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JPH09298491A - スペクトル拡散通信システム - Google Patents

スペクトル拡散通信システム

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JPH09298491A
JPH09298491A JP1013597A JP1013597A JPH09298491A JP H09298491 A JPH09298491 A JP H09298491A JP 1013597 A JP1013597 A JP 1013597A JP 1013597 A JP1013597 A JP 1013597A JP H09298491 A JPH09298491 A JP H09298491A
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delay
signal
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JP1013597A
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Naoki Okamoto
直樹 岡本
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Sharp Corp
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  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
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  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 パスダイバーシティを最適に設定して、誤り
率などの性能を向上し得るスペクトル拡散通信システム
を提供する。 【解決手段】 相関部３１で相関をとり、相関タイミン
グ検出部３２で相関タイミング信号を検出し、遅延プロ
ファイル算定部３３によって相関タイミング信号と既知
データ検出部３４の信号を基準として遅延プロファイル
を算出し、この遅延プロファイルを復調部４０に与え、
その遅延プロファイルからパスダイバーシティの設定を
決定する。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はスペクトル拡散通
信システムに関し、特に、プリアンブル部にデータ既知
部を有するようなデータフォーマットで直接スペクトル
拡散通信を用いて送受信するようなスペクトル拡散通信
システムに関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のデータ通信には、狭帯域変調方式
を用いた通信が一般に実用化されている。このような通
信においては、受信機における復調回路を比較的小型の
回路で実現できるが、室内のように反射の多い環境でマ
ルチパスが多く発生する場合には適さなかった。これに
対して、スペクトル拡散通信方式は、データのスペクト
ルを拡散符号によって拡散し、広帯域で伝送するため、
この欠点を解消できるという利点がある。
【０００３】図２４はそのようなスペクトル拡散通信方
式の一般的な構成を示すブロック図である。図２４は復
調系を示したブロック図であり、ＰＤＩ（post detecti
on integrator ）を含んでいる。
【０００４】図２４において、入力端子から入力された
信号は相関部１に入力される。相関部１は入力信号の相
関をとり、その相関出力は遅延部５によってデータ１シ
ンボル分遅延されて差動部２に与えられ、差動復調され
る。差動部２の出力はＰＤＩ部３に入力される。一方、
相関タイミング検出回路６では、相関タイミングを決定
し、この相関タイミング信号によりＰＤＩを行なってデ
ータを判別する。
【０００５】ここで、ＰＤＩとは、多重通話の時間広が
り区間にわたって復調信号を積分する手法である。同様
の手法として、ＲＡＫＥ手法もあるが、これはトランス
バーサルフィルタと重み付け回路を用いた構成でそれぞ
れを加算することによってマルチパス信号を復調するも
のである。
【０００６】図２５は図２４に示したシステムにおける
相関出力波形を示す図である。一般の電波伝搬環境では
数多くの遅延波が存在し、それぞれがレイリーフェージ
ングしていると考えられる。この場合、遅延がない場合
は、図２５（ａ）に示すように、相関波形はちょうど相
関のとれたときのみピークをもつが、数多くの遅延波が
ある場合、それぞれの遅延波が相関波形にピークをも
ち、この線形和となるので、図２５（ｂ）に示すような
波形となる。このような遅延による広がりの様子は遅延
状態を示すので、遅延プロファイルと呼ばれる。
【０００７】ＰＤＩでは、これらの数多くの遅延波から
も復調し、これにより性能を上げることができる。たと
えば、遅延波がない場合には、図２５（ａ）に示すＡの
タイミングのみで復調することが一番性能が良いが、数
多くの遅延波がある場合を考えると、遅延波の広がりは
図２５（ｂ）に示すタイミングｔ１まであり、この区間
までは成分に信号成分が含まれていることになり、復調
結果を積分することで性能を上げることができる。この
場合、もしタイミングｔ２まで積分すると、ｔ１以上の
時間には信号成分がないので雑音ばかりが増加し、その
ため性能が劣化する。一方、ｔ３までの積分では積分時
間が短く十分な性能を発揮することができない。現実的
には、ｔ４のように、ある程度以上のレベルを持つ遅延
波区間を得ることで最高の性能を得ることができる。こ
のバランスは、積分時間を増やして増える信号成分と雑
音成分の比による。
【０００８】たとえば、積分時間を２倍に増やすと雑音
成分は２倍になる。これに対して、信号成分は図２５
（ｂ）に示す相関波形の遅延プロファイルから得られる
成分を積分した信号となる。この比により、最適な積分
期間が決められる。しかし、一般の通信環境において
は、遅延プロファイルは時間とともに変化するので、従
来はこの積分区間は、数多くの過去の速度データから、
最適となるように決定してハードウェア上に組込んでシ
ステムとしている。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】図２６は従来のＰＤＩ
による効果を示す図である。図２２に示すように、ＰＤ
ＩやＲＡＫＥを行なった場合、何もしない場合（レイリ
ーフェージング下）に比べて性能を上げることができ
る。ここで、ＰＤＩやＲＡＫＥのようなパスダイバーシ
ティを用いた場合、性能を左右するのは、用いている通
信環境がどの程度の遅延波を持っているかと、それをど
の程度集めるか（積分や加算）に依存する。一般には、
前述のごとく、過去の経験的データから積分区間を決め
ている。しかし、一般的には使用する環境は時間ととも
に変化するので、その時々で遅延波の広がりは変化す
る。そのため、最適な積分区間を常にとっていることが
できず、理論的な最適値に比べて実際のシステムでは性
能が劣化しているという問題が生じていた。
【００１０】図２７は従来のシステムにおける相関出力
波形を示す図である。従来、使用している環境によって
は遅延量が大きく、図２７（ｂ）に示すように、次のデ
ータ信号に前のデータ成分が重なってしまうことがあ
り、性能が劣化する。このようなことから、通信システ
ムとして設計する場合には、このようにならないように
データシンボルスピードを決定し、遅延量に対して十分
に大きくシンボル間時間をとるように設計する必要があ
る。この場合も、先ほどのように過去の経験的データか
ら決定される。しかし、前述のごとく、遅延量は一定で
はないので、時として図２７（ｂ）に示すように、前シ
ンボルの信号が重なり、性能が劣化することが生じてい
た。
【００１１】図２８は本願発明者が特願平７−２０６１
５９で提案したスペクトル拡散を用いて高速伝送する方
式に拡散符号を遅延させて多重するようにしたスペクト
ル拡散通信システムの送信機を示す概略ブロック図であ
る。図２８において、スペクトル拡散通信システムの送
信機は、データ発生部１１とＳ／Ｐ変換部１２と乗算器
１３，１４，１５，１６と変調器１７，１８，１９，２
０とＰＮ発生器２１とローカル信号発生器２２と遅延素
子２３，２４，２５，２６と合波器２７と周波数変換部
２８と電力増幅部２９と送信アンテナ３０とを含む。
【００１２】データ発生部１１は差動符号化されたデー
タを発生し、各データはＳ／Ｐ変換部１２によって複数
のパラレルデータに変換される。ＰＮ発生器２１は拡散
符号を発生し、乗算器１３〜１６は、Ｓ／Ｐ変換部１２
からの複数のパラレル信号とＰＮ発生器２１からの拡散
符号とを乗算し、拡散信号を発生して変調器１７〜２０
に与える。
【００１３】変調器１７〜２０はローカル信号発生器２
２からのローカル信号を用いて、拡散信号を変調し、中
間周波信号にする。遅延素子２３〜２６は中間周波信号
を遅延し、合波器２７に与える。合波器２７は各遅延信
号を合波し、周波数変換部２８により周波数変換し、周
波数変換された信号は電力増幅部２９によって増幅さ
れ、送信アンテナ３０から送信信号として出力される。
【００１４】図２９は図２８に示した送信機から送信さ
れた信号を受信し、相関器を通したときの相関出力を示
す図である。図２９に示した例は、前述の図２５に示し
た例に比べて、データ間の時間がさらに短く、また遅延
量による多重の遅延は任意の時間をとるので、伝搬環境
によりマルチパス遅延波が重なる確率がさらに大きくな
る。それを避けるために、多重数・遅延量を可変する必
要があるが、その判断基準は設置した場所により一義的
に初期設定すると、誤り率により可変することが考えら
れるが、正確さに欠け、やはり性能の劣化が生じたり、
余裕を与えすぎて、多重数を減らし過ぎると、データレ
ートが下がり、システムのスループットが下がるという
問題点があった。
【００１５】それゆえに、この発明の主たる目的は、パ
スダイバーシティの設定をその時々に応じて最適に決定
し、誤り率などの性能を向上できるようなスペクトル拡
散通信システムを提供することである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明は、
プリアンブル部にデータ既知部を有するようなデータフ
ォーマットで直接スペクトル拡散通信を用いて送受信す
る無線通信システムであって、受信信号の相関をとるた
めの相関手段と、相関のとられた信号からデータ既知部
を検出するための検出手段と、データ既知部の相関出力
を予め出力するデータ既知部出力手段と、データ検知部
の検出信号に基づいてデータ既知部の実測時の相関信号
を出力し、その出力信号とデータ既知部の相関出力とを
比較して遅延信号の状態である遅延プロファイルを出力
する遅延プロファイル算出手段とを備えて構成される。
【００１７】したがって、請求項１に係る発明では、予
め記憶しているかあるいは算出したデータ既知部の相関
出力と検出した相関出力とを比較し、その比較結果から
遅延プロファイルを算出することにより、自己相関の影
響をなくすことができ、遅延部分のみを正確に算出する
ことができる。
【００１８】請求項２に係る発明では、算出された遅延
プロファイルから遅延分散を求めて、その値から予め定
める理論式に基づいて種々の遅延特性を算出することに
より、よりきめ細やかなコントロールが可能となり、非
常に高速な伝搬路変化にも対応できる。
【００１９】請求項３に係る発明では、比較された２つ
の信号の差信号を同一拡散周期タイミングごとに積分
し、その出力を遅延プロファイルとする積分手段を含
む。したがって、この発明では、ガウス雑音などの影響
を低減でき、遅延プロファイルを正確に出力できる。
【００２０】請求項４に係る発明では、比較された２つ
の信号の差信号を同一拡散周期タイミングごとにフィル
タリングし、その出力を遅延プロファイルとすることに
より、単純な積分よりもさらにガウス雑音などの遅延信
号部分の影響を低減できる。
【００２１】請求項５に係る発明では、受信信号の相関
をとるための相関手段と、相関のとられた信号からデー
タ既知部を検出するための検出手段と、検出されたデー
タ既知部から遅延信号の状態である遅延プロファイルを
算出する遅延プロファイル算出手段と、算出された遅延
プロファイルに基づいてパスダイバーシティの設定を決
定する手段を備えて構成される。
【００２２】したがって、この発明では、その時々に最
適なパスダイバーシティを設定することができ、誤り率
などの性能を向上できる。
【００２３】請求項６に係る発明では、請求項５と同様
にして相関手段と検出手段と遅延プロファイル算出手段
と算出された遅延プロファイルからマルチパスキャンセ
ラーの設定を決定する手段とを備えて構成される。
【００２４】したがって、この発明では、遅延プロファ
イルからマルチパスキャンセラーの設定を決定すること
により、キャンセラーを有効に働すことができ、マルチ
パスにより劣化がなくなり、性能を向上できる。
【００２５】請求項７に係る発明では、マルチパスキャ
ンセラーの設定を決定する手段は、検出手段の検出信号
に基づいてデータ既知部以外のデータの復調に用いる時
間タイミング部分の相関出力から、求めた遅延プロファ
イルのうち、データ復調タイミングに応じた遅延量のと
きの信号成分を復調済みのデータ成分に応じて算出して
データ復調タイミングの相関出力から減ずることによ
り、マルチパスをキャンセルでき、従来のマルチパスキ
ャンセラーに比べて回路を簡単にできる。
【００２６】請求項８に係る発明では、請求項７におけ
る減ずるか否かの判断基準値を記憶しておき、算出した
信号が記憶されている基準値より小さいときには減じな
いようにすることにより、キャンセラーが特性向上に寄
与しないまたは劣化を招く場合には適用しないことで性
能を上げたり、回路の小型化，省力化を図ることができ
る。また、多重する場合、回線に必要とされる誤り率に
対応した干渉量を予め記憶しておくことにより、多重
数，遅延量を最適にでき、スループットを向上できる。
【００２７】請求項９に係る発明では、相関手段と検出
手段とデータ既知部出力手段と遅延プロファイル算出手
段とデータを遅延した後、合成して多重化し、算出され
た遅延プロファイルに基づいて多重数と遅延量を決定す
る変復調手段とを備えて構成される。
【００２８】したがって、この発明では、データ既知部
およびその後の規定されたデータ部分では多重化を行な
わないことにより、多重しない場合に、多重数を変えた
場合でもこの部分から判断し、リアルタイムで受信機構
成を変えることができる。
【００２９】請求項１０に係る発明では、さらに回線に
必要とされる誤り率に対応した干渉量を予め記憶する干
渉量記憶手段を含み、変復調手段は遅延プロファイルの
算出値に基づいて、データ送信タイミングの干渉量を算
出し、記憶されている値を越えないで最適となる値を選
択する。
【００３０】請求項１１に係る発明では、相関手段と検
出手段とデータ既知部出力手段と出力されたデータ既知
部分およびその後の規定されたデータ部分では多重化を
行なわず、それ以降の規定された部分においてデータを
遅延して合成することによっで多重する変復調手段を備
えて構成される。
【００３１】請求項１２に係る発明では、決定された多
重数，遅延量を、多重を行なわない部分の規定されたデ
ータ部分に情報として組込んで送信し、受信側ではこの
部分のデータから多重数・遅延量を識別し、それに応じ
て復調する。
【００３２】請求項１３に係る発明では、双方向通信す
るために２組のシステムが設けられ、多重数・遅延量の
決定およびデータ部分への組込みは一方のみで行ない、
その多重数・遅延量は双方で共通利用するように構成さ
れる。
【００３３】請求項１４に係る発明では、さらに検出手
段の検出信号に基づいて、データ既知部の実測時の相関
信号を出力し、その出力信号とデータ既知部出力手段か
らの相関出力とを比較して遅延信号の状態である遅延プ
ロファイルを出力する遅延プロファイル算出手段を含
み、変復調手段は算出された遅延プロファイルに基づい
て多重数と遅延量を決定する。
【００３４】請求項１５に係る発明では、さらに変復調
手段の復調出力から誤り率を検出する誤り率検出手段を
含み、変復調手段は誤り率検出手段によって検出された
誤り率に基づいて多重数と遅延量とを決定する。
【００３５】請求項１６に係る発明では、相関手段の出
力から搬送波対雑音比を検出する搬送波対雑音比検出手
段を含み、変復調手段は検出された搬送波対雑音比に基
づいて多重数と遅延量を決定する。
【００３６】請求項１７に係る発明では、さらに送信す
べきデータの情報量を入力するための入力手段を含み、
変復調手段は入力されたデータの情報量に基づいて多重
数と遅延量を決定する。
【００３７】請求項１８に係る発明では、変復調手段は
上位層からの情報に基づいて多重数と遅延量を決定す
る。
【００３８】
【発明の実施の形態】図１はこの発明の第１の実施形態
を示す概略ブロック図である。図１において、入力部か
ら入力された信号は相関部３１によって相関がとられ、
相関信号として出力される。この相関信号は相関タイミ
ング検出部３２に与えられ、相関タイミング検出部３２
は復調のための相関タイミング信号を発生して遅延プロ
ファイル算定部３３に与える。遅延プロファイル算定部
３３は、相関タイミング信号と後述の既知データ検出部
３４からの信号を基準として、遅延信号の状態（プロフ
ァイル）を算出する。相関部３１からの相関信号は復調
部４０にも与えられる。
【００３９】復調部４０は、差動部４１と遅延部４２と
ＰＤＩ部４３とＰＤＩコントロール部４４とデータ復調
部４５とから構成される。ＰＤＩ部４３には相関タイミ
ング信号が与えられ、ＰＤＩコントロール部４４には遅
延プロファイル算定部３３から遅延プロファイル算定信
号が与えられる。ＰＤＩ部４３では、遅延プロファイル
算定部３３からの信号を受けて、ＰＤＩ部４３の制御を
最適にするように、ＰＤＩコントロール部４４によって
ＰＤＩの積分時間を制御する。
【００４０】図２はこの発明の第１の実施形態の動作を
説明するためのタイミング図である。次に、図２を参照
しながら図１の動作について説明する。相関部３１の相
関出力は図２（ａ）に示すようになっており、これが遅
延プロファイルとなって遅延プロファイル算定部３３に
与えられる。しかし、この状態では、データの正負が不
明であるので、正負の区別をもったままの遅延プロファ
イルとなる。そこで、遅延プロファイル算定部３３は、
相関タイミング検出部３２から与えられる図２（ｂ）に
示すような相関タイミング信号により、相関出力の時間
的なタイミングを知り、それと既知データ検出部３４の
信号により、図２（ｃ）に示すようにデータが１である
かあるいは−１であるかを判別し、図２（ｄ）に示すよ
うに、正負の区別をなくした遅延プロファイルを算出す
る。これは、データの正負がわかっていることで初めて
実現できる。
【００４１】上述の第１の実施形態では、既知データ検
出部３４を設けることにより、遅延プロファイルを算出
することを可能としている。この具体例について以下に
詳細に説明する。データの中での既知データ検出部３４
は、図２（ｅ）に示すようになっている。この図２
（ｅ）は図２（ａ）〜（ｄ）とは横軸の時間スパンが異
なっている。
【００４２】一般の通信においては、データはパケット
やフレーム構成になっていることが多く、各フレームご
とにプリアンブル部などのデータの既知部をもってい
る。この場合、データ復調部４５で復調された信号によ
り、既知データ検出部３４でこのデータ既知部の信号を
検出する。このとき、たとえばデータ既知部の長さを仮
に１００ビットであったとして、このデータは既知であ
るので、データ既知部のうち、始めの数分の１、たとえ
ば１０数ビットで相関タイミング検出部３２や復調部４
０の動作が定常状態になったとすると、残り数十ビット
の区間では、次にくる信号がすべて受信機側でわかって
いることになる。その結果、遅延プロファイル算定部３
３に次の受信するデータの値を送出できることになる。
【００４３】図３は図１に示した遅延プロファイル算定
部３３の一例を示すブロック図である。この図３は、相
関動作をディジタル的に行なった場合の例である。図１
に示した相関部３１からの相関出力信号はシフト部３３
１に与えられて各サンプリングごとにシフトされる。こ
の出力が相関タイミング信号に合わせてラッチ部３３２
によってラッチされる。その後、前述のこの相関出力の
正負を決める既知データを既知データ検出部３４から受
取り、正負の区別のなくなったデータがこの演算部３３
３で算出される。これが前述の図２（ｄ）で説明した正
負の区別のない遅延プロファイルとなるが、一般の通信
路では、雑音などによって遅延以外の信号成分も含まれ
るので、これを軽減するために加算平均部３３４によっ
て加算平均される。雑音は各サンプリングごとに相関は
ないが、遅延プロファイルは相関があるため、加算平均
することによって雑音などの影響を低減できる。その
後、シフト部３３５を用いて遅延プロファイルが送出さ
れる。
【００４４】図４は図１に示したＰＤＩコントロール部
の一例を示すブロック図である。図４において、入力さ
れた遅延プロファイルと比較値とが比較器４４１で比較
され、比較値より大きければ、遅延プロファイルの有効
領域とされる。これは、前述の図１８（ｂ）において、
最適な積分する遅延プロファイルを決定していることに
相当する。比較値を大きくすれば高いレベルの信号のみ
を加算することになり、一方、低くすればほとんどの遅
延信号を加算することになる。この比較値は、実験や過
去のデータなどに基づき、状況によって設定される。通
信機の設置場所により一義的に決める場合や、この通信
を実際に使うコンピュータアプリケーションなどの上位
層のコントロールによって変える場合などがある。
【００４５】このようにして、タイミング発生器４４２
は有効と決めた積分区間をＰＤＩに用いるために、積分
区間のタイミング信号をＰＤＩ部４３に送出する。この
とき、比較値を越えた信号をそのまま用いてもよいし、
あるいは保持して送出する方法や、数回の積分を行なっ
て精度を上げる方法もある。
【００４６】上述のごとく、この発明の第１の実施の形
態では、既知データ検出部３４を設けることにより、復
調タイミングのデータを復調することなく、既知データ
検出部３４でデータ既知部を検出し、このデータ既知部
で正負の区別をなくした遅延プロファイルを算出できる
ようになり、その時々に最適の積分区間でＰＤＩなどの
パスダイバーシティを行なうことができるようになる。
これは従来の固定した積分時間でＰＤＩを行なう場合に
比べて、その時々の最適な遅延プロファイルを復調に用
いることができ、誤り率特性を向上できる。一般に、１
フレームの時間は数ミリ秒であり、同一フレーム中にお
いては、伝搬路の変動はほとんどないと考えられる。し
たがって、この実施の形態により、ほぼ最適な制御を行
なうことができる。
【００４７】なお、上述の説明では、差動復調やＰＤＩ
を基準に説明したが、この発明は他の変調方式を用いた
場合でも、同様の効果を奏することができる。また、遅
延プロファイルに性能が依存するパスダイバーシティを
用いた方法、たとえばＲＡＫＥのような手法に用いて
も、一般性を失わない。また、図１では遅延プロファイ
ル算定部３３やＰＤＩコントロール部４４を用いるよう
にしたが、これ以外の方法を用いて遅延プロファイルを
算定する手段やコントロール手段を用いてもよい。
【００４８】図５はこの発明の第２の実施形態を示す図
である。この図５に示した例は、図１に示したＰＤＩコ
ントロール部４４を省略し、相関部３１と差動部４１と
の間に新たにマルチパスキャンセラー４６を設けるよう
にしたものである。このマルチパスキャンセラー４６
は、相関出力信号からマルチパス成分を除去した後、復
調部４０の差動部４１に入力するものである。
【００４９】図６は図５に示した動作を説明するための
タイミング図である。次に、図６を参照して図５の動作
について説明する。相関出力は図６（ａ）に示すように
なっており、実線が実際の信号であり、破線はそれぞれ
の信号である。このように相関出力は線形和となる。こ
の場合、第１の実施形態とは異なり、前のデータの信号
が次の信号に重なってきており、特性の劣化を引き起こ
す。そこで、この第２の実施の形態ではデータを復調す
る前に、この遅延成分を相関出力により減算することに
よって特性を向上する。すなわち、まず、マルチパスキ
ャンセラー４６は相関タイミング信号により、図６
（ｂ）に示すように相関出力の時間的なタイミングを知
る。一方、第１の実施形態と同様にして、遅延プロファ
イル算定部３３は図６（ｃ）に示すように遅延プロファ
イルを算出し、これにより図６（ｄ）に示す重なっては
いけない部分の信号を算出し、この情報を用いて、前の
復調データの値に応じて遅延プロファイルに応じた成分
をキャンセルする。その結果、相関信号は図６（ｅ）に
示すように、本来の自分の信号成分となり、これにより
前の信号の遅延成分による劣化をなくすことができる。
【００５０】従来は、このような重なりがないように、
データレートを経験的に得られた数多くのデータの遅延
プロファイルから決めていた。しかし、使用状況は頻繁
に変化するので、状況によっては重なってしまって特性
が劣化したり、反対に余裕を見過ぎてデータレートを必
要以上に落とし、効率の悪い通信となっていた。しか
し、この発明の第２の実施形態を用いることにより、誤
りがなく、また効率のよい通信を行なうことができるよ
うになる。
【００５１】なお、第２の実施形態を前述の第１の実施
形態に組合せることによって、さらに特性を向上できる
ことは言うまでもない。
【００５２】図７はこの発明の第３の実施形態を示すブ
ロック図である。この実施形態では、図１に示したデー
タ復調部４０に代えて、多重遅延方式復調部４７と多重
数遅延量決定回路４８とを設けたものである。遅延プロ
ファイル算定部３３で算定された遅延プロファイル信号
は多重数遅延量決定回路４８に与えられ、遅延プロファ
イルに応じて多重数と遅延量とが決定される。相関部３
１の出力は多重遅延方式復調部４７に与えられ、多重数
遅延量決定回路４８の出力に応じて、多重数と遅延量と
が決定される。この場合、通信は送受信システムである
ので、送信側には多重遅延方式変調部４９が設けられ、
多重数遅延量決定回路４８の出力に応じて、多重遅延方
式変調部４９の多重数と遅延量とが決定される。
【００５３】図８は図７に示した多重遅延方式復調部の
構成を示すブロック図である。図８において、多重遅延
方式復調部４７は、分配器４７１とラッチ部４７２，４
７３と、ラッチコントローラ４７４と、差動部４７５
と、判別部４７６とを含む。分配器４７１には、図７に
示した相関部３１の相関出力が与えられ、ラッチコント
ローラ４７４には多重数遅延量決定回路４８から多重数
遅延量が与えられる。分配器４７１は相関部３１からの
相関信号を２つに分配し、分配信号を発生する。分配器
４７１からの一方の分配信号はラッチ部４７２に与えら
れ、他方の分配信号はラッチ部４７３に与えられる。ラ
ッチ部４７２は分配器４７１からの一方の分配信号をラ
ッチコントローラ４７４からのラッチ制御信号によりラ
ッチし、ラッチ部４７３は分配器４７１からの他方の分
配信号をラッチコントローラ４７４からのラッチ制御信
号によりラッチする。
【００５４】すなわち、相関部３１からの相関信号は４
つの相関のずれた信号を時間的に多重した形になってい
るので、ラッチコントローラ４７４からのラッチ制御信
号により多重した信号の遅延時間のタイミングにおい
て、ラッチ部４７２，４７３でラッチすることで、１つ
遅延前の信号を保持できる。そして、ラッチ部４７２，
４７３からのラッチ信号に基づいて、差動部４７５で差
動復号化を行ない、復調する。差動復号化された信号
は、判別部４７６を介してデータとして出力される。
【００５５】図９は図８に示した多重遅延方式復調部の
動作を説明するためのタイミング図である。ここで、多
重数を１〜５多重で考えると、ラッチ部４７２，４７３
では、１多重の場合には、図９（ａ）に示すＡ，Ｂのタ
イミングでラッチし、その差動出力により差動部４７５
で復調し、２多重では図９（ｂ）に示すＣ，Ｄのタイミ
ングでラッチして差動を取り、またＥのタイミングで
Ｄ，Ｅで差動する。この図９からわかるように、１多重
の場合は２相関出力の時間差がｔ1 であるのに対して、
２多重の場合はｔ2 となり、図９（ｃ）に示す３多重で
はｔ3 となり、図９（ｄ）に示す４多重ではｔ4 とな
り、図９（ｅ）に示す５多重ではｔ5 というように、そ
の時間間隔が小さくなる。
【００５６】したがって、算出した遅延プロファイルが
大きいときには、このｔは大きくする必要があり、たと
えば遅延プロファイルから信号の遅延広がりがｔD のと
き、ｔk ＜ｔD ＜ｔk+1 に選べば、最適の送信となるこ
とがわかる。このように、多重数遅延量決定回路では、
多重数およびその遅延量を決定する。
【００５７】従来の遅延多重方式では、多重数・遅延量
の設定は、予め設置した場所で一義的に決めたり、誤り
率から間接的に決めていた。しかし、この発明の第３の
実施形態を用いることにより、最適な多重数・遅延量を
設定することが可能となる。これにより、多重し過ぎて
特性が劣化したり、反対に余裕を見過ぎて必要以上に多
重数を落として、スループットの劣化を防ぐことができ
る。
【００５８】図１０はこの発明の第４の実施形態を示す
ブロック図である。図１に示した実施形態では、遅延プ
ロファイルは遅延プロファイル算定部３３によって測定
したデータに既知信号を加算して（１または−１）、算
出していたが、この第４の実施形態では、この算出結果
の精度を上げるようにする。
【００５９】すなわち、図１に示した相関部３１から出
力された相関出力信号はデータ比較部５１に与えられ
る。一方、記憶部５２には、ＥＶＥＮやＯＤＤの自己相
関の値をレプリカとして予め記憶している。また、図１
に示した既知データ検出部３４から出力された既知デー
タタイミング信号が算出コントロール部５３に与えら
れ、算出コントロール部５３は既知データタイミング信
号をデータ比較部５１と記憶部５２とに与える。記憶部
５２はその既知データタイミング信号に基づいて既知デ
ータ部の相関出力レプリカをデータ比較部５１に与え
る。データ比較部５１は既知データタイミング信号に基
づいて、記憶部５２から与えられる既知データ部の相関
出力レプリカと相関出力とを比較し、遅延プロファイル
を出力して図１に示した遅延プロファイル算定部３３に
与える。
【００６０】図１１は図１０に示した実施形態の動作を
説明するための図である。次に、図１１を参照して図１
０に示した実施形態の動作について説明する。理想的な
拡散符号は図１１（ａ）に示すように、相関が一致した
ときに最大出力となり、それ以外の期間では０となる。
しかし、実際の拡散符号は理想的にはならず、相関が一
致したときには最大出力となるが、それ以外の期間では
信号ごとの持つ自己相関によりいくつかの値をとる。こ
れはデータが（１、１），（１、−１），（−１、
１），（−１、−１）で異なった値となり、図１１
（ｂ）に示すように、ＥＶＥＮ（同一のデータの続
き），ＯＤＤ（異なったデータの続き）と呼ばれる。こ
の自己相関値は拡散符号によって一義的に決まるので、
このデータを予めレプリカとして持っていることで、本
来の遅延成分のみを算出できるようになる。
【００６１】前述の遅延プロファイルの算出方法では、
遅延プロファイルは図２（ｄ）に示すように得られる。
しかし、この遅延プロファイル算出方法では、ＥＶＥ
Ｎ，ＯＤＤの自己相関の値を考慮していないため、得ら
れた遅延プロファイルはこの成分を含んだままとなって
いた。本来の遅延プロファイルをｆ（ｔ）として、遅延
を考慮した自己相関の出力成分をｇ（ｔ）とすると、前
述の遅延プロファイル算出方法では、ｆ（ｔ）＋ｇ
（ｔ）が得られるだけであった。
【００６２】そこで、この実施形態では、このｇ（ｔ）
成分を算出するために、ＥＶＥＮやＯＤＤの自己相関の
値をレプリカとして記憶部５２に予め記憶しておくこと
により、ｇ（ｔ）を用いてｆ（ｔ）＋ｇ（ｔ）より減算
することで、本来の遅延プロファイルであるｆ（ｔ）の
みを得ることができるようになる。このように、この実
施形態では、自己相関による劣化をなくした遅延プロフ
ァイルを得ることができるようになり、システムの特性
の向上を図ることができる。
【００６３】図１２はこの発明の第５の実施形態を示す
ブロック図である。この図１２に示した遅延プロファイ
ル計算部６０は、算出した遅延プロファイルから新しい
遅延プロファイルを算出してそれを用いるようにしたも
のであり、遅延プロファイル算定部３３と遅延分散算出
部６２とデータ演算部６３とを含む。
【００６４】図１３は図１２に示した遅延プロファイル
計算部３０の動作を説明するためのフローチャートであ
る。図１２および図１３において、遅延プロファイル算
定部３３は遅延プロファイルを算出し、遅延分散算出部
６２は遅延時間の平均値を求め、実測した値と平均値と
から分散を求める。これは一般の分散を求める場合と同
様である。データ演算部６３はその結果を用いて新たな
遅延プロファイルを算出する。新たな遅延プロファイル
は図１３に示すような指数カーブとなり、実測値とは多
少変わってくる。しかし、実測値に変動がある場合な
ど、こちらのプロファイルを用いたほうがよい場合があ
る。
【００６５】なお、データ演算部６３に代えてＲＯＭな
どを用いたメモリテーブルを設けて新たな遅延プロファ
イルを算出するようにしてもよい。ＲＯＭ化する場合
は、指数演算をなくすために、演算を予め計算してお
き、テーブル化することによって簡単となる。また、Ｒ
ＯＭの入力として遅延時間とそのときの電力（正規化
値）とする方法もあり、この場合はテーブル数は増える
ものの平均値や分散の演算も省くことができる。
【００６６】新たな遅延プロファイルの算出には、遅延
分散をσとして、 Ｐ（τ）＝（１／σ）ｅｘｐ（−τ／σ） などの式を用いることができる。
【００６７】前述の第１および第３の実施形態において
は、遅延プロファイルは１フレームでは変化しないとい
う仮定であったが、特別な環境、たとえば非常に高速な
動作をしている場合や高速な動作をする物体が数多く存
在する場合には、フレーム内においても遅延プロファイ
ルが変化する場合がある。しかし、この場合において
も、使用環境自体が大きく変化しているわけではないの
で、全般的な遅延分散はほぼ同一であり、最大の遅延広
がりもほぼ同一である。このことから、算出したデータ
をそのまま使うより、演算し直して用いた方が良い場合
がある。そこで、この第５の実施形態を用いることによ
り、これを実現することはできる。
【００６８】前述の第４の実施形態において、レプリカ
を用いて正確な遅延プロファイルを算出する方法につい
て説明したが、無線回線においては、Ｃ／Ｎが悪いとき
には、遅延波以外にもホワイトノイズが影響し、相関出
力には自己相関による信号と遅延波による相関出力とホ
ワイトノイズによる相関出力とが重畳した形で出てく
る。前述の第４の実施形態によって自己相関成分を取除
くようにしたが、ホワイトノイズ成分は残留し、遅延プ
ロファイルを算出するのに悪影響を及ぼす。
【００６９】そこで、ホワイトノイズによる影響を低減
する第６の実施形態について説明する。
【００７０】図１４は第６の実施形態を示すブロック図
である。この図１４に示した実施形態では、前述の図１
０に示したデータ比較部５１の出力に積分部５４を設け
るようにしたものである。この積分部５４による積分は
各符号の同一タイミングごとに行なわれ、遅延プロファ
イルは同一タイミングでは相関があり、ホワイトノイズ
は時間に対して無相関であるので、積分部５４で積分す
ることにより、遅延プロファイル対ホワイトノイズの比
が大きくなり、その結果としてホワイトノイズの影響を
低減できる。
【００７１】図１５は第７の実施形態を示す概略ブロッ
ク図である。前述の図１４に示した実施形態では、ホワ
イトノイズの影響を低減するために積分部５４により同
一タイミングごとに積分するようにしたが、この図１５
に示した実施形態では、積分ではなく、同一タイミング
ごとにフィルタ部５５を用いて実現する。積分動作は１
次フィルタの動作に等しいが、２次のフィルタや３次の
フィルタを用いることで、１次のフィルタ動作である積
分より、処理は複雑となるものの性能を上げることがで
きる。
【００７２】図１６は第８の実施形態を示すブロック図
であって、マルチパスキャンセラーの構成を示したもの
である。遅延プロファイルと復調データは遅延プロファ
イル算出回路７３に与えられる。遅延プロファイル算出
回路７３は遅延プロファイルより相関タイミング信号を
用いて、キャンセルするべき信号のタイミングを減算部
７１に与える。また、遅延プロファイル算出回路７３は
遅延プロファイルと復調するべきデータの前のデータの
信号により、復調するべきデータに重なっている干渉信
号に相当する遅延プロファイルを算出する。そして、減
算部７１は、減算タイミングコントロール回路７２から
出力された相関タイミング信号に基づく減算タイミング
コントロール信号により、次のデータに重なる部分のみ
の信号を相関出力より減算することによってマルチパス
をキャンセルする。
【００７３】従来のキャンセラーでは、復調した信号よ
り、送信信号のレプリカを作り出し、相関前の信号より
減じる方法があるが、この第８の実施形態では、従来の
方法に比べて簡単な回路で構成することができる。これ
は、第２の実施形態によって予め遅延プロファイルがわ
かっているからであり、組合せにより最大の効果を発揮
することができる。
【００７４】図１７はこの発明の第９の実施形態を示す
ブロック図である。前述の第８の実施形態においては、
遅延プロファイルより得られた信号からデータに重なっ
ている部分のマルチパス成分をすべて減算するようにし
たが、この図１７に示した第９の実施形態では、基準量
記憶部７４を設け、この基準量記憶部７４に予め減ずる
か否かの判断基準を記憶しておき、この判断基準を越え
たところでマルチパス成分を減算するものである。この
ように、キャンセルする基準を設けることにより、信号
成分に比較して小さなマルチパス信号は減算されなくな
る。信号成分に比較して小さなマルチパス信号は減算し
ないことになる。信号成分に比較して小さなマルチパス
成分は、減算しなくとも、復調特性に大きな影響を与え
ず、その分の処理を少なくすることによって、消費電力
を軽減でき、回路を小型化できる利点がある。
【００７５】図１８はこの発明の第１０の実施形態を示
すブロック図である。前述の図９に示した実施形態で
は、多重数・遅延量は遅延プロファイルよりマルチパス
による遅延波が次のデータに重ならないように多重数・
遅延量を選ぶようにした。しかしながら、現実の通信で
は、送信するデータの内容によって、必要となる誤り率
が異なってくる。たとえば、音声ではＢＥＲ＝１０-3，
データではＢＥＲ＝１０ -8などの誤りが必要で、逆に言
えばそれぞれに適した誤り率が存在し、必要以上に誤り
率が良くなるより、データ伝送レートの高い方が望まし
い場合がある。
【００７６】そこで、図１８に示した実施形態では、回
線に必要とされる誤り率に対応した干渉量（Ｃ／Ｉ）と
ホワイトノイズの関係を予め記憶する干渉量記憶部５０
２を設け、比較回路５０１によって遅延プロファイルと
干渉量記憶部５０２に記憶されている干渉量とを比較
し、その比較出力に基づいて、多重数・遅延量決定回路
４８が多重・遅延したときにデータ部分に重なってくる
干渉量と必要な誤り率から多重数・遅延量を決定する。
【００７７】たとえば、音声ではＣ／Ｉ＝１０ｄＢ以上
が必要であれば、遅延プロファイルより、それに応じた
遅延量を算出して多重数・遅延量を決定する。また、デ
ータではＣ／Ｉ＝１５ｄＢ以上が必要であれば、遅延プ
ロファイルよりそれに応じた遅延量を算出して多重数・
遅延量を決定する。このとき、当然前者の方が多重数が
多くなる。このように、この実施形態では、回線に最適
となる多重数・遅延量を決定でき、無駄がなくなり、ス
ループットを上げることができる。
【００７８】図１９はこの発明の第１１の実施形態を示
す図である。この実施形態においては、第１０の実施形
態においてデータフォーマットでプリアンブル部の情報
データの入っていない部分においては多重を行なわず、
情報データの入っている部分のみ多重化するようにした
ものである。遅延プロファイルを求める場合、相関出力
から求めたり、図１２においては記憶している既知手段
を用いて遅延プロファイルを求めた。
【００７９】しかしながら、多重をしている場合、遅延
プロファイルを求める場合にも多重による遅延波が重な
っているので、重なっている数が多いほど算出すること
が複雑である。そこで、この第１１の実施形態において
は、遅延プロファイルを求める場合には、多重していな
い区間を用い、実際に必要なデータ部分では多重するよ
うにする。多重しない場合は、多重した場合に比べて、
データ間の時間はｋ倍（ｋは多重数）となるため、マル
チパスによる遅延がいくつも重なることを防ぐことがで
きるようになる。その結果、遅延プロファイルの算出を
簡単にできる利点がある。
【００８０】なお、上述の実施形態では、多重数・遅延
量を多重しない部分から決定するようにしたが、この多
重数・遅延量のデータをこの多重しない部分にデータと
して入れるようにしてもよい。多重数・遅延量は遅延プ
ロファイルから決定されるが、このデータを前記多重し
ない部分にデータとして組込むことで、受信側が多重し
ない部分を受信し、その結果から、受信機の多重数・遅
延量を合わせることができるようになる。この結果、予
め多重数を送受間で決めておかなくても、その時々の受
信結果からわかることから、各データが増えるごとに可
変しても、全く支障なく復調できる。その結果、伝搬路
の変化に対して、リアルタイムで多重数・遅延量を決定
でき、スループットを向上できるようになる。
【００８１】なお、多重数・遅延量を変えて通信するシ
ステムにおいては、その設定を決定するために、前述の
ような回路が必要となる。ここで、双方向通信をする場
合を考えると、このような回路は一方でよく、その結果
回路を小さくできる。たとえば、親局と子局のような場
合には、親局のみで多重数・遅延量を検出する手段を持
つだけで済む。また、一般には、１つの親局に対して、
多数の子局がつながるので、システムとしての回路はか
なり小さくできるようになる。
【００８２】前述の実施例においては、その多重数，遅
延量は遅延プロファイルを用いて遅延によって信号が重
ならない遅延量を考慮して決定していた。しかしなが
ら、実際のシステムにおいては、その遅延量を検出する
ためには、そのための回路が必要となる。
【００８３】一方、この発明が適用されるシステムで
は、ディジタルデータであるために伝送誤りがあるとシ
ステムに不具合が生じる。そこで、通常は、誤り検出回
路または誤り訂正回路を付加して誤りがないか否かの検
出を行なっている。そこで、次に示す実施形態では、復
調，誤り検出後の信号を用いて、多重数，遅延量を選択
することを特徴とする。すなわち、誤り率がよいときに
は、多重数を多くし、一方誤り率が悪いときには多重数
を少なくする。
【００８４】図２０はそのような構成を示すブロック図
である。図２０において、多重遅延方式復調部４７で復
調された信号から誤り率の算出あるいは誤り検出を行な
うために、誤り率検出部８１が設けられ、この誤り率検
出部８１の出力によって、多重数遅延量決定回路５０が
多重数と遅延量を決定する。
【００８５】誤り率が悪いときには、大きく別けて２つ
の原因を考えることができる。その１つは、遅延による
信号重なりが生じている場合で、もう１つはＣ／Ｎ（搬
送波対雑音比）が悪い場合である。このとき、多重数を
減らすことによって、遅延プロファイルに対して余裕が
できるとともに、多重数を減らすことでデータ１ビット
当たりの誤り率がよくなる。これは、全送信電力に対し
て送信ビット数が減るためである。その結果、誤り率の
改善を行なうことができる。
【００８６】上述の如く、この実施形態では、遅延広が
りを求めることなく、誤り率によって多重数を切換える
ことにより、回路を簡易化できる特徴がある。
【００８７】なお、上述の実施形態では、誤り率を用い
たが、次に示す実施形態では、Ｃ／Ｎを検出し、その検
出結果に応じて多重数と遅延量を決定する。
【００８８】図２１はそのような実施形態を示すブロッ
ク図である。図２１において、相関部３１の出力からＣ
／Ｎを測定するためのＣ／Ｎ測定部８２が設けられ、こ
のＣ／Ｎ測定部８２の出力が多重数遅延量決定回路５０
に与えられる。スペクトル拡散を相関部３１を用いて復
調する場合、その１つの特徴として受信電力と相関スパ
イク，相関スパイクタイミングの相関出力信号と相関ス
パイクなどの比率からＣ／Ｎを算出することができる。
この実施形態では、多重数を減らした場合に、１ビット
当たりの送信電力を大きくすることができるようにな
る。したがって、Ｃ／Ｎがよいときには、多重数を多く
して送信し、Ｃ／Ｎが悪いときには、多重数を少なくし
て送信する。その結果、Ｃ／ＮがよいときにもＣ／Ｎが
悪いときにも安定した通信ができるようになる。
【００８９】ところで、実際の通信する情報の種類によ
っては、その情報量が一定とならない場合がある。たと
えば、画像データなどはその伝送する量が多く、一方、
音声データなどではその情報量は少ない。そこで、次に
示す実施形態においては、その多重数と遅延量を送信す
べきデータの情報量に応じて変更するようにする。
【００９０】図２２はそのような実施形態を示すブロッ
ク図である。図２２において、伝送データ量が最適多重
数決定回路８３に与えられ、最適多重数決定回路８３は
送信すべきデータの量によって多重数・遅延量を決定し
て多重数遅延量決定回路５０に与える。したがって、こ
の実施形態では、多重しない部分で多重する部分の多重
数を設定してデータを送ることができるので、送信する
データの量によって多重数を変えることができる。たと
えば、２多重のシステムに対して、５多重のシステムは
全く同じ回路で２．５倍の情報を送ることができる。
【００９１】この実施形態では、情報量によって多重数
を変えることにより、仮に１多重の伝送量が１Ｍｂｐｓ
とすると、５多重では５Ｍｂｐｓの伝送量となる。伝送
量は１．８Ｍｂｐｓ程度であれば２多重方式で、３．５
Ｍｂｐｓ程度であれば４多重方式というように必要な伝
送量を下回らない最小多重数となるように制御する。こ
の場合、前述の如く、遅延プロファイル，誤り率，Ｃ／
Ｎによって多重数・遅延量を変えているわけではない
が、通信しているシステムが回路設計上余裕がある場合
には、その多重数・遅延量は誤り率の観点から変えるの
ではなく、アプリケーションの要求する伝送量の観点か
ら変える方法をとることができる。このようにすること
により、アプリケーションの要求に応じた伝送レートを
設定することができる。
【００９２】なお、上述の説明においては、その制御は
システム内で行なうようにしたが、データ伝送などの場
合、ハードウェアだけではなく、ソフトウェア主体の制
御が行なわれていることが多い。その伝送プロトコル
は、いくつかの層に分かれており、この発明における物
理量は上位層によって制御される。
【００９３】図２３はそのような実施形態を示すブロッ
ク図である。図２３において、多重数遅延量決定回路５
２は上位層から制御され、その情報を１多重分の多重数
データに折り込んで送信できるようにする。その結果、
さらに高度化されたレイヤ構造を持ったプロトコルシス
テムにおいても、この発明を用いることができるように
なる。
【００９４】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、デー
タフォーマットのプリアンブル部などのデータ既知部か
ら遅延プロファイルを算定し、パスダイバーシティの設
定を決定することにより、その時々に最適な設定をする
ことができ、従来に比べて誤り率などの性能を向上でき
る。
【００９５】また、遅延プロファイルからマルチパスキ
ャンセラーの設定を決定することにより、キャンセラー
を有効に働かすことができ、マルチパスによる劣化がな
くなり、性能を向上できる。
【００９６】さらに、データを遅延して合成する手段に
よって多重する変復調手段の場合には、無駄なく多重で
き、その結果最大限のデータ量を送出することができ、
スループットを向上できる。
【００９７】また、遅延プロファイルから理論式に基づ
いて遅延特性を算出することにより、よりきめ細やかな
コントロールを行なうことができ、非常に高速な伝搬路
変化にも対応できる。
【００９８】さらに、遅延プロファイル算定手段には、
予め記憶しているかあるいは算出した値と検出手段によ
って得られた信号とを比較し、その比較した出力に基づ
いて遅延プロファイルを算出することにより、自己相関
の影響をなくすことができ、遅延部分のみを正確に算出
することができる。
【００９９】さらに、算出した信号を同一拡散周期タイ
ミングごとで積分し、その値を遅延プロファイルとする
ことによって、ガウス雑音などの影響を低減でき、遅延
プロファイルを正確に出力することができる。
【０１００】また、算出した差信号を同一拡散周期タイ
ミングごとにフィルタリングし、その値を遅延プロファ
イルとすることによって、単純な積分よりも、さらにガ
ウス雑音などの遅延信号部分の影響を低減できる。
【０１０１】また、マルチパスキャンセラーに、遅延プ
ロファイルはもちろんデータ復調タイミングに応じた遅
延量のときの信号成分を、復調部より得られた復調済み
のデータ成分に応じて算出し、減ずることによってマル
チパスのみをキャンセルできるようになり、従来のマル
チパスキャンセラーに比べて回路を簡単にできる。
【０１０２】さらに、予め減ずるか否かの判断基準を持
つことによって、キャンセラーが特性向上に寄与しない
かあるいは劣化を招く場合には適用しないことで性能を
向上できたり、回路の小型化および省電力化を図ること
ができる。また、多重する場合に、回線に必要とされる
誤り率に対応した干渉量を予め記憶しておくことによっ
て、多重数，遅延量を最適に設定でき、スループットを
向上できる。
【０１０３】また、データフォーマットにおいて、プリ
アンブル部分およびその後の規定されたデータ部分では
多重数は行なわないことによって、多重しない場合に多
重数を変えた場合も、この部分から判断してリアルタイ
ムで受信機構成を変えることができる。
【０１０４】また、多重数，遅延量を多重を行なわない
部分の規定されたデータ部分に情報として組込んで送信
することによって、多重数・遅延量の識別が容易とな
る。
【０１０５】さらに、双方向通信をするシステムにおい
て、一方のみで多重数・遅延量の決定およびデータ部分
へ組込むことで、回路を簡単にできる。
【０１０６】さらに、復調，誤り検出後の信号を用いて
多重数，遅延量を選択することにより、誤り率がよいと
きには多重数を多くし、誤り率が悪いときには多重数を
少なくすることができる。その結果、誤り率の改善をす
ることができるとともに、遅延広がりを求めることな
く、誤り率によって多重数を切換えることで回路を簡易
化できる。
【０１０７】また、Ｃ／Ｎを検出し、検出したＣ／Ｎに
応じて多重数と遅延量を決定することにより、Ｃ／Ｎが
よいときには多重数を多くして送信し、Ｃ／Ｎが悪いと
きには多重数を少なくして送信することができる。その
結果、Ｃ／Ｎがよいときにもあるいは悪いときにも安定
した通信が可能となる。
【０１０８】さらに、多重数・遅延量は、送信すべきデ
ータの情報量に応じて変えることにより、アプリケーシ
ョンの要求に応じた伝送レートを設定することができ
る。
【０１０９】さらに、上位層からの情報によって多重数
・遅延量をコントロールすることにより、レイヤ構造を
持ったプロトコルシステムにおいても、この発明を適用
できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明の第１の実施形態を示すブロック図で
ある。
【図２】図１に示した第１の実施形態の動作を説明する
ためのタイミング図である。
【図３】図１に示した遅延プロファイル算定部の具体的
なブロック図である。
【図４】図１に示した既知データ検出部の具体的なブロ
ック図である。
【図５】この発明の第２の実施形態を示すブロック図で
ある。
【図６】図５に示した実施形態の動作を説明するための
タイミング図である。
【図７】この発明の第３の実施形態を示すブロック図で
ある。
【図８】図７に示した多重遅延方式復調部の具体例を示
す図である。
【図９】図８の動作を説明するためのタイミング図であ
る。
【図１０】この発明の第４の実施形態を示すブロック図
である。
【図１１】図８に示した実施形態の動作を説明するため
のタイミング図である。
【図１２】この発明の第５の実施形態を示すブロック図
である。
【図１３】この発明の第５の実施の形態の動作を説明す
るためのフローチャートである。
【図１４】この発明の第６の実施形態を示すブロック図
である。
【図１５】この発明の第７の実施形態を示すブロック図
である。
【図１６】この発明の第８の実施形態を示すブロック図
である。
【図１７】この発明の第９の実施形態を示すブロック図
である。
【図１８】この発明の第１０の実施形態を示すブロック
図である。
【図１９】この発明の第１１の実施形態を示す図であ
る。
【図２０】この発明の第１２の実施形態を示す図であ
る。
【図２１】この発明の第１３の実施形態を示す図であ
る。
【図２２】この発明の第１４の実施形態を示す図であ
る。
【図２３】この発明の第１５の実施形態を示すブロック
図である。
【図２４】従来のスペクトル拡散通信システムの概略ブ
ロック図である。
【図２５】図２４に示したシステムにおける相関出力波
形を示す図である。
【図２６】図２４に示したシステムで用いたパスダイバ
ーシティのＰＤＩやＲＡＫＥを用いたときの誤り率特性
を示す図である。
【図２７】従来のシステムにおける相関出力波形を示す
図である。
【図２８】本願発明者らが提案したシステムのブロック
図である。
【図２９】図２８に示したシステムにおける相関出力波
形を示す図である。
【符号の説明】
３１ 相関部 ３２ 相関タイミング検出部 ３３ 遅延プロファイル算定部 ４０ 復調部 ４１ 差動部 ４２ 遅延部 ４３ ＰＤＩ部 ４４ ＰＤＩコントロール部 ４５ データ復調部 ４６ マルチパスキャンセラー ４７ 多重遅延方式復調部 ４８ 多重数遅延量決定回路 ４９ 多重遅延方式変調部 ５１ データ比較部 ５２ 記憶部 ５３ 算出コントロール部 ５４ 積分部 ５５ フィルタ部 ６０ 遅延プロファイル・計算部 ６２ 遅延分散算出部 ６３ データ演算部 ７１ 減算部 ７２ 減算タイミングコントロール部 ７３ 遅延プロファイル算出回路 ７４ 基準量記憶部 ８１ 誤り率検出部 ８２ Ｃ／Ｎ検出部 ８３ 最適多重数決定回路 ３３１ シフト部 ３３２ ラッチ部 ３３３ 演算部 ３３４ 加算平均部 ３３５ シフト部 ４４１ 比較回路 ４４２ タイミング発生器 ５０１ 比較回路 ５０２ 干渉量記憶部

Claims (18)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 プリアンブル部にデータ既知部を有する
    ようなデータフォーマットで直接スペクトル拡散通信を
    用いて送受信する無線通信システムであって、 受信信号の相関をとるための相関手段、 前記相関手段によって相関のとられた信号からデータ既
    知部を検出するための検出手段、 前記データ既知部の相関出力を予め出力するデータ既知
    部出力手段、および前記検出手段の検出信号に基づい
    て、前記データ検知部の実測時の相関信号を出力し、そ
    の出力信号と前記データ既知部出力手段からの相関出力
    とを比較して遅延信号の状態である遅延プロファイルを
    出力する遅延プロファイル算出手段を備えた、スペクト
    ル拡散通信システム。
  2. 【請求項２】 さらに、前記遅延プロファイル算出手段
    によって算出された遅延プロファイルから遅延分散を求
    めて、その値から予め定める理論式に基づいて、種々の
    遅延特性を算出する手段を含む、請求項１のスペクトル
    拡散通信システム。
  3. 【請求項３】 さらに、前記遅延プロファイル算出手段
    によって比較された２つの信号の差信号を同一拡散周期
    タイミングごとに積分し、その出力を遅延プロファイル
    とする積分手段を含む、請求項１のスペクトル拡散通信
    システム。
  4. 【請求項４】 さらに、前記遅延プロファイル算出手段
    によって比較された２つの信号の差信号を同一拡散周期
    タイミングごとにフィルタリングし、その出力を遅延プ
    ロファイルとするフィルタ手段を含む、請求項１のスペ
    クトル拡散通信システム。
  5. 【請求項５】 プリアンブル部にデータ既知部を有する
    ようなデータフォーマットで直接スペクトル拡散通信を
    用いて送受信する無線通信システムであって、 受信信号の相関をとるための相関手段、 前記相関手段によって相関のとられた信号からデータ既
    知部を検出するための検出手段、 前記検出手段によって検出されたデータ既知部から遅延
    信号の状態である遅延プロファイルを算出する遅延プロ
    ファイル算出手段、および前記遅延プロファイル算出手
    段によって算出された遅延プロファイルに基づいて、パ
    スダイバーシティの設定を決定する手段を備えた、スペ
    クトル拡散通信システム。
  6. 【請求項６】 プリアンブル部にデータ既知部を有する
    ようなデータフォーマットで直接スペクトル拡散通信を
    用いて送受信する無線通信システムであって、 受信信号の相関をとるための相関手段、 前記相関手段によって相関のとられた信号からデータ既
    知部を検出するための検出手段、 前記検出手段によって検出されたデータ既知部から遅延
    信号の状態である遅延プロファイルを算出する遅延プロ
    ファイル算出手段、および前記遅延プロファイル算出手
    段によって算出された遅延プロファイルからマルチパス
    キャンセラーの設定を決定する手段を備えた、スペクト
    ル拡散通信システム。
  7. 【請求項７】 前記マルチパスキャンセラーの設定を決
    定する手段は、前記検出手段の検出信号に基づいて、前
    記データ既知部以外のデータの復調に用いる時間タイミ
    ング部分の相関出力から、前記遅延プロファイル算出手
    段によって求めた遅延プロファイルのうち、データ復調
    タイミングに応じた遅延量のときの信号成分を、復調済
    みのデータ成分に応じて算出して前記データ復調タイミ
    ングの相関出力から減ずることを特徴とする、請求項６
    のスペクトル拡散通信システム。
  8. 【請求項８】 さらに、前記減ずるか否かの判断基準値
    を記憶する記憶手段を含み、 前記算出した信号が前記記憶手段に記憶されている基準
    値より小さいときには減じないようにしたことを特徴と
    する、請求項７のスペクトル拡散通信システム。
  9. 【請求項９】 プリアンブル部にデータ既知部を有する
    ようなデータフォーマットで直接スペクトル拡散通信を
    用いて送受信する無線通信システムであって、 受信信号の相関をとるための相関手段、 前記相関手段によって相関のとられた信号からデータ既
    知部を検出するための検出手段、 前記データ既知部の相関出力を予め出力するデータ既知
    部出力手段、 前記データ既知部出力手段における相関出力から遅延信
    号の状態である遅延プロファイルを算出する遅延プロフ
    ァイル算出手段、および前記データを遅延した後、合成
    して多重化し、前記遅延プロファイル算出手段から出力
    された遅延プロファイルに基づいて多重数遅延量を決定
    する変復調手段を備えた、スペクトル拡散通信システ
    ム。
  10. 【請求項１０】 さらに、回線に必要とされる誤り率に
    対応した干渉量を予め記憶する干渉量記憶手段を含み、 前記復調手段は、前記遅延プロファイルの算出値に基づ
    いて、データ送信タイミングの干渉量を算出し、前記干
    渉記憶手段に記憶されている値を越えないで最適となる
    多重数・遅延量を選択することを特徴とする、請求項９
    のスペクトル拡散通信システム。
  11. 【請求項１１】 プリアンブル部にデータ既知部を有す
    るようなデータフォーマットで直接スペクトル拡散通信
    を用いて送受信する無線通信システムであって、 受信信号の相関をとるための相関手段、 前記相関手段によって相関のとられた信号からデータ既
    知部を検出するための検出手段、 前記データ既知部の相関出力を予め出力するデータ既知
    部出力手段、および前記データ既知部出力手段によって
    出力されたデータ既知部分およびその後の規定されたデ
    ータ部分では多重化を行なわず、それ以降の規定された
    部分においてデータを遅延して合成することによって多
    重する変復調手段を備えた、スペクトル拡散通信システ
    ム。
  12. 【請求項１２】 前記変復調手段によって決定された多
    重数，遅延量を、多重を行なわない部分の規定されたデ
    ータ部分に情報として組込んで送信し、 受信側では、この部分のデータから多重数・遅延量を識
    別し、それに応じて復調することを特徴とする、請求項
    １１のスペクトル拡散通信システム。
  13. 【請求項１３】 前記無線通信システムは双方向通信を
    するシステムであって、 前記多重数・遅延量の決定およびデータ部分への組込み
    は一方のみで行ない、その多重数・遅延量は双方で共通
    利用することを特徴とする、請求項１１または１２のス
    ペクトル拡散通信システム。
  14. 【請求項１４】 さらに、前記検出手段の検出信号に基
    づいて、前記データ既知部の実測時の相関信号を出力
    し、その出力信号と前記データ既知部出力手段からの相
    関出力とを比較して遅延信号の状態である遅延プロファ
    イルを出力する遅延プロファイル算出手段を含み、 前記変復調手段は、前記遅延プロファイル算出手段によ
    って算出された遅延プロファイルに基づいて多重数と遅
    延量を決定することを特徴とする、請求項１１のスペク
    トル拡散通信システム。
  15. 【請求項１５】 さらに、前記変復調手段の復調出力か
    ら誤り率を検出する誤り率検出手段を含み、 前記変復調手段は、前記誤り率決定手段によって決定さ
    れた誤り率に基づいて多重数と遅延量とを決定すること
    を特徴とする、請求項１１のスペクトル拡散通信システ
    ム。
  16. 【請求項１６】 さらに、前記相関手段の出力から搬送
    波対雑音比を検出する搬送波対雑音比検出手段を含み、 前記変復調手段は、前記搬送波対雑音比検出手段によっ
    て検出された搬送波対雑音比に基づいて多重数と遅延量
    を決定することを特徴とする、請求項１１のスペクトル
    拡散通信システム。
  17. 【請求項１７】 さらに、送信すべきデータの情報量を
    入力するための入力手段を含み、 前記変復調手段は、前記入力手段から入力された送信す
    べきデータの情報量に基づいて多重数と遅延量を決定す
    ることを特徴とする、請求項１１のスペクトル拡散通信
    システム。
  18. 【請求項１８】 前記変復調手段は、上位層からの情報
    に基づいて多重数と遅延量を決定することを特徴とす
    る、請求項１１のスペクトル拡散通信システム。
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Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6212223B1 (en) 1997-04-24 2001-04-03 Sharp Kabushiki Kaisha Demodulation and correlation for spread spectrum communications
US6246714B1 (en) 1997-04-08 2001-06-12 Sharp Kabushiki Kaisha Synchronization circuit with correlated signal in the direct spread spectrum telecommunication system
US6266360B1 (en) * 1997-02-17 2001-07-24 Sharp Kabushiki Kaisha Direct-spread-spectrum communication system
US6345067B1 (en) 1997-09-22 2002-02-05 Sharp Kabushiki Kaisha Clock regenerating circuit in direct spread spectrum communication system
US6501786B1 (en) 1997-03-18 2002-12-31 Sharp Kabushiki Kaisha Direct spread spectrum communication system corresponding to delayed multiplex mode, and method of communication using the system
US6768729B1 (en) 1998-09-24 2004-07-27 Nec Corporation CDMA receiver, path detection method, and recording medium on which path detection control program is recorded
US6816542B1 (en) 1999-06-30 2004-11-09 Nec Corporation Direct sequence CDMA receiver having a delay profile producer with an interpolation function
WO2005015797A1 (ja) * 2003-08-12 2005-02-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 無線通信装置およびパイロットシンボル伝送方法

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3585333B2 (ja) * 1996-12-26 2004-11-04 松下電器産業株式会社 Ｃｄｍａ基地局装置
JP3891373B2 (ja) * 1998-03-26 2007-03-14 ソニー株式会社 復調装置及び復調方法
JP3264259B2 (ja) * 1998-12-10 2002-03-11 日本電気株式会社 Ｃｄｍａ受信装置
US6683924B1 (en) * 1999-10-19 2004-01-27 Ericsson Inc. Apparatus and methods for selective correlation timing in rake receivers
US6859484B2 (en) * 1999-12-27 2005-02-22 Nec Corporation Transmission diversity detection circuit and detection method
JP3673700B2 (ja) * 2000-06-27 2005-07-20 株式会社日立製作所 スペクトル拡散信号を用いた測距及び位置測定方法、その方法を行う装置
JP3468509B2 (ja) * 2000-08-22 2003-11-17 Ｎｅｃマイクロシステム株式会社 ページングモード制御方法
US7769078B2 (en) * 2000-12-22 2010-08-03 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Apparatus, methods and computer program products for delay selection in a spread-spectrum receiver
JP3581357B2 (ja) * 2002-05-22 2004-10-27 松下電器産業株式会社 通信端末装置及び拡散コード推定方法
US7702338B2 (en) * 2004-09-29 2010-04-20 Qualcomm Incorporated Method for finding the location of a mobile terminal in a cellular radio system
EP1777545A1 (en) * 2005-10-24 2007-04-25 Mitsubishi Electric Information Technology Centre Europe B.V. Object detection

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2803237B2 (ja) * 1989-11-07 1998-09-24 ダイキン工業株式会社 データ伝送方法およびその装置
JP2896817B2 (ja) * 1990-06-14 1999-05-31 クラリオン株式会社 スペクトラム拡散通信装置
DE4202786A1 (de) * 1991-01-31 1992-09-03 Clarion Co Ltd Spreizspektrum-kommunikationsanordnung
JPH04360434A (ja) * 1991-06-07 1992-12-14 Canon Inc スペクトル拡散送信装置及びスペクトル拡散受信装置
JP3179554B2 (ja) * 1992-03-06 2001-06-25 株式会社リコー スペクトラム拡散通信システム
JP2982504B2 (ja) * 1992-07-31 1999-11-22 日本電気株式会社 適応受信機
JP2605648B2 (ja) * 1994-12-22 1997-04-30 日本電気株式会社 Ｓｓ受信機における逆拡散符号位相検出装置
JP2697648B2 (ja) * 1994-12-26 1998-01-14 日本電気株式会社 判定帰還形等化器
JP2751869B2 (ja) * 1995-04-28 1998-05-18 日本電気株式会社 送信ダイバシティ方式
US5960028A (en) * 1995-08-11 1999-09-28 Sharp Kabushiki Kaisha Spread spectrum communication system
JP2858561B2 (ja) * 1996-05-30 1999-02-17 日本電気株式会社 デジタルｄｌｌ回路

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6266360B1 (en) * 1997-02-17 2001-07-24 Sharp Kabushiki Kaisha Direct-spread-spectrum communication system
US6501786B1 (en) 1997-03-18 2002-12-31 Sharp Kabushiki Kaisha Direct spread spectrum communication system corresponding to delayed multiplex mode, and method of communication using the system
US6246714B1 (en) 1997-04-08 2001-06-12 Sharp Kabushiki Kaisha Synchronization circuit with correlated signal in the direct spread spectrum telecommunication system
US6212223B1 (en) 1997-04-24 2001-04-03 Sharp Kabushiki Kaisha Demodulation and correlation for spread spectrum communications
US6345067B1 (en) 1997-09-22 2002-02-05 Sharp Kabushiki Kaisha Clock regenerating circuit in direct spread spectrum communication system
US6768729B1 (en) 1998-09-24 2004-07-27 Nec Corporation CDMA receiver, path detection method, and recording medium on which path detection control program is recorded
US6816542B1 (en) 1999-06-30 2004-11-09 Nec Corporation Direct sequence CDMA receiver having a delay profile producer with an interpolation function
WO2005015797A1 (ja) * 2003-08-12 2005-02-17 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 無線通信装置およびパイロットシンボル伝送方法
CN1833387A (zh) * 2003-08-12 2006-09-13 松下电器产业株式会社 无线通信装置以及导频符号传输方法
US8843142B2 (en) 2003-08-12 2014-09-23 Godo Kaisha Ip Bridge 1 Radio communication apparatus and pilot symbol transmission method
US9537632B2 (en) 2003-08-12 2017-01-03 Godo Kaisha Ip Bridge 1 Receiving apparatus, receiving method and integrated circuit
US10476645B2 (en) 2003-08-12 2019-11-12 Godo Kaisha Ip Bridge 1 Receiving apparatus, receiving method and integrated circuit

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DE69735077T2 (de) 2006-08-24
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