KR101468514B1

KR101468514B1 - 통신 시스템에서의 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법 및 장치

Info

Publication number: KR101468514B1
Application number: KR1020107028472A
Authority: KR
Inventors: 스콧 레욘헬름; 멜빈 페레이라; 아론 레이드
Original assignee: 삼성전자주식회사
Priority date: 2008-05-19
Filing date: 2008-05-19
Publication date: 2014-12-04
Also published as: EP2289216A1; WO2009142557A1; JP5536042B2; CN102090035B; KR20110030469A; US20110064175A1; JP2011521588A; US8559546B2; EP2289216A4; EP2289216B1; CN102090035A

Abstract

본 발명은 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다. 일 실시예에 따르면, 수신 심볼의 선택된 서브캐리어들에 대한 예상 벡터는 채널 추정 벡터 및 기준 벡터를 사용하여 추정되고; 예상 및 수신 벡터를 사용하여 샘플링 주파수 불일치가 제거되고 내적이 계산된다. 내적의 각도가 추정되고 이전 심볼로부터 각도의 변화가 계산된다. 잔류 주파수는 계산된 각도의 변화를 사용하여 추정된다. 다른 실시예에서, 예상 서브캐리어는 채널 추정치 및 기준 서브캐리어에 기초하여 추정되고, 예상 서브캐리어와 수신 서브캐리어 간의 승산의 각도 및 크기가 추정되고; 위상 오프셋이 제거되며; 각도의 가중 평균값이 계산되고; 잔류 주파수 에러가 가중 평균 각도의 변화를 사용하여 추정된다.

Description

통신 시스템에서의 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법 및 장치 {METHODS AND AN APPARATUS FOR ESTIMATING A RESIDUAL FREQUENCY ERROR IN A COMMUNICATIONS SYSTEM}

본 발명은 일반적으로 디지털 통신 시스템 분야에 관한것이며, 더욱 구체적으로는 통신 시스템에서의 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법 및 장치에 관한 것이다.

유선 시스템, 무선 시스템 및 광 시스템과 같은 멀티캐리어 디지털 및/또는 아날로그 통신 시스템의 주요 단점 중 하나는 주파수 및 샘플링 주파수 동기화 에러에 대한 시스템들의 감도(sensitivity)이다. 송신기와 수신기 간의 주파수 오프셋 또는 주파수 불일치는 보통 변조되는 수신 신호에 앞서 주파수 오프셋을 초래한다. 예를 들면 직교 주파수 분할 다중화(orthogonal frequency division multiplexing, OFDM) 시스템에서, 주파수 불일치는 캐리어간 간섭(inter-carrier interference, ICI)을 증가시키고 또한 일정한 위상 회전이 수신된 모든 심볼에 도입된다. 이 장애(impairment)는 수신기 성능의 저하를 초래한다. "The BER Performance of OFDM Systems using Non-Synchronised Sampling"[IEEE Global Telecommunications Conference 1994, pp253-257]라는 제목으로 Pollet 등이 발표한 간행물에는, OFDM 심볼 내의 서브캐리어 간격에 대해 1% 주파수 불일치가 64QAM(quadrature amplitude modulation, 직교 진폭 변조)에서 무시해도 될 정도의 0.5dB 손실에 대해 허용될 수 있는 반면, QPSK(quadrature phase shift keying, 직교 위상 편이) 변조는 최대 5% 에러를 허용할 수 있고, 따라서 샘플링 주파수 오프셋의 트래킹(tracking)을 필요로 한다는 것을 보여준다. 또한 주파수 오프셋은 수신기에서의 시각 동기화기(time synchronizer) 알고리즘 및 DC(Direct Current, 직류) 오프셋의 성능의 저하를 초래한다. 또한, 신호가 수신되는 채널의 추정의 저하는 예컨대 시공간 블럭 코딩(space time block coding, STBC), 공간 분할 다중화(spatial division multiplexing, SDM) 및 다중입력 다중출력(multiple input multiple output, MIMO) 시스템과 같은, 다수의 신호 또는 다수의 심볼이 함께 결합되어 채널 추정을 만들어 내는 시스템에서 특히 경험된다.

앞서 언급한 바와 같이, 멀티캐리어 시스템은 또한 수신기와 송신기 간의 불일치 또는 샘플링 주파수 에러에 민감하다. 예컨대 OFDM 시스템에서, 송신기와 수신기 간의 샘플링 주파수의 불일치는 ICI의 증가를 가져오는 서브캐리어들 간의 직교성의 손실을 초래할 수 있다. 게다가, 서브캐리어 주파수가 증가할 때 그리고 또한 연속적인 OFDM 심볼들이 수신될 때 비례하여 증가하는, 증가하는 위상 회전이 도입된다(즉, 바깥의 서브캐리어들이 안의 브캐리어들보다 더 영향을 받는다). 이 장애는 수신기가 수신 신호를 더 이상 정확하게 디코딩할 수 없을 때까지 계속하여 증가하므로, 샘플링 주파수 오프셋의 트래킹을 필요로 한다. "OFDM Wireless LANS: theoretical and practical guide"[Chapter 2, SAMS, December 2001]라는 제목으로 Heiskala & Terry가 발표한 간행물에서는, 매우 긴 OFDM 패킷의 경우, 샘플링 주파수 불일치는 최적 시간 동기화 지점을 정수의 샘플 기간 또는 그 이상으로 앞당기거나 지연시킬 수 있다는 것을 보여준다.

송신기와 수신기 간의 주파수 불일치 및 샘플링 주파수 불일치는 전술한 관련 간행물에 제안되어 있는 기존의 동기화 알고리즘에 의해 추정될 수 있다. 예로서, 주파수 불일치는 송신된 신호에 포함된 기지(旣知)의 트레이닝 정보, 예컨대 프리앰블 및 파일럿 서브캐리어에 기초하거나 수신 신호의 분석에 기초하거나 수신 신호의 고유 특성, 예컨대 수신된 OFDM 신호의 경우 순한 프리픽스(cyclic prefix)에 기초하여 추정될 수 있다.

그러나, 실제 구현에 있어, 추정 알고리즘에 미치는 송신기와 수신기 간의 노이즈 및 아날로그 장애 성분의 영향으로 인해, 추정된 주파수 오프셋은 일반적으로 실제 주파수 에러와 동일하지 않다. 추정된 주파수 에러와 실제 주파수 에러의 차로서 정의되는 잔류 주파수 에러가 존재한다. 잔류 주파수 에러의 존재는 수신기의 신호 대 잡음비(signal to noise ratio) 및 좌표(constellation)의 회전에 있어 감소와 관련하여 시스템 성능에 영향을 미칠 것이다. 좌표 회전은 아래의 근사식에 따른 잔류 주파수 에러에 관련되어 있다: 심볼마다 좌표 회전)

, 위의 식에서 T_s는 예컨대 OFDM 심볼의 주기이다. 64QAM과 같은 고차원 변조(higher order modulation)는 특히 서브캐리어 좌표가 결국 결정 경계(decision boundary)들에 대해 회전하게 되고 따라서 정확한 복조가 더 곤란하게 됨으로써 좌표 회전에 민감하다. 또한 잔류 주파수 에러는 패킷 길이가 더 큰 저차원 변조(lower order modulation)에 중요할 수 있다. 긴 패킷 길이는, 서브캐리어 좌표가 결국 결정 경계 전체에 걸쳐 회전될 때까지, 좌표가 시간이 지남에 따라 점차적으로 회전할 수 있도록 하여, 정확한 복조를 더욱 어렵게 한다.

종래기술에서는, 잔류 주파수 불일치의 양(또는 정확도)는 보통 채용된 알고리즘에 의존한다. 그러한 종래기술의 일례는 V. S. Abhayawardhana 등의 간행물, "Residual Frequency Offset Correction for Coherently Modulated OFDM systems in Wireless Communication" [Vehicular Technology Conference, 2002. VTC Spring 2002. IEEE 55th, Volume 2, 6-9 May 2002 Page(s):777 - 781 vol]에서 찾을 수 있다. 이 종래기술에서는, Schmidl & Cox 알고리즘(Schmidl and Cox Algorithm, SCA)으로 알려진 다른 알고리즘을 이용하여 주파수 오프셋의 추정치(estimate)를 수집한 후에 존재하는 잔류 주파수 에러를 계속하여 트래킹하고 보상하기 위해 잔류 주파수 보정 알고리즘을 사용한다. 잔류 주파수 에러는 고속 푸리에 변환(fast Fourier transform, FFT) 연산 다음의 주파수 도메인 이퀄라이저(requency domain equalizer, FEQ)의 출력에서 위상 변화 레이트를 트래킹함으로써 추정된다. 그러나, 잔류 주파수 에러의 추정은 채널 응답 내의 스펙터럼 널(null)에 기인하여 낮은 SNR을 가지는 서브채널에 의해 심하게 영향을 받을 수 있다. 그러므로, 종래기술에서는, 임계값을 도입하여 임계값보다 큰 크기를 가지는 서브채널을 선택한다. 따라서 이용 가능한 모든 정보가 사용되는 것이 아니므로 성능은 선택된 임계값의 수준에 의존하여 저하될 것이다. 이 종래기술은 그러므로 임계 효과(threshold effect)를 받는다고 할 수 있다.

"Sampling Frequency Offset Estimation and Correction in OFDM systems"[The 8th IEEE International Conference on Electronics, Circuits and Systems, 2001. Volume 1, 2-5 Sept. 2001 Page(s):437 - 440]라는 제목으로 M Sliskovic이 발표한 간행물에 기재된 다른 기술에서는, 연속적인 심볼들 간의 위상차가 주파수 오프셋을 추정하기 위해 사용되고, 또한 연속적인 심볼들 간의 위상차는 잔류 주파수 에러를 추정하기 위해 동일하게 사용될 수 있다. 이 제안된 기술은 모든 서브캐리어에 대해 데이터 심볼들의 반복 및 연속적인 반복 심볼들 간의 위상의 비교를 포함한다. 이 종래 기술에서, 위상차가 작으면(1도 미만), arg(또는 arctan) 함수는 선형 함수, 예컨대

또는

로 근사될 수 있다. 이러한 근사식의 활용에 따른 문제는 각도가 커질수록 근사가 더 나빠진다는 것이며, 그 결과는 품질이 더 나쁜 잔류 주파수 추정을 초래할 것이고, 이것은 적용된 교정이 잘못된 것일 거라는 것을 의미한다. 이것은 대략 몇 도(degree)의 에러가 수신기 성능을 저하시키는 64QAM 좌표에 중요하다. 게다가 각도는 채널 모델(SNR 및 지연 확산) 및 시스템 내의 장애의 양(위상 노이즈, 위상 및 진폭 불균형, DC 오프셋, 크리스탈 허용오차 등)에 따라 달라지고 따라서 작은 각도의 근사는 부정확한 추정 및 수신기의 성능 저하를 초래하게 될 부정확한 추정 및 교정을 초래할 것이기 때문에, 각도는 작은 각도로 제한되지 않는다(0와 360도 사이에 어디에든 놓이는 것으로 나타낼 수 있다). 또한 종래기술은 SNR에 비례하는 값으로 각 서브캐리어의 위상 에러들을 가중함으로써, 임계 효과를 회피하는 기술을 도입한다. 각 서브캐리어의 SNR은 여기서

로 표기된 채널 추정치의 제곱에 의해 추정될 수 있다. 그러나, 낮은 SNR에서 채널 추정치의 제곱은 정확하지 않다.

전술한 종래기술에서는, 샘플링 주파수 오프셋이 영(zero)가 되는 것으로 가정하여 근사가 이루어졌다. 평탄하지 않은(non-flat) 페이딩 채널 또는 평탄한 페이딩 채널에서, 사용된 서브캐리어들이 대칭이 아닌 경우에 그러한 근사는, 위상 추정치가 샘플링 주파수 오프셋을 무시함으로써 발생된 추가적인 에러 성분을 포함할 것임을 의미할 것이다.

그러므로, 본 발명의 목적은 통신 OFDM 시스템에서의 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법 및 장치를 제공함으로써 상기한 필요는 물론 다른 필요를 해결하는 것이다.

본 발명의 제1 측면에 따르면, 채널을 통해 송신된 신호와 수신 신호 간의 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법에 의해 전술한 문제를 해결한다. 상기 방법은 다음의 단계들을 포함한다: 수신 신호의 심볼의 선택된 서브캐리어들에 대해, 채널 추정 벡터 및 기준 벡터에 기초하여 예상 벡터를 추정하는 단계; 위상 회전에 의해 샘플링 주파수 불일치를 제거하는 단계; 추정된 예상 벡터와 수신 벡터의 내적(dot product)을 계산하는 단계; 내적 결과의 각도를 추정하는 단계; 이전 심볼로부터 각도의 변화를 계산하는 단계; 및 상기 이전 심볼로부터의 각도의 변화를 이용하여 잔류 주파수 에러를 추정하는 단계.

본 발명의 제2 측면에 따르면, 채널을 통해 송신된 신호와 수신 신호 간의 잔류 주파수 에러를 추정하는 다른 방법에 의해 전술한 문제를 해결한다. 상기 방법은 다음의 단계들을 포함한다: 수신 신호의 심볼에 대해 선택된 각각의 서브캐리어에 대해, 상기 서브캐리어의 채널 추정치 및 기준 서브캐리어에 기초한 예상 서브캐리어를 추정하는 단계; 복소 평면(complex plane)에서, 각각의 서브캐리어에 대해, 상기 추정된 예상 서브캐리어와 수신 서브캐리어를 승산하는 단계; 각각의 서브캐리어에 대해, 이전 단계에서 수행된 승산의 각도와 크기를 추정하는 단계; 각각의 서브캐리어에 대해, 샘플링 주파수 불일치에 의해 발생된 위상 오프셋을 제거하는 단계; 상기 추정된 각도의 가중 평균값을 계산하는 단계; 이전 심볼로부터 가중 평균 각도의 변화를 계산하는 단계; 및 상기 이전 심볼로부터의 가중 평균 각도의 변화를 이용하여 잔류 주파수 에러를 추정하는 단계.

본 발명의 다른 측면에 따르면, 적어도 본 발명의 제1 측면 및 제2 측면에 따른 전술한 방법의 단계들을 수행하도록 구성된 수단을 포함하는, 잔류 주파수 에러를 추정하는 장치에 의해 전술한 문제를 해결한다.

본 발명의 또다른 측면에 따르면, 본 발명에 따른 전술한 장치를 포함하는 통신 OFDM 시스템에 의해 전술한 문제를 해결한다.

본 발명의 이점은 잔류 주파수 에러를 추정할 때 샘플링 주파수 오프셋이 무시되지 않고, 따라서 평탄한 페이딩 채널 및 평탄하지 않은 페이딩 채널 양쪽에서 수신기 성능의 개선이 이루진다는 것이다.

본 발명의 다른 이점은, 본 발명에 따른 잔류 주파수 에러의 추정은 임계 효과를 받지 않지 않고, 오히려 서브캐리어 위상차 추정치가 그 대신에 채널 추정치의 제곱형

이 아니라 실제 채널과 추정 채널

을 포함하는 항으로 사실상 추정된다는 것이다. 또, 본 발명에 따른 잔류 주파수 에러의 추정은 작은 위상으로 제한되지 않는다, 즉 각도에 대한 정확한 위상 추정치는, 각도가 작은 경우뿐 아니라, 0도와 360도 사이의 임의의 값을 취할 수 있기 때문에 정확도 및 안정성에서의 개선이 이루어진다.

본 발명은 다양한 실시예와 첨부도면을 참조하여 더욱 자세하게 설명될 것이다. 또한 다른 특징들, 목적들 및 이점들은 설명, 도면 및 첨부된 청구항들에 의해 명백해질 것이지만, 이하의 도면들은 설명을 위한 것일 뿐이며 설명된 특정한 실시예에 대해 첨부된 청구항들의 범위 내에서 변경이 이루어질 수 있다는 것에 주의하기 바란다.

도 1은 본 발명의 실시예가 적용될 수 있는 예시적인 MIMO OFDM 수신기의 블록도이다.
도 2는 본 발명의 예시적인 제1 실시예에 따른 잔류 주파수 에러를 추정하는 장치를 나타내는 블록도이다.
도 3a 및 도 3b는 본 발명의 실시예에 사용하기 적합한 예시적인 위상-주파수 변환기의 블록도이다.
도 4는 본 발명의 예시적인 제1 실시예에 따른 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법의 흐름도이다.
도 5는 본 발명의 예시적인 제2 실시예에 따른, 잔류 주파수 에러를 추정하는 장치의 블록도이다.
도 6은 본 발명의 예시적인 제2 실시예에 따른 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법의 흐름도이다.
도 7은 종래기술 대비 본 발명에 의해 제공되는 성능 개선을 나타낸 도면이다.

이하 본 발명을 데이터 통신을 위한 OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing) 기반 시스템과 같은 멀티캐리어 통신 시스템과 관련하여 일반적인 맥락에서 설명한다. 예로서, 본 발명은 WLAN(Wireless Local Area Network) 시스템, IEEE 802.11(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 시스템, WiFi(Wireless Fidelity), WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access) 시스템, ADSL(Asymmetric Digital Subscriber Line) 시스템 또는 기타 OFDM 기반 시스템에 적용될 수 있다.

도 1을 참조하면, 도 1에는 본 발명의 다른 예시적인 실시예들과 관련 있는 기능이 설명되어 있는 예시적인 MIMO OFDM 수신기의 간략 블록도가 도시되어 있다. 도시된 바와 같이, MIMO 수신기는 다수의 수신기 브랜치(reciver branch)를 포함하는 데, 그 중 두 개만 나타냈다. 도 1에서, ANT(1)는 첫 번째(제1) 수신기 브랜치의 안테나를 나타내고 ANT N_rx는 N 번째(제N) 수신기 브랜치의 안테나를 나타낸다. N_rx의 값은 1 이상의 정수값을 취할 수 있다는 것에 유의하기 바란다. 도 1에서, 제1 수신기 브랜치는 또한 변조된 신호를 복합 기저대역 신호(complex baseband signal)로 알려진 대략 0Hz로 변조된 신호로 낮춘 RF 캐리어 상에 혼합하는 제1 주파수 믹서(1A)를 포함한다. 동위상(in-phase) 성분 및 직교(quadrature) 성분으로 구성되는 복합 기저대역 신호는 그후 아날로그-디지털 변환기(ADC)(2A)에 의해 디지털 도메인으로 변환된다. RF 캐리어 상의 변조된 신호로부터 디지털 복합 기저대역 신호를 생성하는 다른 많은 기술이 존재하며, 이 작업은 적절히 완성하기 위해 예컨대 필터, 증폭기 등의 다른 구성요소가 요구된다는 사실은 잘 알려져 있다. 디지털 복합 기저대역 신호는 그후 샘플 선택기(SEL.S)(3A)를 통과한다. 샘플 선택기(3A)는 수신된 신호의 주기적인 프리픽스(cyclic prefix, CP)를 제거하고, 앞당김/지연 블록(ADV./RET.)(13)으로부터의 입력에 기초하여 샘플을 지연시키거나 앞당기록 구성된다. 그후 이 샘플들은 송신기와 수신기 간의 주파수 불일치를 보정하는, 제2 주파수 믹서(4A) 뒤의 FFT를 통과한다. SEL.S(3A)와 제2 주파수 믹서(4A)의 순서는 반대로 될 수도 있다는 것에 유의하기 바란다. 샘플 및 주파수가 보정된 복합 기저대역 주파수는 시간 도메인에서 주파수 도메인으로 변환하는 기능을 수행하는 FFT 블록(5A)에 의해 처리된다. 제N 수신기 브랜치는 또한 제1 주파수 믹서(1B), ADC(2B), 샘플 선택기(SEL.S)(3B), 제2 주파수 믹서(4B) 및 FFD 블록(5B)을 포함한다. 도 1의 MIMO 수신기는 또한 제1 주파수 믹서(들)(1A/1B)에서 사용될 주파수(들)을 합성하는 아날로그 주파수 합성기(A.F.S)(6), ADC(2A.2B)에 샘플링 클록을 제공하는 디지털 클록(D.CL)(7), D.CL(7), A.F.S(6), 및 D.F.S(9)에 기준 주파수를 제공하는 크리스탈 오실레이터(CO.)(8), 및 제2 주파수 믹서(들)(4A/4B)에 사용될 주파수를 합성하는 디지털 주파수 합성기(D.F.S)(9)를 더 포함한다. 크리스탈 오실레이터 제어기(C. O.C)(11)는 C.O(8)의 기준 주파수 출력을 조정하기 위해 사용된다. 채널 추정기(CH.EST)(10)는 송신기와 수신기 간의 채널의 추정치를 생성하는 기능을 수행하고, 시간 및 주파수 동기화기(T&F SYNCH)(12)는 송신기와 수신기 간의 주파수 오프셋

및 수신 패킷의 시작의 초기 추정치를 만드는 기능을 수행한다. 앞당김 및 지연 블록(ADV./RET.)(13)은 본 발명의 장치(120)에 의해 생성된 시간 제어 신호(time control signal, TCS)에 기초하여 패킷의 시작의 초기 타이밍 추정치를 앞당기거나 지연시킨다. 수신기는 또한 기지의 송신 서브캐리어(TX.SUBC)(16) 및/또는 재생성된 서브캐리어(REG. SUBC)(15)를 선택하도록 구성된 멀티플렉서(14)를 포함한다. 서브캐리어는 디코더 수단(20) 중에 수신된 데이터 서브캐리어 상의 정보에 기초하여 결정하고 그 정보로부터 데이터 서브캐리어를 재생성함으로써 재생성된다. 블록 100은 FFT 블록으로부터의 수신 서브캐리어를 역다중화하도록 구성된 서브캐리어 디멀티플렉서(110)를 포함하며, 이 수신 서브캐리어들은 그후 채널 등화, 장애 보정, 소프트 비트 메트릭(soft bit metric) 변환 기능, 순방향 에러 정정(forward error correction, FEC) 디코더 등이 가능하게 하기 위해 디코더 수단(20)에 전송된다. 디멀티플렉서(110)는 나중에 도 2 및 도 5 각각과 함께 설명할 것인 잔류 주파수 에러를 추정하기 위해 장치(120)에 의해 요구된 수신 서브캐리어를 역다중화하도록 구성된다. 블록 100은 또한 도 1에서

로 표기된 전체 주파수 추정치를 생성하도록 구성된 위상/각도-주파수 변환기(phase/angle-to-frequency converter)(130)를 더 포함한다. 전체 주차수 추정치

는, 도 1에 도시된 바와 같이, C.O.C(11), A.F.S(6) 및 D.F.S(9)에 대한 입력으로서 사용되고, 패킷의 시작에서만 조정되는 개루프(open loop), 또는 계속 진행중인 패킷의 수신 동안에 갱신되는 폐루프가 되도록 구성될 수 있다. 또한

를 계산하는 방법에 대해서는 나중에 더욱 상세하게 설명한다.

도 2를 참조하면, 본 발명의 예시적인 제1 실시예 따른 잔류 주파수 에러를 추정하는 장치(120)가 나타나 있다. 전술한 바와 같이, 서브캐리어 디멀티플렉서(110)는 잔류 주파수 에러를 추정하기 위해 장치(120)에 의해 요구된 수신 서브캐리어를 역다중화하도록 구성된다. 도 2 및 본 발명의 예시적인 제1 실시예 따르면, 잔류 주파수 에러를 추정하기 위해 요구되는 수신 서브캐리어는 본 명세서에서

로 표기되는 실제 수신 벡터를 포함하며, 여기서

는 서브캐리어 인덱스를 나타내고

는 수신기 체인 인덱스를 나타낸다. 장치(120)에 대한 추가적인 입력은 또한

로 표기된 채널 추정 벡터를 더 포함하며, 여기서

는 송신기 체인 인덱스를 나타내고,

는 수신기 체인 인덱스를 나타내며,

는 OFDM 신호의 서브캐리어 인덱스(도시되지 않음)을 나타낸다. 채널 추정 벡터

는 앞서 도 1에서 설명한 채널 추정기(CH.EST.)(10)에 의해 결정된다. 장치(120)에의 다른 입력으로는 본 명세서에서

로 표기되는 기준 벡터를 포함한다. 기준 벡터

는 도 1의 멀티플렉서(14)에 의해 결정된다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 기준 벡터

는 수신기에게 알려져 있는 송신된 파일러 서브캐리어와 같은 미리 정해진 서브캐리어를 포함할 수 있다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, 기준 벡터

는 수신 신호의 분석에 기초할 수 있고, 또는 수신 OFDM 신호의 고유 특성, 예컨대 주기적인 프리픽스(CP)에 기초할 수 있다. 그러므로 본 발명은 수신 파일럿 서브캐리어에만 기초한 기준 벡터의 사용으로 제한되지 않는다.

해당 기술분야에서는 잔류 주파수 에러/불일치의 존재가 채널(SNR 및 지연 확산)과 시스템에서의 장애의 양(위상 노이즈, 위상과 진폭 불균형, DC 오프셋, 크리스탈 허용오차 등)과 같은 몇 개의 인자에 의존할 수 있다는 것이 잘 알려져 있다. 그러므로, 실제 수신 벡터

는 일반적으로

로 표기되는 잔류 주파수 불일치, n 번째(제n) 심볼 시간 동안의 i 번째(제i) 서브캐리어 인덱스에 대한 실제 채널

, 제n 심볼 시간 동안의 기준 벡터

, 제n 심볼 시간에서 제i 서브캐리어에 대한 제r 수신 브랜치의 부가 백색 가우시안 노이즈(additive white Gaussian noise, AWGN)에 대응하는 노이즈

의 함수이다. 제n 심볼 시간 동안의 실제 수신 벡터

는 아래의 식에 따라 정의될 수 있다:

식 (1)에서, 잔류 주파수 에러는 모든 수신기 브린치에서 동일하다고 가정된다. 기준 벡터

는 제n 심볼 시간 동안에 제i 서브캐리어 인덱스 내의 제t 송신기 브랜치에 대해 선택된 서브캐리어들 중 하나로 생각될 수 있다는 것에 유의하여야 한다.

다시 도 2 참조하고 본 발명의 제1 실시예에 따르면, 장치(120)는 잔류 주파수 에러의 결정 이전에 샘플링 주파수 불일치/오프셋(또는 샘플링 위상 오프셋)을 제거하는 수단(120A)을 포함한다. 장치(120)은 또한 채널 추정 벡터

및 기준 벡터

에 기초하여, 수신 심볼의 선택된 서브캐리어들에 대해, 본 명세서에서

로 표기되는 예상 벡터를 추정하는 수단(120B)를 포함한다. 예상 벡터는 아래의 식에 따라 추정된다:

본 발명의 일 실시예에 따르면, 샘플링 주파수 오프셋(또는 샘플링 위상 오프셋)은 식 (2)에 주어진 예상 벡터

로부터 제거될 수 있다. 다른 실시예에 따르면, 샘플링 주파수 오프셋은 수신 벡터

로부터 제거될 수 있다. 본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 샘플링 주파수 오프셋은 기준 벡터

로부터 제거될 수 있다. 본 발명의 또 다른 실시예에 따르면, 샘플링 주파수 오프셋은 채널 추정 벡터

로부터 제거될 수 있다. 샘플링 주파수 위상 불일치를 제어하는 작업은 다음과 같이 주어지는 위상 회전에 의해 수행된다:

위의 식에서, i는 서브캐리어 인덱스이고, n은 원래의 채널 추정치를 추정하였을 때부터 계수된 심볼수이며, a는

로 주어지고 여기서

은 송신 신호와 수신 신호 간의 주파수 불일치의 최근 추정치이고 F_c는 현재 채널의 중심 주파수이며, T_s는 심볼 주기이고 T_u는 신호 윈도우(signal window)의 주기이다. 도 2에서 수단(120C)은

을 생성하도록 구성된다. 주파수 불일치의 추정치는 또한 수단(120C)에의 입력으로도 사용된다는 것에 유의하여야 한다. 이것은 도 1에서

로 표기된 입력으로 나타나 있다. 처음에(즉, n=1일 때)

의 값은

이라는 것에 유의하기 바란다. 또한 송신기와 수신기의 중심 주파수 및 심볼 주파수 클록 주파수가 동일한 기준(크리스탈) 오실레이터로부터 구해지는 경우, 샘플링 주파수 불일치는 송신기와 수신기 간의, 전체 주파수 추정치를 사용하여 계산될 수 있다는 것에 유의하기 바란다. 이것은 WLAN 표준 IEEE 802.11 및 IEEE802.16의 경우일 수 있다. 그러면 백만분율(parts per million, ppm)의 샘플링 주파수 불일치는

로 주어질 수 있다.

본 발명의 제1 실시예에 따르면, 샘플링 주파수 오프셋을 제거한 후에 식(1)로 주어지는 수신 벡터 및 식 (2)로 주어지는 추정된 예상 벡터는 제n OFDM 심볼이 경험한 위상 회전의 양을 포함하는 복소수(complex number)를 제공하는 내적을 계산하기 위해 사용된다. 내적은 아래의 식 (4)를 사용하여 추정된다:

위의 식에서, *는 복소 공액 연산자(complex conjugation operator)이다. 도 2에서, 수단(120D)는 식(4)에 의해 주어진 내적을 계산하도록 구성된다.

본 발명의 제1 실시예에 따르면, 잔류 주파수 에러의 추정치는 식 (4)에 주어진 내적에 기초하여 결정된다. 먼저, 내적

의 각도

이 수단(120E)에 의해 추정된다. 내적은 실제 및 추정 채널

을 포함하는 항을 사용하여 서브캐리어들의 추정치를 고유하게 가중한다는 것에 유의하기 바란다. 그후 수단(120F)에서 이전에 누적된 위상 각도

를 내적의 각도

에서 감산하여 각도의 변화

가 계산된다. 그후 잔류 주파수 추정치는 각도의 변화에 기초하여 결정된다. 위에서

으로 표기된 각도의 변화는 아래의 식 (5)에 따라 계산된다:

제r 수신기 브랜치에 대한 잔류 주파수 에러의 추정치는 본 발명에 따르면 다음과 같이 주어진다:

.

도 1의 수신기 시스템이 대신에 N_rx수신기 브랜치로 구성되고 N_rx≥ 2인 경우, 잔류 주파수 추정치는 개별적인 잔류 주파수 추정치의 평균값, 즉

을 취함으로써 개선될 수 있다.

본 발명의 일 실시예에 따르면, 잔류 주파수 에러

는 각도의 변화

를 주파수롤 변환함으로써 추정될 수 있다. 그러므로 장치(120)로부터의 각도 변화는 도 1의 위상/각도-주파수 변환기(130)에의 입력으로 사용될 수 있다.

도 3a 및 도 3b는 각도의 변화

및 주파수 추정치

를 입력으로서 가지고 전체 주파수 추정의 추정치 ,

를 출력하는 위상/각도-주파수 변환기(130)의 두 가지 예를 나타낸 것이다. 도 3a에서, 변환기는 개루프 각도-주파수 변환기를 나타내고, 여기서

는 장치(120)에서 수행되는 다음의 반복에만 사용되며, 도 3b에서, 변환기는 폐루프 각도-주파수 변환기에 대응하고, 여기서

는 장치(120)에서 수행되는 다음의 반복에 사용되고 또한 디지털 주파수 합성기(9) 또는 아날로그 주파수 합성기(6) 또는 크리스탈 오실레이터 제어기(11)에 의한 주파수 오프셋 조정을 위해 사용된다.

다시 도 2을 참조하면, 수신 신호의 특성을 나타내는, 장치(120)에의 추가적인 입력이 나타나 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 CHAR(Rx)로 표기된 수신 신호의 특성은 수신 신호의 신호 대 잡음 비(SNR)이다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, CHAR(Rx)는 채널의 지연 확산 또는 서브캐리어 좌표, 예컨대 좌표의 크기 또는 수신 신호의 임의의 다른 특성일 수 있다.

본 발명의 제1 실시예에 따르면, 장치(120) 또한 CHAR(Rx)에 기초한 적응성(adaptive)의 루프 필터(120G)를 포함하는 피드백 시스템을 더 포함한다. 루프 필터(120G)를 포함하는 피드백 시스템은, 전체 주파수 추정치 및/또는 초기 주파수 추정치, 및/또는 도 1의 수신기의 크리스탈 오실레이터(8) 및/또는 디지털 주파수 합성기(9) 및/또는 아날로그 주파수 합성기(6) 또는 기타 수단을 조정하기 위해서도 사용되는잔류 주파수 불일치의 추정치를 개선하는 데 사용될 수 있다.

본 발명의 제1 실시예에 따르면, 적응성의 루프 필터(120G)는 수신 신호의 특성(CHAR(Rx)), 예컨대 SNR 외에도 수단(120F)로부터 각도의 변화

를 입력으로서 가진다. 루프 필터(120G)는, 잔류 주파수 에러 추정치의 노이즈를 감소시키는 효과를 가지는 낮은 SNR에서는1 미만으로 설정된 루프 이득을 가지는 감쇠 시스템(damped system)을 실현할수 있는 반면, 높은 SNR에서 루프 이득은 1로 설정될 수 있으므로 임계적으로(critically) 감쇠 시스템을 실현할 수 있다. 본 발명의 적응성의 루프 필터(120G)는 FIR(finite impulse response, 유한 임펄스 응답)의 저역 통과 필터 또는 IIR(infinite impulse response, 무한 임펄스 응답) 필터 타입 또는 기타 적당한 적응성의 루프 필터 타입으로 구성될 수 있다.

다시 도 2를 참조하면, 도 2에는 수단(120C)에 의해 생성된 위상 회전의 양

을 수신하도록 구성되고 또한 본 발명의 실시예에 따르면 현재 심볼 N의 주기 내의 모든 데이터 서브캐리어에 적용되는 위상 보정치를 나타내는

을 출력하도록 구성된 수단(120H)가 도시되어 있다.

는 샘플링 주파수 불일치의 존재로 인해 발생된 위상과 필터링된 각도의 변화

의 합으로서 계산된다. 이 연산은 서브캐리어 각각에 대해 수행된다. 수단(120H)은 또한 도 1의 수신기의 앞당김/지연 블록(13)에 송신되는 시간 제어 신호(TCS)를 생성하도록 구성된다.

앞서 언급한 바와 같이, 본 발명의 제1 실시예와 함께 전술한 장치(120)를 사용하여 일단 잔류 주파수 에러가 추정되면, 주파수 추정치

와 가산되어 전체 주파수 보정치

를 얻는다. 이 보정치(correction)는 도 1에 도시된 수신기와 같은 수신기 통합 장치(120)에 적용될 수 있다. 보정치는 다음과 같이 수신기에 적용될 수 있다:

- 소스에서- 크리스탈 오실레이터(8)를 조정함으로써 송신기 주파수에 대응하도록 수신기 주파수를 증가 또는 감소시킴.

- 디지털 주파수 합성기(9) 및/또는 아날로그 주파수 합성기(6)를 조정함으로써, 수신기 주파수를 송신기 주파수에 대응하도록 증가 또는 감소시킴.

- FFT 후에 위상 회전을 제거함.

도 4를 참조하면, 전술한 본 발명의 제1 실시예에 따른 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법의 주요 단계들을 포함하는 흐름도가 나타나 있다.

단계 (1)에서는, 채널추정 벡터 및 기준 벡터에 기초하여 예상 벡터를 추정한다.

단계 (2)에서는, 위상 회전에 의해 샘플링 주파수 불일치를 제거한다.

단계 (3)에서는, 추정된 예상 벡터와 수신 벡터의 내적을 추정/계산한다.

단계 (4)에서는, 내적한 결과의 가고를 추정한다.

단계 (5)에서는, 이전 심볼의 누적된 위상으로부터 각도의 변화를 계산한다.

단계 (5A)에서는, 적어도 하나의 필터의 계수가 수신 신호의 SNR의 함수인 적응성의 필터에서 각도의 변화를 필터링한다.

단계 (6)에서, 이전 심볼로부터의 각도의 변화에 기초하여 잔류 주파수 에러의 추정치를 결정한다.

도 5를 참조하면, 본 발명의 예시적인 제2 실시에에 따른 잔류 주파수 에러를 추정하는 장치(120)가 도시되어 있다. 이 본 발명의 예시적인 제2 실시에에서, 장치(120)는 도 1에 도시된 채널 추정기(CH.EST.)(10)에 의해 결정된 서브캐리어의 채널 추정치

및 도 1에 도시된 멀티플렉서(14)에 의해 결정된 기준 서브캐리어

에 기초하여,

로 표기된 예상 서브캐리어를 생성/추정하는 수단(140A)을 포함한다. 예상 서브캐리어

는 아래의 식에 따라 추정될 수 있다:

앞의 실시예와 유사하게, 기준 서브캐리어는 수신기에세 알려져 있는 송신된 파일럿 서브캐리어일 수 있고, 또는 수신 신호의 수신 서브캐리어들의 분석에 기초한 것일 수 있으며, 또는 수신 서브캐리어들의 다른 고유 특성(들)에 기초한 것일 수 있다.

도 5에 도시한 바와 같이, 장치(120)에의 추가적인 입력은 기준 서브캐리어

; 잔류 주파수 불일치

; 실제 채널

; 및 제n 심볼 시간 내에서 제i 서브캐리어에 대한 제r 수신 브랜치의 부가 백색 가우시안 노이즈(AWGN)로서 정의되는 노이즈

의 함수인

로 표기된 실제 수신 서브캐리어를 포함한다. 수신 서브캐리어는 아래의 식 (8)에 따라 표현될 수 있다:

식 (8)에서, 잔류 주파수 에러

는 모든 수신기 브랜치에서 동일한 것으로 가정된다.

본 발명의 제2 실시예에 따르면, 장치(120)는 또한 수단(140A)에 의해 생성된 추정된 예상 서브캐리어

를 수신하고, 그것을 복소 평면에서 식(8)에 의해 주어진 수신 서브캐리어와 승산하도록 구성된 수단(140B)를 더 포함한다. 이 수단(140B)으로부터의 출력이고

으로 표기된 곱은 아래의 식 (9)로 표현된다:

식 (9)에서 유의할 것은, r 수신 브랜치에 대한 합산도 수행된다는 것이다.

의 값은, 제n OFDM 심볼 내의 특정한 서브캐리어 i가 경험하였던 위상 회전의 양을 각각 포함하는 서브캐리어 마다의 복소수를 제공한다.

식 (7) 및 식 (8)을 식 (9)에 대입하면,

은 아래의 식에 따라 표현될 수 있다:

위의 식에서, 노이즈 항

은 아래의 식에 따른

의 함수이다:

본 발명의 제2 실시예에 따르면, 잔류 주파수 에러의 추정치는

에 기초하여 결정된다. 잔류 주파수 에러를 추정하기 위해, 장치(120)는 아래의 식 (11)에 따라 서브캐리어 i에 대해, 입력으로서

를, 그리고 출력으로서 각각의 서브캐리어에 대해

의 각도의 추정치 및

의 크기의 추정치를 모두 가지는 수단(140C)를 포함한다:

수단(140C)는 또한 아래의 식 (12)를 사용하여 서브캐리어 i에 대해

의 각도를 추정한다:

유의할 것은,

의 각도 및 크기를 추정하는 수단(140C)은 0에서 360도 사이의 임의의 값을 취할 수 있는 정확도를 가진다는 것이다. 그러므로, 본 발명은 작은 각도로 제한되는 것은 아니다. 본 발명에 따르면, 수단(140C)는 예컨대 CORDIC(coordinate rotation digital computer) 알고리즘 또는 하드웨어 승산기; 테이블 룩업 방법 및 멱급수 전개(power series expansion) 기법 또는

의 각도 및 크기를 결정하는 임의의 다른 적당한 수단을 사용하여 구현될 수 있다.

본 발명의 제2 실시예에 따르면, 샘플링 주파수 불일치의 존재로 인해 발생된 위상 오프셋 및 누적된 위상 오프셋은 각각의 서브캐리어에 대해 수단(140C)로부터, 즉 추정된 각도

으로부터 제거되어 각각의 서브캐리어에 대해 다음의 심볼들 간의 각도의 변화,

를 얻는다. 장치(120)에서, 수단(140E)는 샘플링 주파수 불일치의 존재로 인해 발생된 주파수 오프셋 제거를 수행하도록 구성된다. 위상 회전의 양은 수단(140D)에 의해 생성된다. 위상 회전의 양은 앞에서 식 (3)으로 주어졌으며, 반복하여 나타내면 아래와 같다:

위의 식에서, i는 서브캐리어 인덱스이고, n은 원래의 채널 추정치가 추정되었을 때부터 계수된 심볼수이며, a는

로 주어지고 여기서

은 송신 신호와 수신 신호 간의 주파수 불일치의 최근 추정치이고 F_c는 현재 채널의 중심 주파수이며, T_s는 심볼 주기이고 T_u는 신호 윈도우의 주기이다. 도 5에서, 수단(140E)는 샘플링 주파수 불일치의 존재로 인해 발생된 위상 오프셋을 제거하도록 구성된다.

유의할 것은, 송신기와 수신기 간의 샘플링 주파수 오프셋 및 누적된 위상 오프셋은 추정된 각도

로부터 이것들을 감산함으로써 제거될 수 있다는 것이다. 다르게는, 두 오프셋 모두가 예상 서브캐리어를 회전시킴으로써 또는 실제 수신 서브캐리어를 회전시킴으로써 또는 서브캐리어 채널 추정치를 회전시킴으로써 또는 기준 서브캐리어를 회전시킴으로써 제거될 수 있다.

본 발명의 제2 실시에에 따르면, 도 5의 장치(120)는 또한 아래의 식에 따라, 각각의 서브캐리에 대해 후속하는 심볼들 간의 각도의 변화,

의 가중 평균값을 계산하는 수단(140F)를 더 포함한다:

위의 식에서, 각각의 서브캐리어 및 모든 수신기 브랜치에 대해

의 크기

는 앞서 식 (11)에서 설명하였다. 이전 심볼로부터의 가중 평균 각도의 변화는 앞서 설명한 본 발명의 제1 실시예와 유사하게 계산되며, 잔류 주파수 에러의 추정치는 아래의 식을 사용하여 추정될 수 있다:

또한, 잔류 주파수 에러는 앞서 설명한 도 3a 및 도 3b의 각도/위상-주파수 변환기 중 어느 하나를 사용하여

를 주파수로 변환함으로써 추정될 수 있다. 추정된 잔류 주파수 에러

는 그후 식:

에 따라 전체 주파수 추정치를 결정하기 위해 도 1의 시간 및 주파수 동기화기(12)에 의해 생성된 주파수 추정치

와 가산된다. 앞서 설명한 본 발명의 제1 실시예와 유사하게, 잔류 주파수 에러는 또한 초기의 주파수 추정치, 및/또는 수신기의 크리스탈 오실레이터(8), 및/또는 디지털 주파수 합성기(90 및/또는 아날로그 주파수 합성기(6) 또는 기카 수단을 조정하기 위해 사용될 수 있다.

다시 도 5를 참조하면, 수신 신호의 특성를 나타내는, 장치(120) 에의 추가 입력이 나타나 있다. 본 발명의 일 실시예에 따르면 CHAR(Rx)로 표기된 수신 신호의 특성은 수신 신호의 신호 대 잡음 비(SNR)이다. 본 발명의 다른 실시예에 따르면, CHAR(Rx)는 채널의 지연 확산 또는 서브캐리어 좌표, 예컨대 좌표의 크기 또는 수신 신호의 임의의 다른 특성일 수 있다. 앞서 설명한 본 발명의 제1 실시예와 유사하게, 장치(120) 또한 CHAR(Rx)에 기초한 루프 필터(140G)를 포함하는 피드백 시스템을 더 포함한다. 루프 필터(140G)를 포함하는 피드백 시스템은, 전체 주파수 추정치 및/또는 초기 주파수 추정치, 및/또는 수신기의 크리스탈 오실레이터(8), 및/또는 디지털 주파수 합성기(9), 및/또는 아날로그 주파수 합성기(6), 또는 기타 수단을 조정하기 위해서도 사용되는 잔류 주파수 불일치의 추정치를 개선하는 데 사용될 수 있다.

따라서 본 발명의 제3 실시예와 함께 전술한 장치(120)를 사용하여 일단 잔류 주파수 에러가 추정되면, 그것은 주파수 추정치와 가산되어 전체 주파수 보정치

를 생성한다. 이 보정치는 도 1에 도시된 수신기와 같은 수신기 통합 장치(120)에 적용될 수 있다. 또한 본 명세서에서 보정치는 다음과 같이 수신기에 적용될 수 있다:

- FFT 후에 위상 회전을 제거함.

본 발명의 제2 실시예에 따르면, 적응성의 루프 필터(140G)는 수신 신호의 특성, 예컨대 SNR 및 연속하는 심볼들 간의 가중 평균 각도의 변화,

을 입력으로서 가지고, 필터링된 각도의 변화를 출력으로서 가진다. 루프 필터(140G)는,각도 추정치의 변화에서 노이즈를 감소시키는 효과를 가지는 낮은 SNR에서는1 미만으로 설정된 루프 이득을 가지는 감쇠 시스템(damped system)을 실현할수 있는 반면, 높은 SNR에서는 루프 이득을 1로 설정할 수 있으므로 임계적으로 감쇠 시스템을 실현할 수 있다.

본 발명의 제2 실시에에 따르면, 각각의 서브캐리어에 대해 필터링된 각도의 변화는 누적되고 샘플링 주파수 불일치의 존재로 인해 발생된 위상에 가산되며, 수단(140H)에 의해 생성된 위상 보정치

를 제공하고 현재 심볼의 주기 내의 모든 데이터 서브캐리어에 적용된다. 수단(140H)는 또한 도 1의 수신기의 앞당김/지연 블록(13)에 송신되는 시간 제어 신호(TCS)를 생성하도록 구성된다. 본 발명의 실시예에 따르면, 누적 필터링된 각도의 변화는 가중 평균 각도로부터 감산될 수 있다. 다른 실시예에 따르면, 누적 필터링된 각도의 변화는 추정된 예상 서브캐리어와 수신 서브캐리어 사이의 각도로부터 감산될 수 있다. 다른 실시예에 따르면, 누적 필터링된 각도의 변화는 위상 회전에 의해, 수신 서브캐리어로부터 또는 추정된 예상 벡터로부터 또는 기준 서브캐리어로부터 또는 채널 추정된 벡터로부터 감산될 수 있다.

도 6을 참조하면, 전술한 본 발명의 제2 실시예에 따른 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법의 주요 단계들을 포함하는 흐름도가 나타나 있다.

단계 (1)에서는, 서브캐리어의 채널추정 및 기준 서브캐리어에 기초하여 예상 서브캐리어를 추정한다.

단계 (2)에서는, 복소 평면에서 각각의 서브캐리어에 대해 추정된 예상 서브캐리어를 수신 서브캐리어와 승산한다.

단계 (3)에서는, 단계 (2)에서 수행한 승산의 각도와 크기를 추정한다.

단계 (4)에서는, 샘플링 주파수 불일치에 의해 발생된 위상 오프셋을 제거한다.

단계 (5)에서는, 추정된 각도의 가중 평균값을 계산한다.

단계 (6)에서는, 이전 심볼로부터 가중 평균 각도의 변화를 계산한다.

단계 (6A)에서는, 적응성의 필터에서 가중 평균 각도의 변화를 필터링하며, 필터의 적어도 하나의 계수는 수신 신호의 특성의 함수, 예컨대 수신 신호의 SNR이다.

단계 (7)에서는, 가중 평균 각도의 변화에 기초하여 잔류 주파수 에러를 푸정한다.

도 7을 참조하면, 제곱한 채널 추정에 기초한

의 가중 함수 및 1의 고정 루프 이득(정사각형으로 표시)을 갖는 종래기술의 해결책에 따른 장치를 사용한 패킷 에러 레이트(packet error rate, PER) 성능 대, 실제 및 추정 채널에 기초한

의 가중 함수 및 1(삼각형으로 표시) 또는 0.5(원으로 표시)의 고정 루프 이득을 갖는 본 발명의 예시적인 제2 실시예에 따른 장치(120)를 사용한 PER 성능이 나타나 있다. SNR의 범위에 대해 시스템의 성능을 관찰하기 위해, 세 가지 코딩 속도 R1/2, R3/4 및 R5/6를 가지는 3 가지 상이한 변조 기술 QPSK, 16QAM 및 64QAM을 사용하였다. 도 7로부터 알 수 있듯이, 낮은 SNR 및 루프 이득 0.5인 경우, 본 발명의 제2 실시예에 따른 장치(원으로 표시)는 PER=3%에서 종래기술(정사각형으로 표시)에 비해 1 dB의 개선을 제공한다. 또한 도 7로부터 알 수 있듯이, SNR이 큰 경우(예컨대 SNR > 20 dB), 고정된 루프 이득 0.6를 가지는 본 발명의 제2 실시예에 따른 장치(원으로 표시)는 종래기술에 비해 성능이 악화되었다. 그러나, 본 발명의 실시예들은 적응성의 루프 필터의 사용을 포함하기 때문에, CHAR(Rx)로 표기된 수신 신호의 특성, SNR이 예컨대 20dB보다 클 때 루프 이득은 1의 이득까지 증가될 수 있다.

또, 앞서 설명한 본 발명의 실시예들에 따른 잔류 주파수 에러의 추정은 임계값에 기초하여 서브캐리어 정보를 폐기하지 않는다, 즉 임계 효과를 받지 않고, 오히려 실제 및 추정된 채널,

에 비례하는 값을 서브캐리어에 가중치를 부여한다. 또한, 본 발명은 평탄하지 않은 페이딩 채널 및 평탄한 페이딩 채널 양쪽에서 샘플링 주파수 불일치를 고려한다. 본 발명의 또 다른 이점은, 각도의 정확한 위상 추정치가 종래기술의 해법의 경우에서처럼 단지 작은 각도가 아니라, 0과 360도 사이의 임의의 값을 가질 수 있기 때문에 작은 위상 또는 각도로 제한되지 않는다는 것이다, 즉 정확도를 향상시킬 수 있다는 것이다.

해당 기술분야의 당업자라면 본 발명의 다른 실시예들을 다양한 방법으로 실현할 수 있다는 것을 알 것이다. 장치(120)는 예컨대 디지털 회로로 이루어진 수단을 구비한 소프트웨어 또는 신호 처리 회로 내의 소프트웨어로서 실현될 수 있다. 또, 장치(120)는 도 3A 및 도 3B에 도신된 위상/간도-주파수 변환기(들)을 포함할 수 있다. 또한, 장치(120)는 임의의 개수의 송신 및 수신 안테나를 포함할 수 있는 도 1의 수신기와 같은 MIMO OFDM 수신기에 구현될 수 있다. 장치는(120)는 또한 SISO OFDM 수신기 또는 WLAN(Wireless Local Area Network) 시스템, IEEE 802.11(Institute of Electrical and Electronics Engineers) 시스템, WiFi(Wireless Fidelity), WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access) 시서템, 유선 ADSL; DVB; HDTV; 디지털 오디오 방송(digital audio broadcasting, DAB); 통합 서비스 디지털 방송(integrated services digital broadcasting, ISDB); ATM LAN용의 매직 WAND; 무선 PAN(MB-OFDM); 3GPP & 3GPP2; 롱 텀 에볼루션(long term evolution, LTE); 터보 3G; 광 광 OFDM, 또는 기타 OFDM 기반 시스템과 같은 임의의 다른 OFDM 시스템에서 구현될 수도 있다.

이상에서는 몇몇 바람직한 실시예에 관하여 본 발명을 설명하였지만, 해당 기술분야의 당업자가 상세한 설명을 읽고 도면을 자세히 검토한다면 그 대안, 변경, 치환 및 등가물은 당업자에게 있어 명백해 질 것이다. 그러므로, 이하에 첨부된 특허청구범위는 본 발명의 범위 내에 포함되는 것으로서 그러한 대안, 변경, 치환 및 등가물이 포함하도록 의도한다.

Claims

채널을 통해 송신된 신호와 수신 신호 간의 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법으로,
(1) 수신 신호의 수신 심볼의 선택된 서브캐리어들에 대해, 채널 추정 벡터 및 기준 벡터에 기초하여 예상 벡터를 추정하는 단계;
(2) 위상 회전에 의해 샘플링 주파수 불일치를 제거하는 단계;
(3) 추정된 예상 벡터와 수신 벡터의 내적을 계산하는 단계;
(4) 내적 결과의 각도를 추정하는 단계;
(5) 이전 심볼로부터 각도의 변화를 계산하는 단계;
(5A) 필터에서 상기 각도의 변화를 필터링하는 단계; 및
(6) 상기 이전 심볼로부터의 각도의 변화를 이용하여 잔류 주파수 에러를 추정하는 단계
를 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 필터는 상기 수신 신호의 하나 이상의 특성에 기초한 적응성의 것인, 방법.
제2항에 있어서,
각 서브캐리어에 대하여, 상기 필터링된 각도의 변화를 샘플링 주파수 불일치의 존재로 인해 발생된 위상에 가산하는 단계 및 모든 데이터 서브캐리어에 적용되는 위상 보정치를 계산하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항에 있어서,
상기 제거하는 단계는 위상 회전에 의해 상기 추정된 예상 벡터로부터 상기 샘플링 주파수 불일치를 제거하는 단계를 포함하는, 방법.
제1항에 있어서,
상기 제거하는 단계는 위상 회전에 의해 상기 기준 벡터로부터 상기 샘플링 주파수 불일치를 제거하는 단계를 포함하는, 방법.
제1항에 있어서,
상기 제거하는 단계는 위상 회전에 의해 상기 채널 추정 벡터로부터 상기 샘플링 주파수 불일치를 제거하는 단계를 포함하는, 방법.
제1항에 있어서,
상기 제거하는 단계는 위상 회전에 의해 상기 수신 신호로부터 상기 샘플링 주파수 불일치를 제거하는 단계를 포함하는, 방법.
제2항에 있어서,
상기 필터링하는 단계는 상기 적응성의 필터에 의해 수행되고, 상기 필터의 적어도 하나의 계수는 상기 수신 신호의 신호 대 잡음비(SNR)의 함수인, 방법.
청구항 9은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제1항에 있어서,
상기 예상 벡터는 아래의 식에 따라 추정되는, 방법:

위의 식에서,
은 t 번째(제t)
송신기 브랜치와 r 번째(제r)
수신기 브랜치 사이의 채널 추정치이고; i는 서브캐리어 인덱스이며; N_tx는 송신기 브랜치의 개수이고; N_rx는 수신기 브랜치의 개수이며;
는 제n 심볼 시간 인덱스에서 상기 제i 서브캐리어 인덱스에서의 제t 송신기 브랜치에 대한 상기 선택된 서브캐리어 중 하나로 정의된다.
청구항 10은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제9항에 있어서,
상기 수신 벡터는 아래의 식에 따라 주어지는, 방법:

위의 식에서,
은 제i 서브캐리어 인덱스에 대한 상기 잔류 주파수 불일치이고;
은 실제 채널이며;
은 제n 심볼 시간 인덱스에 대한 제i 서브캐리어 인덱스에서 제t 송신 브랜치에 대한 상기 선택된 서브캐리어 중 하나로 정의되고;
은 제n 심볼 시간에서 제i 서브캐리어에 대한 제r 수신기 브랜치의 부가 백색 가우시안 노이즈(AWGN)로서 정의된다.
청구항 11은(는) 설정등록료 납부시 포기되었습니다.

제9항에 있어서,
아래의 식에 따라 상기 내적 결과를 계산하는 단계를 포함하는 방법:

위의 식에서, *는 복소 공액 연산자이고, 상기 내적은 상기 수신 신호의 제n 심볼이 경험한 위상 회전의 양을 포함하는 복소수를 제공하며, 상기 방법은 상기 복소수에 기초하여 상기 내적 결과의 각도를 추정하는 단계를 더 포함하는 방법.
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제11항에 있어서,
현재의 제n 심볼과 이전 심볼 사이의 각도의 변화를 계산하는 단계 및 상기 각도의 변화를 주파수로 변환함으로써 상기 잔류 주파수 에러를 추정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제4항에 있어서,
상기 샘플링 주파수 오프셋을 제거하는 단계는 아래의 식으로 주어진 위상 회전에 의해 수행되는, 방법:

위의 식에서, i는 서브캐리어 인덱스이고; n은 원래의 채널 추정치를 추정하였을 때부터 계수된 심볼수이며; a는
로 주어지고, 여기서
은 송신 신호와 수신 신호 간의 주파수 불일치의 최근 추정치이고 F_c는 현재 채널의 중심 주파수이며; T_s는 심볼 주기이고; T_u는 신호 윈도우(signal window)의 주기이다.
채널을 통해 송신된 신호와 수신 신호 간의 잔류 주파수 에러를 추정하는 방법으로서,
(1) 상기 수신 신호의 심볼의 서브캐리어 각각에 대해, 상기 서브캐리어의 채널 추정치 및 기준 서브캐리어에 기초하여 예상 서브캐리어를 추정하는 단계;
(2) 복소 평면에서, 각각의 서브캐리어에 대해, 상기 추정된 예상 서브캐리어와 수신 서브캐리어를 승산하는 단계;
(3) 각각의 서브캐리어에 대해, 이전 단계에서 수행된 승산의 각도와 크기를 추정하는 단계;
(4) 각각의 서브캐리어에 대해, 샘플링 주파수 불일치에 의해 발생된 위상 오프셋을 제거하는 단계;
(5) 상기 추정된 각도의 가중 평균값을 계산하는 단계;
(6) 이전 심볼로부터 가중 평균 각도의 변화를 계산하는 단계;
(6A) 필터에서 상기 가중 평균 각도의 변화를 필터링하는 단계; 및
(7) 상기 이전 심볼로부터의 가중 평균 각도의 변화를 이용하여 잔류 주파수 에러를 추정하는 단계
를 포함하는 방법.
제14항에 있어서,
상기 필터는 상기 수신 신호의 하나 이상의 특성에 기초한 적응성의 것인, 방법.
제15항에 있어서,
상기 필터링된 가중 평균 각도를 누적하는 단계; 각각의 서브캐리어에 대해, 상기 누적한 필터링된 가중 평균 각도를 샘플링 주파수 불일치의 존재로 인해 발생한 위상에 가산하는 단계; 및 모든 데이터 서브캐리어에 적용되는 위상 보정치를 계산하는 단계를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서,
상기 가중 평균 각도에서 상기 누적한 필터링된 가중 평균 각도를 감산하는 단계를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서,
상기 추정된 예상 서브캐리어와 상기 수신 서브캐리어 사이의 각도에서 상기 누적한 필터링된 가중 평균 각도를 감산하는 단계를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서,
위상 회전에 의해 상기 수신 서브캐리어로부터 상기 누적한 필터링된 가중 평균 각도를 제거하는 단계를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서,
위상 회전에 의해 상기 추정된 예상 서브캐리어로부터 상기 누적한 필터링된 가중 평균 각도를 제거하는 단계를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서,
위상 회전에 의해 상기 기준 서브캐리어로부터 상기 누적한 필터링된 가중 평균 각도를 제거하는 단계를 더 포함하는 방법.
제16항에 있어서,
위상 회전에 의해 상기 서브캐리어의 채널 추정치로부터 상기 누적한 필터링된 가중 평균 각도를 제거하는 단계를 더 포함하는 방법.
제15항에 있어서,
상기 필터링하는 단계는 상기 적응성의 필터에 의해 수행되고, 상기 필터의 적어도 하나의 계수는 상기 수신 신호의 신호 대 잡음비(SNR)의 함수인, 방법.
제23항에 있어서,
상기 필터링하는 단계는 상기 필터의 루프 이득이 상기 필터의 상기 적어도 하나의 계수에 기초하여 적응되도록 하는, 방법.
제14항에 있어서,
상기 예상 서브캐리어는 아래의 식에 따라 추정되는, 방법:

위의 식에서,
은 제t
송신기 브랜치와 제r
수신기 브랜치 사이의 서브캐리어 채널 추정치이고; i는 서브캐리어 인덱스이며; N_tx는 송신기 브랜치의 개수이고; N_rx는 수신기 브랜치의 개수이며;
는 제n 심볼 시간 인덱스에서 제i 서브캐리어 인덱스에서의 제t 송신기 브랜치에 대한 기준 서브캐리어이다.
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제14항에 있어서,
상기 수신 서브캐리어는 아래의 식에 따라 주어지는, 방법:

위의 식에서,
은 제i 서브캐리어 인덱스에 대한 상기 잔류 주파수 불일치이고;
은 서브캐리의 실제 채널이며;
는 제n 심볼 시간 인덱스에서 제i 서브캐리어 인덱스에서의 제t 송신기 브랜치에 대한 기준 서브캐리어이고;
은 제n 심볼 시간에서 제i 서브캐리어에 대한 제r 수신기 브랜치의 부가 백색 가우시안 노이즈(AWGN)로서 정의된다.
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제25항에 있어서,
상기 승산하는 단계는 각 수신 신호를 합산하는 단계를 더 포함하고, 상기 승산 및 합산은 아래의 식에 따라 수행되는, 방법:

위의 식에서, *는 복소 공액 연산자이고, 상기 승산 및 가산은 제n 심볼 내에서 상기 수신 신호가 경험한 위상 회전의 양을 포함하는 복소수를 서브캐리어마다 제공하며, 상기 방법은
의 크기 및 각도를 추정하는 단계를 포함하고, 상기 크기는 상기 실제 채널 및 상기 채널 추정치의 함수이고 아래의 식으로 주어지는, 방법:

위의 식에서,
은 서브캐리어의 실제 채널이고;
는 서브캐리어의 채널 추정치이며;,
는
의 함수인 노이즈 항이고;
의 각도는 아래의 식으로 주어진다:
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제27항에 있어서,
상기 추정된 각도의 가중 평균값을 계산하는 단계는 아래의 식에 따라 수행되는, 방법:

위의 식에서, ∠는
의 각도를 결정하기 위해 사용된 각도 연산자이다.
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제28항에 있어서,
현재의 제n 심볼과 이전 심볼 사이의 가중 평균 각도의 변화를 계산하는 단계 및 상기 가중 평균 각도의 변화를 주파수로 변환함으로써 상기 잔류 주파수 에러를 추정하는 단계를 더 포함하는 방법.
제14항에 있어서,
상기 위상 오프셋을 제거하는 단계는 아래의 식으로 주어진 위상 회전에 의해 수행되는, 방법:

위의 식에서, i는 서브캐리어 인덱스이고; n은 원래의 채널 추정치를 추정하였을 때부터 계수된 심볼수이며; a는
로 주어지고, 여기서
은 송신 신호와 수신 신호 간의 주파수 불일치의 최근 추정치이고 F_c는 현재 채널의 중심 주파수이며; T_s는 심볼 주기이고; T_u는 신호 윈도우의 주기이다.
제30항에 있어서,
위상 회전에 의해 상기 추정된 예상 서브캐리어와 수신 서브캐리어 간의 승산의 추정된 각도로부터 상기 위상 오프셋을 제거하는 단계를 더 포함하는 방법.
제30항에 있어서,
위상 회전에 의해 상기 수신 서브캐리어로부터 상기 위상 오프셋을 제거하는 단계를 더 포함하는 방법.
제30항에 있어서,
위상 회전에 의해 상기 서브캐리어의 채널 추정치로부터 상기 위상 오프셋을 제거하는 단계를 더 포함하는 방법.
제30항에 있어서,
위상 회전에 의해 상기 추정된 예상 서브캐리어로부터 상기 위상 오프셋을 제거하는 단계를 더 포함하는 방법.
제30항에 있어서,
위상 회전에 의해 상기 기준 서브캐리어로부터 상기 위상 오프셋을 제거하는 단계를 더 포함하는 방법.
제1항 내지 제35항 중 어느 한 항의 방법의 단계들을 실행하도록 구성된 수단을 포함하는 잔류 주파수를 추정하는 장치(120).
제36항에 따른 장치(120)를 포함하는 통신 OFDM 수신기 시스템.