JP6374647B2

JP6374647B2 - プラズマ処理装置

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Publication number: JP6374647B2
Application number: JP2013229497A
Authority: JP
Inventors: 洋生今野; 俊助角岡
Original assignee: Tokyo Electron Ltd; Daihen Corp
Current assignee: Tokyo Electron Ltd; Daihen Corp
Priority date: 2013-11-05
Filing date: 2013-11-05
Publication date: 2018-08-15
Anticipated expiration: 2033-11-05
Also published as: TW201532108A; US20150122421A1; TWI637423B; US9805916B2; KR102279088B1; JP2015090770A; KR20150051897A

Description

本発明は、被処理体にプラズマ処理を施す技術に係り、特に処理容器内に供給される２種類の高周波のいずれか一方のパワーをパルスに変調するパワー変調方式のプラズマ処理装置に関する。

一般に、プラズマ処理装置は、真空排気可能な処理容器で処理ガスのプラズマを生成し、プラズマに含まれるラジカルやイオンの気相反応あるいは表面反応によって、処理容器内に配置される被処理体上に薄膜を堆積させ、あるいは基板表面の素材または薄膜を削るなどの微細加工を行うようにしている。

たとえば、容量結合型のプラズマ処理装置では、処理容器内に上部電極と下部電極とを平行に配置し、下部電極の上に被処理体（半導体ウエハ、ガラス基板等）を載置し、上部電極もしくは下部電極にプラズマ生成に適した周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以上）の高周波を印加する。この高周波の印加によって相対向する電極間に生成された高周波電界により電子が加速され、電子と処理ガスとの衝突電離によってプラズマが発生するようになっている。

近年は、半導体デバイス等の製造プロセスにおけるデザインルールが益々微細化し、特にプラズマエッチングでは、より高い寸法精度が求められており、エッチングにおけるマスクまたは下地に対する選択比や面内均一性をより高くすることも求められている。そのため、チャンバ内のプロセス領域の低圧力化、低イオンエネルギー化が指向され、４０ＭＨｚ以上といった高い周波数の高周波が用いられつつある。

しかしながら、このように低圧力化および低イオンエネルギー化が進んだことにより、従来は問題とならなかったチャージングダメージの影響を無視することができなくなっている。つまり、イオンエネルギーの高い従前のプラズマ処理装置ではプラズマ電位が面内でばらついたとしても大きな問題は生じないが、より低圧でイオンエネルギーが低くなると、プラズマ電位の面内不均一がゲート酸化膜のチャージングダメージを引き起こしやすくなるといった問題が生じる。

この問題に対しては、プラズマ生成に用いる高周波のパワーをデューティ比の制御可能なオン／オフ（またはＨレベル／Ｌレベル）のパルスで変調する方式（以下、「第１のパワー変調方式」という。）が有効とされている。この第１のパワー変調方式によれば、プラズマエッチング中に処理ガスのプラズマ生成状態とプラズマ非生成状態（プラズマを生成していない状態）とが所定周期で交互に繰り返されるので、プラズマ処理の開始から終了までプラズマを生成し続ける通常のプラズマ処理に比べて、プラズマを連続して生成している時間が短くなる。これによって、プラズマから被処理体に一度に流入する電荷の量あるいは被処理体の表面部に電荷が累積的に蓄積する量が減ることになるので、チャージングダメージは生じ難くなり、安定したプラズマ処理の実現およびプラズマプロセスの信頼性が向上する。

また、従来より、プラズマ処理装置においては、被処理体を載置する下部電極に低い周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以下）の高周波を印加し、下部電極上に発生する負のバイアス電圧またはシース電圧によりプラズマ中のイオンを加速して基板に引き込むＲＦバイアス法が多く用いられている。このようにプラズマからイオンを加速して被処理体の表面に衝突させることにより、表面反応、異方性エッチング、あるいは膜の改質等を促進することができる。

ところが、プラズマエッチング装置を用いてビアホールやコンタクトホール等のエッチングを行う場合には、ホールサイズの大小によってエッチングレートが異なる、いわゆるマイクロローディング効果が生じる問題があり、エッチング深さのコントロールが困難であるという問題がある。特に、ガードリング（ＧＲ）のような大きいエリアではエッチングが速いことが多く、ＣＦ系ラジカルが入りにくいスモールビアではエッチレートが遅いことが多い。

この問題に対しては、イオン引き込みに用いる高周波のパワーをデューティ比の制御可能なオン／オフ（またはＨレベル／Ｌレベル）のパルスで変調する方式（以下、「第２のパワー変調方式」という。）が有効とされている。この第２のパワー変調方式によれば、被処理体上の所定の膜のエッチングが進行するのに適した比較的高いオン状態（またはＨレベル）のパワーを維持する期間とイオン引き込み用の高周波が被処理体上の所定の膜にポリマーが堆積されるのに適した比較的低いオフ状態（またはＬレベル）のパワーを維持する期間とが一定の周期で交互に繰り返されることにより、ホールサイズの大きい（広い）場所ほど高い堆積レートで所定の膜に適度なポリマー層が堆積され、エッチングの進行が抑制される。これによって、望ましくないマイクロローディング効果を低減し、高選択比および高エッチングレートのエッチングが可能となる。

特開２０００−７１２９２号公報特開２０１２−９５４４号公報特開２０１３−３３８５６号公報

一般に、プラズマ処理装置に用いられる高周波電源、特に上記のように処理容器内にプラズマ生成用の高周波あるいはイオン引き込み用の高周波を供給する高周波電源は、その電源より出力される高周波のパワーつまり進行波のパワーを一定に保つ制御（以下、「ＰＦ制御」と称する。）、もしくは進行波のパワーから反射波のパワーを差し引いた正味の投入パワー（以下、「ロードパワー」と称する。）を一定に保つ制御（以下、「ＰＬ制御」と称する。）のいずれかを行うようになっている。

ところが、プラズマプロセスに上記のような第１のパワー変調方式または第２のパワー変調方式を用いる場合は、パワー変調をかけられる高周波のパワーがパルスのオン状態（またはＨレベル）とオフ状態（またはＬレベル）とでステップ的に変化し、それによって負荷（プラズマ）が周期的に大きく変動する。このことによって、パワー変調をかけない連続波（ＣＷ）の高周波を出力する高周波電源においては、ＰＦ制御およびＰＬ制御のどちらも上手くいかないことが問題となっている。

すなわち、ＰＦ制御の場合は、図１４に示すように、高周波電源の出力つまり進行波のパワーＰＦを設定値ＰＦ_Sに維持しても、変調パルスに同期した負荷（プラズマ）の変動に応じて反射波のパワーＰＲが周期的に変動し、それによってロードパワーＰＬ（ＰＬ＝ＰＦ−ＰＲ）も周期的に変動する。ロードパワーＰＬがそのように周期的に変動すると、当該高周波がプラズマ生成用の高周波である場合は、プラズマがハンチングを起こしやすくなる。また、当該高周波がイオン引き込み用の高周波である場合は、被処理体に入射するイオンのエネルギーが変動する。いずれの場合でも、プラズマプロセスが安定しない。

一方、ＰＬ制御は、理想的には、図１５に示すように、変調パルスに同期して反射波のパワーＰＲが変動しても、その変動分をキャンセルするように進行波のパワーＰＦをフィードバックループで可変に制御することにより、ロードパワーＰＬを設定値ＰＬ_Sに維持することができる。

しかしながら、実際には、従来のＰＬ制御によると、反射波パワーＰＲないし進行波パワーＰＦの周期的な変動にフィードバック制御が迅速かつ適確に追いつくことができない。特に、変調パルスの反転時に生じる急激な負荷変動にフィードバック制御が追いつけないため、図１６に示すように、ロードパワーＰＬを設定値ＰＬ_Sに安定に維持することができない。

本発明は、かかる従来技術の問題点を解決するものであり、処理容器内に供給される２種類の高周波のいずれか一方のパワーにパルスで変調をかける場合に、変調をかけない連続波の高周波を出力する高周波電源においてロードパワーを設定値に安定に制御できるようにしたプラズマ処理装置を提供する。

本発明のプラズマ処理装置は、被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記処理容器の中または周囲に配置される第２の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源の出力をパルスで変調する高周波パワー変調部とを具備し、前記第１の高周波電源が、前記第１の高周波給電ライン上で、前記第１の高周波電源から前記第１の電極に向かって順方向に伝搬する進行波のパワーおよび前記第１の電極から前記第１の高周波電源に向かって逆方向に伝搬する反射波のパワーを検知し、前記進行波のパワーおよび前記反射波のパワーをそれぞれ表わす進行波パワー検知信号および反射波パワー検知信号を生成するＲＦパワーモニタと、前記ＲＦパワーモニタより得られる前記進行波パワー検知信号と前記反射波パワー検知信号とから、前記プラズマを含む負荷に供給されるロードパワーの測定値を求めるロードパワー測定部と、前記進行波のパワーに対してフィードバック制御をかける高周波出力制御部とを有し、前記高周波出力制御部が、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値と所定のロードパワー設定値とに基づいて、前記進行波のパワーに対して前記第１の期間にかけるフィードバック制御のための第１の制御指令値を生成する第１の制御指令値生成部と、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値と前記ロードパワー設定値とに基づいて、前記進行波のパワーに対して前記第２の期間にかけるフィードバック制御のための第２の制御指令値を生成する第２の制御指令値生成部と、前記パルスの各サイクルにおいて、前記第１の期間中は前記ＲＦパワーモニタからの前記進行波パワー検知信号を前記第１の制御指令値生成部からの前記第１の制御指令値と比較して第１の比較誤差を生成し、前記第２の期間中は前記ＲＦパワーモニタからの前記進行波パワー検知信号を前記第２の制御指令値生成部からの前記第２の制御指令値と比較して第２の比較誤差を生成する比較部とを有し、前記パルスの各サイクルにおいて、前記第１の期間中は前記第１の比較誤差を零に近づけるように前記第１の高周波電源の出力を制御し、前記第２の期間中は前記第２の比較誤差を零に近づけるように前記第１の高周波電源の出力を制御する。

上記の装置構成においては、高周波パワー変調部が第２の高周波電源の出力をパルスで変調することにより、パルスの各サイクルにおいて第１の期間と第２の期間との間で負荷（プラズマ）が大きく変動し、それによって変調を受けない第１の高周波電源側では反射波のパワーが大きく変動しやすい。しかし、第１の高周波電源においては、上記第１および第２の制御指令値生成部と上記比較部とを有する上記高周波出力制御部により、パルスの各サイクルにおいて、第１の期間中は第１の比較誤差を零に近づけるように第１の高周波電源の出力を制御し、第２の期間中は第２の比較誤差を零に近づけるように第１の高周波電源の出力を制御するようにして、進行波のパワーに対してパルスの各サイクルにおける第１の期間と第２の期間とで個別にフィードバック制御をかけるので、変調パルスに同期した反射波パワーないし進行波パワーの周期的な変動に容易かつ適確に追従することが可能であり、変調パルスの反転時に生じる急激な負荷変動にも難なく追いつくことができる。これによって、ロードパワーを設定値に安定に保つことができる。

本発明のプラズマ処理装置によれば、上記のような構成および作用により、処理容器内に供給される２種類の高周波のいずれか一方のパワーにパルスで変調をかける場合に、変調をかけない連続波の高周波を出力する高周波電源においてロードパワーを設定値に安定に制御することができる。

本発明の一実施形態における容量結合型プラズマ処理装置の構成を示す断面図である。第１のパワー変調方式を説明するための各部の波形を示す波形図である。第２のパワー変調方式を説明するための各部の波形を示す波形図である。プラズマ生成用の高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。イオン引込用の高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。図３のＲＦパワーモニタおよび電源制御部の構成を示すブロック図である。図５の高周波出力制御部内の構成を示すブロック図である。図４のＲＦパワーモニタおよび電源制御部の構成を示すブロック図である。図７の高周波出力制御部内の構成を示すブロック図である。図５の高周波出力制御部の作用を説明するための各部の波形を示す波形図である。一実施例における制御指令値生成部の回路構成を示すブロック図である。図１０の制御指令値生成部の作用を示す各部の波形を示す波形図である。パワー変調方式を用いるプラズマエッチングの実験においてプラズマの安定性に関して一般のＰＦ制御で得られた実験結果を示す表である。図１２Ａと同様にＰＦ制御で得られた実験結果を示す表である。パワー変調方式を用いるプラズマエッチングの実験においてプラズマの安定性に関して実施形態のＰＬ制御で得られた結果を示す表である。図１３Ａと同様に実施形態のＰＬ制御で得られた実験結果を示す表である。ＰＦ制御の技法とその問題点を説明するための各部の波形を示す波形図である。ＰＬ制御の技法（理想形態）を説明するための各部の波形を示す波形図である。従来のＰＬ制御における問題点を説明するための各部の波形を示す波形図である。

以下、添付図を参照して本発明の好適な実施の形態を説明する。

［プラズマ処理装置の構成］

図１に、本発明の一実施形態におけるプラズマ処理装置の構成を示す。このプラズマ処理装置は、下部２高周波重畳印加方式の容量結合型（平行平板型）プラズマエッチング装置として構成されており、たとえば表面がアルマイト処理（陽極酸化処理）されたアルミニウムからなる円筒形の真空チャンバ（処理容器）１０を有している。チャンバ１０は接地されている。

チャンバ１０の底部には、セラミックなどの絶縁板１２を介して円柱状のサセプタ支持台１４が配置され、このサセプタ支持台１４の上にたとえばアルミニウムからなるサセプタ１６が設けられている。サセプタ１６は下部電極を構成し、この上に被処理体としてたとえば半導体ウエハＷが載置される。

サセプタ１６の上面には半導体ウエハＷを保持するための静電チャック１８が設けられている。この静電チャック１８は導電膜からなる電極２０を一対の絶縁層または絶縁シートの間に挟み込んだものであり、電極２０にはスイッチ２２を介して直流電源２４が電気的に接続されている。直流電源２４からの直流電圧により、半導体ウエハＷを静電吸着力で静電チャック１８に保持できるようになっている。静電チャック１８の周囲でサセプタ１６の上面には、エッチングの均一性を向上させるためのたとえばシリコンからなるフォーカスリング２６が配置されている。サセプタ１６およびサセプタ支持台１４の側面にはたとえば石英からなる円筒状の内壁部材２８が貼り付けられている。

サセプタ支持台１４の内部には、たとえば円周方向に延びる冷媒室３０が設けられている。この冷媒室３０には、外付けのチラーユニット（図示せず）より配管３２ａ，３２ｂを介して所定温度の冷媒たとえば冷却水（ｃｗ）が循環供給される。冷媒の温度によってサセプタ１６上の半導体ウエハＷの処理温度を制御できるようになっている。さらに、伝熱ガス供給機構（図示せず）からの伝熱ガスたとえばＨeガスが、ガス供給ライン３４を介して静電チャック１８の上面と半導体ウエハＷの裏面との間に供給される。

サセプタ１６には、高周波電源３６，３８がそれぞれ整合器４０，４２および共通の給電導体（たとえば給電棒）４４を介して電気的に接続されている。一方の高周波電源３６は、プラズマの生成に適した一定の周波数ｆ_HF（たとえば４０ＭＨｚ）の高周波ＨＦを出力する。他方の高周波電源３８は、プラズマからサセプタ１６上の半導体ウエハＷへのイオンの引き込みに適した一定の周波数ｆ_LF（たとえば１２．８８ＭＨｚ）の高周波ＬＦを出力する。

このように、整合器４０および給電棒４４は、高周波電源３６よりプラズマ生成用の高周波ＨＦをサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４３の一部を構成する。一方、整合器４２および給電棒４４は、高周波電源３８よりイオン引き込み用の高周波ＬＦをサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４５の一部を構成している。

チャンバ１０の天井には、サセプタ１６と平行に向かいあって接地電位の上部電極４６が設けられている。この上部電極４６は、多数のガス噴出孔４８ａを有するたとえばＳi、ＳiＣなどのシリコン含有材質からなる電極板４８と、この電極板４８を着脱可能に支持する導電材料たとえば表面がアルマイト処理されたアルミニウムからなる電極支持体５０とで構成されている。この上部電極４６とサセプタ１６との間にプラズマ生成空間または処理空間ＰＡが形成されている。

電極支持体５０は、その内部にガスバッファ室５２を有するとともに、その下面にガスバッファ室５２から電極板４８のガス噴出孔４８ａに連通する多数のガス通気孔５０ａを有している。ガスバッファ室５２にはガス供給管５４を介して処理ガス供給源５６が接続されている。処理ガス供給源５６には、マスフローコントローラ（ＭＦＣ）５８および開閉バルブ６０が設けられている。処理ガス供給源５６より所定の処理ガス（エッチングガス）がガスバッファ室５２に導入されると、電極板４８のガス噴出孔４８ａよりサセプタ１６上の半導体ウエハＷに向けて処理空間ＰＡに処理ガスがシャワー状に噴出されるようになっている。このように、上部電極４６は、処理空間ＰＡに処理ガスを供給するためのシャワーヘッドを兼ねている。

また、電極支持体５０の内部には冷媒たとえば冷却水を流す通路（図示せず）も設けられており、外部のチラーユニットにより冷媒を介して上部電極４６の全体、特に電極板４８を所定温度に温調するようになっている。さらに、上部電極４６に対する温度制御をより安定化させるために、電極支持体５０の内部または上面にたとえば抵抗発熱素子からなるヒータ（図示せず）を取り付ける構成も可能である。

サセプタ１６およびサセプタ支持台１４とチャンバ１０の側壁との間に形成される環状の空間は排気空間となっており、この排気空間の底にはチャンバ１０の排気口６２が設けられている。この排気口６２に排気管６４を介して排気装置６６が接続されている。排気装置６６は、ターボ分子ポンプなどの真空ポンプを有しており、チャンバ１０の室内、特に処理空間ＰＡを所望の真空度まで減圧できるようになっている。また、チャンバ１０の側壁には半導体ウエハＷの搬入出口６８を開閉するゲートバルブ７０が取り付けられている。

主制御部７２は、１つまたは複数のマイクロコンピュータを含み、外部メモリまたは内部メモリに格納されるソフトウェア（プログラム）およびレシピ情報にしたがって、装置内の各部、特に高周波電源３６，３８、整合器４０，４２、ＭＦＣ５８、開閉バルブ６０、排気装置６６等の個々の動作および装置全体の動作（シーケンス）を制御する。

また、主制御部７２は、キーボード等の入力装置や液晶ディスプレイ等の表示装置を含むマン・マシン・インタフェース用の操作パネル（図示せず）および各種プログラムやレシピ、設定値等の各種データを格納または蓄積する外部記憶装置（図示せず）等とも接続されている。この実施形態では、主制御部７２が１つの制御ユニットとして示されているが、複数の制御ユニットが主制御部７２の機能を並列的または階層的に分担する形態を採ってもよい。

この容量結合型プラズマエッチング装置における枚葉ドライエッチングの基本動作は次のようにして行われる。先ず、ゲートバルブ７０を開状態にして加工対象の半導体ウエハＷをチャンバ１０内に搬入して、静電チャック１８の上に載置する。そして、処理ガス供給源５６より処理ガスつまりエッチングガス（一般に混合ガス）を所定の流量および流量比でチャンバ１０内に導入し、排気装置６６による真空排気でチャンバ１０内の圧力を設定値にする。さらに、高周波電源３６，３８よりそれぞれ所定のパワーでプラズマ生成用の高周波ＨＦ（４０ＭＨｚ）およびイオン引き込み用の高周波ＬＦ（１２．８８ＭＨｚ）を重畳してサセプタ１６に印加する。また、直流電源２４より直流電圧を静電チャック１８の電極２０に印加して、半導体ウエハＷを静電チャック１８上に固定する。上部電極４６のシャワーヘッドより吐出されたエッチングガスは両電極４６，１６間の高周波電界の下で放電し、処理空間ＰＡ内にプラズマが生成される。このプラズマに含まれるラジカルやイオンによって半導体ウエハＷの主面の被加工膜がエッチングされる。

このプラズマエッチング装置においては、たとえば上述したようなチャージングダメージ対策として、高周波電源３６より出力されるプラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーを、たとえば１ｋＨｚ〜１００ｋＨｚの範囲内で選ばれる一定の周波数ｆ_Sおよび可変のデューティ比Ｄ_Sを有するパルスＭＳで変調する第１のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることができる。

この場合、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６に対しては、ＲＦ出力モードとしてパワー変調を指示する制御信号を与えるとともに、変調の周波数ｆ_Sおよびデューティ比Ｄ_Sを表わす変調パルスＭＳを与える。高周波電源３６は、図２Ａに示すように、変調パルスＭＳに同期して高周波ＨＦのパワーをオン・オフする。ここで、変調パルスＭＳの周期、オン期間（第１の期間）、オフ期間（第２の期間）をそれぞれＴ_C，Ｔ_on，Ｔ_offとすると、Ｔ_C＝１／ｆ_S，Ｔ_C＝Ｔ_on＋Ｔ_off，Ｄ_S＝Ｔ_on／（Ｔ_on＋Ｔ_off）の関係式が成立する。

一方で、第１のパワー変調方式を用いる場合、主制御部７２は、イオン引き込み系の高周波電源３８に対しては、ＲＦ出力モードとして連続波（ＣＷ）を指示する制御信号を与えるとともに、変調パルスＭＳと同一のパルスまたはそれに同期したタイミング信号を与える。

また、このプラズマエッチング装置においては、上述したようなマイクロローディング効果対策として、高周波電源３８より出力されるイオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーを、たとえば１００Ｈｚ〜５０ｋＨｚの範囲内で選ばれる一定の周波数ｆ_Sおよび可変のデューティ比Ｄ_Sを有するパルスＭＳで変調する第２のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることも可能となっている。

この場合、主制御部７２は、イオン引き込み系の高周波電源３８に対しては、ＲＦ出力モードとしてパワー変調を指示する制御信号を与えるとともに、変調の周波数ｆ_Sおよびデューティ比Ｄ_Sを表わす変調パルスＭＳを与える。高周波電源３８は、図２Ｂに示すように、変調パルスＭＳに同期してプラズマ生成用高周波ＬＦのパワーをオン・オフする。この場合も、変調パルスＭＳの周期、オン期間（第１の期間）、オフ期間（第２の期間）をそれぞれＴ_C，Ｔ_on，Ｔ_offとすると、Ｔ_C＝１／ｆ_S，Ｔ_C＝Ｔ_on＋Ｔ_off，Ｄ_S＝Ｔ_on／（Ｔ_on＋Ｔ_off）の関係式が成立する。

一方で、第２のパワー変調方式を用いる場合、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６に対しては、ＲＦ出力モードとして連続波（ＣＷ）を指示する制御信号を与えるとともに、変調パルスＭＳと同一のパルスまたはそれに同期したタイミング信号を与える。

［プラズマ生成系の高周波電源および整合器の構成］

図３に、この実施形態におけるプラズマ生成系の高周波電源３６および整合器４０の構成を示す。

高周波電源３６は、高周波放電のプラズマ生成に適した一定周波数（たとえば４０ＭＨｚ）の正弦波または基本波を発生する高周波発振器８０Ａと、この高周波発振器８０Ａより出力される基本波のパワーを可変制御可能な利得または増幅率で増幅するパワーアンプ８２Ａと、主制御部７２からの制御信号にしたがって高周波発振器８０Ａおよびパワーアンプ８２Ａを直接制御する電源制御部８４Ａとを備えている。主制御部７２から電源制御部８４Ａには、ＲＦ出力のモードを指示する制御信号や変調パルスＭＳだけでなく、通常の電源オン・オフやパワーインターロック関係等の制御信号およびパワー設定値等のデータも与えられる。このプラズマ処理装置で第１のパワー変調方式（図２Ａ）が行われるときは、主制御部７２の制御の下で電源制御部８４Ａがパワー変調部を構成する。

高周波電源３６のユニット内には、ＲＦパワーモニタ８６Ａも備わっている。このＲＦパワーモニタ８６Ａは、高周波給電ライン４３上に方向性結合器を設けており、高周波給電ライン４３上を順方向に伝搬する進行波のパワー（ＰＦ）と逆方向に伝搬する反射波のパワー（ＲＦ）を検知し、進行波のパワー（ＰＦ）および反射波のパワー（ＲＦ）にそれぞれに対応するアナログ信号つまり進行波パワー検知信号Ｓ_PFおよび反射波パワー検知信号Ｓ_PRを生成する。

ＲＦパワーモニタ８６Ａより得られる進行波パワー検知信号Ｓ_PFおよび反射波パワー検知信号Ｓ_PRは、パワーフィードバック制御用に高周波電源３６内の電源制御部８４Ａに与えられる。さらに、ＲＦパワーモニタ８６Ａ内で得られる反射波パワー（ＲＦ）の測定値が、モニタ表示用に主制御部７２に与えられる。

整合器４０は、高周波給電ライン４３に接続されている複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえば可変コンデンサあるいは可変インダクタ）Ｘ_H1，Ｘ_H2を含む整合回路８８Ａと、リアクタンス素子Ｘ_H1，Ｘ_H2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）９０Ａ，９２Ａを介して制御するマッチングコントローラ９４Ａと、高周波給電ライン４３上で整合回路８８Ａのインピーダンスを含む負荷側のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ９６Ａとを有している。

図４に、この実施形態におけるイオン引き込み用の高周波電源３８および整合器４２の構成を示す。

高周波電源３８は、サセプタ１６上の半導体ウエハＷにプラズマからイオンを引き込むのに適した一定周波数（たとえば１２．８８ＭＨｚ）の正弦波または基本波を発生する高周波発振器８０Ｂと、この高周波発振器８０Ｂより出力される基本波のパワーを可変制御可能な利得または増幅率で増幅するパワーアンプ８２Ｂと、主制御部７２からの制御信号にしたがって高周波発振器８０Ｂおよびパワーアンプ８２Ｂを直接制御する電源制御部８４Ｂと、ＲＦパワーモニタ８６Ｂとを備えている。高周波発振器８０Ｂの周波数（１２．８８ＭＨｚ）が高周波発振器８０Ａの周波数（４０ＭＨｚ）と異なる点を除いて、高周波電源３８内の各部８０Ｂ〜８６Ｂはプラズマ生成系の高周波電源３６内の各部８０Ａ〜８６Ａとそれぞれ同様の構成および機能を有している。このプラズマ処理装置で第２のパワー変調方式（図２Ｂ）が行われるときは、主制御部７２の制御の下で電源制御部８４Ｂがパワー変調部を構成する。

高周波電源３８において、ＲＦパワーモニタ８６Ｂは、高周波給電ライン４５上に方向性結合器を設けており、高周波給電ライン４５上を順方向に伝搬する進行波のパワー（ＰＦ）と逆方向に伝搬する反射波のパワー（ＲＦ）を検知し、進行波のパワー（ＰＦ）および反射波のパワー（ＲＦ）にそれぞれに対応するアナログ信号つまり進行波パワー検知信号Ｓ_PFおよび反射波パワー検知信号Ｓ_PRを生成する。

ＲＦパワーモニタ８６Ｂより得られる進行波パワー検知信号Ｓ_PFおよび反射波パワー検知信号Ｓ_PRは、パワーフィードバック制御用に高周波電源３８内の電源制御部８４Ｂに与えられる。さらに、ＲＦパワーモニタ８６Ｂ内で得られる反射波パワー（ＰＲ）の測定値が、モニタ表示用に主制御部７２に与えられる。

整合器４２は、高周波給電ライン４５に接続されている複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえば可変コンデンサあるいは可変インダクタ）Ｘ_L1，Ｘ_L2を含む整合回路８８Ｂと、リアクタンス素子Ｘ_L1，Ｘ_Lのリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）９０Ｂ，９２Ｂを介して制御するマッチングコントローラ９４Ｂと、高周波給電ライン４５上で整合回路８８Ｂのインピーダンスを含む負荷側のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ９６Ｂとを有している。

［電源制御部内の要部の構成］

図５および図６に、プラズマ生成系の高周波電源３６における電源制御部８４Ａ内の要部の構成を示す。

電源制御部８４Ａは、図５に示すように、ロードパワー測定部１００Ａと高周波出力制御部１０２Ａとを有している。ロードパワー測定部１００Ａは、ＲＦパワーモニタ８６Ａより得られる進行波パワー検知信号Ｓ_PFと反射波パワー検知信号Ｓ_PRとから、負荷（主にプラズマ）に投入されるロードパワーＰＬの測定値Ｍ_PL（Ｍ_PL＝Ｓ_PF−Ｓ_PR）を演算によって求める。

ロードパワー測定部１００Ａは、アナログ演算回路またはディジタル演算回路のいずれの形態を有してもよい。すなわち、アナログの進行波パワー検知信号Ｓ_PFとアナログの反射波パワー検知信号Ｓ_PRとの差分をとってアナログ信号のロードパワー測定値Ｍ_PLを生成してもよく、あるいは進行波パワー検知信号Ｓ_PFおよび反射波パワー検知信号Ｓ_PRをそれぞれディジタル信号に変換したうえで両者の差分をとり、ディジタル信号のロードパワー測定値Ｍ_PLを生成してもよい。

高周波出力制御部１０２Ａは、図６に示すように、パルス・オン期間（第１の期間）用の第１の制御指令値生成部１０４Ａと、パルス・オフ期間（第２の期間）用の第２の制御指令値生成部１０６Ａと、ＲＦパワーモニタ８６Ａからの進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第１の制御指令値生成部１０４Ａからの第１の制御指令値Ｃ_onもしくは第２の制御指令値生成部１０４Ｂからの第２の制御指令値Ｃ_offと比較して、比較誤差ＥＲ_onもしくはＥＲ_offを生成する比較器１０８Ａと、この比較器１０８Ａからの比較誤差ＥＲ_onもしくはＥＲ_offに応じてアンプ８２Ａの利得または増幅率を可変に制御するアンプ制御部１１０Ａと、高周波出力制御部１０２Ａ内の各部を制御するコントローラ１１２Ａとを有している。

ここで、第１の制御指令値生成部１０４Ａは、ロードパワー測定部１００Ａより与えられるロードパワー測定値Ｍ_PLとコントローラ１１２Ａを介して主制御部７２より与えられるロードパワー設定値ＰＬ_Sとを入力し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔ_on中に進行波のパワーＰＦにかけるフィードバック制御のための第１の制御指令値Ｃ_onを生成する。

一方、第２の制御指令値生成部１０６Ａは、ロードパワー測定部１００Ａからのロードパワー測定値Ｍ_PLとコントローラ１１２Ａからのロードパワー設定値ＰＬ_Sとを入力し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オフ期間Ｔ_off中に進行波パワーＰＦにかけるフィードバック制御のための第２の制御指令値Ｃ_offを生成する。

なお、第１および第２の制御指令値生成部１０４Ａ，１０６Ａは、好ましくはディジタル回路で構成されてよい。その場合、それぞれの出力段にディジタル−アナログ（Ｄ／Ａ）変換器を設けることで、第１および第２の制御指令値Ｃ_on，Ｃ_offをアナログ信号の形態で出力することができる。

第１の制御指令値生成部１０４Ａより出力される第１の制御指令値Ｃ_onと、第２の制御指令値生成部１０６Ａより出力される第２の制御指令値Ｃ_offとは、切替回路１１４Ａを介して交互に比較器１１４Ａに与えられる。切替回路１１４Ａは、コントローラ１１２Ａの制御の下で動作し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は第１の制御指令値生成部１０４Ａからの第１の制御指令値Ｃ_onを選択して比較器１０８Ａに転送し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は第２の制御指令値生成部１０６Ａからの第２の制御指令値Ｃ_offを選択して比較器１０８Ａに転送するようになっている。

したがって、比較器１０８Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第１の制御指令値Ｃ_onと比較してその比較誤差つまり第１の比較誤差ＥＲ_on（ＥＲ_on＝Ｃ_on−Ｓ_PF）を生成し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第２の制御指令値Ｃ_offと比較してその比較誤差つまり第２の比較誤差ＥＲ_off（ＥＲ_off＝Ｃ_off−Ｓ_PF）を生成するようになっている。

そして、アンプ制御部１１０Ａは、コントローラ１１２Ａの制御の下で動作し、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は第１の比較誤差ＥＲ_onを零に近づけるようにパワーアンプ８２Ａの利得または増幅率を可変制御して高周波電源３６の出力を制御し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は第２の比較誤差ＥＲ_offを零に近づけるようにパワーアンプ８２Ａの利得または増幅率を可変制御して高周波電源３６の出力を制御するようになっている。

なお、パワーアンプ８２Ａには、線形増幅器（リニアアンプ）が好適に用いられる。また、比較器１０８Ａにはたとえば差動増幅器が用いられる。比較器１０８Ａにおいては、入力信号の差分（Ｃ_on−Ｓ_PF）もしくは（Ｃ_off−Ｓ_PF）と、出力信号の比較誤差ＥＲ_onもしくはＥＲ_offとの間に、一定の比例関係が成立していればよい。

図７および図８に、イオン引き込み系の高周波電源３８における電源制御部８４Ｂ内の要部の構成を示す。

電源制御部８４Ｂは、図７に示すように、ロードパワー測定部１００Ｂと高周波出力制御部１０２Ｂとを有している。高周波出力制御部１０２Ｂは、図８に示すように、第１の制御指令値生成部１０４Ｂ、第２の制御指令値生成部１０６Ｂ、比較器１０８Ｂ、アンプ制御部１１０Ｂ、コントローラ１１２Ｂおよび切替回路１１４Ｂを有している。

電源制御部８４Ｂには、ＲＦパワーモニタ８６Ｂより、高周波給電ライン４５上を伝搬するイオン引き込み用の高周波ＬＦに対応する進行波のパワーＰＦおよび反射波のパワーＲＲをそれぞれ表わすアナログ信号つまり進行波パワー検知信号Ｓ_PFおよび反射波パワー検知信号Ｓ_PRが入力される。この点が異なるだけで、電源制御部８４Ｂにおけるロードパワー測定部１００Ｂおよび高周波出力制御部１０２Ｂは、上述したプラズマ生成系の電源制御部８４Ａにおけるロードパワー測定部１００Ａおよび高周波出力制御部１０２Ａとそれぞれ同様の構成を有し、同様に機能する。

［実施形態におけるＰＬ制御の作用］

この実施形態のプラズマ処理装置においては、高周波電源３６，３８のいずれも、プラズマ生成用の高周波ＨＦまたはイオン引き込み用の高周波ＬＦをチャンバ１０内に各々供給している時は、負荷（主にプラズマ）に投入される正味の高周波パワーつまりロードパワーＰＬを一定に保つためのＰＬ制御を行うようになっている。

以下に、この実施形態におけるＰＬ制御の作用を説明する。一例として、このプラズマ処理装置において所与のプラズマプロセスに第２のパワー変調方式が用いられるとする。

この場合、主制御部７２は、イオン引き込み系の高周波電源３８の電源制御部８４Ｂに対しては、ＲＦ出力モードとしてパワー変調を指示する制御信号やロードパワー設定値ＰＬ_Sのデータを与えるとともに、パワー変調用のタイミング信号として変調パルスＭＳを与える。電源制御部８４Ｂは、第２のパワー変調方式を実施するために、変調パルスＭＳに同期して高周波発振器８０Ｂをオン・オフ制御するとともに、高周波ＬＦのパワーを設定値に一致または近似させるようにパワーアンプ８２Ｂを制御する。

一方、主制御部７２は、プラズマ生成系の高周波電源３６の電源制御部８４Ａに対しては、ＲＦ出力モードとして連続波（ＣＷ）を指示する制御信号やロードパワー設定値ＰＬ_Sのデータを与えるとともに、ＰＬ制御用のタイミング信号として変調パルスＭＳと同じパルスまたはそれに同期したパルスを与える。高周波電源３６は、この電源３６より出力される連続波（ＣＷ）の高周波ＨＦに対して次のようなＰＬ制御を行う。

すなわち、主制御部７２からのロードパワー設定値ＰＬ_Sは、高周波出力制御部１０２Ａ内でコントローラ１１２Ａにセットされる。コントローラ１１２Ａは、第１および第２の制御指令値生成部１０４Ａ，１０６Ａに対して、ロードパワー設定値ＰＬ_Sおよび所要の制御信号、クロック信号を与える。

第１の制御指令値生成部１０４Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、ロードパワー測定部１００Ａからのロードパワー測定値Ｍ_PLをパルス・オン期間Ｔ_onの間だけ取り込んでフィードバック信号に用いる。ここで、ロードパワー測定値Ｍ_PLの瞬時値または代表値をフィードバック信号に用いることも可能ではあるが、通常はロードパワー測定値Ｍ_PLの平均値（好ましくは移動平均値）をフィードバック信号に用いる。

具体的には、パルス・オン期間Ｔ_onの間にロードパワー測定部１００Ａより与えられるロードパワー測定値Ｍ_PLについて変調パルスＭＳの複数サイクル分の移動平均値ＡＭ_PLを取得し、この移動平均値ＡＭ_PLをロードパワー設定値ＰＬ_Sと比較して比較誤差または偏差を求め、次または後続のサイクルにおいてこの偏差を適度な速度で零に近づけるようにパルス・オン期間Ｔ_on中に進行波のパワーＰＦにかけるフィードバック制御の目標値つまり第１の制御指令値Ｃ_onを決定する。この第１の制御指令値Ｃ_onを決定するために、フィードバック制御またはフィードフォワード制御の技術で常用されている公知のアルゴリズムを用いることができる。

一方、第２の制御指令値生成部１０６Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、ロードパワー測定部１００Ａより与えられるロードパワー測定値Ｍ_PLをパルス・オフ期間Ｔ_offの間だけ取り込んでフィードバック信号に用いる。やはり、ロードパワー測定値Ｍ_PLの瞬時値または代表値をフィードバック信号に用いることも可能ではあるが、通常はロードパワー測定値Ｍ_PLの平均値（好ましくは移動平均値）をフィードバック信号に用いる。

具体的には、パルス・オフ期間Ｔ_offの間にロードパワー測定部１００Ａより与えられるロードパワー測定値Ｍ_PLについて１サイクル分または複数サイクル分の移動平均値ＢＭ_PLを取得し、この移動平均値ＢＭ_PLをロードパワー設定値ＰＬ_Sと比較して比較誤差または偏差を求め、次または後続のサイクルにおいてこの偏差を適度な速度で零に近づけるようにパルス・オフ期間Ｔ_off中に進行波のパワーＰＦにかけるフィードバック制御の目標値つまり第２の制御指令値Ｃ_offを決定する。この第２の制御指令値Ｃ_offを決定するために、フィードバック制御またはフィードフォワード制御で常用されている公知のアルゴリズムを用いることができる。

上記したように、比較器１０８Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第１の制御指令値生成部１０４Ａからの第１の制御指令値Ｃ_onと比較してその比較誤差（第１の比較誤差）ＥＲ_onを生成し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第２の制御指令値生成部１０６Ａからの第２の制御指令値Ｃ_offと比較してその比較誤差（第２の比較誤差）ＥＲ_offを生成する。そして、アンプ制御部１１０Ａは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は第１の比較誤差ＥＲ_onを零に近づけるようにパワーアンプ８２Ａの利得または増幅率を可変に制御し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は第２の比較誤差ＥＲ_offを零に近づけるようにパワーアンプ８２Ａの利得または増幅率を可変に制御する。

こうして、第２のパワー変調方式の下でプラズマ生成用の高周波ＨＦを連続波（ＣＷ）で出力する高周波電源３６においては、ＲＦパワーモニタ８６Ａおよびロードパワー測定部１００Ａより得られるロードパワーＰＬの測定値Ｍ_PLをロードパワー設定値ＰＬ_Sに一致または近似させるために、電源３６の出力つまり高周波給電ライン４３上を順方向に伝播する進行波のパワーＰＦに対して、変調パルスＭＳの各サイクルにおけるパルス・オン期間Ｔ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offとで独立したフィードバック制御がかけられる。

通常、プラズマプロセスに第２のパワー変調方式が用いられるときは、変調をかけられるイオン引き込み用の高周波ＬＦが変調パルスＭＳの周波数およびデューティでオン・オフすることにより、パルス・オン期間Ｔ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offとの間で負荷（プラズマ）が大きく変動し、それによって反射波のパワーＰＲが大きく変動しやすい。

この実施形態のＰＬ制御法によれば、たとえば図９に模式的に示すように、パルス・オン期間Ｔ_onとパルス・オフ期間Ｔ_offとで、制御変数の進行波パワーＰＦにかけるフィードバック制御の目標値つまり制御指令値が独立した値Ｃ_on，Ｃ_offに切り替えられる。これにより、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は進行波パワーＰＦを第１の制御指令値Ｃ_onに近づける（ひいてはロードパワーＰＬを設定値ＰＬ_Sに近づける）ための第１のフィードバック制御がかけられ、パルス・オフ期間Ｔ_off中は進行波パワーＰＦを第２の制御指令値Ｃ_offに近づける（ひいてはロードパワーＰＬを設定値ＰＬ_Sに近づける）ための第２のフィードバック制御がかけられる。

このような２系統のフィードバック制御によれば、変調パルスＭＳに同期した反射波パワーＰＲないし進行波パワーＰＦの周期的な変動に容易かつ適確に追従することが可能であり、変調パルスＭＳの反転時に生じる急激な負荷変動にも難なく追いつくことができる。これによって、ロードパワーＰＬを設定値ＰＬ_Sに安定に保つことができる。

なお、図９の例では、第１および第２の制御指令値Ｃ_on，Ｃ_offを変調パルスＭＳの３サイクル毎に更新するようにしている。この更新の速度はフィードバック制御の応答速度を規定するものであり、任意の値に選ぶことができる。

一方、第２のパワー変調方式の下でイオン引き込み用の高周波ＬＦにパワー変調をかける高周波電源３８においては、電源制御部８４Ｂにより、変調パルスＭＳの各サイクルにおいてパルス・オン期間Ｔ_on中だけ進行波のパワーＰＦに対してＰＬ制御のためのフィードバック制御がかけられる。この場合、電源制御部８４Ｂ内のコントローラ１１２Ｂは、パルス・オフ期間用の第２の制御指令値生成部１０６Ｂを完全休止または非アクティブの状態に保持して、パルス・オン期間用の第１の制御指令値生成部１０４Ｂだけを動作させる。

比較器１０８Ｂは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中にＲＦパワーモニタ８６Ｂからの進行波パワー検知信号Ｓ_PFを第１の制御指令値生成部１０４Ｂからの第１の制御指令値Ｃ_onと比較してその比較誤差（第１の比較誤差）ＥＲ_onを生成し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は実質的に休止する。そして、アンプ制御部１１０Ｂは、変調パルスＭＳの各サイクルにおいて、パルス・オン期間Ｔ_on中は第１の比較誤差ＥＲ_onを零に近づけるようにパワーアンプ８２Ｂの利得または増幅率を可変に制御し、パルス・オフ期間Ｔ_off中は実質的に休止する。

もっとも、パワー変調をかけられる高周波電源３８においては、ＰＦ制御を行うことも可能である。その場合は、コントローラ１１２Ｂより比較器１０８Ｂに比較基準値として進行波パワー設定値（ＰＦ_S）を与えればよい。

このプラズマ処理装置において所与のプラズマプロセスに第１のパワー変調方式が用いられる場合は、パワーフィードバック制御に関しては、プラズマ生成系の高周波電源３６（特に電源制御部８４Ａ）における上述した動作とイオン引き込み系の高周波電源３８（特に電源制御部８４Ｂ）における上述した動作とが互いに逆転する。

［制御指令値生成部の構成例（実施例）］

図１０に、上述したプラズマ生成系の高周波電源３６（電源制御部８４Ａ）において高周波出力制御部１０２Ａの主たる構成要素である第１および第２の制御指令値生成部１０４Ａ，１０６Ａの具体的な構成例を示す。図１１に、制御指令値生成部１０４Ａ，１０６Ａ内の主な動作を説明するための各部の波形を示す。

図１０において、第１の制御指令値生成部１０４Ａは、サイクル平均値演算回路１２０、移動平均値演算回路１２２、比較器１２４および制御指令値演算回路１２６を有している。

ここで、サイクル平均値演算回路１２０は、変調パルスＭＳの各サイクルでパルス・オン期間Ｔ_on内に設定される第１のモニタ時間Ｔ₁中にロードパワー測定部１００Ａからのロードパワー測定値Ｍ_PLを所定の周波数（たとえば数１０ＭＨｚ）でサンプリングして１サイクル分の平均値ａＭ_PLを演算する。コントローラ１１２Ａは、サンプリング用のクロックＡＣＫと、第１のモニタ時間Ｔ₁を指示するオン期間モニタ信号ＪＳ₁とをサイクル平均値演算回路１２０に与える。サイクル平均値演算回路１２０は、数１０ＭＨｚのサンプリングクロックＡＣＫに同期して高速かつ多量の信号処理を要求されるため、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）を好適に用いることができる。

移動平均値演算回路１２２は、好適にはＣＰＵで構成され、サイクル平均値演算回路１２０より変調パルスＭＳの各サイクル毎に出力されるロードパワー測定値Ｍ_PLの１サイクル平均値ａＭ_PLについて、予め設定された所定の移動区間および移動ピッチで移動平均値ＡＭ_PLを演算する。たとえば、変調パルスＭＳの周波数が１００Ｈｚである場合に、移動区間を１００ｍｓｅｃに設定し、移動ピッチを２０ｍｓｅｃに設定したときは、２０ｍｓｅｃ毎に連続する１０個の１サイクル平均値ａＭ_PLについて１個の移動平均値ＡＭ_PLを演算する。コントローラ１１２Ａは、移動区間および移動ピッチを指示する制御信号ＦＳ₁と移動平均値演算処理のためのクロックＢＣＫを移動平均値演算回路１２２に与える。

比較器１２４は、移動平均値演算回路１２２より得られる移動平均値ＡＭ_PLをロードパワー設定値ＰＬ_Sと比較して、比較誤差ＥＡ（ＥＡ＝ＰＬ_S−ＡＭ_PL）を生成する。

制御指令値演算回路１２６は、比較器１２４より出力される比較誤差ＥＡを入力し、この比較誤差ＥＡを零に近づけるために、パルス・オン期間Ｔ_on中の進行波のパワーＰＦに対するフィードバック制御用の目標値つまり第１の制御指令値Ｃ_onを所定のアルゴリズムによって演算（生成）する。コントローラ１１２Ａは、制御指令値演算回路１２６に所要の制御信号および／またはタイミング信号ＧＳ₁を与える。

一方、第２の制御指令値生成部１０４Ｂは、サイクル平均値演算回路１２８、移動平均値演算回路１３０、比較器１３２および制御指令値演算回路１３４を有している。

ここで、サイクル平均値演算回路１２８は、変調パルスＭＳの各サイクルでパルス・オフ期間Ｔ_off内に設定される第２の第２のモニタ時間Ｔ₂中にロードパワー測定部１００Ａからのロードパワー測定値Ｍ_PLを所定の周波数（たとえば数１０ＭＨｚ）でサンプリングして１サイクル分の平均値ｂＭ_PLを演算する。コントローラ１１２Ａは、サンプリング用のクロックＡＣＫと、第２のモニタ時間Ｔ₂を指示するオフ期間モニタ信号ＪＳ₂とをサイクル平均値演算回路１２８に与える。サイクル平均値演算回路１２８は、数１０ＭＨｚのサンプリングクロックＡＣＫに同期して高速かつ多量の信号処理を要求されるため、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）を好適に用いることができる。

移動平均値演算回路１３０は、好適にはＣＰＵで構成され、サイクル平均値演算回路１２８より変調パルスＭＳの各サイクル毎に出力されるロードパワー測定値Ｍ_PLの１サイクル平均値ｂＭ_PLについて、予め設定された所定の移動区間および移動ピッチで移動平均値ＢＭ_PLを演算する。たとえば、変調パルスＭＳの周波数が１００Ｈｚである場合に、移動区間を１００ｍｓｅｃに設定し、移動ピッチを２０ｍｓｅｃに設定したときは、２０ｍｓｅｃ毎に連続する１０個の１サイクル平均値ｂＭ_PLについて１個の移動平均値ＢＭ_PLを演算する。コントローラ１１２Ａは、移動区間および移動ピッチを指示する制御信号ＦＳ₂と移動平均値演算処理のためのクロックＢＣＫを移動平均値演算回路１３０に与える。

比較器１３２は、移動平均値演算回路１３０より得られる移動平均値ＢＭ_PLをロードパワー設定値ＰＬ_Sと比較して、比較誤差ＥＢ（ＥＢ＝ＰＬ_S−ＢＭ_PL）を生成する。

制御指令値演算回路１３４は、比較器１３２より出力される比較誤差ＥＢを入力し、比較誤差ＥＢを零に近づけるために、パルス・オフ期間Ｔ_off中の進行波のパワーＰＦに対するフィードバック制御用の目標値つまり第２の制御指令値Ｃ_offを所定のアルゴリズムによって演算（生成）する。コントローラ１１２Ａは、制御指令値演算回路１３４に所要の制御信号および／またはタイミング信号ＧＳ₂を与える。

［実施形態における効果の実例］

本発明者は、第２のパワー変調方式を用いるプラズマエッチングの実験において、上記実施形態における効果を検証した。この実験では、エッチングガスをＣＦ₄、チャンバ内圧力を１３mTorr、プラズマ生成用高周波ＨＦの周波数ｆ_HFを４０ＭＨｚ、イオン引き込み用高周波ＬＦの周波数ｆ_LFを１２．８８ＭＨｚ、連続波（ＣＷ）の高周波ＨＦのパワー（進行波パワーＰＦ）を５００Ｗ，１０００Ｗ（一定）にしたうえで、プラズマの安定性に関して一般のＰＦ制御と実施形態におけるＰＬ制御とを比較した。

ＰＦ制御の実験では、パワー変調をかけるイオン引き込み用高周波ＬＦの進行波パワーＰＦの設定値ＰＦ_Sならびにパワー変調の周波数ｆ_Sおよびデューティ比Ｄ_Sをパラメータとして、進行波パワーＰＦの設定値ＰＦ_Sを２５Ｗ，１００Ｗ，５００Ｗ，１０００Ｗ，２０００Ｗの５通りに選び、パワー変調の周波数ｆ_Sを０．１ｋＨｚ，１．０ｋＨｚ，１０ｋＨｚ，２０ｋＨｚの４通りに選び、デューティ比ＤＳを１０％，２０％，・・９０％の９通りに選んだ。その結果、図１２Ａおよび図１２Ｂに示すように、広範囲に点在して「ＮＧ」（プラズマハンチング）の結果の出る場合が少なからずあった。

実施形態におけるＰＬ制御の実験では、パワー変調をかけるイオン引き込み用高周波ＬＦのロードパワーＰＬの設定値ＰＬ_Sならびにパワー変調の周波数ｆ_Sおよびデューティ比Ｄ_Sをパラメータとして、ロードパワーＰＬの設定値ＰＬ_Sを２５Ｗ，１００Ｗ，５００Ｗ，１０００Ｗ，２０００Ｗの５通りに選び、パワー変調の周波数ｆ_Sを０．１ｋＨｚ，１．０ｋＨｚ，１０ｋＨｚ，２０ｋＨｚの４通りに選び、デューティ比ＤＳを１０％，２０％，・・９０％の９通りに選んだ。その結果、図１３Ａおよび図１３Ｂに示すように、全ての場合で「ＯＫ」（プラズマ安定）の結果が出た。

［他の実施形態または変形例］

以上本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想の範囲内で種種の変形が可能である。

本発明においては、第１のパワー変調方式として、プラズマ生成用の高周波ＨＦのパワーが第１のレベル（Ｈレベル）になる第１の期間と第１のレベル（Ｈレベル）よりも低い第２のレベル（Ｌレベル）になる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。同様に、第２のパワー変調方式として、イオン引き込み用の高周波ＬＦのパワーが第１のレベル（Ｈレベル）になる第１の期間と第１のレベル（Ｈレベル）よりも低い第２のレベル（Ｌレベル）になる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。

上記実施形態（図１）では、プラズマ生成用の高周波ＨＦをサセプタ（下部電極）１６に印加した。しかし、プラズマ生成用の高周波ＨＦを上部電極４６に印加する構成も可能である。

本発明は、容量結合型プラズマエッチング装置に限定されず、プラズマＣＶＤ、プラズマＡＬＤ、プラズマ酸化、プラズマ窒化、スパッタリングなど任意のプラズマプロセスを行う容量結合型プラズマ処理装置に適用可能であり、さらにはチャンバの周囲に高周波電極（アンテナ）を設ける誘導結合型プラズマ処理装置にも適用可能である。本発明における被処理体は半導体ウエハに限るものではなく、フラットパネルディスプレイ、有機ＥＬ、太陽電池用の各種基板や、フォトマスク、ＣＤ基板、プリント基板等も可能である。

１０チャンバ
１６サセプタ（下部電極）
３６（プラズマ生成系）高周波電源
３８（イオン引き込み系）高周波電源
４０，４２整合器
４３，４５高周波給電ライン
４６上部電極（シャワーヘッド）
５６処理ガス供給源
７２主制御部
８８Ａ，８８Ｂ整合回路
８０Ａ，８０Ｂ高周波発振器
８２Ａ，８２Ｂアンプ
８４Ａ，８４Ｂ電源制御部
８６Ａ，８６ＢＲＦパワーモニタ
１００Ａ，１００Ｂロードパワー測定部
１０２Ａ，１０２Ｂ高周波出力制御部
１０４Ａ，１０４Ｂ（パルス・オン期間用）制御指令値生成部
１０６Ａ，１０６Ｂ（パルス・オフ期間用）制御指令値生成部
１０８Ａ，１０８Ｂ比較器
１１０Ａ，１１０Ｂアンプ制御回路
１１２Ａ，１１２Ｂコントローラ
１１４Ａ，１１４Ｂ切替回路

Claims

被処理体を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記処理容器内の前記被処理体に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記処理容器の中または周囲に配置される第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記処理容器の中または周囲に配置される第２の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定の周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源の出力をパルスで変調する高周波パワー変調部と
を具備し、
前記第１の高周波電源が、
前記第１の高周波給電ライン上で、前記第１の高周波電源から前記第１の電極に向かって順方向に伝搬する進行波のパワーおよび前記第１の電極から前記第１の高周波電源に向かって逆方向に伝搬する反射波のパワーを検知し、前記進行波のパワーおよび前記反射波のパワーをそれぞれ表わす進行波パワー検知信号および反射波パワー検知信号を生成するＲＦパワーモニタと、
前記ＲＦパワーモニタより得られる前記進行波パワー検知信号と前記反射波パワー検知信号とから、前記プラズマを含む負荷に供給されるロードパワーの測定値を求めるロードパワー測定部と、
前記進行波のパワーに対してフィードバック制御をかける高周波出力制御部と
を有し、
前記高周波出力制御部が、
前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値と所定のロードパワー設定値とに基づいて、前記進行波のパワーに対して前記第１の期間にかけるフィードバック制御のための第１の制御指令値を生成する第１の制御指令値生成部と、
前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値と前記ロードパワー設定値とに基づいて、前記進行波のパワーに対して前記第２の期間にかけるフィードバック制御のための第２の制御指令値を生成する第２の制御指令値生成部と、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記第１の期間中は前記ＲＦパワーモニタからの前記進行波パワー検知信号を前記第１の制御指令値生成部からの前記第１の制御指令値と比較して第１の比較誤差を生成し、前記第２の期間中は前記ＲＦパワーモニタからの前記進行波パワー検知信号を前記第２の制御指令値生成部からの前記第２の制御指令値と比較して第２の比較誤差を生成する比較部と
を有し、
前記パルスの各サイクルにおいて、前記第１の期間中は前記第１の比較誤差を零に近づけるように前記第１の高周波電源の出力を制御し、前記第２の期間中は前記第２の比較誤差を零に近づけるように前記第１の高周波電源の出力を制御する、
プラズマ処理装置。
前記第１の制御指令値生成部は、前記パルスの各サイクル内で前記第１の期間内に設定される第１のモニタ時間中に、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値を取り込んで、前記ロードパワーの測定値と前記ロードパワー設定値との偏差に基づいて前記第１の制御指令値を生成する、請求項１に記載のプラズマ処理装置。
前記第１の制御指令値生成部は、
前記パルスの各サイクル内で前記第１の期間内に設定される第１のモニタ時間中に、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、その平均値を演算する第１のサイクル平均値演算回路と、
前記第１のサイクル平均値演算回路より前記パルスの各サイクル毎に得られる前記ロードパワーの測定値の平均値に基づいて、前記ロードパワーの測定値の前記第１の期間の移動平均値を求める第１の移動平均値演算回路と、
前記第１の移動平均値演算回路より得られる前記ロードパワーの測定値の前記第１の期間の移動平均値を前記ロードパワー設定値と比較し、その比較誤差に基づいて前記第１の制御指令値を生成する第１の制御指令値生成部と
を有する、請求項１に記載のプラズマ処理装置。
前記第２の制御指令値生成部は、前記パルスの各サイクル内で前記第２の期間内に設定される第２のモニタ時間中に、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値を取り込んで、前記ロードパワーの測定値と前記ロードパワー設定値との偏差に基づいて前記第２の制御指令値を生成する、請求項１〜３のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
前記第２の制御指令値生成部は、
前記パルスの各サイクル内で前記第２の期間内に設定される第２のモニタ時間中に、前記ロードパワー測定部より得られる前記ロードパワーの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングして、その平均値を演算する第２のサイクル平均値演算回路と、
前記第２のサイクル平均値演算回路より前記パルスの各サイクル毎に得られる前記ロードパワーの測定値の平均値に基づいて、前記ロードパワーの測定値の前記第２の期間の移動平均値を求める第２の移動平均値演算回路と、
前記第２の移動平均値演算回路より得られる前記ロードパワーの測定値の前記第２の期間の移動平均値を前記ロードパワー設定値と比較し、その比較誤差に基づいて前記第２の制御指令値を生成する第２の制御指令値生成部と
を有する、請求項１〜３のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
前記第１の高周波電源が、前記第１の高周波の基本波を発生する高周波発振器と、前記高周波発振器より出力される前記基本波のパワーを可変制御可能な利得または増幅率で増幅するパワーアンプとを有し、
前記高周波出力制御部が、前記第１の高周波電源の出力を制御するために、前記パワーアンプの利得または増幅率を制御する、
請求項１〜５のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
前記第１および第２の高周波の一方は、前記プラズマの生成に適した周波数を有し、
前記第１および第２の高周波の他方は、前記プラズマから前記被処理体にイオンを引き込むのに適した周波数を有する、
請求項１〜６のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。