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WO2004109842A1 - Hochfrequenzfilter, insbesondere nach art einer duplexweiche - Google Patents

Hochfrequenzfilter, insbesondere nach art einer duplexweiche Download PDF

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Publication number
WO2004109842A1
WO2004109842A1 PCT/EP2004/004565 EP2004004565W WO2004109842A1 WO 2004109842 A1 WO2004109842 A1 WO 2004109842A1 EP 2004004565 W EP2004004565 W EP 2004004565W WO 2004109842 A1 WO2004109842 A1 WO 2004109842A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
line
resonators
frequency filter
continuous line
filter according
Prior art date
Application number
PCT/EP2004/004565
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Franz Rottmoser
Wilhelm Weitzenberger
Original Assignee
Kathrein-Werke Kg
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Kathrein-Werke Kg filed Critical Kathrein-Werke Kg
Publication of WO2004109842A1 publication Critical patent/WO2004109842A1/de

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
    • H01P1/203—Strip line filters
    • H01P1/2039—Galvanic coupling between Input/Output
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/213—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies
    • H01P1/2135—Frequency-selective devices, e.g. filters combining or separating two or more different frequencies using strip line filters

Definitions

  • the invention relates to high-frequency filters, in particular in the manner of a duplexer according to the preamble of claim 1.
  • the transmit and receive signals use different frequency ranges.
  • the antenna used must be suitable for sending and receiving in both frequency ranges. Appropriate frequency filtering is therefore required to separate the transmit and receive signals, which ensures that, on the one hand, the transmit signals from the transmitter can only reach the antenna (and not in the direction of the receiver), and on the other hand, that the receive signals from the antenna only forwarded to the receiver and do not cause interference with the transmitter.
  • Suitable pairs of high-frequency filters can be used for this purpose.
  • Different concepts can be implemented with such high-frequency filters.
  • a pair of high-frequency filters both of which pass a specific frequency band (namely the desired band) (bandpass filter).
  • bandpass filter a specific frequency band
  • band-stop filter a certain frequency band
  • a pair of high-frequency filters can also be used, which are formed from filters, of which one filter passes frequencies below a frequency between the transmission and reception band and blocks the frequencies above (low-pass filter), and the other filter frequencies below which blocks the frequencies between the transmit and receive bands and passes the ones above them (high-pass filter).
  • other combinations of the filter types mentioned are also possible.
  • a single resonator in suspended substrate stripline technology consist of a conductive surface on a dielectric substrate (plate).
  • the dielectric plate ie the substrate, is fixed at a certain parallel distance from a conductive surface which forms the ground surface.
  • the volume between the underside of the substrate and the ground surface is usually filled with air, but can also consist of other dielectrics.
  • the aforementioned conductive surface is then either provided on the side of the substrate which faces away from the ground surface, or on the opposite side which faces the ground surface.
  • One end of a resonator can be short-circuited, the other end not being short-circuited.
  • the mechanical length of the resonator corresponds to a quarter of the electrical wavelength. If none of the ends is short-circuited, the mechanical length corresponds to half the electrical wavelength.
  • the resonance frequency of the suspended substrate resonator itself is determined by its length.
  • a generic high-frequency filter can be found, for example, in the prior publication "MICROSTRIP FILTERS FOR RF / MICROWAVE APPLICATIONS", Jia-Sheng Hong and MJ Lancaster, 2001, in particular from FIG. 6.5 on page 170.
  • an electrical line is shown using stripline technology, with several U-shaped resonators or straight, ie, strip-shaped resonators, being provided at a short distance adjacent to this line.
  • the straight resonators or the legs of the U-shaped resonators run at right angles to the stripline-shaped line.
  • the side distance of the individual resonators in the direction of the strip line is ⁇ / 4 in each case.
  • the line which is generally continuous with a characteristic impedance of 50 ohms, is capacitively coupled to the straight resonators and inductively to the U-shaped resonators.
  • the degree of coupling is determined by the distance between the line and the resonator, the width of the resonator, and the properties of the substrate material (substrate height and dielectric constant). The degree of coupling can be calculated from a low-pass prototype due to the symmetrical structure.
  • the field concentration in the substrate is higher than in the air due to the higher dielectric number of the substrate material. Contamination in the substrate material and the high field concentration in the substrate result in high dielectric losses for such a circuit.
  • the reduced conductor structures result in increased field concentrations in the area of the metallic conductors. This leads to conductor losses due to the resistance of the metallic surface. These two factors cause relatively high losses for microstrip circuits.
  • Another disadvantage of this technique is the sensitivity of the coupling with regard to etching tolerances and scattering of the dielectric constants of the substrate material.
  • filter structures such as bandpasses, highpasses or lowpasses or bandstops in suspended substrate technology offers the advantage over conventional microstrip line technology that the dielectric and metallic losses can be minimized.
  • NEN The air gap between the substrate and the ground surface reduces the influence of the substrate material on the field concentration and the effective dielectric number. The lower the proportion of the substrate (ie the height of the substrate in relation to the proportion of air) and the higher the proportion of air (ie the distance of the substrate from the ground surface), the lower the dielectric losses of the circuit. This also makes it possible to reduce the influence of the fluctuations in the dielectric number of the substrate material due to the production technology on the electrical properties of the circuit.
  • a stripline filter is also known from US Pat. No. 4,701,727, in which the resonators have a U-shape. Adjacent resonators are each arranged on opposite sides of a substrate, so that each resonator is coupled to the adjacent resonators through the dielectric of the substrate. The distance between the resonators when viewed perpendicular to the substrate is less than half the width of the resonator line.
  • bandpass filters are often used for the filter used.
  • these offer the possibility of adapting the pass-through behavior to certain requirements within certain limits by inserting overcouplings. Due to the fundamentally symmetrical transmission behavior of a Chebyshev bandpass, it is not always possible to use the smallest possible number of resonators for asymmetrical requirements. This increase in the number of resonators, which is not necessary per se, also increases the losses. The manufacturing and adjustment effort as well as the construction volume of such a filter are also disadvantageously influenced.
  • HF filter high-frequency filter
  • bandstop filter for example in the form of a bandstop filter
  • duplex filter duplex filter
  • the present invention provides an improved high-frequency filter, in particular an improved bandstop filter, in particular also in the form of a duplexer, which has an improved HF blocking or transmission behavior, and this with a comparatively low construction and assembly effort or construction volume.
  • the solution of the filter or duplex switch according to the invention is carried out in suspended substrate stripline technology to - as explained - keep the line and substrate losses as low as possible right from the start.
  • the band-stop filter in such a way that an asymmetrical course of the stop region is realized. This means a reduction in the frequency spacing between the blocked and passband on one side of the blocked region with a simultaneous increase in the frequency spacing between blocked and passband on the other side of the blocked region.
  • the switching of the bandstop results in a control of the transition from the stop to the pass band at the upper or higher edge of the stop band.
  • the switching of the bandstop using inductively coupled resonators leads to a control of the transition from the blocking area to the passband at the lower or lower edge of the respective blocking area.
  • the elements of the circuit are attached to both the top and the bottom of the substrate. By coupling through the substrate, the influence of the dielectric constant of the substrate material and the influence of the etching tolerances can be reduced. In addition, it is possible to have a stronger coupling between two lines, i.e. To achieve resonators or to couple a resonator more strongly to a continuous line.
  • asymmetrical notch filter is that a certain one .
  • Block request with a much lower Number of resonators in contrast to a conventional bandpass filter structure can be realized.
  • a filter or duplex filter is permeable to direct current or low-frequency signals. This means that no separate device for bypassing the filter is necessary for any supply or data lines.
  • the stripline resonators are coupled through a dielectric to a continuous line, and that the continuous line is also provided with gradations, preferably at the coupling regions or coupling points of the resonators.
  • the gradations in the continuous line can be designed in the sense of widening the line as well as reducing the width of the line (line narrowing) and thus the line cross-section.
  • Such an HF filter or such a bandstop filter is usually constructed such that the continuous line is provided at its opposite end with a connection socket, to which, for example, the connection to a transmitter or to a receiver can be connected.
  • two such RF filters ie preferably two such bandstops
  • the duplexer can in particular also preferably be permanently installed in a mobile radio antenna, i.e. usually with a stationary mobile radio antenna mounted on a mast in the antenna itself, i.e. within the radome of the antenna or adjacent to the antenna on a flange or on the antenna mast or antenna tower itself ,
  • a bandstop with capacitively coupled resonators is interconnected with a bandstop with inductively coupled resonators, as a result of which a crossover with a very narrow transition range between the two frequency bands can be implemented.
  • the high-frequency crossover has no defined state in the UMTS gap, that is to say preferably between the frequency range from 1980 MHz to 2110 MHz.
  • Figure 1 a schematic representation of a top view of a first embodiment according to the invention an RF resonator with capacitive coupling with a controlled flank on the upper band edge of the blocking region;
  • Figure 2 shows a cross section through the embodiment of Figure 1 along the line II-II in Figure 1;
  • FIG. 3 an exemplary embodiment modified from FIG. 1 in a schematic plan view with respect to an HF resonator with inductive coupling with a controlled edge at the lower bandwidth of the blocking region;
  • Figure 4 is a cross-sectional view through Figure 3 along the line IV-IV;
  • FIG. 5 an example of a duplex switch with an inductive coupling in one branch of the duplex switch and a capacitive coupling in the second branch of the duplex switch in order to achieve a controlled edge towards the band to be blocked;
  • FIG. 6 an equivalent circuit diagram for an HF filter with a resonator capacitively coupled to a continuous line
  • FIG. 7 a diagram to illustrate the resonance behavior of a capacitively arranged resonator with a controlled flank / matching pole to the higher frequency
  • Figure 8 an equivalent circuit diagram for an RF filter with a continuous line inductively coupled resonator
  • FIG. 9 a diagram to illustrate the resonance behavior of an inductively arranged resonator with a controlled edge / matching pole at the lower frequency
  • Figures 10 and 11 an embodiment modified to Figures 1 and 2.
  • FIG. 1 shows a first embodiment of an asymmetrical bandstop with capacitive coupling of the resonators.
  • a continuous line 3 is attached to the top of the plate 1 on a dielectric plate 1, which is also referred to below as the substrate 1.
  • the line 3 has a length which corresponds to the length of the plate 1, so that in this exemplary embodiment the line 3 is formed from the left side 1 ′ of the plate 1 to the right side 1 ′′ of the plate 1, that is to say from the input 3a to Exit 3b.
  • the line width 5 has a width deviating from the normal dimension at different sections.
  • the line width 5a is thus smaller and the line width 5b larger than the normal dimension of the line width 5.
  • resonators 9 are provided on the dielectric plate 1, namely 9a, 9b and 9c.
  • the resonators 9a to 9c have the lengths L1, L2 and L3 and the associated widths B1, B2 and B3.
  • a ground surface 11 is provided below the substrate 1 and thus below the resonators 9 formed on the underside of the substrate 1, which corresponds to the size of the plate 1 in the exemplary embodiment shown.
  • the resonators 9 are thus formed on the side of the substrate 1 which faces the ground surface 11.
  • a dielectric which, in the exemplary embodiment shown, consists of air.
  • the resonators 9a to 9c mentioned are idle at their two ends in the illustrated embodiment, i.e. their length preferably corresponds to half the wavelength of the first resonance frequency. With such a resonator with a length corresponding to the first resonance frequency, the electric field is maximum at both ends of the resonator, whereas the magnetic field is minimal at both ends.
  • the resonators provided on the underside of the substrate are shown in broken lines in FIG. It can be seen from FIG. 1 and from the cross-sectional representation according to FIG. 2 that the one ends of the resonators 9a, 9b and 9c each come to lie on the opposite side of the substrate in the immediate vicinity of the continuous line 3. That is to say that the ends of the resonators 9 close to the continuous line 3 in plan view perpendicular to the plate 1 overlap with sections of the continuous line 3 or end at a short distance from them.
  • 1 and 2 show an exemplary embodiment in which the resonators 9a to 9c end in relation to the continuous line 3 in such a way that they are at least slightly at one end in plan view at their end. line 3 overlap.
  • Embodiment can be selected, in which at least one resonator or a part of all resonators partially overlap with the continuous line 3, whereas at least one further resonator or a further part of several further resonators are arranged at a distance less than or equal to the width of the continuous line, that is the manner of a combination of the 'resonators shown in Figure 1 and 10 respectively.
  • the respective continuous line 3 is provided with the mentioned line constriction 5a or line widening 5b.
  • the longitudinal dimension in the longitudinal direction of the line 3, in which the line constriction 5a or the line widening 5b is formed corresponds in the exemplary embodiment shown to the width B1 to B3 of the resonators. Furthermore, this longitudinal dimension of the line constriction 5a or the line spread 5b and thus the width dimension B1 to B3 of all three resonators is the same. In individual cases, however, these dimensions can also be different and differ from one another.
  • the electrical-capacitive coupling of the respective resonator takes place through the electric field at the end of the resonator (in the area of the continuous line 3).
  • the corresponding equivalent circuit diagram is shown in FIG. 6.
  • this line 3 is short-circuited for series resonance and operated as a continuous line for parallel resonance.
  • C serial and L are decisive for the overall impedance of the circuit. That is, the impedance of the overall circuit is similar to that of a series resonant circuit. That is, the amount of circuit impedance is low.
  • C parallel and L are decisive for the overall impedance of the circuit. Ie the impedance of the overall circuit is similar to that of a parallel resonant circuit. That is, the amount of circuit impedance is high. For the line, this corresponds to a blocking pole for series resonance and for Parallel resonance an adaptation pole.
  • the second variable relates to the offset between the resonator and the continuous line (i.e. the offset in the transverse direction to the longitudinal direction of the electrical line).
  • the third variable is determined by the dimension of the line constriction 5a or
  • the required passage / blocking behavior can be set to the desired extent by appropriately setting these values. It is preferred
  • FIGS. 3 and 4 shows an asymmetrical bandstop with inductive coupling of the resonators.
  • the same technical means are provided with the same reference numerals.
  • Resonators 19a, 19b, 19c are provided, which are hairpin-shaped.
  • the resonators each have the lengths L1, L2 and L3.
  • the width of their individual legs of the U-shaped resonators is B1, B2 and B3.
  • Resonators 19 i.e. their extent of extension from the
  • the resonators 19 are likewise formed on the line 3 which is continuous on the opposite side and thus on the line side of the substrate 1 facing the ground surface 11.
  • the resonators are also idling again, i.e. their length preferably corresponds to half the wavelength of the first resonance frequency.
  • the center or connecting area 19 'of the U-shaped resonators 19 is also arranged such that this central area is at least slightly in plan view of the Substrate 1 overlaps with the continuous line 3 or comes to lie in the immediate vicinity.
  • the continuous line 3 in the region of the middle section 19 'of the resonators 19 is neither provided with a line constriction 5a or a line widening 5b, the length in the longitudinal direction of the continuous line 3 of the line constriction 5a or the line widening 5b, for example, that internal spacing of the parallel legs 19b of the respective resonators 19 may or may not be.
  • the magnetic field in the center of the resonator is used for the electrical-inductive coupling of the respective resonator 19.
  • the corresponding equivalent circuit diagram is shown in FIG. 8.
  • This system with an inductively coupled resonator also consists of three reactances. In this system, a series resonance and a parallel resonance are excited at selectable frequencies.
  • a variable is given by the length L1, L2 or L3 of a respective resonator 19.
  • the second variable concerns the offset between the resonator and the continuous line.
  • offset here is also again to be understood as a relative dimension with which the U-shaped resonator is arranged in the transverse direction transversely to the longitudinal direction of the continuous line 3 with a relative offset thereto.
  • the middle region 19 'connecting the two legs of the respective resonator 19 is arranged parallel to the continuous line 3, the respective legs 19' of a respective resonator 19 coming to lie transversely to the longitudinal direction of the continuous line 3.
  • the third variable relates to the dimension of the line constriction 5a or line widening 5b. In this embodiment too, the appropriate These three values set the required passage or blocking behavior. Is preferred here
  • FIG. 7 shows the resonance behavior of a capacitively coupled resonator in accordance with the equivalent circuit diagram 6, from which the distributed edge at higher frequencies (matching pole) can be seen.
  • the passage loss DD, the blocking area SB as well as the passage area DB and the return loss RD are shown in the graphic.
  • FIG. 9 shows the resonance behavior of an inductively coupled resonator, in accordance with the equivalent circuit diagram according to FIG. 8.
  • the flanked edge at the lower frequency (matching pole) is also visible here.
  • the return loss RD, the pass band DB as well as the blocking area SB and the pass band loss DD are also shown here.
  • duplex filter can also be used with the aid of the bandstop filter or HF filter can be built.
  • FIGS. 5 shows the possible interconnection of two bandstops.
  • a bandstop according to FIGS. 1 and 2 has been interconnected with a bandstop according to FIGS. 3 and 4 to form a duplex switch according to FIGS. 5 and 6, in such a way that the continuous line at the first input 3a and from the opposite second input 3a ' a common, centrally located and transversely leading output line 3b are connected.
  • FIGS. 5 and 6 only two resonators are provided in each branch of the duplex switch in question, in contrast to the previous exemplary embodiments.
  • the interconnection according to FIG. 5 can (as shown) take place via transformation lines, but also via common resonators as well as via electric or magnetic fields or other suitable types of interconnection.
  • the transition range between the upper and lower band can be minimized for a given number of resonators.
  • a corresponding circuit can be implemented with a much smaller number of resonators compared to bandpasses.
  • resonators are positioned in an overlapping representation with the continuous line 3 and in FIG. 10 with a small lateral distance to the continuous line 3.
  • the resonators reproduced and described there can also be wholly or partially in an overlapping arrangement with the continuous line 3 (with a vertical plan view of the substrate 1) or with a small lateral offset or lateral distance from it (in not overlapping) can be arranged, as is shown and described in principle with reference to Figures 10 and 11.
  • the distance between the resonators and the continuous line 3 ie the smallest distance between the resonators and the continuous line 3 has a dimension which is smaller or equal to the width 5, 5a or 5b of the continuous line 3, measured transversely to the longitudinal direction of the continuous line 3.
  • This distance dimension should preferably be less than or equal to half the width of the continuous line 3, that is less than the width 5, 5a or 5b of the continuous line 3.

Landscapes

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Abstract

Ein verbessertes Hochfrequenzfilter zeichnet sich durch folgende Merkmale aus: die Resonatoren (9, 19) sind durch ein Dielektrikum hindurch, vorzugsweise in Form der Platte oder des Substrates (1) an die durchgehende Leitung (3) angekoppelt, zumindest ein Teil der Resonatoren (9, 19) ist so angeordnet, dass bei Betrachtung senkrecht zur Platte oder zu dem Substrat (1) zumindest ein Teil des Resonators (9, 19) sich mit der durchgehenden Leitung (3) überlappt, und die durchgehende Leitung (3) hat zumindest bei einem Resonator (9, 19) in dem Bereich oder Abschnitt, in welchem sich die durchgehende Leitung (3) mit zumindest einem Abschnitt oder einem Teil der Resonatoren (9, 19) überlappt, eine Leitungsverengung (5a) oder eine Leitungsverbreiterung (5b).

Description

Hochfrequenzfilter, insbesondere nach Art einer Duplexwei- che
Die Erfindung betrifft Hochfrequenzfilter, insbesondere nach Art einer Duplexweiche nach dem Oberbegriff des Anspruches 1.
In funktechnischen Anlagen, beispielsweise im Mobilfunkbereich, ist es häufig so, dass für die Sende- und Emp- fangssignale nur eine gemeinsame Antenne benutzt wird. Die Sende- und Empfangssignale nutzen dabei unterschiedliche Frequenzbereiche. Die verwendete Antenne muss zum Senden und Empfangen in beiden Frequenzbereichen geeignet sein. Zur Trennung der Sende- und der Empfangssignale ist von daher eine geeignete Frequenz-Filterung erforderlich, die sicherstellt, dass einerseits die Sendesignale vom Sender nur zur Antenne gelangen können (und nicht in Richtung des Empfängers) , und dass andererseits die Empfangssignale von der Antenne nur zum Empfänger weitergeleitet werden und nicht zu einer Störung mit dem Sender führen.
Zu diesem Zweck können jeweils geeignete Paare von Hochfrequenzfiltern eingesetzt werden. Mit derartigen Hochfrequenzfiltern können unterschiedliche Konzepte umgesetzt werden. So ist es beispielsweise möglich, ein Paar von Hochfrequenzfiltern zu verwenden, die beide ein bestimmtes (nämlich jeweils das gewünschte) Frequenzband durchlassen (Bandpassfilter) . Möglich ist aber auch ein Paar von Hochfrequenzfiltern zu verwenden, die beide ein bestimmtes Frequenzband (nämlich das jeweils unerwünschte) sperren (Bandsperrfilter) . Des weiteren kann aber auch ein Paar von Hochfrequenzfiltern verwendet werden, die aus Filtern gebildet sind, von denen ein Filter Frequenzen unterhalb einer zwischen dem Sende- und Empfangsband liegenden Frequenz durchlässt und die darüber liegenden Frequenzen sperrt (Tiefpassfilter) , und das andere Filter Frequenzen unterhalb der zwischen dem Sende- und Empfangsband liegenden Frequenzen sperrt und die darüber liegenden durchlässt (Hochpassfilter) . Schließlich sind auch weitere Kombinationen aus den genannten Filtertypen möglich.
Eine der bekannten Realisierungsformen derartiger Filter erfolgt auf Basis der Streifenleiter-Technik, der Mikro- streifenleiter oder sog. Suspended-Substrat-Streifenlei- tungs-Technik. Diese Techniken bieten sich aufgrund ihres geringen Platzbedarfes und der geringen Herstellungskosten an.
Aus der Vorveröffentlichung "Microwave Journal" Vol. 45, No. 10, Oktober 2002 ist beispielsweise anhand eines Arti- kels "Reviewing the Basics of Suspended Ξtriplines" die Suspended-Substrat-Streifenleitungs-Technik als bekannt zu entnehmen. Gemäß dieser Vorveröffentlichung kann ein Einzelresonator in Suspended-Substrat-Streifenleitungs- technik aus einer leitfähigen Fläche auf einem dielektrischen Substrat (Platte) bestehen. Die dielektrische Platte, d. h. das Substrat, ist in einem gewissen Parallelabstand zu einer leitfähigen Fläche, die die Massefläche bildet, fixiert. Das Volumen zwischen der Unterseite des Substrates und der Massefläche ist in der Regel mit Luft gefüllt, kann aber auch aus anderen Dielektrikas bestehen. Bei einem Einzelresonator ist dann die erwähnte leitfähige Fläche entweder auf der Seite des Substrates vorgesehen, die zur Massefläche abweisend liegt, oder aber auf der gegenüberliegenden Seite, die der Massefläche zugewandt liegt. Ein Ende eines Resonators kann dabei kurzgeschlossen werden, wobei das andere Ende nicht kurzgeschlossen wird. In diesem Falle entspricht die mechanische Länge des Resonators einem Viertel der elektrischen Wellenlänge. Ist keines der Enden kurzgeschlossen, entspricht die mechanische Länge der Hälfte der elektrischen Wellenlänge. Die Resonanzfrequenz des Suspended-Substrat-Resonators selbst wird durch seine Länge bestimmt.
Ein gattungsbildender Hochfrequenzfilter ist beispielsweise aus der Vorveröffentlichung "MICROSTRIP FILTERS FOR RF/MICROWAVE APPLICATIONS", Jia-Sheng Hong and M.J. Lan- caster, 2001, insbesondere aus Figur 6.5 auf Seite 170 zu entnehmen. Dort ist beispielsweise eine elektrische Leitung in Streifenleitungstechnik wiedergegeben, wobei in geringem Abstand benachbart zu dieser Leitung mehrere U- förmige Resonatoren oder gerade, d. h. streifenförmig verlaufende Resonatoren vorgesehen sind. Die gerade ver- laufenden Resonatoren bzw. die Schenkel der U-förmig gebildeten Resonatoren verlaufen dabei rechtwinklig zu der streifenleitungsförmigen Leitung. Der Seitenabstand der einzelnen Resonatoren in Richtung der Streifenleitung beträgt jeweils λ/4.
Bei der vorstehend erläuterten vorbekannten Lösung wird die in der Regel mit einem Wellenwiderstand von 50 Ohm durchgehende Leitung mit den gerade verlaufenden Resonatoren kapazitiv und mit den U-förmigen Resonatoren induktiv angekoppelt. Das Maß der Ankopplung wird durch den Abstand zwischen Leitung und Resonator, der Breite des Resonators, sowie den Eigenschaften des Substratmaterials (Substrathö- he und Dielektrizitätszahl bestimmt. Das Maß der Ankopplung kann aufgrund der symmetrischen Struktur rechnerisch aus einem Tiefpass-Prototypen ermittelt werden.
Bei Mikrostreifenleitungen ist aufgrund der höheren Di- elektrizitätszahl des Substratmaterials die Feldkonzentration im Substrat höher als in der Luft. Durch Verunreinigungen im Substratmaterial und wegen der hohen Feldkonzentration im Substrat ergeben sich für eine solche Schaltung hohe dielektrische Verluste. Zusätzlich ergeben sich aufgrund der verkleinerten Leiterstrukturen erhöhte Feldkonzentrationen im Bereich der metallischen Leiter. Dies führt aufgrund des Widerstandes der metallischen Oberfläche zu Leiterverlusten. Diese beiden Faktoren bewirken relativ hohe Verluste für Mikrostreifen-Schaltungen. Ein weiterer Nachteil dieser Technik ist die Empfindlichkeit der Ankopplung bezüglich Ätztoleranzen und Streuungen der Dielektrizitätskonstanten des Substratmaterials.
Die Ausbildung von Filterstrukturen wie z.B. Bandpässen, Hochpässen oder Tiefpässen oder Bandsperren in Suspended- Substrat-Technik bietet gegenüber der herkömmlichen Mikrostreifenleitung-Technik den Vorteil, dass die dielektrischen und metallischen Verluste minimiert werden kön- nen. Durch den Luftspalt zwischen Substrat und Massefläche verringert sich der Einfluss des Substratmaterials auf die Feldkonzentration und effektiv wirksame Dielektrizitäts- zahl. Je geringer der Anteil des Substrates (d. h. die Höhe des Substrates im Verhältnis zum Luftanteil) und je höher der Anteil der Luft (d. h. der Abstand des Substrates gegenüber der Massefläche) ist, desto geringer werden die dielektrischen Verluste der Schaltung. Ferner ermöglicht dies, den Einfluss der herstellungstechnisch be- dingten Schwankungen der Dielektrizitätszahl des Substratmaterials auf die elektrischen Eigenschaften der Schaltung zu verringern.
Ergänzend zu dem o. g. gattungsbildenden Stand der Technik ist es ebenfalls bereits bekannt geworden, einen Hochfrequenzfilter oder allgemein eine Bandsperre in Suspended-Substrat-Technik so aufzubauen, dass die Resonatoren wechselweise auf der Ober- und der Unterseite des Substrates vorgesehen sind, wodurch eine Verkopplung der einzelnen Resonatoren des Bandpasses, d. h. des Hoch- oder Tiefpasses durch das Substrat hindurch realisiert wird.
Aus der US 4 701 727 A ist ferner ein Streifenleitungsfilter bekannt, bei dem die Resonatoren eine U-Form auf- weisen. Benachbarte Resonatoren sind jeweils auf gegenüberliegenden Seiten eines Substrates angeordnet, so dass jeder Resonator durch das Dielektrikum des Substrates hindurch an die benachbarten Resonatoren angekoppelt ist. Der Abstand zwischen den Resonatoren bei Betrachtung senk- recht zu dem Substrat ist geringer als die halbe Breite der Resonatorleitung.
Im Mobilfunkbereich werden häufig für die Filter Bandpass- filter verwendet. Diese bieten unter anderem die Möglichkeit, durch das Einfügen von Überkopplungen das Durchlassverhalten an bestimmte Anforderungen innerhalb gewisser Grenzen anpassen zu können. Aufgrund des grundsätzlich symmetrischen Durchlassverhaltens eines Tschebyscheff- Bandpasses ist.es bei asymmetrischen Anforderungen nicht immer möglich, die geringstmögliche Anzahl an Resonatoren zu verwenden. Durch diese an sich nicht notwendige Erhöhung der Resonatorzahl erhöhen sich aber auch die Verlus- te. Nachteilig wird ebenfalls der Herstellungs- und Abgleichaufwand sowie das Bauvolumen eines derartigen Filters beeinflusst.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es von daher, ein verbessertes Hochfrequenzfilter (HF-Filter) zu schaffen, beispielsweise in Form einer Bandsperre, welches insbesondere auch für eine Duplexweiche (Duplexfilter) verwendet werden kann.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß entsprechend den im Anspruch 1 angegebenen Merkmalen gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen angegeben.
Durch die vorliegende Erfindung wird ein verbessertes Hochfrequenzfilter, insbesondere eine verbesserte Bandsperre insbesondere auch in Form einer Duplexweiche geschaffen, die ein verbessertes HF-Sperr- bzw. Durchlassverhalten aufweist, und dies bei insgesamt vergleichsweise geringem Bau- und Montageaufwand bzw. Bauvolumen.
Die erfindungsgemäße Lösung des Filters bzw. der Duplexweiche erfolgt in Suspended-Substrat-Streifenleitungs- technik, um - wie erläutert - die Leitungs- und Substratverluste schon von Hause aus möglichst gering zu halten.
Erfindungsgemäß ist es aber nunmehr möglich geworden, die Bandsperrefilter so aufzubauen, dass ein asymmetrischer Verlauf des Sperrbereiches realisiert wird. Dies bedeutet eine Verringerung des Frequenzabstandes zwischen Sperr- und Durchlassbereich auf der einen Seite des Sperrbereiches bei einer gleichzeitigen Vergrößerung des Frequenz- abstandes zwischen Sperr- und Durchlassbereich auf der anderen Seite des Sperrbereiches.
Die Schaltung der Bandsperre beispielsweise mit Verwendung von kapazitiv angekoppelten Resonatoren ergibt eine Ver- Steuerung des Überganges vom Sperr- zum Durchlassbereich an der oberen oder höheren Kante des Sperrbereiches. Demgegenüber führt die Schaltung der Bandsperre unter Verwendung von induktiv angekoppelten Resonatoren zu einer Versteuerung des Überganges vom Sperr- zum Durchlassbereich an der unteren oder tieferen Kante des jeweiligen Sperrbereiches. Erfindungsgemäß ist vorgesehen, dass die Elemente der Schaltung sowohl an der Ober- als auch an der Unterseite des Substrates angebracht sind. Durch die Ver- koppelung durch das Substrat hindurch kann der Einfluss der Dielektrizitätskonstanten des Substratmaterials sowie der Einfluss der Ätztoleranzen verringert werden. Zusätzlich ist es damit möglich, eine stärkere Verkopplung zwischen zwei Leitungen, d.h. Resonatoren, zu erzielen bzw. einen Resonator stärker an eine durchgehende Leitung an- zukoppeln.
Der Vorteil der asymmetrischen Sperrfilter ist, dass eine bestimmte. Sperrforderung mit einer wesentlich geringeren Anzahl von Resonatoren im Gegensatz zu einer konventionellen Bandpassfilterstruktur realisierbar ist. Zudem ist ein solches Filter bzw. eine solche Duplexweiche für Gleichstrom bzw. niederfrequente Signale durchlässig. D.h. für eventuelle Speise- oder Datenleitungen ist keine gesonderte Vorrichtung zur Umgehung des Filters notwendig.
Erfindungsgemäß ist also vorgesehen, dass die Streifenleitungsresonatoren durch ein Dielektrikum hindurch an eine durchgehende Leitung angekoppelt sind, und dass dabei ferner die durchgehende Leitung mit Abstufungen versehen ist, und zwar bevorzugt an den Ankoppelbereichen bzw. Ankoppelpunkten der Resonatoren. Die Abstufungen in der durchgehenden Leitung können im Sinne einer Verbreiterung der Leitung als auch im Sinne einer Verringerung der Breite der Leitung (Leitungsverengung) und damit des Leitungsquerschnittes ausgebildet sein.
Dadurch ist es letztlich möglich, dass ein Frequenzverlauf mit asymmetrischer Sperr- oder Durchlasswirkung erzielbar wird.
Ein derartiges HF-Filter oder eine derartige Bandsperre ist aber üblicherweise so aufgebaut, dass die durchgehende Leitung an ihrem gegenüberliegenden Ende mit jeweils einer Anschlussbuchse versehen ist, an der beispielsweise der Anschluss zu einem Sender oder zu einem Empfänger anschließbar ist.
In einer bevorzugten Ausführungsform können zwei derartige HF-Filter, d. h. bevorzugt zwei derartige Bandsperren zu einer Duplexweiche zusammengeschaltet werden, bei der ferner bevorzugt die durchgehende Leitung insgesamt mit drei Anschlussbuchsen versehen ist. Bevorzugt können die beiden außenliegenden Buchsen zum einen zu einem Sender und zum anderen zu einem Empfänger führen, wobei die dritte Buchse eine Verbindung zu einem gemeinsamen Übertra- gungsweg herstellt, der im bevorzugten Anmeldungsfall zu einer gemeinsamen Antenne führt. Dadurch eignet sich eine derartige Hochfrequenzweiche insbesondere für eine Mobilfunk-Basisstation. Die Duplexweiche kann aber insbesondere ebenso auch in einer Mobilfunkantenne bevorzugt fest installiert untergebracht werden, also üblicherweise bei einer an einem Mast montierten stationären Mobilfunkantenne in der Antenne selbst, d. h. innerhalb des Radoms der Antenne oder benachbart zur Antenne an einem Flansch oder am Antennenmast oder Antennenturm selbst.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform wird eine Bandsperre mit kapazitiv angekoppelten Resonatoren mit einer Bandsperre mit induktiv angekoppelten Resonatoren zusammengeschaltet, wodurch sich eine Frequenzweiche mit einem sehr schmalen Übergangsbereich zwischen den beiden Frequenzbändern realisieren lässt.
Schließlich kann in einer bevorzugten Ausführungsform ebenso vorgesehen sein, dass die Hochfrequenzweiche keinen definierten Zustand in der UMTS-Lücke aufweist, also vorzugsweise zwischen dem Frequenzbereich von 1980 MHz bis 2110 MHz.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Ausführungsbei- spielen näher erläutert. Dabei zeigen im Einzelnen:
Figur 1: in schematischer Darstellung eine Draufsicht auf ein erstes erfindungsgemäßes Ausführungsbeispiel eines HF-Resonators mit kapazitiver Ankopplung bei versteuerter Flanke an der oberen Bandkante des Sperrbereiches;
Figur 2: einen Querschnitt durch das Ausführungsbeispiel gemäß Figur 1 längs der Linie II-II in Figur 1;
Figur 3: ein zu Figur 1 abgewandeltes Ausführungsbeispiel in schematischer Draufsicht bezüglich eines HF- Resonators mit induktiver Ankopplung bei versteuerter Flanke an der unteren Bandbreite des Sperrbereiches;
Figur 4: eine Querschnittsdarstellung durch Figur 3 längs der Linie IV-IV;
Figur 5: ein Beispiel für eine Duplexweiche mit einer induktiven Ankopplung in dem einen Zweig der Duplexweiche und einer kapazitiven Ankopplung in dem zweiten Zweig der Duplexweiche zur Erzielung einer versteuerten Flanke zum jeweils zu sperrenden Band hin;
Figur 6: ein Ersatzschaltbild für ein HF-Filter mit an eine durchgehende Leitung kapazitiv angekoppeltem Resonator;
Figur 7 : ein Diagramm zur Verdeutlichung des Resonanzverhaltens eines kapazitiv angeordneten Resonators mit einer versteuerten Flanke/Anpasspol zur höheren Frequenz;
Figur 8 : ein Ersatzschaltbild für ein HF-Filter mit an eine durchgehende Leitung induktiv angekoppeltem Resonator;
Figur 9: ein Diagramm zur Verdeutlichung des Resonanz- Verhaltens eines induktiv angeordneten Resonators mit einer versteuerten Flanke/Anpasspol zur niedrigeren Frequenz; und
Figur 10 und 11: ein zu Figur 1 und 2 abgewandeltes Ausführungsbeispiel.
In Figur 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel einer asymmetrischen Bandsperre mit kapazitiver Ankopplung der Reso- natoren gezeigt. Dazu ist auf einer dielektrischen Platte 1, die nachfolgend auch als Substrat 1 bezeichnet wird, eine durchgehende Leitung 3 auf der Oberseite der Platte 1 angebracht. Die Leitung 3 weist eine Länge auf, die der Länge der Platte 1 entspricht, so dass die Leitung 3 in diesem Ausführungsbeispiel von der linken Seite 1' der Platte 1 bis zur rechten Seite 1" der Platte 1 ausgebildet ist, also vom Eingang 3a zum Ausgang 3b.
Die Leitungsbreite 5 weist an verschiedenen Abschnitten eine vom Normalmaß abweichende Breite auf. So ist die Leitungsbreite 5a geringer und die Leitungsbreite 5b größer als das Normalmaß der Leitungsbreite 5.
Ferner sind auf der dielektrischen Platte 1 drei Resonato- ren 9 vorgesehen, nämlich 9a, 9b und 9c. Die Resonatoren 9a bis 9c weisen die Längen Ll, L2 bzw. L3 und die zugehörigen Breiten Bl, B2 bzw. B3 auf. Unterhalb des Substrates 1 und damit unterhalb der auf der Unterseite des Substrates 1 ausgebildeten Resonatoren 9 ist im Abstand dazu eine Massefläche 11 vorgesehen, die im gezeigten Ausführungsbeispiel der Größe der Platte 1 entspricht. Mit anderen Worten sind also die Resonatoren 9 auf der Seite des Substrates 1 ausgebildet, die der Massefläche 11 zugewandt liegt. Zwischen dem Substrat 1 und der Massefläche 11 befindet sich ein Dielektrikum, welches im gezeigten Ausführungsbeispiel aus Luft besteht.
Die erwähnten Resonatoren 9a bis 9c sind im erläuterten Ausführungsbeispiel an ihren beiden Enden leerlaufend, d.h. ihre Länge entspricht bevorzugt der halben Wellenlänge der ersten Resonanzfrequenz. Bei einem solchen Resona- tor mit einer Länge entsprechend der ersten Resonanzfrequenz ist das elektrische Feld an beiden Enden des Resonators maximal, wohingegen das magnetische Feld an beiden Enden minimal wird.
In Figur 1 sind die an der Unterseite des Substrates vorgesehenen Resonatoren strichliert eingezeichnet. Aus Figur 1 und aus der Querschnittsdarstellung gemäß Figur 2 ist zu ersehen, dass die einen Enden der Resonatoren 9a, 9b und 9c jeweils auf der gegenüberliegenden Seite des Substrates in unmittelbarer Nähe der durchgehenden Leitung 3 zu liegen kommen. D.h., dass die der durchgehenden Leitung 3 naheliegenden Enden der Resonatoren 9 in Draufsicht senkrecht zur Platte 1 sich mit Abschnitten der durchgehenden Leitung 3 überlappen oder in geringem Abstand dazu enden. Figur 1 und 2 zeigt dabei ein Ausführungsbeispiel, bei welchem die Resonatoren 9a bis 9c so gegenüber der durchgehenden Leitung 3 enden, dass sie sich in Draufsicht an ihrem einen Ende zumindest geringfügig mit der durchgehen- den Leitung 3 überlappen. Das Ausführungsbeispiel gemäß den Figuren 10 und 11 entspricht weitgehend diesem Ausführungsbeispiel, jedoch mit dem Unterschied, dass die Resonatoren 9a bis 9c in senkrechter Draufsicht auf die Leiterplatine 1, d.h. das Substrat 1, mit ihrer schmalen Stirnseite in geringem Abstand neben der durchgehenden Leitung zu liegen kommen. Dieser Abstand der schmalen Stirnseite der Resonatoren 9a bis 9c bis zur angrenzenden durchgehenden Leitung 3 soll dabei bevorzugt kleiner oder gleich sein der Breite 5, 5a oder 5b der durchgehenden Leitung, also der Breite quer zu der Längsrichtung der durchgehenden Leitung 3. Natürlich kann auch ein Ausführungsbeispiel gewählt werden, bei welchem zumindest ein Resonator oder ein Teil aller Resonatoren sich teilweise mit der durchgehenden Leitung 3 überlappen, wohingegen zumindest ein weiterer Resonator oder ein weiterer Teil von mehrerem weiteren Resonatoren in einen Abstand kleiner gleich der Breite der durchgehenden Leitung angeordnet sind, also nach Art einer Kombination der 'in Figur 1 bzw. 10 gezeigten Resonatoren. Genau in jenem Bereich, in welchem die der Leitung 3 naheliegenden Enden der Resonatoren 9 enden, ist die jeweils durchgehende Leitung 3 mit der erwähnten Leitungsverengung 5a oder Leitungsverbreiterung 5b versehen. Das in Längsrichtung der Leitung 3 verlaufen- de Längsmaß, in welchem die Leitungsverengung 5a bzw. die Leitungsverbreitung 5b ausgebildet sind, entspricht im gezeigten Ausführungsbeispiel der Breite Bl bis B3 der Resonatoren. Ferner ist dieses Längsmaß der Leitungsverengung 5a bzw. der Leitungsverbreitung 5b und damit das Breitenmaß Bl bis B3 aller drei Resonatoren gleich. Diese Maße können im Einzelfall aber auch unterschiedlich sein und voneinander abweichen. Durch das elektrische Feld am Ende des Resonators (im Bereich der durchgehenden Leitung 3) erfolgt die elektrisch-kapazitive Ankopplung des jeweiligen Resonators. Das entsprechende Ersatzschaltbild dazu ist in Figur 6 wiedergegeben.
Das erläuterte System mit einem kapazitiv angekoppelten Resonator besteht aus drei Reaktanzen. In diesem System wird eine Serienresonanz und eine Parallelresonanz bei wählbaren Frequenzen angeregt.
parallel 2π^LCp parallel
fs seriell 2π^LC seriell
Durch die Reihenschaltung von Cseriell mit den parallel geschalteten Reaktanzen L und Cparallel gemäß Figur 1 und 2 an eine durchgehende Leitung 3 wird diese Leitung 3 bei Serienresonanz kurzgeschlossen und bei Parallelresonanz als durchgehende Leitung betrieben. Bei Serienresonanz sind Cseriell und L für die Gesamtimpendanz der Schaltung maßgeblich. D.h., die Impendanz der Gesamtschaltung ähnelt der eines Serienschwingkreises. D.h., der Betrag der Impendanz der Schaltung ist niedrig. Bei Parallelresonanz sind Cparallel und L für die Gesamtimpendanz der Schaltung maßgeblich. D.h. die Impendanz der Gesamtschaltung ähnelt der eines Parallelschwingkreises. D.h., der Betrag der Impendanz der Schaltung ist hoch. Für die Leitung entspricht dies bei Serienresonanz einem Sperrpol sowie bei Parallelresonanz einem Anpassungspol.
Um die Sperr- und die Durchlassfrequenz möglichst unabhängig voneinander einstellen zu können, sind drei mögliche 5 Freiheitsgrade zu berücksichtigen, die im Sinne von drei variablen oder drei unabhängigen Größen einstellbar sind.
Im Fall der kapazitiv angekoppelten asymmetrischen Bandsperren betrifft der eine variable Freiheitsgrad die Länge
10 Ll, L2 bzw. L3 des jeweiligen Resonators. Die zweite Variable betrifft den Versatz zwischen dem Resonator und der durchgehenden Leitung (also dem Versatz in Querrichtung zur Längsrichtung der elektrischen Leitung) . Die dritte Variable wird durch das Maß der Leitungsverengung 5a bzw.
15 die Leitungsverbreiterung 5b gebildet. Durch die geeignete Einstellung dieser Werte kann das geforderte Durchlass- /Sperrverhalten in gewünschtem Maße eingestellt werden. Dabei gilt bevorzugt
*• ^ -Seriell < ^parallel
Damit ist es möglich, eine Bandsperre mit kapazitiv angekoppelten Resonatoren dahingehend zu modifizieren, dass der Übergangsbereich zwischen dem Sperrband und dem bei 25 höheren Frequenzen liegenden Durchlassband für eine gegebene Anzahl an Resonatoren verringert wird. Umgekehrt kann eine vorgegebene Forderung bezüglich der Sperrwirkung mit einer sehr geringen Anzahl an Resonatoren erfüllt werden.
30 Nachfolgend wird auf das Ausführungsbeispiel gemäß Figuren 3 und 4 Bezug genommen, die eine asymmetrische Bandsperre mit induktiver Ankopplung der Resonatoren zeigt. Gleiche technische Mittel sind dabei mit gleichen Bezugszeichen versehen.
In Abweichung zu dem Ausführungsbeispiel nach den Figuren 1 und 2 sind bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Figuren 3 und 4 auf der dielektrischen Platte drei U-förmig gebogene Resonatoren 19, d.h. Resonatoren 19a, 19b, 19c vorgesehen, die haarnadelförmig gestaltet sind. Die Resonatoren weisen jeweils die Längen Ll, L2 bzw. L3 auf. Die Breite ihrer einzelnen Schenkel der U-förmig gestalteten Resonatoren beträgt Bl, B2 bzw. B3. Die Gesamtbreite der U-förmigen
Resonatoren 19, d.h. ihr Erstreckungsmaß jeweils von der
Außenkante ihrer parallel zueinander verlaufenden Schenkel
(und damit der Länge des Verbindungsabschnittes zwischen den beiden parallel verlaufenden Schenkeln) ergibt ihre Koppellänge Kl, K2 bzw. K3. Dabei sind die Resonatoren 19, wie in dem Ausführungsbeispiel nach den Figuren 1 und 2, ebenfalls auf der gegenüberliegenden Seite durchgehenden Leitung 3 und damit auf der der Massefläche 11 zugewandten Linienseite des Substrates 1 ausgebildet. Die Resonatoren sind ebenfalls wieder leerlaufend, d.h. ihre Länge entspricht bevorzugt der halben Wellenlänge der ersten Resonanzfrequenz. Bei einem derartigen Resonator, bei der die Länge der halben Wellenlänge etwa der Resonanzfrequenz entspricht, ist das elektrische Feld an beiden Enden maximal, wohingegen das magnetische Feld minimal wird. In der Mitte zwischen den Enden des Resonators ist dabei das elektrische Feld minimal und das magnetische Feld maximal.
Auch bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Figuren 3 und 4 ist der Mitten- oder Verbindungsbereich 19' der U-förmig gebogenen Resonatoren 19 so angeordnet, dass sich dieser mittlere Bereich zumindest geringfügig in Draufsicht auf das Substrat 1 mit der durchgehenden Leitung 3 überlappt oder in unmittelbarer Nähe dazu zu liegen kommt. Ebenso ist bei diesem erläuternden Ausführungsbeispiel die durchgehende Leitung 3 im Bereich des mittleren Abschnittes 19' der Resonatoren 19 weder mit einer Leitungsverengung 5a oder einer Leitungsverbreiterung 5b versehen, wobei die Länge in Längsrichtung der durchgehenden Leitung 3 der Leitungsverengung 5a bzw. der Leitungsverbreiterung 5b beispielsweise der lichte Innenabstand der parallelen Schenkel 19b der jeweiligen Resonatoren 19 sein kann aber nicht sein muss .
Durch das magnetische Feld in der Mitte des Resonators erfolgt hier die elektrisch-induktive Ankopplung des je- weiligen Resonators 19. Das entsprechende Ersatzschaltbild ist dabei in Figur 8 wiedergegeben.
Auch dieses erläuterte System mit einem induktiv angekoppelten Resonator besteht aus drei Reaktanzen. In diesem System wird eine Serienresonanz und eine Parallelresonanz bei wählbaren Frequenzen angeregt.
/, parallel 2π L parallel C
/_ seriell
2π^Lseriell C
Durch die Reihenschaltung von Lseriell mit den parallel geschalteten Reaktanzen Lparallel und C gemäß Figur 3 und 4 an eine durchgehende Leitung 3 wird diese Leitung 3 bei Serienresonanz kurzgeschlossen und bei Parallelresonanz als durchgehende Leitung betrieben. Bei Parallelresonanz sind C und Lparallel für die Gesamtimpendanz der Schaltung maßgeblich. D.h., die Impendanz der Gesamtschaltung ähnelt der eines Parallelschwingkreises. D.h., der Betrag der Impendanz der Schaltung ist hoch. Bei Serienresonanz sind C und Lseriell für die Gesamtimpendanz der Schaltung maßgeblich. D.h., die Impendanz der GesamtSchaltung ähnelt der eines Serienschwingkreises. D.h., der Betrag der Impendanz der Schaltung ist niedrig. Für die Leitung ent- spricht dies bei Serienresonanz einem Sperrpol und bei Parallelresonanz einem Anpassungspol.
Um die Sperr- und Durchlassfrequenz möglichst unabhängig voneinander einstellen zu können, sind auch hier wiederum drei Freiheitsgrade oder Variablen gegeben, die voneinander unabhängig bezüglich ihrer Größe einstellbar sind.
Im Fall der induktiv angekoppelten asymmetrischen Bandsperre ist eine Variable durch die Länge Ll, L2 bzw. L3 eines jeweiligen Resonators 19 gegeben. Die zweite Variable betrifft den Versatz zwischen Resonator und durchgehender Leitung. Mit Versatz ist hier ebenfalls wiederum ein Relativmaß zu verstehen, mit welchem der U-förmige Resonator in Querrichtung quer zur Längsrichtung der durchgehenden Leitung 3 relativ versetzt dazu angeordnet wird. Der die beiden Schenkel des jeweiligen Resonators 19 verbindende mittlere Bereich 19' ist dabei parallel zur durchgehenden Leitung 3 angeordnet, wobei die jeweiligen Schenkel 19' eines jeweiligen Resonators 19 quer zur Längsrichtung der durchgehenden Leitung 3 zu liegen kommen. Die dritte Variable betrifft das Maß der Leitungsverengung 5a bzw. Leitungsverbreiterung 5b. Auch in diesem Ausführungsbeispiel lässt sich durch die geeignete Ein- Stellung dieser drei Werte das geforderte Durchlass- bzw, Sperrverhalten einstellen. Bevorzugt ist hier
fparallel< fseriell
Damit ist es möglich, eine Bandsperre mit induktiv angekoppelten Resonatoren dahingehend zu modifizieren, dass der Übergangsbereich zwischen dem Sperrband und dem bei niedrigeren Frequenzen liegenden Durchlassband für eine gegebene Anzahl von Resonatoren verringert wird. Umgekehrt kann bei vorgegebener Sperrwirkung die entsprechende Schaltung mit einer sehr geringen Anzahl von Resonatoren realisiert werden.
In Figur 7 ist das Resonanzverhalten eines kapazitiv angekoppelten Resonators entsprechend dem Ersatzschaltbild 6 wiedergegeben, woraus die versteilerte Flanke zu höheren Frequenzen (Anpasspol) ersichtlich ist. Dabei ist in der Grafik einmal die Durchlassdämpfung DD, der Sperrbereich SB sowie der Durchlassbereich DB und die Rückflussdämpfung RD eingezeichnet.
In Figur 9 ist das Resonanzverhalten eines induktiv ange- koppelten Resonators wiedergegeben, und zwar entsprechend dem Ersatzschaltbild nach Figur 8. Dabei ist auch hier die versteilerte Flanke zur niedrigeren Frequenz (Anpasspol) sichtbar. Auch hierin ist dabei die Rückflussdämpfung RD, der Durchlassbereich DB sowie zum anderen der Sperrbereich SB und die Durchlassdämpfung DD eingezeichnet.
Anhand der Figur 5 wird nunmehr erläutert, wie mit Hilfe der Bandsperren- bzw. HF-Filter auch eine Duplexweiche aufgebaut werden kann.
Figur 5 zeigt dabei die mögliche Zusammenschaltung von zwei Bandsperren. Dabei ist eine Bandsperre gemäß Figuren 1 und 2 mit einer Bandsperre gemäß Figuren 3 und 4 zu einer Duplexweiche gemäß Figuren 5 und 6 zusammengeschaltet worden, und zwar derart, dass die durchgängige Leitung an dem ersten Eingang 3a und von dem gegenüberliegenden zweiten Eingang 3a' zu einer gemeinsamen in der Mitte liegenden und quer wegführenden Ausgangsleitung 3b verbunden sind. Im gezeigten Ausführungsbeispiel gemäß Figuren 5 und 6 sind in jedem Zweig der betreffenden Duplexweiche in Abweichung zu den vorausgegangenen Ausführungsbeispielen nur jeweils zwei Resonatoren vorgesehen.
Die Zusammenschaltung gemäß Figur 5 kann (wie dargestellt) über Transformationsleitungen, allerdings auch über gemeinsame Resonatoren sowie über elektrische oder magnetische Felder oder andere geeignete Arten der Zusammenschal- tung erfolgen. (
Wird für das Teilfilter im Unterband (d.h. der Durchlassbereich ist bei der tieferen Frequenz) eine asymmetrische Bandsperre mit induktiver Ankopplung sowie für das Teil- filter im oberen Band (d.h. der Durchlassbereich ist hier bei der höheren Frequenz) eine asymmetrische Bandsperre mit kapazitiver Ankopplung gewählt, so kann der Übergangsbereich zwischen Ober- und Unterband für eine gegebene Anzahl an Resonatoren minimiert werden. Ebenso kann bei einer gegebenen Selektionsforderung zwischen dem Ober- und Unterband eine entsprechende Schaltung mit einer sehr viel geringeren Anzahl an Resonatoren im Vergleich zu Bandpässen realisiert werden. Anhand von Figur 1 sind jeweils Resonatoren in überlappender Darstellung zur durchgehenden Leitung 3 und in Figur 10 in geringem Seitenabstand zur durchgehenden Leitung 3 positioniert. Auch bei den weiteren gezeigten Ausführungs- beispielen gemäß den Figuren 3 und 5 können die dort wiedergegebenen und beschriebenen Resonatoren ebenso ganz oder teilweise in überlappender Anordnung zur durchgehenden Leitung 3 (bei senkrechter Draufsicht auf das Substrat 1) oder mit geringem Seitenversatz oder Seitenabstand dazu (in nicht überlappender Weise) angeordnet sein, wie dies grundsätzlich anhand der Figuren 10 und 11 gezeigt und beschrieben ist. Dabei ist anhand der Figur 10 und 11 grundsätzlich gezeigt, dass der Abstand der Resonatoren zur durchgehenden Leitung 3 (also ein kleinster Abstand zwischen den Resonatoren zur durchgehenden Leitung 3) ein Maß aufweist, welches kleiner oder gleich ist der Breite 5, 5a oder 5b der durchgehenden Leitung 3, gemessen quer zur Längsrichtung der durchgehenden Leitung 3. Bevorzugt soll dieses Abstandsmaß kleiner oder gleich der halben Breite der durchgehenden Leitung 3, also kleiner gleich der Breite 5, 5a oder 5b der durchgehenden Leitung 3 sein.

Claims

Patentansprüche:
1. Hochfrequenzfilter mit folgenden Merkmalen: - es ist eine ein Substrat (1) vorgesehen, auf dem Substrat (1) ist eine durchgehende Leitung (3) ausgebildet, auf der zur durchgehenden Leitung (3) gegenüberliegenden Seite des Substrates (1) sind Resonatoren (9, 19) vorgesehen, die Resonatoren (9, 19) sind in Längsrichtung der durchgehenden Leitung (3) versetzt zueinander angeordnet, gekennzeichnet durch die folgenden weiteren Merkmale: - die Resonatoren (9, 19) sind durch das Substrat hindurch an die durchgehende Leitung (3) angekoppelt, zumindest ein Resonator (9, 19) ist so angeordnet, dass bei Betrachtung senkrecht zu dem Substrat (1) zumindest ein Teil eines Resonators (9, 19) a) sich mit der durchgehenden Leitung (3) überlappt, oder b) einen kleinsten Abstand zur durchgehenden Leitung (3) aufweist, der kleiner oder gleich ist der Breite (5, 5a, 5b) der durchgehenden Leitung (3) quer zu deren Längsrichtung, und die durchgehende Leitung (3) weist zumindest eine Leitungsverengung (5a) oder zumindest eine Leitungsverbreiterung (5b) auf.
2. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Teil zumindest eines Resonators (9, 19) so angeordnet ist, dass bei Betrachtung senkrecht zu dem Substrat (1) zumindest ein Teil zumindest eines Resonators (9, 19) einen minimalen Abstand von der durchgehenden Leitung (3) aufweist, der kleiner oder gleich ist der halben Breite der durchgehenden Leitung (3) .
3. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass alle Resonatoren (9, 19) zumindest mit einem Teil bei Betrachtung senkrecht zu dem Substrat
(1) sich mit der durchgehenden Leitung (3) überlappen oder mit ihrem nächstliegenden Ende oder Abschnitt einen maxi- malen Abstand zur durchgehenden Leitung (3) aufweisen, der kleiner oder gleich der halben Breite der durchgehenden Leitung (3) ist.
4. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die zumindest eine Leitungsverengung (5a) und/oder die zumindest eine Leitungsverbreiterung (5b) zwischen zwei Resonatoren (9, 19) vorgesehen ist.
5. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass die durchgehende Leitung (3) zumindest bezüglich eines Resonators (9, 19) in dem Bereich, in welchem sich die durchgehende Leitung (3) mit zumindest einem Abschnitt oder einem Teil des Resonators (9, 19) überlappt oder dort einen minimalen Abstand zum Resonator (9, 19) aufweist, eine Leitungsverengung (5a) oder eine Leitungsverbreiterung (5b) aufweist.
6. Hochfrequenzfilter einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonatoren (9, 19) auf der Seite des Substrates (1) ausgebildet sind, die der Massefläche (11) zugewandt liegt.
7. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonatoren (9) kapazitiv an die durchgehende Leitung (3) angekoppelt sind.
8. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 7, dadurch gekenn- zeichnet, dass die kapazitiv angekoppelten Resonatoren zumindest einen gerade verlaufenden Streifenleitungsabschnitt umfassen, der mit seiner Längsrichtung quer, d.h. vorzugsweise senkrecht zur Erstreckungsrichtung der durch- gehenden Leitung (3) verlaufend ausgerichtet ist.
9. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 7 oder 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Breite (Bl, B2, B3) der kapazitiv angekoppelten Resonatoren (9) der Länge der Leitungsver- engung (5a) bzw. der Leitungsverbreiterung (5b) der Leitung (3) in deren Längsrichtung entspricht oder nicht mehr als 50%, vorzugsweise weniger als 30% davon abweicht.
10. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 9, dadurch gekennzeichnet, dass das Durchlass-/Sperrverhalten des HF-Filters (9) durch die Länge (Ll, L2, L3) des jeweiligen Resonators (9a, 9b, 9c) und/oder durch das Maß der Leitungsverengung (5a) bzw. der Leitungsverbreiterung (5b) und/oder durch den Versatz des jeweiligen Resonators (9; 9a, 9b, 9c) gegenüber der durchgängigen Leitung (3) bzw. durch das Überlappungsmaß zwischen der durchgängigen Leitung (3) und dem benachbart liegenden Ende des jeweiligen Resonators (9; 9a, 9b, 9c) einstellbar ist.
11. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Resonatoren (9) induktiv an die durchgehende Leitung (3) angekoppelt sind.
12. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 6 oder 11, dadurch gekennzeichnet, dass die induktiv angekoppelten Resonatoren aus in Draufsicht U-förmigen oder aus U-förmig angenäherten Streifenleitungsresonatoren gebildet sind, die so angeordnet sind, dass ihr jeweiliger mittlerer Verbindungsabschnitt (19'), durch die die beiden Schenkel (19") der zumindest U-förmig angenäherten Streifenleitungsresonatoren miteinander verbunden sind, zumindest näherungsweise parallel zu dem benachbarten Abschnitt der durchgehenden Leitung (3) liegt.
13. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 6, 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, dass die Breite (Bl, B2, B3) der Schenkel der Streifenleitungsresonatoren kleiner ist als das Längserstreckungsmaß der Leitungsverengung (5a) oder Leitungsverbreiterung (5b) .
14. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 6 oder 11 bis 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Gesamt- breite oder Koppellänge (Kl, K2, K3) der Resonatoren (19) größer ist als das Längsmaß der Leitungsverengung (5a) oder Leitungsverbreiterung (5b) .
15. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 6 oder 11 bis 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Durchlass-/ Sperrverhalten des HF-Filters (19) durch die Länge (Ll, L2, L3) des jeweiligen Resonators (9a, 9b, 9c) und/oder durch das Maß der Leitungsverengung (5a) bzw. der Leitungsverbreiterung (5b) und/oder durch den Abstand zwischen dem jeweiligen Resonator (9; 9a, 9b, 9c) und der durchgängigen Leitung (3) bzw. durch das Überlappungsmaß zwischen der durchgängigen Leitung (3) und dem benachbart liegenden Ende des jeweiligen Resonators (9; 9a, 9b, 9c) einstellbar ist.
16. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass ein HF-Filter aus zwei Hochfrequenzfilter-Anordnungen (9, 19) zusammengesetzt ist.
17. Hochfrequenzfilter nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass der eine Zweig der Duplexweiche aus einer Bandsperre mit induktiver Ankopplung von Resonatoren (9) und der andere Zweig aus einer Bandsperre mit kapazitiver Ankopplung der Resonatoren (19) besteht.
18. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 16 oder 17, dadurch gekennzeichnet, dass die Duplexweiche in. ihrem einen Zweig für einen Durchlass in einem unteren Band in einer tieferen Frequenz eine asymmetrische Bandsperre mit Resonatoren (9) mit induktiver Ankopplung und im anderen Zweig für einen Durchlass in einem oberen Band bei höherer Frequenz eine Bandsperre mit kapazitiver Ankopplung von Resonatoren (19) umfasst.
19. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, dass das Filter als asymmetrische Bandsperre ausgebildet ist.
20. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 19, dadurch gekennzeichnet, dass zu dem Substrat (1) parallel versetzt liegend eine Massefläche (11) vorgesehen ist.
21. Hochfrequenzfilter nach einem der Ansprüche 1 bis 20, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Substrat (1) und der Massefläche (11) ein Dielektrikum vorgesehen ist.
PCT/EP2004/004565 2003-06-05 2004-04-29 Hochfrequenzfilter, insbesondere nach art einer duplexweiche WO2004109842A1 (de)

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