ｄ軸電圧指令のフィードバック項Ｖｄ＿ｆｂをＰＩ演算により算出する。
ｑ軸ＰＩ演算部２３２は、ｑ軸電流偏差ΔＩｑが０に収束するように、ｑ軸電圧指令のフィードバック項Ｖｑ＿ｆｂをＰＩ演算により算出する。
一方、フィードフォワード項演算部２４で演算されたｄｑ軸電圧指令のフィードフォワード項Ｖｄ＿ｆｆ、Ｖｑ＿ｆｆがフィードバック項Ｖｄ＿ｆｂ、Ｖｑ＿ｆｂに加算され、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*が算出される。

２相３相変換部２５は、回転角センサ１４から取得した電気角θに基づき、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*を３相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*に変換する。
電圧デューティ変換部２６は、電気角θ、ｒφ変換部２７が算出した位相差φｑ、及び乗算器２８から得られた変調度ｍに基づき、式（２．１）〜（２．３）により、各相の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに変換する。
Ｄｕ＝０．５＋０．５×ｍ・ｃｏｓ（θ＋φｑ＋９０°） ・・・（２．１）
Ｄｖ＝０．５＋０．５×ｍ・ｃｏｓ（θ＋φｑ−３０°） ・・・（２．２）
Ｄｗ＝０．５＋０．５×ｍ・ｃｏｓ（θ＋φｑ＋２１０°） ・・・（２．３）

一方、図６に示すように、ｒφ変換部２７は、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*をｄｑ座標平面上で「大きさＶｒで、ｑ軸を基準とする位相差φｑ」の指令電圧ベクトルに変換する。ここで位相差φｑは、ｑ軸から反時計回り方向を正と定義する。
乗算器２８は、システム電圧ＶＨ、及び、ｒφ変換部２７が算出した電圧ベクトルの大きさＶｒに基づき、上記式（１）によりインバータ１２の変調度ｍを算出する。

ＰＷＭ信号生成部２９は、指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに基づき、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係るＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを算出する。そして、ＰＷＭ信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが生成される。この３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

次にフィードバック系の構成について説明する。図５では、「１相の電流センサ１７」がＶ相に設けられる例を示す。１相の電流センサがＵ相又はＷ相に設けられる場合でも、以下に説明する事項は同様に適用可能である。

交流電動機２の通電制御において、電流センサ１７で検出される相電流Ｉｖは、高次成分が重畳したり、機器の立ち上げ時から電流振幅の中心値がオフセットしたりする場合がある。高次成分が重畳した相電流検出値をｄｑ変換した電流ベクトルＩｄ、Ｉｑがフィードバックされると、電流フィードバック制御の結果得られる各相の指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗにも高次成分が重畳し、それに伴うインバータ１２のスイッチングノイズ等の騒音成分にも高次成分が含まれるようになる。そのため、静粛性の面で好ましくない。特に過変調領域では、ＰＷＭパルスに高次成分が含まれるため、相電流検出値に高次成分が重畳しやすく、騒音が大きくなるという課題がある。

また、相電流がオフセットすると、電気一次のトルク変動やパワー変動が生じる。本実施形態のように車両に搭載される電動機制御装置１０では、トルク変動は、車両を振動させるため好ましくない。また、パワー変動は、電源電流や電源電圧を変動させるため、部品保護上好ましくない。
なお、相電流オフセットの主要因は電流センサ１７の出力信号を受信する回路の温度特性にあり、運転の継続に伴って徐々にオフセット量が大きくなる傾向にある。

そこで、本実施形態の制御部２０１は、フーリエ級数展開によって相電流の一次成分を抽出することで高次成分を除去し、一次成分に基づいて電流ベクトルを算出するための構成として、フーリエ係数演算部６１及び電流ベクトル算出部６５を備える。そして、相電流の一次成分のフーリエ係数を算出した後、一次電流を算出することなく、フーリエ係数から直接電流ベクトルを算出することを特徴とする。

まず、本発明の技術的思想の根拠となる理論を説明する。フーリエ係数の一般式は、式（３．１）、（３．２）で示され、フーリエ級数展開の一般式は式（３．３）で示される。なお、式中で表示するｃｏｓ関数の係数「エー」について、明細書及び図面では便宜上、「ａ」の字体を用いる。

ｆ（θ）は、θを変数とする周期２πの周期関数であって、三角関数の和で示される。また、ｃｏｓ関数のｎ次のフーリエ係数ａ_n、及びｓｉｎ関数のｎ次のフーリエ係数ｂ_nは、「ｆ（θ）ｃｏｓ（ｎθ）」及び「ｆ（θ）ｓｉｎ（ｎθ）」の、区間−πからπまでの積分をπで除して求められる。
ここで、ｆ（θ）に「電気角θの関数としての相電流」を当てはめる。式（３．３）において「ｎ＝０」に相当する０次成分である（ａ₀／２）は、電流０［Ａ］に対する電流振幅の中心値のオフセット量に相当する。

式（３．１）、（３．２）において、「ｎ≧２」に相当する高次成分を除去し、「ｎ＝１」に相当する一次成分のみを抽出すると、Ｕ、Ｖ、Ｗ相の各フーリエ係数は、式（４．１）、（４．２）、（５．１）、（５．２）、（６．１）、（６．２）のように表される。
本来、記号の添え字は、「ｎ＝１」の意味を含めると、「ａ_1u」のように記載するのがよいとも考えられる。しかし、本明細書では、以後「ｎ≠１」の場合のフーリエ係数に言及することはないので、添え字「１」を省略し、「ａ_u」のように表す。また、単に「フーリエ係数」というとき、一次フーリエ係数を意味する。

本出願人は、一次フーリエ係数の具体的な演算方法について、先の出願（特願２０１２−２６４２１０、特願２０１３−０５０４７４）で詳しく言及した。この先の出願では、「フーリエ係数を用いて一次電流を算出してから一次電流をｄｑ変換する」というプロセスで電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出している。
電流センサが１相（例えばＶ相）に設けられる構成では、上記式（５．１）、（５．２）によりフーリエ係数を算出した後、相電流再計算式（７）により、Ｖ相の一次電流を算出する。また、式（８）により、Ｖ相の一次電流に対して電気角を１２０［°］、すなわち（１／３）周期ずらすことで、他の１相であるＷ相の一次電流を算出する。式中、「Ｉ」の上に記載した山印は一次電流を意味し、先の出願での添え字「１ｓ」と同義である。また、添え字「＿ｅｓｔ」は推定値を意味する。

そして、Ｖ相の一次電流、及び、Ｗ相の一次電流推定値を式（９）によりｄｑ変換し、電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出する。

ところが、式（７）、（８）、（９）の演算では、時間と共に変化する電気角θに基づいて毎回の演算を行うため、演算量が増大するという問題がある。そこで本発明では、フーリエ係数を算出した後、別の演算ロジックにより電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出する。
続いて、本発明による演算ロジックを説明する。算出されたフーリエ係数に基づき一次電流を計算する「相電流再計算式」は、式（１０）で表される。

また、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑを３相電流に変換する「２相３相変換式」は、式（１１）で表される。

式（１０）及び式（１１）におけるｃｏｓ関数及びｓｉｎ関数の係数同士が等しいとして、相毎に以下の式を導出する。
＜Ｕ相の場合＞
式（１２）の両辺の各係数が等しいとすると式（１３．１）、（１３．２）が得られ、式（１３．１）、（１３．２）を整理すると、式（１４．１）、（１４．２）が導かれる。

＜Ｖ相の場合＞
式（１５）の両辺の各係数が等しいとすると式（１６．１）、（１６．２）が得られ、式（１６．１）、（１６．２）を整理すると、式（１７．１）、（１７．２）が導かれる。

＜Ｗ相の場合＞
式（１８）の両辺の各係数が等しいとすると式（１９．１）、（１９．２）が得られ、式（１９．１）、（１９．２）を整理すると、式（２０．１）、（２０．２）が導かれる。

以上のように導出された式（１４．１）、（１４．２）、（１７．１）、（１７．２）、（２０．１）、（２０．２）は、ｃｏｓ関数及びｓｉｎ関数のフーリエ係数に「時間的に不変な定数」を乗じた値同士を加算することにより電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出可能であることを示している。すなわち、これらの式を用いることで、「フーリエ係数を用いて一次電流を算出してから一次電流をｄｑ変換する」というプロセスを経ることなく、フーリエ係数から直接電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出することができる。

図５の制御ブロック図に戻ると、Ｖ相に電流センサ１７が設けられた第１実施形態の制御部２０１において、フーリエ係数演算部６１は、式（５．１）、（５．２）により、フーリエ係数ａ_v、ｂ_vを演算する。フーリエ係数を算出するための積算では、電気角θを用いてもよく、位相角（θ＋φｑ）を用いてもよい。そして、電流ベクトル算出部６５は、式（１７．１）、（１７．２）により電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出する。

以上の構成による電動機制御装置１０の作用効果について説明する。
（１）本実施形態では、相電流をフーリエ級数展開により抽出した一次成分のフーリエ係数を算出し、そのフーリエ係数に基づいて電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出する。
高次成分が除去された一次成分に由来する電流ベクトルＩｄ、Ｉｑがフィードバックされるため、フィードバック制御の結果生成される各相の指令デューティＤｕ、Ｄｖ、Ｄｗに高次成分が重畳しない。よって、インバータ１２のスイッチングノイズ等による騒音を低減することができる。特に過変調領域では、騒音低減の効果が顕著となる。
また、０次成分である直流成分を除去することで、相電流のオフセットを補正し、交流電動機２のトルク変動やパワー変動を抑制することができる。

特にハイブリッド自動車や電動自動車等の電動車両に搭載される交流電動機２では、静粛性や快適性（ドライバビリティ）に対する要求が高いため、騒音の防止やトルク変動、パワー変動の抑制の効果が顕著に発揮される。

（２）本実施形態では、先の出願に対し、フーリエ係数に「時間的に不変な定数」を乗じた値同士を加算することによって電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出するため、制御部２０１の演算量を低減することができる。

（第２実施形態）
本発明の第２実施形態について、図７を参照して説明する。第２実施形態及び第３実施形態では、Ｖ相及びＷ相の２相に電流センサ１７、１８が設けられる構成を例示する。ただし、Ｕ相及びＶ相、Ｕ相及びＷ相の２相に電流センサが設けられる場合も、以下に説明する事項は同様に適用可能である。

先の出願による、電流センサが２相（例えばＶ相及びＷ相）に設けられる構成での演算では、Ｖ相について、式（５．１）、（５．２）によりフーリエ係数を算出した後、相電流再計算式（７）により一次電流を算出し、同様にＷ相について、式（６．１）、（６．２）によりフーリエ係数を算出した後、相電流再計算式（２１）により一次電流を算出する。

そして、Ｖ相の一次電流、及びＷの一次電流を式（２２）によりｄｑ変換し、電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出する。

式（７）、（２１）、（２２）による演算では、電流センサを１相に設ける場合と同様に演算量が増大する。一方、本発明の第２実施形態の制御部２０２では、フーリエ係数演算部６２は、Ｖ相に対応するフーリエ係数演算部６２１、及び、Ｗ相に対応するフーリエ係数演算部６２２を含み、Ｖ相のフーリエ係数ａ_v、ｂ_vを式（５．１）、（５．２）により算出し、Ｗ相のフーリエ係数ａ_w、ｂ_wを式（６．１）、（６．２）により算出する。
電流ベクトル算出部６６は、Ｖ相のフーリエ係数ａ_v、ｂ_vから式（１７．１）、（１７．２）により算出した電流ベクトルの第１仮値と、Ｗ相のフーリエ係数ａ_w、ｂ_wから式（２０．１）、（２０．２）により算出した電流ベクトルの第２仮値とを平均して、電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出する。すなわち、１つの式にまとめると、式（２３．１）、（２３．２）のように表される。

第２実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏することに加え、２相の相電流の情報を用いるため、１相のみの相電流の情報を用いる第１実施形態に比べ、演算精度を向上させることができる。また、後述の第３実施形態に比べ、電流センサの誤差による影響を小さくすることができる。

（第３実施形態）
本発明の第３実施形態について、図８を参照して説明する。第３実施形態の制御部２０３は、第１実施形態と実質的に同一のフーリエ係数演算部６１及び電流ベクトル算出部６５に加え、他相電流推定部６０を備える。他相電流推定部６０は、２相の相電流検出値に基づきキルヒホッフの法則を用いて他の１相の相電流推定値を算出する。図８の例では、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗから、キルヒホッフの法則、すなわち「３相電流和＝０」の関係を用いて、Ｕ相の電流推定値Ｉｕ＿ｅｓｔを算出する。

本実施形態のフーリエ係数演算部６１がＵ相のフーリエ係数ａ_u、ｂ_uを算出する式は、式（２４．１）、（２４．２）のように表される。

また、電流ベクトル算出部６５は、式（１４．１）、（１４．２）により電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出する。
第３実施形態では、第１実施形態と同様の効果を奏することに加え、２相の相電流の情報を用いるため、１相のみの相電流の情報を用いる第１実施形態に比べ、演算精度を向上させることができる。また、第２実施形態に比べ、演算量を少なくすることができる。

（第４実施形態）
本発明の第４実施形態について、図９を参照して説明する。
相電流への高次成分の重畳や相電流のオフセットによる不具合は、特に高回転且つ高出力領域で問題となる。逆に言えば、低回転領域又は低出力領域では、比較的問題とはならない。むしろ、低回転領域ではフーリエ係数及び一次電流を演算するための電気角１周期が長くなり、フィードバック応答性の低下につながることから、相電流検出値のフーリエ級数展開を適用しない方が好ましい場合がある。
そこで第４実施形態は、フーリエ級数展開を適用するフーリエ級数展開モードと、フーリエ級数展開を適用しない通常モードとを回転数Ｎｒに応じて切り替える構成を備える。

制御モードを切り替える構成は、上記第１〜第３実施形態のいずれと組み合わせてもよい。図９では、代表として、第２実施形態に制御モードを切り替える構成を組み合わせた例を示す。
第４実施形態の制御部２０４は、第２実施形態の構成に加え、３相２相変換部４５、回転数算出部４３、電流選択部４４、及び電流切替部６７を備える。

３相２相変換部４５は、回転角センサ１４から取得される電気角θに基づき、電流センサ１７、１８が検出した０次成分や高次成分を含んだままのＶ相電流Ｉｖ、及びＷ相電流Ｉｗをｄｑ変換する。この場合の計算式は、式（９）又は式（２２）におけるＶ相及びＷ相の一次電流を、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗに置き換えたものに相当する。３相２相変換部４５が出力した電流ベクトルを、区別のためＩｄ＿ｎ、Ｉｑ＿ｎと表す。

回転数算出部４３は、電気角θを換算し、回転数Ｎｒを算出する。電流選択部４４は、回転数Ｎｒ、及び、変調度ｍ又はトルク指令値ｔｒｑ^*の情報を取得し、これらの情報に基づいて、電流切替部６７をフーリエ級数展開モード及び通常モードのいずれに切り替えるかを選択する。こうして選択された電流ベクトルＩｄ、Ｉｑ、又はＩｄ＿ｎ、Ｉｑ＿ｎが減算器２２１、２２２にフィードバックされる。
第４実施形態では、電気角１周期が長くなる低回転領域でフーリエ級数展開を適用しないことにより、フィードバック応答性の低下を防止することができる。

なお、電流センサを１相に設ける構成では、通常モードでｄｑ変換するにあたり、他の１相の電流値を推定する必要がある。この場合の推定方法として、例えば下記の従来文献に開示された方法がある。なお、電流フィードバック制御方式では、電流指令値の情報を利用するのが一般的である。
（ａ）特開２００４−１５９３９１号公報
（ｂ）特開２００８−８６１３９号公報
（ｃ）特開２０１３−１７２５９２／１７２５９３号公報、

（第５実施形態）
本発明の第５実施形態について、図１０を参照して説明する。
第５実施形態の制御部２０５は、トルクフィードバック制御方式の矩形波制御モードでインバータ１２を駆動する。図３、図４を参照して上述したように、矩形波制御モードは、高回転、高トルクが要求される領域で有効に利用することができ、電流指令値Ｉｄ^*、Ｉｑ^*を用いず、電圧位相指令φｑに基づいて矩形波を生成するモードである。

トルクフィードバック制御方式の構成は、上記第１〜第３実施形態のいずれに対して適用してもよい。また、第４実施形態による制御モード切替の構成と組み合わせてもよい。
図１０では、代表として、第２実施形態に対してトルクフィードバック制御方式を適用した例を示す。
制御部２０５の構成について、特に電流フィードバック制御方式と相異する点を説明する。制御部２０５は、トルク減算器３２、ＰＩ演算部３３、矩形波発生器３５、信号発生器３６、トルク推定部４６を有する。

トルク減算器３２は、トルク推定部４６からフィードバックされるトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔとトルク指令値ｔｒｑ^*との差であるトルク偏差Δｔｒｑを算出する。
ＰＩ演算部３３は、トルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔをトルク指令値ｔｒｑ^*に追従させるべく、トルク偏差Δｔｒｑが０に収束するように、電圧位相指令φｑをＰＩ演算により算出する。

矩形波発生器３５は、電圧位相指令φｑと電気角θとに基づいて矩形波を発生し、Ｕ相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令Ｖｗ^*を出力する。
信号発生器３６は、Ｕ相電圧指令Ｖｕ^*、Ｖ相電圧指令Ｖｖ^*、及びＷ相電圧指令Ｖｗ^*に基づき、インバータ１２のスイッチング素子のオン／オフの切替えに係る電圧指令信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬを生成し、インバータ１２に出力する。
電圧信号ＵＵ、ＵＬ、ＶＵ、ＶＬ、ＷＵ、ＷＬに基づいてインバータ１２のスイッチング素子のオン／オフが制御されることより、３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが生成され、この３相交流電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが交流電動機２に印加されることにより、トルク指令値ｔｒｑ^*に応じたトルクが出力されるように、交流電動機２の駆動が制御される。

矩形波制御モードでは、ｄｑ軸電圧指令Ｖｄ^*、Ｖｑ^*からｒφ変換によってＶｒを演算するのではなく、固定したＶｒ値として「｛（√６）／π｝ＶＨ」が乗算器２８に入力される。乗算器２８は、式（２５）により、矩形波制御モードの変調度ｍを算出する。このように、矩形波制御モードの変調度ｍは定数である。

電流センサ１７、１８が検出したＶ相電流Ｉｖ、Ｗ相電流Ｉｗをフーリエ級数展開して一次成分を抽出し、一次フーリエ係数から電流ベクトルＩｄ、Ｉｑを算出する点は、上記の電流フィードバック制御方式に適用される各実施形態と同様である。
その後、トルク推定部４６は、マップ又は数式等により、電流ベクトルＩｄ、Ｉｑからトルク推定値ｔｒｑ＿ｅｓｔを推定し、トルク減算器３２にフィードバックする。

３相交流電動機の矩形波制御モードでは、電気角１周期で各相が１回ずつオンオフし、計６回スイッチングするため、スイッチングに同期した６次成分が重畳する。この６次成分をローパスフィルタで除去しようとすると、電流ベクトルが過度にスムージングされ、認識に支障が生じるおそれがある。そこで、トルクフィードバックをローゲイン化せざるを得ず、トルク応答性が低下することとなる。
その点、本実施形態では６次成分を除去するためにローパスフィルタを用いないため、ローゲイン化によるトルク応答性の低下の問題を回避することができる。

なお、電流センサを１相に設ける構成で制御モードを切り替える場合、トルクフィードバック制御方式の通常モードでは、電流指令値を用いずに他の１相の電流値を推定する必要がある。この推定方法として、例えば下記の従来文献に開示された方法がある。
（ｄ）特開２０１３−１７２５９４号公報
（ｅ）特開２０１３−２２５９９１号公報

（第６実施形態）
本発明の第６実施形態について、図１１〜図１３を参照して説明する。
上記第１〜第５実施形態において相電流の一次成分を抽出するための手法である「フーリエ級数展開」は、そもそも、式（２６）の演算式により、「所望の次数の波形を強調」するフィルタ演算である。

記号は、以下のとおりである。
ｆｓ１〜ｆｓｎ：サイン型フィルタ係数、ｆｓｋ＝ｓｉｎ（２πｋ／ｎ）
ｆｃ１〜ｆｃｎ：コサイン型フィルタ係数、ｆｃｋ＝ｃｏｓ（２πｋ／ｎ）
Ｉｕ１〜Ｉｕｎ：相電流検出値

式（２６）の意味するところは、サイン型フィルタ及びコサイン型フィルタと検出電流波形との自己相関である。したがって、サイン型フィルタ及びコサイン型フィルタに限らず、それらと形状の似た別の強調フィルタを使用しても同様に所望の次数の波形を強調することができる。そこで第６実施形態では、多くの積和演算を使用する正弦波関数に代えて、矩形波の強調フィルタを用いる。

図１１に示す第６実施形態の制御部２０６は、第２実施形態の制御部２０２に対し、フーリエ係数演算部６２に代えて矩形強調フィルタ部６４を有している。その他、いずれの実施形態のフーリエ係数演算部を矩形強調フィルタ部に置き換えることもできる。
図１２（ａ）、（ｂ）において、一点鎖線は、正弦波強調フィルタであるサイン型フィルタＦｓ及びコサイン型フィルタＦｃを示す。また、破線は、矩形強調フィルタである矩形サイン型フィルタＦｒｓ及び矩形コサイン型フィルタＦｒｃを示す。矩形強調フィルタ部６４は、これらの矩形強調フィルタを用いて相電流の一次成分を強調する。なお、縦軸の「１．０、−１．０」は振幅を示す。

フィルタ演算によって得られた波形を図１３に示す。検出電流には、高次成分の影響による突出部ｈ１、凹み部ｈ２が見られる。それに対し、一点鎖線で示すように正弦波強調フィルタを用いた場合、破線で示すように矩形強調フィルタを用いた場合には、いずれも同様に、高次成分が除去された電流波形が得られることがわかる。
よって第６実施形態では、矩形波強調フィルタを用いることで、フーリエ級数展開と同様の効果を確保しつつ、演算負荷をさらに低減することができる。

（その他の実施形態）
（ア）交流電動機のベクトル制御において３相電流を２相電流に変換する方法として、上記実施形態の説明では、固定されたステータコイル（Ｕ、Ｖ、Ｗ相）とｄｑ回転座標系との関係に着目する一般的なｄｑ変換を採用している。この場合、式（９）、（２２）に示すように、３相電流の計算値に（√（２／３））という係数がかかる。
これに対し、固定されたステータコイル（ａ、ｂ、ｃ相）とｄｑ回転座標系との関係に着目する別の変換方法である「パーク変換」を採用してもよい。この場合、３相電流の計算値に（２／３）という係数がかかる。すなわち、一般的なｄｑ変換に対し、ベクトル値が（√（２／３））倍となる。
いずれの変換方法を採用した場合でも、本発明による作用効果に変わりはない。

（イ）上記実施形態の交流電動機は、永久磁石式同期型の三相交流電動機であったが、他の実施形態では、誘導電動機やその他の同期電動機であってもよい。また、上記実施形態の交流電動機は、電動機としての機能及び発電機としての機能を併せ持つ所謂モータジェネレータであったが、他の実施形態では、発電機としての機能を持たなくてもよい。
（ウ）本発明による交流電動機の制御装置は、上記実施形態のようにインバータと交流電動機を一組のみ設けたシステムに限らず、インバータと交流電動機を二組以上設けたシステムに適用してもよい。また、１台のインバータに複数台の交流電動機を並列接続させた電車等のシステムに適用してもよい。

（エ）本発明による交流電動機の制御装置は、図１に示す構成のハイブリッド自動車の交流電動機に限定されず、どのような構成の電動車両の交流電動機に適用してもよい。また、電動車両以外の交流電動機に適用してもよい。
以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、発明の趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

２・・・交流電動機、
１０・・・電動機制御装置（交流電動機の制御装置）、
１２・・・インバータ、
２０１−２０６・・・制御部（制御手段）、
１７、１８・・・電流センサ、
６１、６２・・・フーリエ係数演算部、
６４・・・矩形強調フィルタ部、
６５、６６・・・電流ベクトル算出部。

Claims (6)

1. ３相の交流電動機（２）を駆動するインバータ（１２）と、
   前記交流電動機の３相うち１相以上の相電流を検出する電流センサ（１７、１８）と、
   前記電流センサの相電流検出値に基づいてｄｑ軸の電流ベクトル（Ｉｄ、Ｉｑ）を算出し、当該電流ベクトルを電流指令値に対してフィードバックし、又は、当該電流ベクトルに基づいて推定したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックすることで、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替え、前記交流電動機の通電を制御する制御手段（２０１−２０５）と、
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記電流センサが検出した相電流検出値、又は、当該相電流検出値に基づいて推定した相電流推定値を電気角の関数としてフーリエ級数展開した一次成分を抽出し、当該一次成分のフーリエ係数を演算するフーリエ係数演算部（６１、６２）、及び、前記フーリエ係数演算部が算出したフーリエ係数に時間的に不変な定数を乗じた値同士を加算することにより電流ベクトルを算出する電流ベクトル算出部（６５、６６）を有することを特徴とする交流電動機の制御装置（１０）。
2. ２相以上に前記電流センサ（１７、１８）を備え、
   前記制御手段（２０２）の前記フーリエ係数演算部（６２）は、任意の２相について一次成分のフーリエ係数を演算し、
   前記電流ベクトル算出部（６６）は、当該２相のフーリエ係数から相毎の電流ベクトルの仮値を算出し、２つの電流ベクトルの仮値を平均して電流ベクトルを算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. ２相以上に前記電流センサ（１７、１８）を備え、
   前記制御手段（２０３）は、２相の相電流検出値に基づきキルヒホッフの法則を用いて他の１相の相電流推定値を推定する他相電流推定部（６０）を有し、
   前記フーリエ係数演算部（６１）は、前記他の１相について一次成分のフーリエ係数を演算し、
   前記電流ベクトル算出部（６５）は、前記他の１相のフーリエ係数から電流ベクトルを算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
4. １相以上に前記電流センサ（１７）を備え、
   前記制御手段（２０１）の前記フーリエ係数演算部（６１）は、任意の１相について一次成分のフーリエ係数を演算し、
   前記電流ベクトル算出部（６５）は、当該１相についてのフーリエ係数から電流ベクトルを算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
5. 前記時間的に不変な定数は、
   各相の一次成分のフーリエ係数を用いて一次電流を計算する相電流再計算式、並びに、ｄｑ軸電流を３相電流に変換する２相３相変換式におけるｃｏｓ関数及びｓｉｎ関数の係数同士が等しいとすることによって算出された定数であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の交流電動機の制御装置。
6. ３相の交流電動機（２）を駆動するインバータ（１２）と、
   前記交流電動機の３相うち１相以上の相電流を検出する電流センサ（１７、１８）と、
   前記電流センサの相電流検出値に基づいてｄｑ軸の電流ベクトル（Ｉｄ、Ｉｑ）を算出し、当該電流ベクトルを電流指令値に対してフィードバックし、又は、当該電流ベクトルに基づいて推定したトルク推定値をトルク指令値に対してフィードバックすることで、前記インバータを構成する複数のスイッチング素子のオン／オフを切り替え、前記交流電動機の通電を制御する制御手段（２０６）と、
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記電流センサが検出した相電流検出値、又は、当該相電流検出値に基づいて推定した相電流推定値をフィルタ処理することで一次成分を強調し、強調された当該一次成分のフィルタ演算係数を演算する強調フィルタ部（６４）、及び、前記強調フィルタ部が算出した前記一次成分のフィルタ演算係数に時間的に不変な定数を乗じた値同士を加算することにより電流ベクトルを算出する電流ベクトル算出部を有することを特徴とする交流電動機の制御装置。

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