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JP5867701B2 - プラズマ処理装置 - Google Patents

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Description

本発明は、被処理基板にプラズマ処理を施す技術に係り、特に処理容器内に供給される高周波のパワーをパルスに変調するパワー変調方式の容量結合型プラズマ処理装置に関する。
容量結合型のプラズマ処理装置は、処理容器内に上部電極と下部電極とを平行に配置し、下部電極の上に被処理基板（半導体ウエハ、ガラス基板等）を載置し、上部電極もしくは下部電極にプラズマ生成に適した周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以上）の高周波を印加する。この高周波の印加によって相対向する電極間に生成された高周波電界により電子が加速され、電子と処理ガスとの衝突電離によってプラズマが発生する。そして、このプラズマに含まれるラジカルやイオンの気相反応あるいは表面反応によって、基板上に薄膜が堆積され、あるいは基板表面の素材または薄膜が削られる。
近年は、半導体デバイス等の製造プロセスにおけるデザインルールが益々微細化し、特にプラズマエッチングでは、より高い寸法精度が求められており、エッチングにおけるマスクまたは下地に対する選択比や面内均一性をより高くすることも求められている。そのため、チャンバ内のプロセス領域の低圧力化、低イオンエネルギー化が指向され、４０ＭＨｚ以上といった高い周波数の高周波が用いられつつある。
しかしながら、このように低圧力化および低イオンエネルギー化が進んだことにより、従来は問題とならなかったチャージングダメージの影響を無視することができなくなっている。つまり、イオンエネルギーの高い従前のプラズマ処理装置ではプラズマ電位が面内でばらついたとしても大きな問題は生じないが、より低圧でイオンエネルギーが低くなると、プラズマ電位の面内不均一がゲート酸化膜のチャージングダメージを引き起こしやすくなるといった問題が生じる。
この問題に対しては、プラズマ生成に用いる高周波のパワーをデューティ比を制御可能なオン／オフ（またはＨレベル／Ｌレベル）のパルスに変調する方式（以下、「第１のパワー変調方式」という。）が有効とされている（特許文献１）。この第１のパワー変調方式によれば、プラズマエッチング中に処理ガスのプラズマ生成状態とプラズマ非生成状態（プラズマを生成していない状態）とが所定周期で交互に繰り返されるので、プラズマ処理の開始から終了までプラズマを生成し続ける通常のプラズマ処理に比べて、プラズマを連続して生成している時間が短くなる。これによって、プラズマから被処理基板に一度に流入する電荷の量あるいは被処理基板の表面部に電荷が累積的に蓄積する量が減ることになるので、チャージングダメージは生じ難くなり、安定したプラズマ処理の実現およびプラズマプロセスの信頼性が向上する。
また、従来より、容量結合型のプラズマ処理装置においては、基板を載置する下部電極に低い周波数（通常１３．５６ＭＨｚ以下）の高周波を印加し、下部電極上に発生する負のバイアス電圧またはシース電圧によりプラズマ中のイオンを加速して基板に引き込むＲＦバイアス法が多く用いられている。このようにプラズマからイオンを加速して基板表面に衝突させることにより、表面反応、異方性エッチング、あるいは膜の改質等を促進することができる。
ところが、容量結合型プラズマエッチング装置を用いてビアホールやコンタクトホール等のエッチングを行う場合には、ホールサイズの大小によってエッチングレートが異なる、いわゆるマイクロローディング効果が生じる問題があり、エッチング深さのコントロールが困難であるという問題がある。特に、ガードリング（ＧＲ）のような大きいエリアではエッチングが速いことが多く、ＣＦ系ラジカルが入りにくいスモールビアではエッチレートが遅いことが多い。
この問題に対しては、イオン引き込みに用いる高周波のパワーのデューティ比を制御可能な第１レベル／第２レベル（またはオン／オフ）のパルスに変調する方式（以下、「第２のパワー変調方式」という。）が有効とされている。この第２のパワー変調方式によれば、被処理基板の所定の膜のエッチングが進行するのに適した比較的高い第１のレベル（Ｈレベル）のパワーを維持する期間とイオン引き込み用の高周波が被処理基板上の所定の膜にポリマーが堆積されるのに適した比較的低い第２のレベル（Ｌレベル）のパワーを維持する期間とが一定の周期で交互に繰り返されることにより、ホールサイズの大きい（広い）場所ほど高い堆積レートで所定の膜に適度なポリマー層が堆積され、エッチングの進行が抑制される。これによって、望ましくないマイクロローディング効果を低減し、高選択比および高エッチングレートのエッチングが可能となる。
特開２００９−７１２９２号公報 特開２００９−３３０８０号公報 特開２０１０−２３８８８１号公報
上記のような第１のパワー変調方式または第２のパワー変調方式においては、高周波電源から処理容器内のプラズマまで高周波を伝送するための高周波給電ライン上に設けられる整合器の整合動作が課題になる。すなわち、整合器は、高周波電源より出力される高周波のパワーを処理容器内のプラズマに最も効率よく伝送するように、整合回路を含めた負荷側のインピーダンスを高周波電源側のインピーダンスに整合させるように動作する。ところが、上記のような第１または第２のパルス変調方式により高周波のパワーにパルス状の変調がかけられると、プラズマ負荷のインピーダンスがパルスに同期して周期的に変動し、これに整合動作を追従させるのが難しくなる。
特にやっかいなのは、プラズマから高周波電源に向かって高周波給電ライン上を逆方向に戻ってくる反射波が、当該高周波に対応する基本波反射波だけでなく、パワー変調の周波数に応じた変調波や高調波歪等の異周波反射波も含むことである。このような異周波反射波の影響を受けずに基本波反射波だけに感応して、基本波反射波のパワーを可及的に小さくするように高速かつ精確な整合動作を行うことが課題となっている。
この点に関して、当初は、パワー変調の１サイクルの中で、パワー変調をかける高周波のパワーをオフ（またはＬレベル）にしている期間中は整合動作を停止し、当該高周波のパワーをオン（またはＨレベル）にしている期間中に整合動作を行うようにしていた（特許文献２）。しかし、パワー変調の各サイクルにおいて、オン（またはＨレベル）期間の開始時および終了間際にプラズマの状態が大きく変動する。このプラズマの過渡状態の変動にも追従して整合動作を行うと、整合器内で制御可能なリアクタンス素子（たとえばコンデンサ）が微動を繰り返すこととなって、プラズマの安定化を阻害してプラズマプロセスが不安定になるとともに、リアクタンス素子がその寿命を縮めてしまうという問題が生じる。そこで、パワー変調の各サイクルにおいて、オフ（またはＬレベル）期間中だけでなく、オン（またはＨレベル）期間中もその開始から所定時間（過渡時間）の間は整合動作を停止させる制御も行われている（特許文献３）。
しかしながら、最近のプラズマ処理装置は、第１および第２のパワー変調方式のいずれを用いる場合でも、その方式に基づく技術的効果ひいてはプロセス性能を向上または拡張するために、あるいはプロセスマージンを広げるために、デューティ比については従来（２５〜８０％）より広いレンジ（たとえば１０〜９０％）を求められ、パワー変調のパルス周波数については従来（０．２５〜１００Ｈｚ）より高い領域（たとえば１００Ｈｚ〜１００ｋＨｚ）を求められている。したがって、たとえば、デューティ比が１０％でパワー変調のパルス周波数が９０ｋＨｚの条件が選択されることもあり得る。上記従来技術のようにパワー変調の各サイクルで整合器の整合動作を断続的に停止する技法は、このようにパワー変調のパルス周波数がｋＨｚあるいは１０ｋＨｚのオーダになると、負荷（プラズマ）インピーダンスの変動に追従できないばかりか、整合器内の可動系部品の故障や寿命短縮化を来してしまうおそれがある。このため、パルス周波数の高いパワー変調方式には適合しえない。
さらに、従来は、パワー変調をかけない側の高周波については、当該高周波給電ライン上に設けられる整合器に特別な制御をかけることはなかった。したがって、当該整合器は、他方の高周波にかけられるパワー変調と同期をとることもなく、あたかも当該高周波給電ライン上のパワー変調無しの高周波を単独で処理容器内のプラズマに印加する場合と同様に、負荷（プラズマ）インピーダンスの変動に対して瞬時瞬時（連続的に）応答する通常の整合動作を行うようになっていた。しかしながら、このような通常の整合動作では、完全整合状態ないし準整合状態を安定確実に確立するのが難しかった。しかも、上記のようにパワー変調の周波数がｋＨｚあるいは１０ｋＨｚのオーダになると、このようなパワー変調をかけない高周波側の整合問題も大きく顕著化してくる。
本発明は、上記従来技術の課題に鑑みてなされたものであり、処理容器内に供給される高周波のパワーをパルスに変調するパワー変調方式において再現性の高い安定かつ精確な整合動作を行えるようにした容量結合型のプラズマ処理装置を提供する。
本発明の第１の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第１の整合部と、第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、前記第２の高周波給電ライン上で前記第２の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第２の整合部と、前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周期で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記第１の整合部は、前記第１の高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１および第２の期間のいずれにも設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記第１の高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算回路と、前記負荷インピーダンス測定値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンスの測定値が前記第１の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。
本発明の第２の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第１の整合部と、第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、前記第２の高周波給電ライン上で前記第２の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第２の整合部と、前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記第１の整合部は、前記第１の高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１および第２の期間のいずれにも設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記第１の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。
本発明の第３の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第１の整合部と、第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、前記第２の高周波給電ライン上で前記第２の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第２の整合部と、前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記第１の整合部は、前記第１の高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１および第２の期間のいずれにも設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記第１の高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算回路と、前記負荷インピーダンス測定値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンスの測定値が前記第１の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。
また、本発明の第４の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第１の整合部と、第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、前記第２の高周波給電ライン上で前記第２の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第２の整合部と、前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記第１の整合部は、前記第１の高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１および第２の期間のいずれにも設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、前記移動平均値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記第１の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。
本発明の第５の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、高周波電源と、前記高周波電源より出力される前記高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための高周波給電ラインと、前記高周波給電ライン上で前記高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための整合部と、前記高周波のパワーがオン状態になる第１の期間とオフ状態になる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記整合部は、前記高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１の期間に設定されるモニタ時間中に、前記高周波給電ラインから得られる前記高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算部と、前記サンプリング平均値演算部より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算部と、前記移動平均値演算部より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算部と、前記負荷インピーダンス測定値演算部より得られる記負荷側インピーダンスの測定値が前記高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。
また、本発明の第６の観点におけるプラズマ処理装置は、被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、高周波電源と、前記高周波電源より出力される前記高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための高周波給電ラインと、前記高周波給電ライン上で前記高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための整合部と、前記高周波のパワーがオン状態になる第１の期間とオフ状態になる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記高周波電源を制御する高周波パワー変調部とを具備する。そして、前記整合部は、前記高周波給電ライン上に設けられる制御可能なリアクタンス素子を含む整合回路と、前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１の期間に設定されるモニタ時間中に、前記高周波給電ラインから得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算部と、前記サンプリング平均値演算部より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算部と、前記移動平均値演算部より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラとを有する。
本発明のプラズマ処理装置によれば、上記のような構成および作用により、処理容器内に供給される高周波のパワーをパルスに変調する第１または第２のパワー変調方式において再現性の高い安定かつ精確な整合動作を行うことができる。
本発明の一実施形態における容量結合型プラズマ処理装置の構成を示す断面図である。 上記プラズマ処理装置におけるパワー変調の一例を示す高周波の波形図である。 上記プラズマ処理装置におけるパワー変調の別の例を示す高周波の波形図である。 パワー変調をかけられる側の高周波およびその側波帯（変調分）のスペクトルを示す図である。 整合がとれている場合の反射波のスペクトルを示す図である。 パワー変調をかけられない側の高周波およびその側波帯（変調分）のスペクトルを示す図である。 整合がとれている場合の反射波のスペクトルを示す図である。 プラズマ生成用の高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。 図５の整合器内の構成を示すブロック図である。 イオン引き込み用高周波電源および整合器の構成を示すブロック図である。 図７の整合器内の構成を示すブロック図である。 実施形態における整合器の作用を説明するための各部の波形図である。 実施形態における移動平均値演算の作用を説明するための図である。 実施形態における移動平均値演算の作用を説明するための図である。 実施形態におけるスミスチャート上の整合動作点の分布（一例）を示す図である。 一変形例におけるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。 一変形例におけるインピーダンスセンサの構成を示すブロック図である。
以下、添付図を参照して本発明の好適な実施の形態を説明する。

［プラズマ処理装置の構成］
図１に、本発明の一実施形態におけるプラズマ処理装置の構成を示す。このプラズマ処理装置は、下部２高周波重畳印加方式の容量結合型（平行平板型）プラズマエッチング装置として構成されており、たとえば表面がアルマイト処理（陽極酸化処理）されたアルミニウムからなる円筒形の真空チャンバ（処理容器）１０を有している。チャンバ１０は接地されている。
チャンバ１０の底部には、セラミックなどの絶縁板１２を介して円柱状のサセプタ支持台１４が配置され、このサセプタ支持台１４の上にたとえばアルミニウムからなるサセプタ１６が設けられている。サセプタ１６は下部電極を構成し、この上に被処理基板としてたとえば半導体ウエハＷが載置される。
サセプタ１６の上面には半導体ウエハＷを保持するための静電チャック１８が設けられている。この静電チャック１８は導電膜からなる電極２０を一対の絶縁層または絶縁シートの間に挟み込んだものであり、電極２０にはスイッチ２２を介して直流電源２４が電気的に接続されている。直流電源２４からの直流電圧により、半導体ウエハＷを静電吸着力で静電チャック１８に保持できるようになっている。静電チャック１８の周囲でサセプタ１６の上面には、エッチングの均一性を向上させるためのたとえばシリコンからなるフォーカスリング２６が配置されている。サセプタ１６およびサセプタ支持台１４の側面にはたとえば石英からなる円筒状の内壁部材２８が貼り付けられている。
サセプタ支持台１４の内部には、たとえば円周方向に延びる冷媒室３０が設けられている。この冷媒室３０には、外付けのチラーユニット（図示せず）より配管３２ａ，３２ｂを介して所定温度の冷媒たとえば冷却水が循環供給される。冷媒の温度によってサセプタ１６上の半導体ウエハＷの処理温度を制御できるようになっている。さらに、伝熱ガス供給機構（図示せず）からの伝熱ガスたとえばＨeガスが、ガス供給ライン３４を介して静電チャック１８の上面と半導体ウエハＷの裏面との間に供給される。
サセプタ１６には、高周波電源３６，３８がそれぞれ整合器４０，４２および共通の給電導体（たとえば給電棒）４４を介して電気的に接続されている。一方の高周波電源３６は、プラズマの生成に適した一定の周波数ｆRF1（たとえば１００ＭＨｚ）の高周波ＲＦ１を出力する。他方の高周波電源３８は、プラズマからサセプタ１６上の半導体ウエハＷへのイオンの引き込みに適した一定の周波数ｆRF2（たとえば１３．５６ＭＨｚ）の高周波ＲＦ２を出力する。
このように、整合器４０および給電棒４４は、高周波電源３６よりプラズマ生成用の高周波ＲＦ１をサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４３の一部を構成している。一方、整合器４２および給電棒４４は、高周波電源３８よりイオン引き込み用の高周波ＲＦ２をサセプタ１６まで伝送する高周波給電ライン（高周波伝送路）４５の一部を構成している。
チャンバ１０の天井には、サセプタ１６と平行に向かいあって接地電位の上部電極４６が設けられている。この上部電極４６は、多数のガス噴出孔４８ａを有するたとえばＳi、ＳiＣなどのシリコン含有材質からなる電極板４８と、この電極板４８を着脱可能に支持する導電材料たとえば表面がアルマイト処理されたアルミニウムからなる電極支持体５０とで構成されている。この上部電極４６とサセプタ１６との間にプラズマ生成空間または処理空間ＰＳが形成されている。
電極支持体５０は、その内部にガスバッファ室５２を有するとともに、その下面にガスバッファ室５２から電極板４８のガス噴出孔４８ａに連通する多数のガス通気孔５０ａを有している。ガスバッファ室５２にはガス供給管５４を介して処理ガス供給源５６が接続されている。処理ガス供給源５６には、マスフローコントローラ（ＭＦＣ）５８および開閉バルブ６０が設けられている。処理ガス供給源５６より所定の処理ガス（エッチングガス）がガスバッファ室５２に導入されると、電極板４８のガス噴出孔４８ａよりサセプタ１６上の半導体ウエハＷに向けて処理空間ＰＳに処理ガスがシャワー状に噴出されるようになっている。このように、上部電極４６は、処理空間ＰＳに処理ガスを供給するためのシャワーヘッドを兼ねている。
また、電極支持体５０の内部には冷媒たとえば冷却水を流す通路（図示せず）も設けられており、外部のチラーユニットにより冷媒を介して上部電極４６の全体、特に電極板４８を所定温度に温調するようになっている。さらに、上部電極４６に対する温度制御をより安定化させるために、電極支持体５０の内部または上面にたとえば抵抗発熱素子からなるヒータ（図示せず）を取り付ける構成も可能である。
サセプタ１６およびサセプタ支持台１４とチャンバ１０の側壁との間に形成される環状の空間は排気空間となっており、この排気空間の底にはチャンバ１０の排気口６２が設けられている。この排気口６２に排気管６４を介して排気装置６６が接続されている。排気装置６６は、ターボ分子ポンプなどの真空ポンプを有しており、チャンバ１０の室内、特に処理空間ＰＳを所望の真空度まで減圧できるようになっている。また、チャンバ１０の側壁には半導体ウエハＷの搬入出口６８を開閉するゲートバルブ７０が取り付けられている。
主制御部７２は、１つまたは複数のマイクロコンピュータを含み、外部メモリまたは内部メモリに格納されるソフトウェア（プログラム）およびレシピ情報にしたがって、装置内の各部、特に高周波電源３６，３８、整合器４０，４２、ＭＦＣ５８、開閉バルブ６０、排気装置６６等の個々の動作および装置全体の動作（シーケンス）を制御する。
また、主制御部７２は、キーボード等の入力装置や液晶ディスプレイ等の表示装置を含むマン・マシン・インタフェース用の操作パネル（図示せず）および各種プログラムやレシピ、設定値等の各種データを格納または蓄積する外部記憶装置（図示せず）等とも接続されている。この実施形態では、主制御部７２が１つの制御ユニットとして示されているが、複数の制御ユニットが主制御部７２の機能を並列的または階層的に分担する形態を採ってもよい。
この容量結合型プラズマエッチング装置における枚葉ドライエッチングの基本動作は次のようにして行われる。先ず、ゲートバルブ７０を開状態にして加工対象の半導体ウエハＷをチャンバ１０内に搬入して、静電チャック１８の上に載置する。そして、処理ガス供給源５６より処理ガスつまりエッチングガス（一般に混合ガス）を所定の流量および流量比でチャンバ１０内に導入し、排気装置６６による真空排気でチャンバ１０内の圧力を設定値にする。さらに、高周波電源３６，３８よりそれぞれ所定のパワーでプラズマ生成用の高周波ＲＦ１（１００ＭＨｚ）およびイオン引き込み用の高周波ＲＦ２（１３．５６ＭＨｚ）を重畳してサセプタ１６に印加する。また、直流電源２４より直流電圧を静電チャック１８の電極２０に印加して、半導体ウエハＷを静電チャック１８上に固定する。上部電極４６のシャワーヘッドより吐出されたエッチングガスは両電極４６，１６間の高周波電界の下で放電し、処理空間ＰＳ内にプラズマが生成される。このプラズマに含まれるラジカルやイオンによって半導体ウエハＷの主面の被加工膜がエッチングされる。
この容量結合型プラズマエッチング装置においては、たとえば上述したようなチャージングダメージ対策として、高周波電源３６より出力されるプラズマ生成用の高周波ＲＦ１のパワーを、たとえば１０〜９０％の範囲でデューティ比を制御可能として、たとえば１ｋＨｚ〜１００ｋＨｚのパルス周波数でオン／オフ（またはＨレベル／Ｌレベル）のパルスに変調する第１のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることができる。また、たとえば上述したようなマイクロローディング効果対策として、高周波電源３８より出力されるイオン引き込み用の高周波ＲＦ２のパワーを、たとえば１０〜９０％の範囲でデューティ比の制御が可能であって、たとえば１００Ｈｚ〜５０ｋＨｚのパルス周波数でオン／オフ（またはＨレベル／Ｌレベル）のパルスに変調する第２のパワー変調方式を所与のエッチングプロセスに用いることも可能となっている。
たとえば、第１のパワー変調方式によって上記のようなドライエッチングを行う場合は、主制御部７２よりパワー変調用に設定されたパルス周波数ｆSおよびデューティ比ＤSを規定する変調制御パルス信号ＰＳが高周波電源３６に与えられる。高周波電源３６は、変調制御パルス信号ＰＳに同期してプラズマ生成用高周波ＲＦ１の出力をオン・オフする。ここで、変調制御パルス信号ＰＳの周期、オン期間（第１の期間）、オフ期間（第２の期間）をそれぞれＴC，Ｔon，Ｔoffとすると、ＴC＝１／ｆS，ＴC＝Ｔon＋Ｔoff，ＤS＝Ｔon／（Ｔon＋Ｔoff）の関係式が成立する。
一方、第１のパワー変調方式において、高周波電源３８は、イオン引き込み用の高周波ＲＦ２をオン・オフすることなく連続的に出力する。もっとも、高周波ＲＦ１のオン・オフによりチャンバ１０内でプラズマのインピーダンスが２つの値の間で行き来するために、高周波給電ライン４５上の整合動作ないし整合度が高周波ＲＦ１のオン・オフに同期して２状態の間で行き来する。より詳しくは、後述するように、パルス周波数ｆSの１サイクルを構成するオン期間Ｔonとオフ期間Ｔoffとの間で、それらの持続期間の長短に応じて整合の度合いが異なり、相対的に長い方の期間の時が短い方の期間の時よりも完全整合状態に近づき、それに伴って高周波給電ライン４５上の高周波ＲＦ２のパワーにも差が生じる。
すなわち、図２Ａに示すように、オン期間Ｔonがオフ期間Ｔoffよりも十分長い場合（デューティ比ＤSが十分大きい場合）は、オン期間Ｔonの時の方がオフ期間Ｔoffの時よりも完全整合状態に近づくため、高周波ＲＦ２のパワーはオン期間Ｔonの時がオフ期間Ｔoffの時よりも高くなる。
反対に、図２Ｂに示すように、オフ期間Ｔoffがオン期間Ｔonよりも十分長い場合（デューティ比ＤSが十分小さい場合）は、オフ期間Ｔoffの時の方がオン期間Ｔonの時よりも完全整合状態に近づくため、高周波ＲＦ２のパワーはオフ期間Ｔoffの時がオン期間Ｔonの時よりも高くなる。
このように第１のパワー変調方式によってプラズマ生成用の高周波ＲＦ１にパワー変調をかけると、高周波給電ライン４３上で高周波電源３６からチャンバ１０内のサセプタ１６に向かう進行波の中に、本来の高周波ＲＦ１のみならず、図３Ａに示すように、周波数軸上でその高周波ＲＦ１の周り（両側）にパルス周波数ｆSに応じた側波帯の周波数成分（パルス周波数の変調分）が発生する。この場合、整合器４０の整合動作が効いて整合が良くとれている時は、高周波ＲＦ１のパワーがプラズマに最も効率よく吸収される。したがって、チャンバ１０内のプラズマから高周波給電ライン４３上を逆方向に伝搬してくる反射波においては、図３Ｂに示すように、高周波ＲＦ１と同じ周波数ｆRF1を有する基本波反射波のパワーが際立って低くなる。
一方、パワー変調をかけない高周波ＲＦ２側の給電系においても、上記のように高周波ＲＦ１のオン・オフに同期して高周波ＲＦ２のパワーが２つの値の間で行き来（変動）することにより、図４Ａに示すように、進行波および反射波の中に本来の高周波ＲＦ２および基本波反射波のみならず変調周波数ｆSに応じた側波帯の周波数成分（パルス周波数の変調分）が発生する。したがって、整合器４２の整合動作が効いて整合が良くとれている時は、高周波ＲＦ２のパワーがプラズマに最も効率よく吸収される。この場合、チャンバ１０内のプラズマから高周波給電ライン４５上を逆方向に伝搬してくる反射波においては、図４Ｂに示すように、高周波ＲＦ２と同じ周波数ｆRF2を有する基本波反射波のパワーが際立って低くなる。
なお、第２のパワー変調方式によってイオン引き込み用の高周波ＲＦ２のパワーにパワー変調をかける場合も、高周波ＲＦ１と高周波ＲＦ２の立場が逆転するだけで上記と同様のパワー変調に付随する側波帯がそれぞれに発生し、整合器４０，４２の整合動作に上記と同様の要求性能が課せられる。

［高周波電源及び整合器の構成］
図５に、この実施形態におけるプラズマ生成系の高周波電源３６および整合器４０の構成を示す。
高周波電源３６は、プラズマ生成用の一定周波数（たとえば１００ＭＨｚ）の正弦波を発生する発振器８０Ａと、この発振器８０Ａより出力される正弦波のパワーを制御可能として、利得または増幅率で増幅するパワーアンプ８２Ａと、主制御部７２からの制御信号にしたがって発振器８０Ａおよびパワーアンプ８２Ａを直接制御する電源制御部８４Ａとを備えている。主制御部７２から電源制御部８４Ａには、上記変調制御パルス信号ＰＳだけでなく、通常の電源オン・オフやパワーインターロック関係等の制御信号およびパワー設定値等のデータも与えられる。主制御部７２と電源制御部８４Ａは、高周波ＲＦ１系のパワー変調部を構成する。
高周波電源３６のユニット内には、ＲＦパワーモニタ８６Ａも備わっている。このＲＦパワーモニタ８６Ａは、図示省略するが、方向性結合器、進行波パワーモニタ部および反射波パワーモニタ部を有している。ここで、方向性結合器は、高周波給電ライン４３上を順方向に伝搬するＲＦパワー（進行波）と逆方向に伝搬するＲＦパワー（反射波）のそれぞれに対応する信号を取り出す。進行波パワーモニタ部は、方向性結合器により取り出された進行波パワー検出信号を基に、高周波給電ライン４３上の進行波に含まれる基本波進行波（１００ＭＨｚ）のパワーを表わす信号を生成する。この信号つまり基本波進行波パワー測定値信号は、パワーフィードバック制御用に高周波電源３６内の電源制御部８４Ａに与えられるとともに、モニタ表示用に主制御部７２にも与えられる。反射波パワーモニタ部は、チャンバ１０内のプラズマから高周波電源３６に返ってくる反射波に含まれる基本波反射波（１００ＭＨｚ）のパワーを測定するとともに、チャンバ１０内のプラズマから高周波電源３６に返ってくる反射波に含まれる全ての反射波スペクトルのトータルのパワーを測定する。反射波パワーモニタ部により得られる基本波反射波パワー測定値はモニタ表示用に主制御部７２に与えられ、トータル反射波パワー測定値はパワーアンプ保護用のモニタ値として高周波電源３６内の電源制御部８４Ａに与えられる。
整合器４０は、複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえばコンデンサあるいはインダクタ）ＸH1，ＸH2を含む整合回路８８Ａと、リアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）９０Ａ，９２Ａを介して制御するマッチングコントローラ９４Ａと、高周波給電ライン４３上で整合回路８８Ａのインピーダンスを含む負荷側のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ９６Ａとを有している。
マッチングコントローラ９４Ａは、主制御部７２の制御の下で動作し、インピーダンスセンサ９６Ａより与えられる負荷側インピーダンス測定値をフィードバック信号として、負荷側インピーダンス測定値が高周波電源３６側のインピーダンスに相当する整合ポイント（通常５０Ω）に一致ないし近似するように、リアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンスをモータ９０Ａ，９２Ａの駆動制御を通じて制御するようになっている。
図６に、インピーダンスセンサ９６Ａ内の構成を示す。このインピーダンスセンサ９６Ａは、電圧センサ系のＲＦ電圧検出器１００Ａ、電圧検知信号生成回路１０２Ａ、サンプリング平均値演算回路１０４Ａおよび移動平均値演算回路１０６Ａと、電流センサ系のＲＦ電流検出器１０８Ａ、電流検知信号生成回路１１０Ａ、サンプリング平均値演算回路１１２Ａおよび移動平均値演算回路１１４Ａと、負荷インピーダンス演算回路１１６Ａとを有している。
電圧センサ系において、ＲＦ電圧検出器１００Ａは、高周波給電ライン４３上の高周波の電圧を検出する。電圧検知信号生成回路１０２Ａは、たとえばスーパーヘテロダイン方式のフィルタ回路を有し、ＲＦ電圧検出器１００Ａからの高周波電圧検出信号をアナログのフィルタリング処理にかけて、高周波ＲＦ１に対応する電圧検知信号を生成する。
サンプリング平均値演算回路１０４Ａは、パワー変調に同期して動作し、パルス周波数ｆSの１サイクル内の所定のモニタ時間ＴH中に電圧検知信号生成回路１０２Ａからの電圧検知信号を所定の周波数でサンプリングしてその平均値を演算する。この構成例では、電圧検知信号生成回路１０２Ａからのアナログの電圧検知信号をサンプリング平均値演算回路１０４Ａにおいてディジタル信号に変換する。主制御部７２は、サンプリング用のクロックＡＣＫ1と、高周波ＲＦ１系のモニタ時間ＴHを指示するＲＦ１モニタ信号ＡＳとをサンプリング平均値演算回路１０４Ａに与える。サンプリング平均値演算回路１０４Ａは、数１０ＭＨｚ以上のサンプリングクロックＡＣＫ1に同期して高速かつ多量の信号処理を要求されるため、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブル・ゲートアレイ）を好適に用いることができる。
移動平均値演算回路１０６Ａは、サンプリング平均値演算回路１０４Ａより得られた各サイクルの平均値に基づいて電圧検知信号の移動平均値を求める。すなわち、サンプリング平均値演算回路１０４Ａより得られた連続するＮ個の電圧検知信号の平均値を一定の周期でサンプリングして、それらＮ個の平均値について移動平均値を求め、時間軸上でサンプリング範囲を所望の移動ピッチで移動させて上記の移動平均値演算を繰り返す。移動ピッチの値は任意に設定可能である。主制御部７２は、サンプリング用のクロックＡＣＫ2を移動平均値演算回路１０６Ａに与える。移動平均値演算回路１０６Ａは、特に高速の信号処理を求められないので、通常のＣＰＵを好適に用いることかできる。
電流センサ系において、ＲＦ電流検出器１０８Ａは、高周波給電ライン４３上の高周波の電流を検出する。電流検知信号生成回路１１０Ａは、上述した電圧検知信号生成回路１０２Ａと同様の構成および機能を有し、高周波ＲＦ１に対応する電流検知信号を生成する。サンプリング平均値演算回路１１２Ａは、上述したサンプリング平均値演算回路１０４Ａと同様の構成および機能を有し、パルス周波数ｆSの１サイクル内の所定のモニタ時間ＴH中に電流検知信号生成回路１１０Ａからの電流検知信号を所定の周波数でサンプリングしてその平均値を演算する。移動平均値演算回路１１４Ａは、上述した移動平均値演算回路１０６Ａと同様の構成および機能を有し、サンプリング平均値演算回路１１２Ａより得られた各サイクルの平均値に基づいて電流検知信号の移動平均値を求める。
負荷インピーダンス演算回路１１６Ａは、移動平均値演算回路１０６Ａからの電圧検知信号の移動平均値と移動平均値演算回路１１４Ａからの電流検知信号の移動平均値とに基づいて、高周波電源３６に対する負荷側インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路１１６Ａより出力される負荷側インピーダンスの測定値は、サンプリングクロックＡＣＫ2に同期して更新される。主制御部７２は、負荷インピーダンス演算回路１１６Ａに所要のクロックＡＣＫ3を与える。通常、負荷インピーダンス演算回路１１６Ａより出力される負荷側インピーダンスの測定値には、負荷側インピーダンスの絶対値および位相の測定値が含まれる。
整合器４０内のマッチングコントローラ９４Ａは、インピーダンスセンサ９６Ａより与えられる負荷側インピーダンス測定値に応答し、負荷側インピーダンス測定値の位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、モータ９０Ａ，９２Ａを駆動制御して整合回路８８Ａ内のリアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンスを制御する。
インピーダンスセンサ９６Ａよりマッチングコントローラ９４Ａに与えられる負荷側インピーダンス測定値は、パワー変調に同期して（正確には移動平均値演算の周期で）更新される。マッチングコントローラ９４Ａは、この更新の合間にも、整合動作つまりリアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンス制御を停止することなく、更新直前の負荷側インピーダンス測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるように、モータ９０Ａ，９２Ａを連続的に駆動制御する。
この実施形態では、上記のようにサンプリング平均値演算回路１０４Ａ，１１２Ａおよび移動平均値演算回路１０６Ａ，１１４ＡによってＲＦ電圧および電流の測定値に二重のサンプリング平均化処理をかけることにより、インピーダンスセンサ９６Ａより出力される負荷側インピーダンス測定値の更新の速度と、マッチングコントローラ９４Ａにおけるモータ９０Ａ，９２Ａの駆動制御（つまりリアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンス制御）の速度とを上手に調和させることができる。このことにより、パワー変調のパルス周波数を数１０ｋＨｚ以上のオーダに設定しても、整合器４０の整合動作において、可動部品（特にリアクタンス素子ＸH1，ＸH2）の故障や寿命短縮化を来たさずに、負荷（プラズマ）インピーダンスの変動に適確に追従することができる。
また、この実施形態では、上記のように、高周波給電ライン４３上で得られる高周波ＲＦ１に対応した電圧検出信号および電流検出信号に基づいて求めた負荷側インピーダンスの測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるようにオートマッチングを行うので、周波数軸上で高周波ＲＦ１の周り（両側）に変調周波数に応じた側波帯の周波数成分（パルス周波数ｆSの変調分）が存在しても、整合器４０の整合動作は高周波ＲＦ１に対して選択的に効くようになっている。したがって、ＲＦパワーモニタ８６Ａ内の反射波パワーモニタ部において、図３Ｂに示すように基本波反射波（ｆRF1）のパワーが際立って低くなるようなモニタ結果を得ることができる。
図７に、この実施形態におけるイオン引き込み用の高周波電源３８および整合器４２の構成を示す。
高周波電源３８は、イオン引き込み用の一定周波数（たとえば１３．５６ＭＨｚ）の正弦波を発生する発振器８０Ｂと、この発振器８０Ｂより出力される正弦波のパワーを制御してその利得または増幅率で増幅するパワーアンプ８２Ｂと、主制御部７２からの制御信号にしたがって発振器８０Ｂおよびパワーアンプ８２Ｂを直接制御する電源制御部８４Ｂと、ＲＦパワーモニタ８６Ｂとを備えている。発振器８０Ｂの周波数（１３．５６ＭＨｚ）が発振器８０Ａの周波数（１００ＭＨｚ）と異なる点を除いて、高周波電源３８内の各部８０Ｂ〜８６Ｂはプラズマ生成用の高周波電源３６内の各部８０Ａ〜８６Ａとそれぞれ同様の構成および機能を有している。なお、主制御部７２と電源制御部８４Ｂは、高周波ＲＦ２系のパワー変調部を構成する。
整合器４２は、複数たとえば２つの制御可能なリアクタンス素子（たとえばコンデンサあるいはインダクタ）ＸL1，ＸL2を含む整合回路８８Ｂと、それらリアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンスをアクチエータたとえばモータ（Ｍ）９０Ｂ，９２Ｂを介して制御するマッチングコントローラ９４Ｂと、高周波給電ライン４５上で整合回路８８Ｂのインピーダンスを含む負荷側のインピーダンスを測定するインピーダンスセンサ９６Ｂとを有している。
マッチングコントローラ９４Ｂは、主制御部７２の制御の下で動作し、インピーダンスセンサ９６Ｂより与えられる負荷側インピーダンス測定値をフィードバック信号として、負荷側インピーダンス測定値が高周波電源３８側のインピーダンスに相当する整合ポイント（通常５０Ω）に一致ないし近似するように、リアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンスをモータ９０Ｂ，９２Ｂの駆動制御を通じて制御するようになっている。
図８に、インピーダンスセンサ９６Ｂ内の構成を示す。このインピーダンスセンサ９６Ｂは、電圧センサ系のＲＦ電圧検出器１００Ｂ、電圧検知信号生成回路１０２Ｂ、サンプリング平均値演算回路１０４Ｂおよび移動平均値演算回路１０６Ｂと、電流センサ系のＲＦ電流検出器１０８Ｂ、電流検知信号生成回路１１０Ｂ、サンプリング平均値演算回路１１２Ｂおよび移動平均値演算回路１１４Ｂと、負荷インピーダンス演算回路１１６Ｂとを有している。
電圧センサ系において、ＲＦ電圧検出器１００Ｂは、高周波給電ライン４５上の高周波の電圧を検出する。電圧検知信号生成回路１０２Ｂは、たとえばスーパーヘテロダイン方式のフィルタ回路を有し、ＲＦ電圧検出器１００Ｂからの高周波電圧検出信号をアナログのフィルタリング処理にかけて、高周波ＲＦ１に対応する電圧検知信号を生成する。
サンプリング平均値演算回路１０４Ｂは、パワー変調に同期して動作し、パルス周波数ｆSの１サイクル内の所定のモニタ時間ＴL中に電流検知信号生成回路１０２Ｂからの電流検知信号を所定の周波数でサンプリングしてその平均値を演算する。この構成例では、電流検知信号生成回路１０２Ｂからのアナログの電流検知信号をサンプリング平均値演算回路１０４Ｂにおいてディジタル信号に変換する。主制御部７２は、サンプリング用のクロックＢＣＫ1と、高周波ＲＦ２系のモニタ時間ＴLを規定するＲＦ２モニタ信号ＢＳとをサンプリング平均値演算回路１０４Ｂに与える。
移動平均値演算回路１０６Ｂは、サンプリング平均値演算回路１０４Ｂより得られた各サイクルの平均値に基づいて電流検知信号の移動平均値を求める。すなわち、サンプリング平均値演算回路１０４Ｂより得られた連続するＮ個の電流検知信号の平均値を一定の周期でサンプリングして、それらＮ個の平均値について移動平均値を求め、時間軸上でサンプリング範囲を所望の移動ピッチで移動させて上記の移動平均値演算を繰り返す。移動ピッチの値は任意に設定可能である。
電流センサ系において、ＲＦ電流検出器１０８Ｂは、高周波給電ライン４５上の高周波の電流を検出する。電流検知信号生成回路１１０Ｂは、上述した電圧検知信号生成回路１０２Ｂと同様の構成および機能を有し、高周波ＲＦ２に対応する電流検知信号を生成する。サンプリング平均値演算回路１１２Ｂは、上述したサンプリング平均値演算回路１０４Ｂと同様の構成および機能を有し、パルス周波数ｆSの１サイクル内の所定のモニタ期間ＴRF2中に電流検知信号生成回路１１０Ｂからの電流検知信号を所定の周波数でサンプリングしてその平均値を演算する。移動平均値演算回路１１４Ｂは、上述した移動平均値演算回路１０６Ｂと同様の構成および機能を有し、サンプリング平均値演算回路１１２Ｂより得られた各サイクルの平均値に基づいて電流検知信号の移動平均値を求める。
負荷インピーダンス演算回路１１６Ｂは、移動平均値演算回路１０６Ｂからの電圧検知信号の移動平均値と移動平均値演算回路１１４Ｂからの電流検知信号の移動平均値とに基づいて、高周波電源３８に対する負荷側インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路１１６Ｂより出力される負荷側インピーダンスの測定値は、移動平均値演算用のサンプリングクロックＢＣＫ2に同期して更新される。主制御部７２は、負荷インピーダンス演算回路１１６Ｂに所要のクロックＢＣＫ3を与える。通常、負荷インピーダンス演算回路１１６Ｂより出力される負荷側インピーダンスの測定値には、負荷側インピーダンスの絶対値および位相の測定値が含まれる。
整合器４２内のマッチングコントローラ９４Ｂは、インピーダンスセンサ９６Ｂより与えられる負荷側インピーダンス測定値に応答し、負荷側インピーダンス測定値の位相が零（０）、絶対値が５０Ωになるように、モータ９０Ｂ，９２Ｂを駆動制御して整合回路８８Ｂ内のリアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンスを制御する。
インピーダンスセンサ９６Ｂよりマッチングコントローラ９４Ｂに与えられる負荷側インピーダンス測定値は、パワー変調に同期して（正確には移動平均値演算の周期で）更新される。マッチングコントローラ９４Ｂは、この更新の合間にも、整合動作つまりリアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンス制御を停止することなく、更新直前の負荷側インピーダンス測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるように、モータ９０Ｂ，９２Ｂを駆動制御する。
この実施形態では、上記のようにサンプリング平均値演算回路１０４Ｂ，１１２Ｂおよび移動平均値演算回路１０６Ｂ，１１４ＢによってＲＦ電圧および電流測定値に二重のサンプリング平均化処理をかけることにより、インピーダンスセンサ９６Ｂより出力される負荷側インピーダンス測定値の更新の速度と、マッチングコントローラ９４Ｂにおけるモータ９０Ｂ，９２Ｂの駆動制御（つまりリアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンス制御）の速度とを上手に調和させることができる。このことにより、パワー変調の周波数を数１０ｋＨｚ以上のオーダに設定しても、整合器４２の整合動作において、可動系部品（特にリアクタンス素子Ｘ L1，Ｘ L2）の故障や寿命短縮化を来たさずに、負荷（プラズマ）インピーダンスの変動に適確に追従することができる。
また、この実施形態では、上記のように、高周波給電ライン４５上で得られる高周波ＲＦ２に対応した電圧検出信号および電流検出信号に基づいて求めた負荷側インピーダンスの測定値を整合ポイントに一致ないし近似させるようにオートマッチングを行う。すなわち、周波数軸上で高周波ＲＦ２の周り（両側）に変調周波数ｆSに応じた側波帯の周波数成分（パルス周波数の変調分）が存在しても、整合器４２の整合動作は高周波ＲＦ２に対して選択的に効くようになっている。したがって、ＲＦパワーモニタ８６Ｂ内の反射波パワーモニタ部において、図４Ｂに示すように基本波反射波（ｆ RF2 ）のパワーが際立って低くなるようなモニタ結果を得ることができる。
次に、図９につき、一例として第１のパワー変調方式における整合器４０，４２の作用をより詳細に説明する。
第１のパワー変調方式によって所与のドライエッチングを行う場合、主制御部７２よりプラズマ生成用の高周波電源３６に変調制御パルス信号ＰＳが与えられる。高周波電源３６は、図９に示すように、変調制御パルス信号ＰＳに同期して高周波ＲＦ１の出力またはパワーをオン・オフする。
この場合、主制御部７２からのＲＦ１モニタ信号ＡＳにより高周波ＲＦ１系の整合器４０内のサンプリング平均値演算回路１０４Ａ，１１２Ａに指示されるサンプリング平均化処理のモニタ時間ＴHは、パルス周波数ｆSの１サイクルのオン期間Ｔon内に設定される。好ましくは、図９に示すように、高周波給電ライン４３上でＲＦ１系の反射波のパワーが突発的に増大するオン期間Ｔonの開始直後および終了直前の過渡時間ＴA1，ＴA2を除いた区間にモニタ時間ＴHが設定される。高周波ＲＦ１がパルス周波数ｆsでオン・オフしても、モニタ時間ＴHがオン期間Ｔon内だけに設定され、オフ期間Ｔoff内には設定されない。したがって、整合器４０は、高周波ＲＦ１がオンの状態である時のみ機能する。
サンプリング平均値演算回路１０４Ａ，１１２Ａは、このモニタ時間ＴH中にサンプリングクロックＡＣＫ1に同期して電圧検知信号および電流検知信号をサンプリングして、それらの平均値をそれぞれ演算する。
たとえば、パルス周波数ｆSが１０ｋＨｚ、デューティ比ＤSが８０％、サンプリングクロックＡＣＫ1の周波数が４０ＭＨｚであって、モニタ時間ＴHの長さがオン期間Ｔonの半分（５０％）であるとする。この場合、パルス周波数ｆSの１サイクル毎に、オン期間Ｔon内のモニタ時間ＴH中に１６００回のサンプリングが行われ、１６００個分の平均値を表わす１個の平均値データａが得られる。
整合器４０内の電圧センサ系の移動平均値演算回路１０６Ａは、図１０に示すように、パルス周波数ｆSの各サイクル毎にサンプリング平均値演算回路１０４Ａより出力される平均値データａを取り込んで、連続するＮ個の電圧検知信号の平均値ａをサンプリングクロックＡＣＫ2の周期ＴAでサンプリングして、それらＮ個の平均値データａについて移動平均値を求め、時間軸上でサンプリング範囲をサンプリングクロックＡＣＫ2の周期ＴAに応じた移動ピッチで移動させて上記の移動平均値演算を繰り返す。
たとえば、パルス周波数ｆSが１０ｋＨｚの場合に、サンプリングクロックＡＣＫ2の周期ＴAを２００μｓｅｃ（周波数では５ｋＨｚ）にすると、図１０に示すように、移動ピッチ（時間軸上の先頭側の平均値データａと最後尾側の平均値データａとを１回の移動平均値演算で入れ替える個数）は「２」である。このように、移動ピッチの値を任意の「ｍ」（ｍは２以上の整数）に設定する場合は、サンプリングクロック信号ＡＣＫ2の周波数をパルス周波数ｆSの１／ｍ倍に選定すればよい。
整合器４０内の電流センサ系の移動平均値演算回路１１４Ａも、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０６Ａと同じタイミングで動作し、電圧検知信号の平均値について同様の信号処理を行う。
このように、第１のパワー変調方式を用いる場合、プラズマ生成用高周波ＲＦ１系の整合器４０においては、パルス周波数ｆSの各サイクルのオン期間Ｔon内（好ましくは反射波パワーの多い過渡時間を除いた区間）に設定されるモニタ時間ＴH中にサンプリング平均値演算回路１０４Ａ，１１２Ａが高速度で緻密なサンプリング平均の信号処理を行い、さらに移動平均値演算回路１０６Ａ，１１４Ａが多数のサイクルに亘る移動平均の信号処理を行う。そして、移動平均のサンプリングクロックに同期して更新される負荷インピーダンス測定値演算回路１１６Ａからの負荷側インピーダンス測定値に応じて、マッチングコントローラ９４Ａがリアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンス制御を連続的に行う。これにより、パワー変調のパルス周波数を数１０ｋＨｚ以上のオーダに設定しても、またデューティ比Ｄsを任意の大きさに設定しても、整合器４０の整合動作において、可動部品（特にリアクタンス素子ＸH1，ＸH2）の故障や寿命短縮化を来たさずに、負荷（プラズマ）インピーダンスの変動に適確に追従することができる。
一方、第１のパワー変調方式において、イオン引き込み用の高周波電源３８には、変調制御パルス信号ＰＳは与えられない。したがって、高周波電源３８は、高周波波ＲＦ２を設定値パワーで連続的に出力する。
この場合、主制御部７２からのＲＦ２モニタ信号ＢＳにより高周波ＲＦ２系の整合器４２内のサンプリング平均値演算回路１０４Ｂ，１１２Ｂに指示されるサンプリング平均化処理のモニタ時間ＴLは、パルス周波数ｆSの１サイクルのオン期間Ｔonおよびオン期間Ｔoffのそれぞれに設定される。好ましくは、図９に示すように、オン期間Ｔon内では、高周波給電ライン４５上でＲＦ２系の反射波のパワーが突発的に増大する開始直後および終了直前の過渡時間ＴB1，ＴB2を除いた区間に一つのモニタ時間ＴL1が設定される。一方、オフ期間Ｔoff内では、その全区間に亘って別のモニタ時間ＴL2が設定される。
サンプリング平均値演算回路１０４Ｂ，１１２Ｂは、パルス周波数ｆSの１サイクル毎に、前部のモニタ時間ＴL1中にサンプリングクロックＢＣＫ1に同期して電圧検知信号および電流検知信号をサンプリングして、それらの平均値ｂをそれぞれ演算するとともに、後部のモニタ時間ＴL2中にもサンプリングクロックＢＣＫ1に同期して電圧検知信号および電流検知信号をサンプリングして、それらの平均値ｃをそれぞれ演算する。
たとえば、パルス周波数ｆSが１０ｋＨｚ、デューティ比ＤSが８０％、サンプリングクロックＢＣＫ1の周波数が４０ＭＨｚであって、前部のモニタ時間ＴL1の長さがオン期間Ｔonの半分（５０％）で、後部のモニタ時間ＴL2の長さがオン期間Ｔoffの全部であるとする。この場合、パルス周波数ｆSの１サイクル内で、前部のモニタ時間ＴL1中に１６００回のサンプリングが行われ、１６００個分の平均値を表わす１個の平均値データｂが得られるとともに、後部のモニタ時間ＴL2中に８００回のサンプリングが行われ、８００個分の平均値を表わす１個の平均値データｃが得られる。
整合器４２内の電圧センサ系の移動平均値演算回路１０６Ｂは、図１１に示すように、パルス周波数ｆSの各サイクル毎にサンプリング平均値演算回路１０４Ｂより出力される平均値データｂ，ｃを一緒に取り込んで、連続するＮ組の電圧検知信号の平均値［ｂ，ｃ］をサンプリングクロックＢＣＫ2の周期ＴBでサンプリングして、それらＮ組の平均値データ［ｂ，ｃ］について移動平均値を求め、時間軸上でサンプリング範囲をサンプリングクロックＢＣＫ2の周期ＴBに応じた移動ピッチで移動させて上記の移動平均値演算を繰り返す。
たとえば、パルス周波数ｆSが１０ｋＨｚの場合に、サンプリングクロックＢＣＫ2の周期ＴBを２００μｓｅｃ（周波数では５ｋＨｚ）にすると、図１１に示すように、移動ピッチ（時間軸上の先頭側の平均値データ［ｂ，ｃ］と最後尾側の平均値データ［ｂ，ｃ］とを１回の移動平均値演算で入れ替える組数）は「２」である。このように、移動ピッチの値を任意の「ｍ」（ｍは２以上の整数）に設定する場合は、サンプリングクロック信号ＢＣＫ2の周波数をパルス周波数ｆSの１／ｍ倍に選定すればよい。
整合器４２内の電流センサ系の移動平均値演算回路１１２Ｂも、電圧センサ系の移動平均値演算回路１０６Ｂと同じタイミングで動作し、電流検知信号の平均値について同様の信号処理を行う。
このように、この実施形態では、パルス周波数ｆSの各サイクルのオン期間Ｔon内（好ましくは反射波パワーの多い過渡時間を除いた区間）およびオフ期間Ｔoff内に設定される前部および後部のモニタ時間ＴL1，ＴL2にサンプリング平均値演算回路１０４Ｂ，１１２Ｂが高速度で緻密なサンプリング平均の信号処理を行い、さらに移動平均値演算回路１０６Ｂ，１１２Ｂが多数のサイクルに亘る移動平均の信号処理を行う。そして、移動平均のサンプリングクロックに同期して更新される負荷インピーダンス測定値演算回路１１６Ｂからの負荷側インピーダンス測定値に応じて、マッチングコントローラ９４Ｂがリアクタンス素子ＸL1，ＸL2のリアクタンス制御を連続的に行う。これにより、パワー変調のパルス周波数を数１０ｋＨｚ以上のオーダに設定しても、またデューティ比Ｄsを任意の大きさに設定しても、整合器４２の整合動作において、可動部品（特にリアクタンス素子ＸL1，ＸL2）の故障や寿命短縮化を来たさずに、負荷（プラズマ）インピーダンスの変動に適確に追従することができる。
もっとも、高周波ＲＦ１系の整合器４０は、上記のようにオン期間Ｔon中のプラズマのインピーダンスについて整合をとればよいので、図１２のスミスチャートで示すように、整合動作点Ａを整合ポイント（５０Ω）に一致または可及的に近接させることができる。
これに対して、高周波ＲＦ２系の整合器４２は、オン期間Ｔon中のプラズマのインピーダンスとオフ期間Ｔoff中のプラズマのインピーダンスとの双方について整合をとるので、完全整合状態よりはむしろ準整合状態を確立するように動作する。ここで、整合器４２では上記のような２重のサンプリング平均化処理が行われることにより、オン期間Ｔonとオフ期間Ｔoffとの間で、それらのモニタ時間（サンプリング期間）ＴL1，ＴL2の長さに比例して整合の度合いが異なり、相対的に長い方の期間の時が短い方の期間の時よりも完全整合状態に近づく。したがって、図９のようにデューティ比ＤSが十分大きい場合は、図１２のスミスチャート上で示すようにオン期間Ｔonの時の整合点Ｂがオフ期間Ｔoffの時の整合点Ｃよりも整合ポイントに近接する。また、モニタ時間（サンプリング期間）ＴL1，ＴL2中のＲＦ２反射波パワーは、モニタ期間の長さに反比例し、図９に示すようにオフ期間Ｔoffの時の方がオン期間Ｔonの時よりも大きくなる。
なお、本発明において、整合状態とは、整合動作点がオン期間Ｔonまたはオフ期間Ｔoffの別なく整合ポイント（５０Ω）を限りなく目指し、かつ一定（第１）の近接範囲内に入っている状態である。これに対して、準整合状態とは、オン期間Ｔonの時とオフ期間Ｔoffの時とで負荷インピーダンスの違いに基づき整合動作点が整合ポイント（５０Ω）の周りで移動し、それでも第１の近接範囲よりも大きい一定（第２）の近接範囲内に入っている状態である。
第２のパワー変調方式によってイオン引き込み用の高周波ＲＦ２のパワーにパワー変調をかける場合も、高周波ＲＦ１（整合器４０）と高周波ＲＦ２（整合器４２）の立場が逆転するだけで、両整合器４０，４２において上記と同様の作用が奏され、上記と同様の効果が得られる。

［他の実施形態または変形例］
以上本発明の好適な実施形態について説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、その技術思想の範囲内で種種の変形が可能である。
たとえば、図１３に示すように、整合器４０内のインピーダンスセンサ９６Ａを、ＲＦ電圧検出器１００Ａ、ＲＦ電流検出器１０８Ａ、負荷インピーダンス演算回路１２０Ａ、サンプリング平均値演算回路１２２Ａおよび移動平均値演算回路１２４Ａで構成することも可能である。
ここで、負荷インピーダンス演算回路１２０Ａは、ＲＦ電圧検出器１００ＡおよびＲＦ電流検出器１０８Ａより得られるＲＦ電圧検知信号およびＲＦ電流検知信号に基づいて高周波給電ライン４３上の負荷側インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路１２０Ａは、アナログ回路でも可能であるが、ディジタル回路で構成するのが好ましい。
サンプリング平均値演算回路１２２Ａおよび移動平均値演算回路１２４Ａは、処理対象の信号が負荷側インピーダンス測定値に置き代わるだけで、上記実施形態におけるサンプリング平均値演算回路１０４Ａ，１１２Ａおよび移動平均値演算回路１０６Ａ，１１４Ａと同様のサンプリング平均化処理を行ってよい。
この場合、マッチングコントローラ９４Ａ（図５）は、移動平均値演算回路１２４Ａより得られる負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が高周波電源３６側のインピーダンスに対応する整合ポイントに一致または近似するように、リアクタンス素子ＸH1，ＸH2のリアクタンスをモータ９０Ａ，９２Ａを通じて制御する。
同様に、図１４に示すように、整合器４２内のインピーダンスセンサ９６Ｂを、ＲＦ電圧検出器１００Ｂ、ＲＦ電流検出器１０８Ｂ、負荷インピーダンス演算回路１２０Ｂ、サンプリング平均値演算回路１２２Ｂおよび移動平均値演算回路１２４Ａで構成することも可能である。
ここで、負荷インピーダンス演算回路１２０Ｂは、ＲＦ電圧検出器１００ＢおよびＲＦ電流検出器１０８Ｂより得られるＲＦ電圧検知信号およびＲＦ電流検知信号に基づいて高周波給電ライン４５上の負荷側インピーダンスの測定値を演算する。負荷インピーダンス演算回路１２０Ｂは、アナログ回路でも可能であるが、ディジタル回路で構成するのが好ましい。
サンプリング平均値演算回路１２２Ｂおよび移動平均値演算回路１２４Ｂは、処理対象の信号が負荷側インピーダンス測定値に置き代わるだけで、上記実施形態におけるサンプリング平均値演算回路１０４Ｂ，１１２Ｂおよび移動平均値演算回路１０６Ｂ，１１４Ｂと同様のサンプリング平均化処理を行ってよい。
この場合、マッチングコントローラ９４Ｂ（図７）は、移動平均値演算回路１２４Ｂより得られる負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が高周波電源３８側のインピーダンスに対応する整合ポイントに一致または近似するように、リアクタンス素子Ｘ L1，Ｘ L2のリアクタンスをモータ９０Ｂ，９２Ｂを通じて制御する。
本発明においては、第１のパワー変調方式として、高周波ＲＦ１のパワーが第１のレベルになる第１の期間と第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。同様に、第２のパワー変調方式として、高周波ＲＦ２のパワーが第１のレベルになる第１の期間と第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返す形態も可能である。
上記実施形態（図１）では、プラズマ生成用の高周波ＲＦ１をサセプタ（下部電極）１６に印加した。しかし、プラズマ生成用の高周波ＲＦ１を上部電極４６に印加する構成も可能である。
本発明は、容量結合型プラズマエッチング装置に限定されず、プラズマＣＶＤ、プラズマＡＬＤ、プラズマ酸化、プラズマ窒化、スパッタリングなど任意のプラズマプロセスを行う容量結合型プラズマ処理装置に適用可能である。本発明における被処理基板は半導体ウエハに限るものではなく、フラットパネルディスプレイ、有機ＥＬ、太陽電池用の各種基板や、フォトマスク、ＣＤ基板、プリント基板等も可能である。
１０ チャンバ
１６ サセプタ（下部電極）
３６ （プラズマ生成用）高周波電源
３８ （イオン引き込み用）高周波電源
４０，４２ 整合器
４３，４５ 高周波給電ライン
４６ 上部電極（シャワーヘッド）
５６ 処理ガス供給源
７２ 主制御部
８８Ａ，８８Ｂ 整合回路
９４Ａ，９４Ｂ マッチングコントローラ
９６Ａ，９６Ｂ インピーダンスセンサ
１００Ａ，１００Ｂ ＲＦ電圧検出器
１０２Ａ，１０２Ｂ 電圧検知信号生成回路
１０４Ａ，１０４Ｂ，１１２Ａ，１１２Ｂ サンプリング平均値演算回路
１０６Ａ，１０６Ｂ，１１４Ａ，１１４Ｂ 移動平均値演算回路
１１６Ａ，１１６Ｂ 負荷インピーダンス測定値演算回路
１２０Ａ，１２０Ｂ 負荷インピーダンス測定値演算回路
１２２Ａ，１２２Ｂ サンプリング平均値演算回路
１２４Ａ，１２４Ｂ 移動平均値演算回路

Claims (12)

  1. 被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
    前記プラズマから前記第１の電極上の前記基板にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
    前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
    前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第１の整合部と、
    前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
    前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
    前記第２の高周波給電ライン上で前記第２の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第２の整合部と、
    前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源を制御する高周波パワー変調部と
    を具備し、
    前記第１の整合部が、
    前記第１の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、
    前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１および第２の期間のいずれにも設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、
    前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、
    前記移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記第１の高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算回路と、
    前記負荷インピーダンス測定値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンスの測定値が前記第１の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラと
    を有する、プラズマ処理装置。
  2. 被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
    前記プラズマから前記第１の電極上の前記基板にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
    前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
    前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第１の整合部と、
    前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
    前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
    前記第２の高周波給電ライン上で前記第２の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第２の整合部と、
    前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源を制御する高周波パワー変調部と
    を具備し、
    前記第１の整合部が、
    前記第１の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、
    前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１および第２の期間のいずれにも設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、
    前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、
    前記移動平均値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記第１の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラと
    を有する、プラズマ処理装置。
  3. 被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
    前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
    前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
    前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第１の整合部と、
    前記プラズマから前記第１の電極上の前記基板にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
    前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
    前記第２の高周波給電ライン上で前記第２の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第２の整合部と、
    前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源を制御する高周波パワー変調部と
    を具備し、
    前記第１の整合部が、
    前記第１の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、
    前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１および第２の期間のいずれにも設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記第１の高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、
    前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、
    前記移動平均値演算回路より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記第１の高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算回路と、
    前記負荷インピーダンス測定値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンスの測定値が前記第１の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラと
    を有する、プラズマ処理装置。
  4. 被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
    前記プラズマを生成するのに適した周波数を有する第１の高周波を出力する第１の高周波電源と、
    前記第１の高周波電源より出力される前記第１の高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための第１の高周波給電ラインと、
    前記第１の高周波給電ライン上で前記第１の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第１の整合部と、
    前記プラズマから前記第１の電極上の前記基板にイオンを引き込むのに適した周波数を有する第２の高周波を出力する第２の高周波電源と、
    前記第２の高周波電源より出力される前記第２の高周波を前記第１の電極まで伝送するための第２の高周波給電ラインと、
    前記第２の高周波給電ライン上で前記第２の高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための第２の整合部と、
    前記第２の高周波のパワーがオン状態または第１のレベルになる第１の期間とオフ状態または前記第１のレベルよりも低い第２のレベルになる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記第２の高周波電源を制御する高周波パワー変調部と
    を具備し、
    前記第１の整合部が、
    前記第１の高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、
    前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１および第２の期間のいずれにも設定される第１のモニタ時間中に、前記第１の高周波給電ライン上で得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算回路と、
    前記サンプリング平均値演算回路より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算回路と、
    前記移動平均値演算回路より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記第１の高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラと
    を有する、プラズマ処理装置。
  5. 前記第１のモニタ時間は、前記第１の期間の中でその開始直後の第１の過渡時間を含まない、請求項１〜４のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
  6. 前記第１のモニタ時間は、前記第１の期間の中でその終了直前の第２の過渡時間を含まない、請求項１〜５のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
  7. 被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
    前記プラズマを生成するための高周波を出力する高周波電源と、
    前記高周波電源より出力される前記高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための高周波給電ラインと、
    前記高周波給電ライン上で前記高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための整合部と、
    前記高周波のパワーがオン状態になる第１の期間とオフ状態になる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記高周波電源を制御する高周波パワー変調部と
    を具備し、
    前記整合部が、
    前記高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、
    前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１の期間に設定されるモニタ時間中に、前記高周波給電ラインから得られる前記高周波に対応する電圧検知信号および電流検知信号を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの信号の平均値を演算するサンプリング平均値演算部と、
    前記サンプリング平均値演算部より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値を求める移動平均値演算部と、
    前記移動平均値演算部より得られた前記電圧検知信号および前記電流検知信号の移動平均値に基づいて、前記高周波電源に対する前記負荷側インピーダンスの測定値を演算する負荷インピーダンス測定値演算部と、
    前記負荷インピーダンス測定値演算部より得られる記負荷側インピーダンスの測定値が前記高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラと
    を有する、プラズマ処理装置。
  8. 被処理基板を出し入れ可能に収容する真空排気可能な処理容器内に相対向して設けられた第１および第２の電極間で処理ガスの高周波放電によるプラズマを生成し、前記プラズマの下で前記第１の電極上に保持される前記基板に所望の処理を施すプラズマ処理装置であって、
    前記プラズマを生成するための高周波を出力する高周波電源と、
    前記高周波電源より出力される前記高周波を前記第１の電極または前記第２の電極のいずれか一方まで伝送するための高周波給電ラインと、
    前記高周波給電ライン上で前記高周波電源側のインピーダンスとその負荷側のインピーダンスとを整合させるための整合部と、
    前記高周波のパワーがオン状態になる第１の期間とオフ状態になる第２の期間とを一定のパルス周波数で交互に繰り返すように、前記高周波電源を制御する高周波パワー変調部と
    を具備し、
    前記整合部が、
    前記高周波給電ライン上に設けられる可変リアクタンス素子を含む整合回路と、
    前記パルス周波数の１サイクル内で前記第１の期間に設定されるモニタ時間中に、前記高周波給電ラインから得られる前記負荷側インピーダンスの測定値を所定のサンプリング周波数でサンプリングしてそれらの測定値の平均値を演算するサンプリング平均値演算部と、
    前記サンプリング平均値演算部より得られた各サイクルの平均値に基づいて、前記パルス周波数の１／ｍ倍（ｍは２以上の整数）の周波数を有するサンプリングクロックの周期で前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値を求める移動平均値演算部と、
    前記移動平均値演算部より得られる前記負荷側インピーダンス測定値の移動平均値が前記高周波電源側のインピーダンスに対応する所定の整合ポイントに一致または近似するように、前記可変リアクタンス素子のリアクタンスを制御するマッチングコントローラと
    を有する、プラズマ処理装置。
  9. 前記モニタ時間は、前記第１の期間の中で開始直後の第１の過渡時間を含まない、請求項７または請求項８に記載のプラズマ処理装置。
  10. 前記モニタ時間は、前記第１の期間の中で終了直前の第２の過渡時間を含まない、請求項７〜９のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
  11. 前記モニタ時間は、前記第２の期間には設定されない、請求項７〜１０のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
  12. 前記高周波パワー変調部は、前記パルス周波数またはその１サイクルの時間および前記パルス周波数の１サイクルにおける前記第１の期間の割合（デューティ比）の少なくとも一方を一定の範囲内で任意の値に設定することができる、請求項１〜１１のいずれか一項に記載のプラズマ処理装置。
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