JP5955761B2 - 車両の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、車両の制御装置に関し、特に、コンバータおよびインバータを介して供給された電力によって駆動するモータを搭載した車両において、コンバータの出力電圧を制御する技術に関する。

電動モータを駆動源として搭載したハイブリッド車、燃料電池車、電気自動車が知られている。電動モータには、たとえば３相交流モータが用いられる。そのような電動モータには、インバータから交流電力が供給される。

インバータの制御には、種々の技術が用いられ得る。インバータの制御に用いられる技術の一例として、特開２００６−３１１７６８号公報（特許文献１）は、インバータによる電圧変換の変調度を目標値に維持することを開示する。

特開２００６−３１１７６８号公報

インバータの変調度は、出力電圧を入力電圧で除算した値として表される。したがって、実変調度が目標値よりも小さければ、インバータの入力電圧、すなわちインバータに接続されたコンバータの出力電圧が下げられ得る。

しかしながら、コンバータの出力電圧が下げられると、結果として電動モータに供給される電圧も下げられる。そのため、電動モータが出力可能なトルクの最大値も下がる。それゆえ、車両が加速度を得ることができず、運転者の要求に応えることができない場合があり得る。

本発明は、上述の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、モータの出力トルク不足を改善することである。

車両には、電圧を変換して出力するコンバータと、コンバータから出力された直流電力を交流電力に変換するインバータと、インバータから供給される交流電力により駆動するモータとが搭載される。制御装置は、インバータの変調度を所定の目標変調度に近付けるためのコンバータの出力電圧としての要求電圧を算出するための第１の算出手段と、モータの目標トルクを実現し得るコンバータの出力電圧の最低値としての最低電圧をモータの目標トルクから算出するための第２の算出手段と、コンバータの出力電圧が、要求電圧と最低電圧とのうちの大きい方の値に近づくようにコンバータを制御するための制御手段とを備える。

モータの目標トルクを実現し得るコンバータの出力電圧の最低値としての最低電圧が、インバータの変調度を目標変調度に近付けるためのコンバータの出力電圧としての要求電圧よりも大きければ、要求電圧ではなく最低電圧にコンバータの出力電圧が近付けられる。したがって、モータの目標トルクを実現できない値までコンバータの出力電圧が低下することを防ぐことができる。よって、モータの出力トルク不足を改善できる。

インバータの変調度を所定の変調度に維持するためのコンバータの出力電圧としての要求電圧は、モータの目標トルクを実現するために必要なコンバータの出力電圧としてモータの目標トルクから算出される必要電圧に、フィードバック制御の比例項と積分項とを加算することにより繰り返し算出してもよい。この場合、要求電圧が最低電圧よりも大きいと、最低電圧から算出された値を積分項として用いて、次の要求電圧を算出してもよい。すなわち、コンバータの出力電圧が要求電圧ではなく最低電圧に近付けられた場合には、要求電圧を算出するためのフィードバック制御の積分項を、最低電圧を用いて定められてもよい。より具体的には、最低電圧から必要電圧と比例項とを減算した値を積分項として用いて次の要求電圧を算出してもよい。これにより、要求電圧が目標値として用いられなくても、実際に目標値として用いられた電圧を考慮にいれて、要求電圧を算出することができる。

モータ駆動システムの全体構成図である。 モータ駆動システムで用いられる制御方式を説明する図である。 正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波制御が用いられるそれぞれの運転領域を示す図である。 交流電動モータの電流ベクトルを示す図である。 モータ条件に対応した制御方式の切換えを説明する図である。 モータ駆動システム全体での損失特性を示す図である。 正弦波ＰＷＭ制御方式および過変調ＰＷＭ制御方式における制御ブロック図である。 変調度のフィードバック制御のみが採用された場合のインバータの変調度とシステム電圧（コンバータの出力電圧）ＶＨとを示す図である。 本発明の実施形態に係る制御装置によって制御されるインバータの変調度とシステム電圧ＶＨとを示す図である。 矩形波制御方式時における制御ブロック図である。 図１０中の電流位相フィードバック部の制御ブロック図である。 図１０中の電流位相フィードバック部が電圧差ΔＶＨを算出するために用いられるマップを示す図である。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお、以下では図中の同一または相当部分には同一符号を付して、その説明は原則として繰返さないものとする。

図１は、車両に駆動源として搭載された交流電動モータの制御システム１００の全体構成図である。制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動モータＭ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動モータＭ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生可能な自動車を包括的に表現するものとする）の駆動輪にトルクを発生させるように構成された走行用電動モータである。あるいは、この交流電動モータＭ１は、エンジンによって駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動モータおよび発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。すなわち、本実施の形態において、交流電動モータは、モータジェネレータを含むものである。さらに、交流電動モータＭ１は、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、昇圧コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の再充電可能な蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ２は、直流電源Ｂの負極端子および電力線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

昇圧コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７および電力線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラトランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７および電力線５の間に接続される。

平滑コンデンサＣ０は、電力線７の直流電圧を平滑化する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、電力線７上の直流電圧ＶＨを検出する。以下では、インバータ１４の直流リンク電圧に相当する直流電圧ＶＨを「システム電圧ＶＨ」とも称する。一方、電力線６の直流電圧ＶＬは、電圧センサ１９によって検出される。電圧センサ１３，１９によって検出された直流電圧ＶＨ，ＶＬは、制御装置３０へ入力される。

インバータ１４は、電力線７および電力線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７および電力線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオンオフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動モータＭ１は、３相の永久磁石型同期電動モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

昇圧コンバータ１２は、基本的には、ＰＷＭ制御に用いられる搬送波の１周期に相当するスイッチング周期の各々において、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオンオフするように制御される。昇圧コンバータ１２は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）を制御することによって、昇圧比（ＶＨ／ＶＬ）を制御することができる。したがって、直流電圧ＶＬ，ＶＨの検出値と電圧指令値ＶＨ♯とに従って演算されたデューティ比に従って、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフが制御される。

スイッチング素子Ｑ１をスイッチング素子Ｑ２と相補的にオンオフすることにより、リアクトルＬ１の電流方向に応じて制御を切換えることなく直流電源Ｂの充電および放電の両方に対応することができる。すなわち、電圧指令値ＶＨ♯に従うシステム電圧ＶＨの制御を通じて、昇圧コンバータ１２は、回生および力行の両方に対応することができる。

なお、交流電動モータＭ１の低出力時には、昇圧コンバータ１２による昇圧を行なうことなく、ＶＨ＝ＶＬ（昇圧比＝１．０）の状態で交流電動モータＭ１を制御することができる。この場合（以下、「非昇圧モードとも称する」）には、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２が、オンおよびオフにそれぞれ固定されるので、昇圧コンバータ１２での電力損失が低下する。

インバータ１４は、交流電動モータＭ１のトルク指令値が正（Ｔｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動モータＭ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動モータＭ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動モータＭ１を駆動する。これにより、交流電動モータＭ１は、トルク指令値Ｔｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動モータＭ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧ＶＨ）を平滑コンデンサＣ０を介して昇圧コンバータ１２へ供給する。

なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動モータＭ１に流れる電流（相電流）を検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置してもよい。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動モータＭ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動モータＭ１の回転速度Ｎｍｔおよび回転角速度ωを算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵ（Central Processing Unit）で実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４によって検出されるモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動モータＭ１がトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。

すなわち、制御装置３０は、直流電圧ＶＨを電圧指令値ＶＨ♯に従って上記のように制御するために昇圧コンバータ１２のスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。また、制御装置３０は、交流電動モータＭ１の出力トルクをトルク指令値Ｔｑｃｏｍに従って制御するための制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。制御信号Ｓ１〜Ｓ８は、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４へ入力される。

トルク指令値Ｔｑｃｏｍは、アクセル開度および車速などをパラメータに有するマップに従って算出される。

図２は、交流電動モータ制御のためのインバータ制御方式を説明する図である。図２に示すように、本発明の実施の形態に従う交流電動モータの制御システムでは、インバータ１４による交流電動モータ制御について３つの制御方式を切換えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相アームにおけるスイッチング素子のオンオフを、正弦波状の電圧指令値と搬送波（代表的には、三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティ比が制御される。

以下、本明細書では、インバータによる直流交流電圧変換における、システム電圧ＶＨに対する交流電動モータＭ１への印加電圧（線間電圧の実効値）の比を「変調度」を定義する。正弦波ＰＷＭ制御の適用は、基本的には、各相の交流電圧振幅（相電圧）がシステム電圧ＶＨと等しくなる状態が限界である。すなわち、正弦波ＰＷＭ制御では、変調度を０．６１までしか高めることができない。

一方、矩形波電圧制御では、電動モータの電気角３６０度に相当する期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分をインバータが出力する。これにより、変調度は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、搬送波の振幅よりも大きい振幅の電圧指令値（正弦波状）について、その振幅を拡大した上で、上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。この結果、基本波成分を歪ませることによって、変調度を０．６１〜０．７８の範囲まで高めることができる。

本実施の形態に従う交流電動モータＭ１の制御システム１００では、交流電動モータＭ１の状態に応じて、上述の正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御が選択的に適用される。

概略的には、図３に示すように、低速回転領域から中速回転領域にかけては正弦波ＰＷＭの制御が選択され、中速回転領域から高速回転領域にかけては過変調制御が選択され、より高速回転領域では矩形波電圧制御が選択される。制御方式の具体的な選択方法については後述する。

図４に示すように、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、交流電動モータＭ１の電流位相φｉが、最適電流進角ライン４２上となるようにインバータ１４によるモータ電流制御が行なわれる。図４の横軸はｄ軸電流Ｉｄを示しており、図４の縦軸はｑ軸電流Ｉｑを示している。

最適電流進角ライン４２は、Ｉｄ−Ｉｑ平面上の等トルク線上における交流電動モータＭ１での損失が最小となる電流位相点の集合として描かれる。よって、アクセル開度および車速などをパラメータとして有するマップに従って決定された、交流電動モータＭ１に対するトルク指令値Ｔｑｃｏｍに対応する等トルク線と、最適電流進角ライン４２との交点に対応するｄ軸およびｑ軸の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍが生成される。最適電流進角ラインは、予め実験ないしシミュレーションによって求めることができる。したがって、各トルク指令値に対応させて最適電流進角ライン４２上の電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの組み合わせを決定するマップを予め作成して、制御装置３０内に記憶させておくことができる。

図４では、零点位置を起点とするＩｄ，Ｉｑの組み合わせによる電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、出力トルクの増加に応じて変化する軌跡を矢印で示している。出力トルクが増加するのに応じて、電流の大きさ（Ｉｄ−Ｉｑ平面上での電流ベクトルの大きさに相当）が増加する。上述したように、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御では、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの設定により、電流位相が最適電流進角ライン４２上に制御される。

トルク指令値がさらに増加し、変調度が０．７８に達すると矩形波電圧制御が適用される。

矩形波電圧制御では、インバータ１４によって交流電動モータＭ１の電流位相を直接制御することはできない。矩形波電圧制御では弱め界磁制御を行なうため、電圧位相φｖを大きくすることにより出力トルクが増大される。これに伴い、界磁電流であるｄ軸電流Ｉｄの絶対値が増加する。この結果、電流ベクトルの先端位置（電流位相）が、最適電流進角ライン４２から図中左側（進角側）に離れる。電流ベクトルは最適電流進角ライン４２上にないため、矩形波電圧制御においては、交流電動モータＭ１の損失が増大する。

逆に、矩形波電圧制御時に電流位相φｉが所定のφｔｈ（基準値）よりも小さくなると、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御への遷移が指示される。

図５を参照して、ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の間のモード切換を説明する。正弦波ＰＷＭまたは過変調ＰＷＭ制御の適用時には、後述するｄ軸およびｑ軸の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯、ならびにシステム電圧ＶＨから、下記の式１を用いて変調度Ｋｍｄが算出される。

Ｋｍｄ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（１）
変調度Ｋｍｄが０．７８よりも大きくなると、矩形波電圧制御モードへの遷移が指示される。

一方、矩形波制御中、出力トルクの低下に応じて電流位相φｉが基準値φｔｈよりも小さくなると、ＰＷＭ制御モードへの遷移が指示される。

正弦波ＰＷＭ制御、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御におけるエネルギ損失は、図６（ａ）に示すように、システム電圧ＶＨに応じて変化し得る。図６（ａ）〜（ｃ）は、交流電動モータＭ１の出力（回転速度とトルクとの積）を一定とし、システム電圧ＶＨのみを変化させた条件下での制御システムの挙動を示す。

図６（ａ）には、３つの制御モードを通じたシステム電圧ＶＨと制御システムの全体損失の関係が示される。図６（ｂ）には、システム電圧ＶＨと変調度Ｋｍｄとの関係が示される。図６（ｃ）には、システム電圧ＶＨとモータ電流位相との関係が示されている。

図６（ａ）〜（ｃ）を参照して、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御が適用される領域では、システム電圧ＶＨを低下して変調度を上昇させる程、損失が減少する。そして、矩形波電圧制御が適用される動作点４４において、昇圧コンバータ１２およびインバータ１４の損失が最小となるため、システム全体の損失も最小となる。

矩形波電圧制御が適用される領域では、変調度は０．７８に固定されるため、システム電圧ＶＨを低下させる程、同一出力を得るための電圧位相φｖが大きくなる。これに付随して、前述したように、弱め界磁電流の増加によって、電流位相が最適電流進角ライン４２から遠ざかるため、交流電動モータＭ１での損失増加によってシステム損失が増加する。すなわち、矩形波電圧制御では、システム電圧ＶＨが低下するほどシステムの全体損失が増加することになる。

逆に、システム電圧ＶＨを高くすることによりＰＷＭ制御を適用すると、交流電動モータＭ１電流位相は、最適電流進角ライン４２に沿って制御できる。しかしながら、ＰＷＭ制御で交流電動モータＭ１を動作させると、交流電動モータＭ１の損失は低減できる一方で、スイッチング回数の増加によってインバータ１４の損失が増加することになる。

したがって、交流電動モータＭ１を含む制御システム全体の損失が最小となるのは、矩形波電圧制御が適用され、かつ、交流電動モータＭ１の電流位相が最適電流進角ライン４２の近傍にあるときである。すなわち、システム電圧ＶＨは、このような状態となるように設定することが好ましい。

図７を参照して、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御における具体的な処理について説明する。図７は、本発明の実施の形態に従う交流電動モータの制御システムにおけるＰＷＭ制御での制御構成を説明する機能ブロック図である。図７を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図７を参照して、ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、変換部２２０と、電流フィードバック部２３０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に従って、交流電動モータＭ１のトルク指令値Ｔｑｃｏｍに応じた、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。

変換部２２０は、交流電動モータＭ１に流れる３相モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをロータ回転角θを用いた座標変換によって、ｄ軸およびｑ軸の２相電流ｉｄ，ｉｑに変換して出力する。具体的には、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕ（ｉｕ＝−ｉｖ−ｉｗ）が算出される。これらの電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づき、回転角センサ２５によって検出される回転角θに応じて、実際のｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑが算出される。

電流フィードバック部２３０には、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍと算出された実際のｄ軸
電流ｉｄとの差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−ｉｄ）、ならびにｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍと算出された実際のｑ軸電流ｉｑとの差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−ｉｑ）が入力される。電流フィードバック部２３０は、ｄ軸電流差ΔＩｄおよびｑ軸電流差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。さらに、電流フィードバック部２３０は、交流電動モータＭ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換するとともに、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作により、交流電動モータＭ１の各相に疑似正弦波電圧が生成される。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの制御装置３０は、さらに、目標変調度算出部３１０、必要電圧算出部３２０、変調度フィードバック部３３０、最低電圧算出部３４０、調停部３５０および電圧フィードバック部３６０を備える。

目標変調度算出部３１０、必要電圧算出部３２０および変調度フィードバック部３３０は、インバータ１４の変調度Ｋｍｄを目標変調度Ｋｍｄ＃に維持するための昇圧コンバータ１２の出力電圧としての要求電圧ＶＨｒｅｑを算出するための機能である。

より具体的には、目標変調度算出部３１０が、交流電動モータＭ１の目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）と交流電動モータＭ１の回転速度Ｎｍｔとをパラメータとして有するマップに従って、目標変調度Ｋｍｄ＃を算出する。

必要電圧算出部３２０は、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）を実現するために必要な昇圧コンバータ１２の出力電圧としての必要電圧ｔＶＨを、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）から算出する。一例として、必要電圧算出部３２０は、目標変調度算出部３１０によって算出された目標変調度Ｋｍｄ＃と、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）と、交流電動モータＭ１の回転速度Ｎｍｔとをパラメータとして有するマップに従って、必要電圧ｔＶＨを算出する。より詳細には、一例として、トルク指令値Ｔｑｃｏｍと回転速度Ｎｍｔとからマップを参照して求められる電圧Ｖｒを目標変調度Ｋｍｄ＃で除算することにより、必要電圧ｔＶＨが算出される。電圧Ｖｒは、交流電動モータＭ１への印加電圧（線間電圧の実効値）である。

変調度フィードバック部３３０は、目標変調度Ｋｍｄ＃に対する実変調度Ｋｍｄに比（Ｋｍｄ／Ｋｍｄ＃）を求め、この比に現在のシステム電圧ＶＨを乗算することによって、目標システム電圧を求める。さらにこの目標システム電圧から現在のシステム電圧ＶＨを減算した値ΔＶＨとその積分値∫ΔＶＨが求められる。これらに比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉがそれぞれ乗算されて、比例項ＫｐΔＶＨおよび積分項Ｋｉ∫ΔＶＨが求められる。変調度フィードバック部３３０は、これらの比例項ＫｐΔＶＨおよび積分項Ｋｉ∫ΔＶＨの和を補正電圧ＶＨｈｏｓｅｉとして算出する。

必要電圧ｔＶＨと補正電圧ＶＨｈｏｓｅｉとの和が要求電圧ＶＨｒｅｑとして調停部３５０に入力される。

最低電圧算出部３４０は、交流電動モータＭ１の目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）を実現し得る昇圧コンバータ１２の出力電圧の最低値としての最低電圧ＶＨｍｉｎを、目標トルクから算出するための機能を有する。最低電圧算出部３４０は、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）と交流電動モータＭ１の回転速度Ｎｍｔとをパラメータとして有するマップに従って、上記の最低電圧ＶＨｍｉｎを算出する。

調停部３５０は、要求電圧ＶＨｒｅｑと最低電圧ＶＨｍｉｎとのうちの大きい方を電圧指令値ＶＨ＃として選択する。

このようにして設定された電圧指令値ＶＨ＃と、現在のシステム電圧ＶＨに基づき、電圧フィードバック部３６０は、昇圧コンバータ１２の出力電圧が電圧指令値ＶＨ＃となるように、所定のＰＷＭ制御方式に従って、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

上述したように、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御には、実変調度を目標変調度に近づかせるためのフィードバック制御が含まれる。よって、変調度のフィードバック制御では、図８に示すように、目標変調度よりも実変調度が低いと、実変調度を上げるためにシステム電圧ＶＨが下げられ得る。その結果、交流電動モータＭ１の駆動電圧が下がり、交流電動モータＭ１が出力可能な最大トルクが下がり得る。この場合、運転者が所望する加速度を実現し得なくなる。

しかしながら本実施の形態においては、図９に示すように、変調度のフィードバック制御において生成される要求電圧ＶＨｒｅｑよりも、トルク指令値Ｔｑｃｏｍから生成される最低電圧ＶＨｍｉｎが大きいければ、最低電圧ＶＨｍｉｎに基づいてシステム電圧ＶＨを上げることができる。よって、交流電動モータＭ１の出力トルク不足を抑制することができる。

ところで、最低電圧ＶＨｍｉｎが要求電圧ＶＨｒｅｑよりも大きいと、必然的に実変調度Ｋｍｄが目標変調度Ｋｍｄ＃とは異なり得るため、この事を考慮して次回の要求電圧ＶＨｒｅｑを算出することが好ましい。

そこで、本実施の形態においては、最低電圧ＶＨｍｉｎが要求電圧ＶＨｒｅｑよりも大きいと、電圧指令値ＶＨ＃と等しい最低電圧ＶＨｍｉｎから算出された値を積分項ＶＨｉとして用いて、次の要求電圧ＶＨｒｅｑが算出される。

より具体的には、変調度フィードバック部３３０は、下記の式２に従って、電圧指令値ＶＨ＃である最低電圧ＶＨｍｉｎから必要電圧ｔＶＨと比例項ＫｐΔＶＨとを減算した値を積分項ＶＨｉとして算出する。

ＶＨｉ＝ＶＨｍｉｎ−ｔＶＨ−ＫｐΔＶＨ ・・・（２）
変調度フィードバック部３３０は、式２に従って算出された補正項ＶＨｉを用いて、次回の補正電圧ＶＨｈｏｓｅｉを算出する。この補正電圧ＶＨｈｏｓｅｉが次回に算出される必要電圧ｔＶＨに加算されて、次の要求電圧ＶＨｒｅｑが算出される。

以下、図１０を参照して、矩形波制御方式時における制御ブロック図を説明する。なお、上述のように矩形波制御方式時には、変調度が固定されるため、ＰＷＭ制御において含まれるような変調度のフィードバック制御は構成されない。

図１０を参照して、矩形波制御ブロック４００は、変換部４１０と、トルク推定部４２０と、トルクフィードバック部４３０とを含む。

変換部４１０は、交流電動モータＭ１に流れる３相モータ電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをロータ回転角θを用いた座標変換によって、ｄ軸およびｑ軸の２相電流ｉｄ，ｉｑに変換して出力する。具体的には、電流センサ２４によって検出されるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗからＵ相電流ｉｕ（ｉｕ＝−ｉｖ−ｉｗ）が算出される。これらの電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づき、回転角センサ２５によって検出される回転角θに応じて、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑが生成される。

トルク推定部４２０は、予め計測したトルクと電流との関係を定めたマップに従い、ｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑから交流電動モータＭ１の実際のトルクＴｑを推定する。

トルクフィードバック部４３０へは、トルク指令値Ｔｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。トルクフィードバック部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

さらに、トルクフィードバック部４３０は、設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生するとともに、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。

本発明の実施の形態に従うモータ駆動システムの制御装置３０では、さらに、必要電圧算出部５１０、電流位相フィードバック部５２０、最低電圧算出部５３０および調停部５４０を備える。

必要電圧算出部５１０は、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）を実現するために必要な昇圧コンバータ１２の出力電圧としての必要電圧ｔＶＨを、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）から算出する。一例として、必要電圧算出部５１０は、所定の目標変調度Ｋｍｄ＃と、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）と、交流電動モータＭ１の回転速度Ｎｍｔとをパラメータとして有するマップに従って、必要電圧ｔＶＨを算出する。より詳細には、一例として、トルク指令値Ｔｑｃｏｍと回転速度Ｎｍｔとからマップを参照して求められる電圧Ｖｒを目標変調度Ｋｍｄ＃で除算することにより、必要電圧ｔＶＨが算出される。電圧Ｖｒは、交流電動モータＭ１への印加電圧（線間電圧の実効値）である。

電流位相フィードバック部５２０は、変換部４１０によって生成されたｄ軸電流ｉｄおよびｑ軸電流ｉｑに応じて、システム電圧ＶＨの補正値ＶＨｈｏｓｅｉを算出する。電流位相フィードバック部５２０は、図１１に示すように、電圧差算出部５２２と、ＰＩ制御部５２４とを含む。電圧差算出部５２２は、図１２に示すように、ｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑとをパラメータとして有するマップに従って、電圧差ΔＶＨを算出する。

図１１に戻って、ＰＩ制御部５２４は、電圧差ΔＶＨとその積分値∫ΔＶＨに、比例ゲインＫｐおよび積分ゲインＫｉをそれぞれ乗算されて、比例項ＫｐΔＶＨおよび積分項Ｋｉ∫ΔＶＨを算出する。ＰＩ制御部５２４は、これらの比例項ＫｐΔＶＨおよび積分項Ｋｉ∫ΔＶＨの和を補正電圧ＶＨｈｏｓｅｉとして算出する。

図１０に戻って、必要電圧ｔＶＨと補正電圧ＶＨｈｏｓｅｉとの和が要求電圧ＶＨｒｅｑとして調停部５４０に入力される。

最低電圧算出部５３０は、交流電動モータＭ１の目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）を実現し得る昇圧コンバータ１２の出力電圧の最低値としての最低電圧ＶＨｍｉｎを、目標トルクから算出するための機能である。最低電圧算出部５３０は、目標トルク（トルク指令値Ｔｑｃｏｍ）と交流電動モータＭ１の回転速度Ｎｍｔとをパラメータとして有するマップに従って、上記の最低電圧ＶＨｍｉｎを算出する。

調停部５４０は、要求電圧ＶＨｒｅｑと最低電圧ＶＨｍｉｎとのうちの大きい方を電圧指令値ＶＨ＃として選択する。

このようにして設定された電圧指令値ＶＨ＃と、現在のシステム電圧ＶＨに基づき、電圧フィードバック部５５０は、昇圧コンバータ１２の出力電圧が電圧指令値ＶＨ＃となるように、所定のＰＷＭ制御方式に従って、スイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

最低電圧ＶＨｍｉｎが要求電圧ＶＨｒｅｑより大きい場合、矩形波制御の実行時においても、ＰＷＭ制御の実行時と同様に、電流位相フィードバック部５２０は、補正電圧ＶＨｈｏｓｅｉの積分項ＶＨｉを上述した式２に従って算出する。したがって、電圧指令値ＶＨ＃である最低電圧ＶＨｍｉｎから必要電圧ｔＶＨと比例項ＫｐΔＶＨとを減算した値を積分項ＶＨｉとして用いて、次の要求電圧ＶＨｒｅｑが算出される。

今回開示された実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１２ 昇圧コンバータ、１４ インバータ、３０ 制御装置、１００ 制御システム、２００ ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，４１０ 変換部、２３０ 電流フィードバック部、３１０ 目標変調度算出部、３２０，５１０ 必要電圧算出部、３３０ 変調度フィードバック部、３４０，５３０ 最低電圧算出部、３５０，５４０ 調停部、３６０，５５０ 電圧フィードバック部、４００ 矩形波制御ブロック、４２０ トルク推定部、４３０ トルクフィードバック部、４５０ 信号発生部、５２０ 電流位相フィードバック部、５２２ 電圧差算出部、５２４ ＰＩ制御部、Ｍ１ 交流電動モータ。

Claims (4)

1. 電圧を変換して出力するコンバータと、前記コンバータから出力された直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータから供給される交流電力により駆動するモータとが搭載された車両の制御装置であって、
   前記インバータの変調度を所定の目標変調度に近付けるための前記コンバータの出力電圧としての要求電圧を算出するための第１の算出手段と、
   前記モータの目標トルクを実現し得る前記コンバータの出力電圧の最低値としての最低電圧を前記モータの目標トルクから算出するための第２の算出手段と、
   前記コンバータの出力電圧が、前記要求電圧と前記最低電圧とのうちの大きい方の値に近づくように前記コンバータを制御するための制御手段とを備える、車両の制御装置。
2. 前記第１の算出手段は、ＰＷＭ制御の適用時において、
   前記モータの目標トルクを実現するために必要な前記コンバータの出力電圧として前記モータの目標トルクから算出される必要電圧に、目標システム電圧から現在の前記出力電圧を減算した偏差をフィードバック制御するための比例項と積分項とを加算することにより、前記要求電圧を繰り返し算出し、
   前記目標システム電圧は、前記目標変調度に対する現在の前記変調度の比と前記現在の出力電圧を乗算することによって求められる、請求項１に記載の車両の制御装置。
3. 前記第１の算出手段は、矩形波電圧制御の適用時において、
   前記モータの目標トルクを実現するために必要な前記コンバータの出力電圧として前記モータの目標トルクから算出される必要電圧に、前記モータのｄ軸電流およびｑ軸電流から算出された電圧差をフィードバック制御するための比例項と積分項とを加算することにより、前記要求電圧を繰り返し算出し、
   前記電圧差は、前記ｄ軸電流および前記ｑ軸電流の二次元座標上に予め設定されたマップに従って算出される、請求項１記載の車両の制御装置。
4. 前記第１の算出手段は、前記最低電圧が前記要求電圧よりも大きいと、前記最低電圧から前記必要電圧と前記比例項とを減算した値を前記積分項として用いて、次の要求電圧を算出する、請求項２または３に記載の車両の制御装置。

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