JP5281370B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

この発明は、交流電動機の制御装置に関し、より特定的には、トルク指令値に基づいて設定された電流指令値に従った電流フィードバック制御が適用される交流電動機の制御に関する。

直流電源を用いて交流電動機を駆動制御するために、インバータを用いた駆動方法が採用されている。インバータは、インバータ駆動回路によりスイッチング制御されており、たとえばＰＷＭ制御に従ってスイッチングされた電圧が交流電動機に印加される。

特開平１１−３３２２９８号公報（特許文献１）に記載されるように、このような交流電動機制御では、モータの要求トルクに応じてｄ軸およびｑ軸の電流指令値を設定し、当該電流指令値を基準としたモータ電流のフィードバック制御によってトルク制御が実行されることが一般的である。

このような電流フィードバック制御において、特開２００７−１５１３３６号公報（特許文献２）では、同一の電流振幅に対して出力トルクが最大となる最適な電流位相を選択するように電流指令値を設定する一方で、交流モータでの電力損失を意図的に増大させるために、電流位相を上記最適値から変化させるように電流指令値を設定することが記載されている。

また、上記特許文献２の他、特開２０００−３５８３９３号公報（特許文献３）、特開２００７−１５９３６８号公報（特許文献４）および特開２００７−２０３８３号公報（特許文献５）には、正弦波制御および過変調制御を含むパルス幅変調（ＰＷＭ制御）と、矩形波電圧制御とを、交流電動機の動作状態に応じて切換えて適用することが記載されている。
特開平１１−３３２２９８号公報 特開２００７−１５１３３６号公報 特開２０００−３５８３９３号公報 特開２００７−１５９３６８号公報 特開２００７−２０３８３号公報

上述のように、通常はエネルギ効率を考慮して、パルス幅変調制御における電流指令値は、同一振幅のモータ電流に対して出力トルクが最大となるような電流位相に対応させて設定される。その一方で、モータの出力（回転数・トルク）が上昇し、ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御へ切換えられる境界の動作領域では、モータ電流が相対的に大きくなることによって、制御動作が不安定となった際に電流の乱れが大きくなることが予想される。特にこのような領域では、インバータ入力電圧に対するモータ印加電圧（線間電圧）の実効値の比で定義される変調率（電圧利用率）も大きくなるので、電流制御が相対的に不安定となり易い。

一般的に、ＰＷＭ制御の適用領域のうちの、矩形波電圧制御との境界領域では、各相電圧の基本波成分振幅がＰＷＭ制御での搬送波振幅よりも大きくなる過変調ＰＷＭ制御が用いられる。ただし、過変調ＰＷＭ制御では、インバータでのスイッチング回数が相対的に少なくなるため、センサ誤差等の影響によりスイッチングタイミングが少しずれるだけで、モータ印加電圧が変動して電流制御が不安定となる虞がある。また、過変調ＰＷＭ制御では、モータ電流に高調波成分が重畳されるため、モータ電流にフィルタ処理を施した上で電流フィードバック制御が実行されるので、制御応答性を高めることが困難となっている。

この発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、この発明の目的は、電流フィードバックが適用される交流電動機制御において、電流指令値の適切な設定によって制御安定性を高めることである。

この発明による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、電流検出器と、パルス幅変調制御部を備える。電流検出器は、インバータおよび交流電動機の間を流れる電流を検出するように構成される。パルス幅変調制御部は、交流電動機をトルク指令値に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生する。パルス幅変調制御部は、正弦波変調制御部と、過変調制御部とを含む。正弦波変調制御部は、正弦波パルス幅変調方式に従って、電流検出器により検出されたモータ電流と、トルク指令値に対応する電流指令との偏差に応じて、制御指令を発生するように構成される。過変調制御部は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、モータ電流および電流指令の電流偏差に応じて制御指令を発生するように構成される。過変調制御部は、電流指令生成部と、電圧指令生成部と、変調部と含む。電流指令生成部は、トルク指令値に対応させて電流指令を生成するように構成される。電圧指令生成部は、電流指令とモータ電流との偏差に応じて、電圧指令を生成するように構成される。変調部は、電圧指令と搬送波との比較に基づいて、制御指令を発生するように構成される。そして、電流指令生成部は、同一電流振幅に対して交流電動機のトルクが最大となる電流位相に従ってトルク指令値に対応する電流指令を設定するための第１の制御ラインと、第１の制御ラインと比較して同一トルクに対する電流振幅が大きくなる電流位相に従ってトルク指令値に対応する電流指令を設定するための第２の制御ラインとの一方を、交流電動機の動作領域に応じて選択するとともに、選択した制御ラインに従ってトルク指令値に対応する電流指令を生成する。

好ましくは、電流指令生成部は、交流電動機の電圧、トルクおよび回転数によって規定される動作領域のうちの、各電圧に応じた高出力の所定領域内で交流電動機が動作しているときには第２の制御ラインを選択する一方で、所定領域の外部で交流電動機が動作しているときには第１の制御ラインを選択する。

上記交流電動機の制御装置によれば、過変調ＰＷＭ制御の適用時には、交流電動機の高出力領域では、同一のモータ電流振幅に対して出力トルクが最大となる第１の制御ライン（最大トルク制御ライン）よりも同一トルクに対して変調率（電圧利用率）の低い第２の制御ライン（回避用制御ライン）に従って、トルク指令値に対応する電流指令を設定することができる。この結果、当該高出力領域での電動機制御の安定性を高めることができる。

さらに好ましくは、電流指令生成部は、交流電動機の温度が判定温度より高いときには第２の制御ラインを選択する一方で、交流電動機の温度が判定温度以下のときには第１の制御ラインを選択する。

このようにすると、モータ温度の上昇に伴う減磁の影響によって電流挙動が不安定となり易い動作状態のときに、第２の制御ライン（回避用制御ライン）を選択することによって、変調率を意図的に低下した電流指令に基づき電動機制御を相対的に安定化することができる。

この発明の他の局面による交流電動機の制御装置は、インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、電流検出器と、パルス幅変調制御部を備える。電流検出器は、インバータおよび交流電動機の間を流れる電流を検出するように構成される。パルス幅変調制御部は、交流電動機をトルク指令値に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、インバータの制御指令を発生する。パルス幅変調制御部は、正弦波変調制御部と、過変調制御部とを含む。正弦波変調制御部は、正弦波パルス幅変調方式に従って、電流検出器により検出されたモータ電流と、トルク指令値に対応する電流指令との偏差に応じて、制御指令を発生するように構成される。過変調制御部は、正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、モータ電流および電流指令の電流偏差に応じて制御指令を発生するように構成される。過変調制御部は、電流指令生成部と、電圧指令生成部と、変調部と含む。電流指令生成部は、トルク指令値に対応させて電流指令を生成するように構成される。電圧指令生成部は、電流指令とモータ電流との偏差に応じて、電圧指令を生成するように構成される。変調部は、電圧指令と搬送波との比較に基づいて、制御指令を発生するように構成される。そして、電流指令生成部は、同一電流振幅に対して交流電動機のトルクが最大となる電流位相に従ってトルク指令値に対応する電流指令を設定するための第１の制御ラインと、第１の制御ラインと比較して同一トルクに対する電流振幅が大きくなる電流位相に従ってトルク指令値に対応する電流指令を設定するための第２の制御ラインとの一方を、電流偏差の大きさに応じて選択するとともに、選択した制御ラインに従ってトルク指令値に対応する電流指令を生成する。

好ましくは、電流指令生成部は、電流偏差が判定値より大きいときには第２の制御ラインを選択する一方で、電流偏差が判定値以下のときには第１制御ラインを選択する。

上記交流電動機の制御装置によれば、電流フィードバック制御による電流偏差が大きくなった場合には、第１の制御ライン（最大トルク制御ライン）よりも同一トルクに対して変調率（電圧利用率）の低い第２の制御ライン（回避用制御ライン）に従って、トルク指令値に対応する電流指令を設定することができる。この結果、電流偏差に基づいて電流フィードバック制御の不安定化の兆候を検知して、インバータでの変調率を低下させた電動機制御とすることによって制御安定性を高めることができる。

また好ましくは、電流指令生成部は、電流偏差が判定値より大きいときに、トルク指令値よりも低い目標トルクに対応させて正弦波パルス幅変調方式が適用されるように電流指令を設定する退避処理を実行するとともに、当該退避処理の実行後において、目標トルクから本来のトルク指令値までトルクを徐々に増加させるように第２の制御ラインに従って電流指令を生成する復帰処理を実行する。

このようにすると、電流偏差が判定値以上となり電流の乱れが大きくなった場合には、制御安定性の高い正弦波ＰＷＭ制御が適用される動作点までトルクを低下させる待避処理によって電流制御の安定性を一旦確保するとともに、第２の制御ラインに沿ってトルクを徐々に増加させる復帰処理によって、制御安定性を確保しながら本来のトルク指令値まで交流電動機の出力トルク復帰させることができる。

さらに好ましくは、電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含む。そして、電流指令生成部は、第１の制御ラインに従ってトルク指令値ならびにｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の組を予め対応付けた第１のマップと、第２の制御ラインに従って、トルク指令値ならびにｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の組を予め対応付けた第２のマップとを選択的に参照することによって、トルク指令値に対応する電流指令を生成する。

このようにすると、トルク値とｄ軸，ｑ軸電流指令値の組とを予め対応付けたマップの参照によって、第１または第２の制御ラインに従った電流指令値の設定を実現することができる。

また、さらに好ましくは、電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含む。そして、電流指令生成部は、第１の制御ラインの選択時には、第１の制御ラインに従ってトルク指令値ならびにｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の組を予め対応付けた第１のマップの参照によって電流指令を生成する一方で、第２の制御ラインの選択時には、第１のマップの参照によって得られたｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の一方に調整係数を乗算することによって一方の電流指令値を生成するとともに、当該一方の電流指令値およびトルク指令値に基づいて、当該トルク指令値を実現するためのｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値の組合わせに従って他方の電流指令値を生成する。

このようにすると、一意に定められる第１の制御ライン（最大トルク制御ライン）に従った電流指令値に対する調整係数の乗算に基づいて、第２の制御ライン（回避用制御ライン）に従った電流指令値を生成することができる。この結果、当該調整係数のみをパラメータとして第２の制御ラインを調整できるので、第２の制御ラインの適合を簡易化できる。

この発明によれば、電流フィードバックが適用される交流電動機制御において、電流指令値の適切な設定によって制御安定性を高めることができる。

以下に、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。なお以下図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰返さないものとする。

［実施の形態１］
（電動機制御の全体構成）
図１は、本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。

図１を参照して、モータ駆動制御システム１００は、直流電圧発生部１０♯と、平滑コンデンサＣ０と、インバータ１４と、交流電動機Ｍ１と、制御装置３０とを備える。

交流電動機Ｍ１は、たとえば、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車や燃料電池車等の電気エネルギによって車両駆動力を発生する自動車をいうものとする）の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動用電動機である。あるいは、この交流電動機Ｍ１は、エンジンにて駆動される発電機の機能を持つように構成されてもよく、電動機および発電機の機能を併せ持つように構成されてもよい。さらに、交流電動機Ｍ１は、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。すなわち、本実施の形態において、「交流電動機」は、交流駆動の電動機、発電機および電動発電機（モータジェネレータ）を含むものである。

直流電圧発生部１０♯は、直流電源Ｂと、システムリレーＳＲ１，ＳＲ２と、平滑コンデンサＣ１と、コンバータ１２とを含む。

直流電源Ｂは、代表的には、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の蓄電装置により構成される。直流電源Ｂが出力する直流電圧Ｖｂおよび入出力される直流電流Ｉｂは、電圧センサ１０および電流センサ１１によってそれぞれ検知される。

システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの正極端子および電力線６の間に接続され、システムリレーＳＲ１は、直流電源Ｂの負極端子およびアース線５の間に接続される。システムリレーＳＲ１，ＳＲ２は、制御装置３０からの信号ＳＥによりオン／オフされる。

コンバータ１２は、リアクトルＬ１と、電力用半導体スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを含む。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２は、電力線７およびアース線５の間に直列に接続される。電力用半導体スイッチング素子Ｑ１およびＱ２のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ１およびＳ２によって制御される。

この発明の実施の形態において、電力用半導体スイッチング素子（以下、単に「スイッチング素子」と称する）としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、
電力用ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor）トランジスタあるいは、電力用バイポーラ
トランジスタ等を用いることができる。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に対しては、逆並列ダイオードＤ１，Ｄ２が配置されている。リアクトルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の接続ノードと電力線６の間に接続される。また、平滑コンデンサＣ０は、電力線７およびアース線５の間に接続される。

インバータ１４は、電力線７およびアース線５の間に並列に設けられる、Ｕ相上下アーム１５と、Ｖ相上下アーム１６と、Ｗ相上下アーム１７とから成る。各相上下アームは、電力線７およびアース線５の間に直列接続されたスイッチング素子から構成される。たとえば、Ｕ相上下アーム１５は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４から成り、Ｖ相上下アーム１６は、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６から成り、Ｗ相上下アーム１７は、スイッチング素子Ｑ７，Ｑ８から成る。また、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８に対して、逆並列ダイオードＤ３〜Ｄ８がそれぞれ接続されている。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のオン・オフは、制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８によって制御される。

代表的には、交流電動機Ｍ１は、３相の永久磁石型同期電動機であり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中性点に共通接続されて構成される。さらに、各相コイルの他端は、各相上下アーム１５〜１７のスイッチング素子の中間点と接続されている。

コンバータ１２は、基本的には、各スイッチング周期内でスイッチング素子Ｑ１およびＱ２が相補的かつ交互にオン・オフするように制御される。コンバータ１２は、昇圧動作時には、直流電源Ｂから供給された直流電圧Ｖｂを直流電圧ＶＨ（インバータ１４への入力電圧に相当するこの直流電圧を、以下「システム電圧」とも称する）へ昇圧する。この昇圧動作は、スイッチング素子Ｑ２のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ１および逆並列ダイオードＤ１を介して、電力線７へ供給することにより行なわれる。

また、コンバータ１２は、降圧動作時には、直流電圧ＶＨを直流電圧Ｖｂに降圧する。この降圧動作は、スイッチング素子Ｑ１のオン期間にリアクトルＬ１に蓄積された電磁エネルギを、スイッチング素子Ｑ２および逆並列ダイオードＤ２を介して、電力線６へ供給することにより行なわれる。これらの昇圧動作または降圧動作における電圧変換比（ＶＨおよびＶｂの比）は、上記スイッチング周期に対するスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間比（デューティ比）により制御される。なお、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２をオンおよびオフにそれぞれ固定すれば、ＶＨ＝Ｖｂ（電圧変換比＝１．０）とすることもできる。

平滑コンデンサＣ０は、コンバータ１２からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ１４へ供給する。電圧センサ１３は、平滑コンデンサＣ０の両端の電圧、すなわち、システム電圧ＶＨを検出し、その検出値を制御装置３０へ出力する。

インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が正（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）の場合には、平滑コンデンサＣ０から直流電圧が供給されると制御装置３０からのスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答した、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作により直流電圧を交流電圧に変換して正のトルクを出力するように交流電動機Ｍ１を駆動する。また、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１のトルク指令値が零の場合（Ｔｒｑｃｏｍ＝０）には、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、直流電圧を交流電圧に変換してトルクが零になるように交流電動機Ｍ１を駆動する。これにより、交流電動機Ｍ１は、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍによって指定された零または正のトルクを発生するように駆動される。

さらに、モータ駆動制御システム１００が搭載された電動車両の回生制動時には、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍは負に設定される（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）。この場合には、インバータ１４は、スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に応答したスイッチング動作により、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧（システム電圧）を平滑コンデンサＣ０を介してコンバータ１２へ供給する。なお、ここで言う回生制動とは、電動車両を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速（または加速の中止）させることを含む。

電流センサ２４は、交流電動機Ｍ１に流れるモータ電流ＭＣＲＴを検出し、その検出したモータ電流を制御装置３０へ出力する。なお、三相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの瞬時値の和は零であるので、図１に示すように電流センサ２４は２相分のモータ電流（たとえば、Ｖ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗ）を検出するように配置すれば足りる。

回転角センサ（レゾルバ）２５は、交流電動機Ｍ１のロータ回転角θを検出し、その検出した回転角θを制御装置３０へ送出する。制御装置３０では、回転角θに基づき交流電動機Ｍ１の回転数（回転速度）および角速度ω（ｒａｄ／ｓ）を算出できる。なお、回転角センサ２５については、回転角θを制御装置３０にてモータ電圧や電流から直接演算することによって、配置を省略してもよい。

制御装置３０は、電子制御ユニット（ＥＣＵ）により構成され、予め記憶されたプログラムを図示しないＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理および／または専用の電子回路によるハードウェア処理により、モータ駆動制御システム１００の動作を制御する。

代表的な機能として、制御装置３０は、入力されたトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍ、電圧センサ１０によって検出された直流電圧Ｖｂ、電流センサ１１によって検出された直流電流Ｉｂ、電圧センサ１３によって検出されたシステム電圧ＶＨおよび電流センサ２４からのモータ電流ｉｖ，ｉｗ、回転角センサ２５からの回転角θ等に基づいて、後述する制御方式により交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、コンバータ１２およびインバータ１４の動作を制御する。すなわち、コンバータ１２およびインバータ１４を上記のように制御するためのスイッチング制御信号Ｓ１〜Ｓ８を生成して、コンバータ１２およびインバータ１４へ出力する。

コンバータ１２の昇圧動作時には、制御装置３０は、システム電圧ＶＨをフィードバック制御し、システム電圧ＶＨが電圧指令値に一致するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成する。

また、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換するようにスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成してインバータ１４へ出力する。これにより、インバータ１４は、交流電動機Ｍ１で発電された交流電圧を直流電圧に変換してコンバータ１２へ供給する。

さらに、制御装置３０は、電動車両が回生制動モードに入ったことを示す信号ＲＧＥを外部ＥＣＵから受けると、インバータ１４から供給された直流電圧を降圧するようにスイッチング制御信号Ｓ１，Ｓ２を生成し、コンバータ１２へ出力する。これにより、交流電動機Ｍ１が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Ｂに供給される。

（制御モードの説明）
制御装置３０による交流電動機Ｍ１の制御についてさらに詳細に説明する。

図２は、本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機Ｍ１の制御モードを概略的に説明する図である。

図２に示すように、本発明の実施の形態によるモータ駆動制御システム１００では、交流電動機Ｍ１の制御、すなわち、インバータ１４における電力変換について、３つの制御モードを切替えて使用する。

正弦波ＰＷＭ制御は、一般的なＰＷＭ制御として用いられるものであり、各相上下アーム素子のオン・オフを、正弦波状の電圧指令と搬送波（代表的には三角波）との電圧比較に従って制御する。この結果、上アーム素子のオン期間に対応するハイレベル期間と、下アーム素子のオン期間に対応するローレベル期間との集合について、一定期間内でその基本波成分が正弦波となるようにデューティが制御される。周知のように、正弦波状の電圧指令の振幅が搬送波振幅以下の範囲に制限される正弦波ＰＷＭ制御では、交流電動機Ｍ１への印加電圧（以下、単に「モータ印加電圧」とも称する）の基本波成分をインバータの直流リンク電圧の約０．６１倍程度までしか高めることができない。以下、本明細書では、インバータ１４の直流リンク電圧（すなわち、システム電圧ＶＨ）に対するモータ印加電圧（線間電圧）の基本波成分（実効値）の比を「変調率」と称することとする。

一方、矩形波電圧制御では、上記一定期間内で、ハイレベル期間およびローレベル期間の比が１：１の矩形波１パルス分を交流電動機印加する。これにより、変調率は０．７８まで高められる。

過変調ＰＷＭ制御は、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きい範囲で上記正弦波ＰＷＭ制御と同様のＰＷＭ制御を行なうものである。特に、電圧指令を本来の正弦波波形から歪ませること（振幅補正）によって基本波成分を高めることができ、変調率を正弦波ＰＷＭ制御モードでの最高変調率から０．７８の範囲まで高めることができる。過変調ＰＷＭ制御では、電圧指令（正弦波成分）の振幅が搬送波振幅より大きいため、交流電動機Ｍ１に印加される線間電圧は、正弦波ではなく歪んだ電圧となる。

交流電動機Ｍ１では、回転数や出力トルクが増加すると誘起電圧が高くなるため、必要となる駆動電圧（モータ必要電圧）が高くなる。コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨはこのモータ必要電圧よりも高く設定する必要がある。その一方で、コンバータ１２による昇圧電圧すなわち、システム電圧ＶＨには限界値（ＶＨ最大電圧）が存在する。

したがって、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、モータ電流のフィードバックによってモータ印加電圧（交流）の振幅および位相を制御する、正弦波ＰＷＭ制御または過変調ＰＷＭ制御によるＰＷＭ制御モード、および、矩形波電圧制御モードのいずれかが選択的に適用される。なお、矩形波電圧制御では、モータ印加電圧の振幅が固定されるため、トルク実績値とトルク指令値との偏差に基づく、矩形波電圧パルスの位相制御によってトルク制御が実行される。

図３には、交流電動機Ｍ１の動作状態と上述の制御モードとの対応関係が示される。
図３を参照して、概略的には、低回転数域Ａ１ではトルク変動を小さくするために正弦波ＰＷＭ制御が用いられ、中回転数域Ａ２では過変調ＰＷＭ制御、高回転数域Ａ３では、矩形波電圧制御が適用される。特に、過変調ＰＷＭ制御および矩形波電圧制御の適用により、交流電動機Ｍ１の出力向上が実現される。このように、図２に示した制御モードのいずれを用いるかについては、基本的には、実現可能な変調率の範囲内で決定される。

（各制御モードの制御構成の説明）
図４は、本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置による、基本的な制御構成である、正弦波ＰＷＭ制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。図４を含めて、以下で説明されるブロック図に記載されたモータ制御のための各機能ブロックは、制御装置３０による、ハードウェア的あるいはソフトウェア的な処理によって実現される。

図４を参照して、正弦波ＰＷＭ制御部２００は、正弦波ＰＷＭ制御モードの選択時に、交流電動機Ｍ１がトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するように、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

正弦波ＰＷＭ制御部２００は、電流指令生成部２１０と、座標変換部２２０，２５０と、電圧指令生成部２４０と、ＰＷＭ変調部２６０とを含む。

電流指令生成部２１０は、予め作成されたマップ等に従って、交流電動機Ｍ１のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応するｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍおよびｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍを生成する。なお、電流指令生成部２１０による電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの生成については、後程詳細に説明する。

座標変換部２２０は、回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（３相→２相）により、電流センサ２４によって検出されたｖ相電流いｖおよびＷ相電流ｉｗを基に、ｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを算出する。

電圧指令生成部２４０には、ｄ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｄ（ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄ）およびｑ軸電流の指令値に対する偏差ΔＩｑ（ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑ）が入力される。電圧指令生成部２４０は、ｄ軸電流偏差ΔＩｄおよびｑ軸電流偏差ΔＩｑのそれぞれについて、所定ゲインによるＰＩ（比例積分）演算を行なって制御偏差を求め、この制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯を生成する。

座標変換部２５０は、交流電動機Ｍ１の回転角θを用いた座標変換（２相→３相）によって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯をＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに変換する。

ＰＷＭ変調部２６０は、図５に示すように、搬送波２６２と、交流電圧指令２６４（Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを包括的に示すもの）との比較に基づき、インバータ１４の各相の上下アーム素子のオン・オフを制御することによって、交流電動機Ｍ１の各相に疑似正弦波電圧を生成する。搬送波２６２は、所定周波数の三角波やのこぎり波によって構成される。

なお、インバータ制御のためのＰＷＭ変調において、搬送波２６２の振幅は、インバータ１４の入力直流電圧（システム電圧ＶＨ）に相当する。ただし、ＰＷＭ変調する交流電圧指令２６４の振幅について、本来の各相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅をシステム電圧ＶＨで除算したものに変換すれば、ＰＷＭ変調部２６０で用いる搬送波２６２の振幅を固定できる。

再び図４を参照して、インバータ１４が、正弦波ＰＷＭ制御部２００によって生成されたスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ってスイッチング制御されることにより、交流電動機Ｍ１に対してトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに従ったトルクを出力するための交流電圧が印加される。

図６は、矩形波電圧制御モードが適用された場合に実行される、矩形波電圧制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。

図６を参照して、矩形波電圧制御部４００は、電力演算部４１０と、トルク演算部４２０と、ＰＩ演算部４３０と、矩形波発生器４４０と、信号発生部４５０とを含む。

電力演算部４１０は、電流センサ２４によるＶ相電流ｉｖおよびＷ相電流ｉｗから求められる各相電流と、各相（Ｕ相，Ｖ相、Ｗ相）電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとにより、下記（１）式に従ってモータへの供給電力（モータ電力）Ｐｍｔを算出する。この際には、検出されたモータ電流（ｉｖ，ｉｗ）から歪み成分を除去するためのフィルタ処理が併せて実行される。

Ｐｍｔ＝ｉｕ・Ｖｕ＋ｉｖ・Ｖｖ＋ｉｗ・Ｖｗ …（１）
トルク演算部４２０は、電力演算部４１０によって求められたモータ電力Ｐｍｔおよび回転角センサ２５によって検出される交流電動機Ｍ１の回転角θから算出される角速度ωを用いて、下記（２）式に従ってトルク推定値Ｔｑを算出する。

Ｔｑ＝Ｐｍｔ／ω …（２）
ＰＩ演算部４３０へは、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対するトルク偏差ΔＴｑ（ΔＴｑ＝Ｔｒｑｃｏｍ−Ｔｑ）が入力される。ＰＩ演算部４３０は、トルク偏差ΔＴｑについて所定ゲインによるＰＩ演算を行なって制御偏差を求め、求められた制御偏差に応じて矩形波電圧の位相φｖを設定する。具体的には、正トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＞０）時には、トルク不足時には電圧位相を進める一方で、トルク過剰時には電圧位相を遅らせるとともに、負トルク発生（Ｔｒｑｃｏｍ＜０）時には、トルク不足時には電圧位相を遅らせる一方で、トルク過剰時には電圧位相を進める。

矩形波発生器４４０は、ＰＩ演算部４３０によって設定された電圧位相φｖに従って、各相電圧指令値（矩形波パルス）Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを発生する。信号発生部４５０は、各相電圧指令値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに従ってスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を発生する。インバータ１４がスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８に従ったスイッチング動作を行なうことにより、電圧位相φｖに従った矩形波パルスが、モータの各相電圧として印加される。

このように、矩形波電圧制御方式時には、トルク（電力）のフィードバック制御により、モータトルク制御を行なうことができる。ただし、矩形波電圧制御方式ではモータ印加電圧の操作量が位相のみとなるので、モータ印加電圧の振幅および位相を操作量とできるＰＷＭ制御方式と比較して、その制御応答性は低下する。

なお、電力演算部４１０およびトルク演算部４２０に代えてトルクセンサを配置することによって、当該トルクセンサの検出値に基づいて、トルク偏差ΔＴｑを求めてもよい。

さらに、図７には、過変調ＰＷＭ制御によるモータ制御構成の一般的な例を説明するブロック図が示される。

図７を参照して、過変調ＰＷＭ制御部２０１は、図４に示した正弦波ＰＷＭ制御部２００の構成に加えて、電流フィルタ２３０および電圧振幅補正部２７０を含む。

電流フィルタ２３０は、座標変換部２２０によって算出されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑを、時間軸方向に平滑化する処理を実行する。これにより、センサ検出値に基づく実電流Ｉｄ，Ｉｑがフィルタ処理された電流Ｉｄｆ、Ｉｑｆに変換される。

そして、過変調ＰＷＭ制御部２０１では、電流偏差ΔＩｄ，ΔＩｑは、フィルタ処理された電流Ｉｄｆ，Ｉｑｆを用いて算出される。すなわち、ΔＩｄ＝Ｉｄｃｏｍ−Ｉｄｆ、ΔＩｑ＝Ｉｑｃｏｍ−Ｉｑｆとされる。

電圧振幅補正部２７０は、電圧指令生成部２４０によって算出された、本来のｄ軸電圧指令値Ｖｄ♯およびｑ軸電圧指令値Ｖｑ♯に対して、モータ印加電圧の振幅を拡大するための補正処理を実行する。座標変換部２５０および変調部２６０は、電圧振幅補正部２７０による補正処理がなされた電圧指令に従って、インバータ１４のスイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８を生成する。

なお、過変調ＰＷＭ制御の適用時には、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を２相−３相変換した各相電圧指令の振幅が、インバータ入力電圧（システム電圧ＶＨ）よりも大きい状態となる。この状態は、図５に示した波形図において、交流電圧指令２６４の振幅が搬送波２６２の振幅よりも大きくなった状態に相当する。このようになると、インバータ１４からは交流電動機Ｍ１に対してはシステム電圧ＶＨを超えた電圧が印加できないため、本来の電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に従った各相電圧指令信号に従ったＰＷＭ制御によっては、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に対応する本来の変調率が確保できなくなる。

このため、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による交流電圧指令に対して、電圧印加区間が増大するように電圧振幅を拡大（×ｋ倍，ｋ＞１）する補正処理を行うことによって、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯による本来の変調率が確保できるようになる。なお、電圧振幅補正部２７０におる電圧振幅の拡大比ｋは、この本来の変調率に基づいて理論的に導出できる。
（ＰＷＭ制御における電流指令値の設定）
図４に示した正弦波ＰＷＭ制御および図７に示した過変調ＰＷＭ制御を含むＰＷＭ制御では、図８に示す処理手順に従って交流電動機制御が実行される。なお、以下に説明する各フローチャート中の各ステップでの制御処理についても、制御装置３０による、所定プログラム（サブルーチン）の実行によるソフトウェア処理、および、専用の電子回路を構築したハードウェア処理のいずれかによって実現することができる。

図８を参照して、制御装置３０は、ステップＳ１００では、交流電動機Ｍ１への出力要求に従ってトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを設定し、さらに、ステップＳ２００により、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを決定する。すなわち、ステップＳ２００による処理は、図４および図７での電流指令生成部２１０の機能に対応する。

さらに、制御装置３０は、ステップＳ３００により、ステップＳ２００で設定した電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍと、モータ電流から換算されたｄ軸電流Ｉｄおよびｑ軸電流Ｉｑとの電流偏差に基づいて、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯を決定する。すなわち、ステップＳ３００の処理は、図４および図７における電圧指令生成部２４０の機能に相当する。

制御装置３０は、ステップＳ４００では、ステップＳ３００で求められた電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯および、システム電圧ＶＨに基づいて、インバータ１４の入力電圧ＶＨを、交流電動機Ｍ１へのモータ印加電圧に変換する際の変調率を演算する。たとえば、下記（３）式によって、変調率ＦＭは算出される。

ＦＭ＝（Ｖｄ♯²＋Ｖｑ♯²）^1/2／ＶＨ ・・・（３）
制御装置３０は、さらに、ステップＳ５００では、ステップＳ４００で演算した変調率に応じて、制御モードを決定する。具体的には、変調率≧０．７８のときは、ＰＷＭ制御から矩形波電圧制御への制御モード切換が指示される。また、変調率＜０．７８のときには、演算された変調率と、所定の判定値（たとえば、正弦波ＰＷＭ制御を適用可能な変調率上限の理論値である０．６１）との比較により、正弦波ＰＷＭ制御および過変調ＰＷＭ制御のいずれかが選択される。

制御装置３０は、ステップＳ６００では、ステップＳ５００で決定された制御モードに従って、電圧指令値Ｖｄ♯，Ｖｑ♯に基づいてインバータ１４のスイッチング指令（スイッチング制御信号Ｓ３〜Ｓ８）を生成する。すなわち、ステップＳ６００の処理は、図４における座標変換部２５０およびＰＷＭ変調部２６０の機能、あるいは、図７における電圧振幅補正部２７０、座標変換部２５０およびＰＷＭ変調部２６０の機能に対応する。

このように、ＰＷＭ制御では、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを生成して、当該電流指令値を基準値とする電流フィードバック制御が実行される。本実施の形態による交流電動機制御では、このような電流指令値の設定を、交流電動機Ｍ１の動作状態あるいは制御状態に応じて切換えることを特徴としている。

図９は、本発明の実施の形態１による交流電動機制御での電流指令値の設定手順を説明するフローチャートである。すなわち、図９は、図８のステップＳ２００の詳細を説明するものである。

図９を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２１２により、交流電動機Ｍ１の動作領域を判定する。たとえば、図１０に示すように、交流電動機Ｍ１の電圧、トルクおよび回転数によって動作領域を規定するとともに、過変調ＰＷＭ制御が適用される領域Ａ２のうちの、かく予め定めた高出力領域５００に交流電動機Ｍ１の動作点（トルク，回転数）が存在しているときには、ステップＳ２１２（図９）をＹＥＳ判定とする一方で、高出力領域５００の外に交流電動機Ｍ１の動作点があるときには、ステップＳ２１２をＮＯ判定とすることができる。なお、動作点を判定する際のトルクについては、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを用いてもよい。また、高出力領域５００については、交流電動機Ｍ１の電圧（具体的には、交流電動機Ｍ１への印加電圧の振幅に対応する、インバータ入力電圧であるシステム電圧ＶＨ）に応じて設定される。

再び図９を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２１４では、交流電動機Ｍ１の温度（モータ温度）をさらに判定する。たとえば、ステップＳ２１４の判定については、交流電動機Ｍ１のステータコイルや潤滑油の温度を測定するように配置された温度センサ（図示せず）による検出温度が、所定の判定温度よりも上昇したときにＹＥＳ判定とする一方で、そうでないときにはＮＯ判定とすることができる。

たとえば、この判定温度は、交流電動機Ｍ１が永久磁石モータであるときには、永久磁石の温度上昇による減磁の影響が生じる温度領域に対応させて設定することができる。すなわち、上記モータ温度は、磁石温度の推定温度であることが好ましい。

制御装置３０は、交流電動機Ｍ１が高出力領域５００で動作しており（Ｓ２１２がＹＥＳ判定）であり、かつ、モータ温度が上昇しているとき（Ｓ２１４がＹＥＳ判定）には、ステップＳ２３０により回避用制御ラインを採用する。一方で、制御装置３０は、交流電動機Ｍ１が高出力領域５００で動作していないとき（Ｓ２１２がＮＯ判定）、または、交流電動機Ｍ１が高出力領域５００で動作していてもモータ温度が上昇していないとき（Ｓ２１４のＮＯ判定時）には、処理をステップＳ２４０に進めて、最大トルク制御ラインを採用する。

なお、ステップＳ２１４による温度判定は省略可能であるが、温度判定を加えることにより、高出力領域５００での動作時のうちの、モータ温度の上昇に伴う減磁の影響によって電流挙動が不安定となり易い動作状態のときに絞って、モータ効率が低下する回避用制御ラインを採用することが可能となる。

次に図１１を用いて、最大トルク制御ラインおよび回避用制御ラインについて説明する。

図１１を参照して、横軸にｄ軸電流、縦軸にｑ軸電流を取った平面において、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの組み合わせにより電流動作点が示される。同一トルクを実現するための電流動作点の集合により、等トルク線６００が描かれる。図１１には、出力トルク＝Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３のときの等トルクラインが代表的に示されている。

このように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応させて電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを生成する際には、等トルク線６００上の電流動作点のいずれかを選択することとなり、選択の自由度が存在することになる。ここで、各等トルク線６００について、原点からの距離が最小となる電流動作点６１１，６１２，６１３、すなわち、交流電動機Ｍ１の出力トルクが最大となるような電流位相の電流動作点の集合により、最大トルク制御ライン６１０が一意に定義される。最大トルク制御ライン６１０に従って電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを設定すれば、同一トルク出力に対して電流振幅が最小となる電流位相で電流動作点が設定されることとなる。

基本的には、事前の解析によって最大トルク制御ライン６１０を定めることができるので、各等トルク線６００と最大トルク制御ライン６１０との交点に対応する電流動作点に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを引数として、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを抽出するマップを構成することが可能である。

一方、各等トルク線６００上において、最大トルク制御ライン６１０上の各電流動作点６１１，６１２，６１３から、界磁角を大きくするように電流位相をずらした電流動作点６２１，６２２，６２３の集合として、回避用制御ライン６２０が定義される。

回避用制御ライン６２０上の電流動作点は、最大トルク制御ライン６１０上の電流動作点と比較して、同一トルク出力に対して電流振幅が増大することになる。したがって、エネルギ効率の観点からは、最大トルク制御ライン６１０に従って電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを設定することが好ましい一方で、電流乱れを抑制して制御動作を安定化される観点からは、回避用制御ライン６２０に従って電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを設定する方が有利となる。

また、回避用制御ライン６２０上の電流動作点では、以下の理由により、同一トルク出力に対する最大トルク制御ライン６１０上の電流動作点と比較して、変調率（電圧利用率）が低下することとなる。

周知のように、交流電動機Ｍ１のｄ、ｑ軸での電圧方程式は、下記（４），（５）で示される。なお、（４），（５）式中において、Ｒは電機子巻線抵抗を示し、Ｌｄ，Ｌｑはｄ軸およびｑ軸のインダクタンスを示し、Ψは永久磁石の電機子鎖交磁束数を示す。また、ωは交流電動機Ｍ１の電気角速度を示しており、モータ回転速度Ｎｍ（ｒｐｍ）を用いて、ω＝２π・（Ｎｍ／６０）・Ｐ）で求めることができる（Ｐ：交流電動機Ｍ１の極対数）。

Ｖｄ＝Ｒ・Ｉｄ＋Ｌ・（ｄＩｄ／ｄｔ）−ω・Ｌｑ・Ｉｑ ・・・（４）
Ｖｑ＝Ｒ・Ｉｑ＋Ｌ・（ｄＩｑ／ｄｔ）＋ω・Ｌｄ・Ｉｄ＋ω・Ψ ・・・（５）
図１１から理解されるように、同一トルクに対する、最大トルク制御ライン６１０から
回避用制御ライン６２０への移動は、ｑ軸電流の絶対値を減少させる一方で、ｄ軸電流の絶対値を増大させる。

なお、（４），（５）式において、巻線抵抗Ｒに依存する電圧成分はごく低速領域で寄与するため第１項は無視でき、さらに、定常的な動作点の検討においては、第２項も無視できる。また、（５）式において、永久磁石モータでは、一般的に、｜ω・Ｌｄ・Ｉｄ｜＜｜ω・Ψ｜が成立する。

したがって、（４）式より、ｑ軸電流の絶対値減少はＶｄ²の減少につながり、かつ、（５）式より、ｄ軸電流の絶対値増大は、Ｉｄ＜０であることを考慮すると、Ｖｑ²の減少につながる。この結果、同一トルクに対して、（３）式で示される変調率は、回避用制御ライン６２０上の電流動作点では、最大トルク制御ライン６１０上の電流動作点よりも低くなる。

なお、回避用制御ライン６２０についても、実機実験結果等に基づいて求めることができるので、各等トルク線６００と回避用制御ライン６２０との交点に対応する電流動作点に従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを引数として、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを抽出するマップを構成することが可能である。

この結果、図９のステップＳ２３０，Ｓ２４０により回避用制御ラインおよび最大トルク制御ラインのいずれを採用するかが決定された場合には、図１２に示すフローチャートに従って、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを設定することができる。

図１２を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２５０では、ステップＳ２３０，Ｓ２４０に従って、回避用制御ラインが適用されるか否かを判定する。そして、回避用制御ラインの適用時（Ｓ２５０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２５１により、回避用制御ライン用マップの参照によって、回避用制御ライン６２０（図１１）上の電流動作点を選択するように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを生成する。

これに対して、制御装置３０は、最大トルク制御ラインの適用時（Ｓ２５０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２５２により、最大トルク制御ライン用マップの参照によって、最大トルク制御ライン６１０（図１１）上の電流動作点を選択するように、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを生成する。

以上説明したように、実施の形態１による交流電動機制御によれば、電流フィードバック制御が行なわれるＰＷＭ制御時、特に相対的に高出力となる過変調ＰＷＭ制御時には、交流電動機Ｍ１の動作状態に応じて、インバータ１４における変調率（電圧利用率）が低下するような電流動作点（電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍ）を設定した電流フィードバック制御を予防的に適用することができる。この結果、高出力領域５００（図１０）での動作時や、モータ温度の上昇時といった、交流電動機Ｍ１の出力レベルが高く、モータ電流の乱れの発生が懸念される動作状態では、電流乱れの発生を防止するように電流指令値を適切に設定することによって、制御安定性を高めることができる。

［実施の形態１の変形例］
図１２に示したように、回避用制御ライン６２０に従う電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍは、事前に作成したマップの参照によって生成することが可能である。しかしながら、最大トルク制御ライン６１０については一意に求められる一方で、回避用制御ライン６２０の設定は、変調率の低下と電流制御の安定性との兼ね合いを考慮した調整が必要となってくる。このため、回避用制御ライン６２０について、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの両方をマップ化すると、調整負荷が大きくなることが懸念される。

したがって、実施の形態１の変形例では、回避用制御ライン６２０に従った電流指令値の生成について、その調整負荷が軽減されるような手法を説明する。なお、実施の形態１の変形例では、最大トルク制御ライン６１０および回避用制御ライン６２０の選択を受けた、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの生成のみが実施の形態１と異なるので、それ以外の共通部分について説明は繰り返さない。

図１３は、図１２と対比される、制御ラインの選択結果に従った電流指令値の設定処理手順の変形例を説明するフローチャートである。

図１３を参照して、実施の形態１の変形例では、制御装置３０は、図１２でのステップＳ２５０〜Ｓ２５２に代えて、以下に説明するステップＳ２４５，Ｓ２５０，Ｓ２５３〜Ｓ２５５を実行する。

制御装置３０は、ステップＳ２３０またはＳ２４０（図９）によって採用される制御ラインが決定されると、ステップＳ２４５により、上述の最大トルク制御ライン用マップを参照して、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する、最大トルク制御ライン６１０（図１１）に従った、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍのマップ値Ｉｄｃｏｍ（Ｍ）およびＩｑｃｏｍ（Ｍ）を読出す。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２５０により、回避用制御ラインが適用されるか否かを判定する。そして、最大トルク制御の適用時（Ｓ２５０のＮＯ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２５３に処理を進めて、ステップＳ２４５で読出したマップ値をそのまま用いて電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを生成する。すなわちＩｄｃｏｍ＝Ｉｄｃｏｍ（Ｍ），Ｉｑｃｏｍ＝Ｉｑｃｏｍ（Ｍ）に設定される。

これに対して、回避用制御ラインの適用時（Ｓ２５０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２５３に処理を進めて、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの一方の電流指令値を、ステップＳ２４５で読出したマップ値を修正することによって決定する。たとえば、ｄ軸電流について、Ｉｄｃｏｍ＝Ｉｄｃｏｍ（Ｍ）・ｋ（ｋ＞１）とする。

そして、制御装置３０は、ステップＳ２５４に処理を進めて、ステップＳ２５３で決定されたｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍ（一方の電流指令値）との組合わせによって、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍを実現することが可能な、ｑ軸電流指令値（他方の電流指令値）を逆算する。この逆算演算は、図１１に示した等トルク線６００上において、Ｉｄ，Ｉｑの一方が決定されたときに、Ｉｄ，Ｉｑの他方を求めることに相当する。この逆算結果に従って、ステップＳ２５３で決定された一方の電流指令値を対を成す、他方の電流指令値が決定される。

ここで、上記逆算演算処理については、一方の電流指令値とトルク指令値とを引数として、当該トルク指令値を実現するための他方の電流指令値が抽出される、等トルク換算マップを予め作成することによって実現できる。上記のように、等トルク換算マップは、図１１上の等トルク線６００に基づいて構成できる。

あるいは、ステップＳ２５４，Ｓ２５５では、上記と反対に、ステップＳ２５３において、Ｉｑｃｏｍ＝Ｉｑｃｏｍ（Ｍ）・ｋ′（ｋ′＜１）と決定するとともに、ステップＳ２５４において、ｑ軸電流指令値Ｉｑｃｏｍおよびトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍから、ｄ軸電流指令値Ｉｄｃｏｍを求めてもよい。このようにしても、最大トルク制御ライン６１０と比較して、インバータ１４での変調率が低下した電流動作点６２１〜６２３（図１１）を設定するように、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを生成することができる。

このようにすると、係数ｋ（またはｋ′）のみを調整することによって、変調率の低下度合いと電流制御の安定性との関係を考慮した回避用制御ライン６２０の設定が可能となる。この結果、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの組み合わせを直接マップ化する手法と比較して、電流動作点決定のための調整負荷を軽減できる。

［実施の形態２］
実施の形態１では、電流の乱れが発生しやすいような交流電動機Ｍ１の動作状態において、最大トルク制御ラインから回避用制御ラインへの切換を予防的に行なう制御構成について説明した。以下では、実際の制御状態に応じて、最大トルク制御ラインから回避用制御ラインへの切換を最小限に抑えるように考慮した制御構成について説明する。

なお、実施の形態２による交流電動機制御では、実施の形態１と比較して、電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの生成における回避用制御ラインおよび最大トルク制御ラインの選択が、図９のフローチャートに代えて、図１４に示すフローチャートに従って実行される点が異なる。その他の実施の形態１と共通である部分については、説明は繰り返さない。

図１４は、本発明の実施の形態２による交流電動機制御での電流指令値の設定手順を説明するフローチャートである。

図１４を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２２０では、電流偏差を所定の判定値と比較することによって、実際の電流乱れの有無を判定する。ステップＳ２２０では、ｄ軸電流およびｑ軸電流の電流偏差の両方がそれぞれの判定値を超えたときに、電流乱れを検出してもよいし、ｄ軸電流およびｑ軸電流の電流偏差のいずれかが判定値を超えたときに電流乱れを検出してもよい。

制御装置３０は、電流乱れの発生時（Ｓ２２０のＹＥＳ時）には、ステップＳ２３０により回避用制御ラインを採用する一方で、電流乱れの非発生時（Ｓ２２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２４０により、最大トルク制御ラインを採用する。

ステップＳ２３０またはＳ２４０によって、回避用制御ライン／最大トルク制御ラインのいずれを採用するかが決定されると、上述した図１２または図１３のフローチャートに従って、実施の形態１またはその変形例と同様に、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを生成することができる。

実施の形態２による交流電動機制御によれば、実際に電流乱れが発生した場合に限定して回避用制御ラインが採用される。したがって、効率が低下する回避用制御ラインの採用を最小限に抑制した上で、電流乱れの発生時には、変調率を意図的に低下させるような電流指令値の設定とすることによって、制御安定性を高めることができる。

［実施の形態３］
図１５は、本発明の実施の形態３による交流電動機制御での電流指令値の設定手順を説明するフローチャートである。実施の形態３による交流電動機制御においても、実施の形態１と共通である部分については、説明は繰り返さない。

図１５を参照して、制御装置３０は、図１４と同様のステップＳ２２０により、電流偏差に基づいて電流乱れが発生しているかどうかを判定する。

そして、電流乱れの非発生時（Ｓ２２０のＮＯ判定時）には、ステップＳ２９０に処理を進めて、最大トルク制御ラインを採用して制御を継続する。すなわち、図１２または図１３のフローチャートに従って、最大トルク制御用マップの参照によって、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍに対応する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍが生成されるとともに、当該電流指令値に従って電流フィードバック制御が実行される。

一方、電流乱れの発生時（Ｓ２２０のＹＥＳ判定時）には、制御装置３０は、ステップＳ２７０に処理を進めて、電流制御を一旦安定化するための退避処理を実行する。具体的には、電流動作点を、変調率が低く、かつ、正弦波ＰＷＭ制御が適用されるような領域へ変更する。

たとえば、図１６に示すように、電流動作点６１３での過変調ＰＷＭ制御によって電流乱れが発生すると、正弦波ＰＷＭ制御での動作が保証され、かつ、変調率も比較的低い所定の電流動作点６３０に、電流動作点が変更される。そして、電流動作点６３０に対応する電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍに従って、電流フィードバック制御が実行される。

これにより、瞬間的に交流電動機Ｍ１の出力トルクが低下することになる。したがって、電流動作点６３０が選択される時間は、電流制御の安定化に必要な範囲内で、交流電動機Ｍ１による負荷運転（たとえば、ハイブリッド自動車等の運転快適性）に問題が生じないように、ごく短時間に設定されることが好ましい。

再び図１５を参照して、制御装置３０は、ステップＳ２７０により電流動作点を変更する待避処理を実行した後に、ステップＳ２８０に処理を進めて復帰処理を実行する。

再び図１６を参照して、復帰処理では、出力トルクが強制的に低下された電流動作点から、本来のトルク指令値Ｔｒｑｃｏｍへ向けてトルクを徐々に上昇するように、回避用制御ライン６２０に沿って電流動作点が移動する。すなわち、ステップＳ２７０による復帰処理中には、回避用制御ライン６２０に従って電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍが設定されるとともに、当該電流指令値に従って電流フィードバック制御が実行されることになる。なお、実施の形態３においても、回避用制御ライン６２０に従った電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍの生成については、実施の形態１（Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍともマップ値）または実施の形態１の変形例（調整係数の導入）と同様に実現できる。

回避用制御ライン６２０は、矩形波電圧制御との切換点に相当する電流動作点６２１（変調率＝０．７８）を含むようにを準備されている。したがって、復帰処理の終了後にも、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍの変化に対応して回避用制御ライン６２０に従って電流指令値Ｉｄｃｏｍ，Ｉｑｃｏｍを設定することができる。これにより一旦電流乱れが発生した後の電流フィードバック制御を安定化できる。そして、トルク指令値Ｔｒｑｃｏｍの上昇により、回避用制御ライン６２０上で変調率＝０．７８（電流動作点６２１）となると、制御モードは矩形波電圧制御へ切換えられ、再び、矩形波電圧制御からＰＷＭ制御（過変調ＰＷＭ制御）への切換が発生したときには、最大トルク制御ライン６１０に沿って、電流動作点が設定される。すなわち、過変調ＰＷＭ制御への制御モード切換時には、電流動作点６１２の付近に電流動作点が設定されることになる。

以上説明したように、実施の形態３による交流電動機制御によれば、電流偏差が判定値以上となり電流の乱れが大きくなった場合には、正弦波ＰＷＭ制御が適用される電流動作点への変更によって、安定性の高い制御条件とした電流フィードバック制御を強制的に適用する待避処理を実行することによって、制御安定性を高めることができる。

さらに、待避処理によって低下した出力トルクを復帰させる復帰処理についても、回避用制御ラインに沿って電流動作点を変化させることによって制御安定性を確保することができる。

なお、本実施の形態では、好ましい構成例として、インバータ１４への入力電圧（システム電圧ＶＨ）を可変制御可能なように、モータ駆動システムの直流電圧発生部１０♯が昇降圧コンバータ１２を含む構成を示したが、インバータ１４への入力電圧を可変制御可能であれば、直流電圧発生部１０♯は本実施の形態に例示した構成には限定されない。また、インバータ入力電圧が可変であることは必須ではなく、直流電源Ｂの出力電圧がそのままインバータ１４へ入力される構成（たとえば、昇降圧コンバータ１２の配置を省略した構成）に対しても本発明を適用可能である。

さらに、モータ駆動システムの負荷となる交流電動機についても、本実施の形態では、電動車両（ハイブリッド自動車、電気自動車等）に車両駆動用として搭載された永久磁石モータを想定したが、それ以外の機器に用いられる任意の交流電動機を負荷とする構成についても、本願発明を適用可能である。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

本発明の実施の形態に従う交流電動機の制御装置および制御方法が適用されるモータ駆動制御システムの全体構成図である。 本発明の実施の形態によるモータ駆動システムにおける交流電動機の制御モードを概略的に説明する図である。 交流電動機の動作状態と図２に示した制御モードとの対応関係を説明する図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における正弦波ＰＷＭ制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 図４中のＰＷＭ変調部の動作を説明する波形図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における矩形波電圧制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 本発明の実施の形態による交流電動機の制御装置における過変調ＰＷＭ制御によるモータ制御構成を説明するブロック図である。 ＰＷＭ制御における処理手順を示すフローチャートである。 本発明の実施の形態１による交流電動機制御での電流指令値の設定手順を説明するフローチャートである。 交流電動機Ｍ１の動作領域判定を説明する概念図である。 電流指令値の設定における最大トルク制御ラインおよび回避用制御ラインを説明する概念図である。 制御ラインの選択結果に従った電流指令値の設定処理手順を説明するフローチャートである。 制御ラインの選択結果に従った電流指令値の設定処理手順の変形例を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態２による交流電動機制御での電流指令値の設定手順を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態３による交流電動機制御での電流指令値の設定手順を説明するフローチャートである。 本発明の実施の形態３による交流電動機制御における電流動作点の設定を説明する概念図である。

符号の説明

５ アース線、６，７ 電力線、１０，１３ 電圧センサ、１０♯ 直流電圧発生部、１１，２４ 電流センサ、１２ コンバータ、１４ インバータ、１５ Ｕ相上下アーム、１６ Ｖ相上下アーム、１７ Ｗ相上下アーム、２５ 回転角センサ、３０ 制御装置（ＥＣＵ）、１００ モータ駆動制御システム、２００ 正弦波ＰＷＭ制御部、２０１ 過変調ＰＷＭ制御部、２１０ 電流指令生成部、２２０，２５０ 座標変換部、２３０ 電流フィルタ、２４０ 電圧指令生成部、２５０ 座標変換部、２６０ ＰＷＭ変調部、２６２ 搬送波、２６４ 交流電圧指令、２７０ 電圧振幅補正部、４００ 矩形波電圧制御部、４１０ 電力演算部、４２０ トルク演算部、４３０ 演算部、４４０ 矩形波発生器、４５０ 信号発生部、５００ 高出力領域、６００ 等トルク線、６１０ 最大トルク制御ライン、６１１，６１２，６１３ 電流動作点（最大トルク制御ライン）、６２０ 回避用制御ライン、６２１，６２２，６２３ 電流動作点（回避用制御ライン）、６３０ 電流動作点（待避処理時）、Ｂ 直流電源、Ｃ０，Ｃ１ 平滑コンデンサ、Ｄ１〜Ｄ８ 逆並列ダイオード、Ｉｂ 直流電流、Ｉｄ ｄ軸電流、Ｉｄｃｏｍ ｄ軸電流指令値、Ｉｄｆ，Ｉｑｆ ｄ，ｑ軸電流（フィルタ処理）、Ｉｑｃｏｍ ｑ軸電流指令値、ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ 三相電流、Ｌ１ リアクトル、Ｍ１ 交流電動機、ＭＣＲＴ モータ電流、Ｑ１〜Ｑ８ 電力用半導体スイッチング素子、Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング制御信号、ＳＲ１，ＳＲ２ システムリレー、Ｔｒｑｃｏｍ トルク指令値、Ｖｂ 直流電圧、Ｖｄ♯ ｄ軸電圧指令値、ＶＨ システム電圧、Ｖｑ ｑ軸電圧指令値、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗ 各相電圧指令、ΔＩｄ ｄ軸電流偏差、ΔＩｑ ｑ軸電流偏差、θ ロータ回転角、φｖ 電圧位相、ω 角速度。

Claims (8)

1. インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記交流電動機をトルク指令値に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を発生するパルス幅変調制御部を備え、
   前記パルス幅変調制御部は、
   正弦波パルス幅変調方式に従って、前記電流検出器により検出されたモータ電流と、前記トルク指令値に対応する電流指令との偏差である電流偏差に応じて、前記制御指令を発生する正弦波変調制御部と、
   前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、前記電流偏差に応じて前記制御指令を発生する過変調制御部とを含み、
   前記過変調制御部は、
   前記トルク指令値に対応させて前記電流指令を生成する電流指令生成部と、
   前記電流偏差に応じて、電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
   前記電圧指令と搬送波との比較に基づいて、前記制御指令を発生する変調部とを含み、
   前記電流指令生成部は、同一電流振幅に対して前記交流電動機のトルクが最大となる電流位相に従って前記トルク指令値に対応する前記電流指令を設定するための第１の制御ラインと、前記第１の制御ラインと比較して同一トルクに対する電流振幅が大きくなる電流位相に従って前記トルク指令値に対応する前記電流指令を設定するための第２の制御ラインとの一方を、前記交流電動機の動作領域に応じて選択するとともに、選択した制御ラインに従って前記トルク指令値に対応する前記電流指令を生成し、
   前記正弦波変調制御部における前記電流指令は、前記第１の制御ラインに従って設定される、交流電動機の制御装置。
2. 前記電流指令生成部は、前記交流電動機の電圧、トルクおよび回転数によって規定される動作領域のうちの、各電圧に応じた高出力の所定領域内で前記交流電動機が動作しているときには前記第２の制御ラインを選択する一方で、前記所定領域の外部で前記交流電動機が動作しているときには前記第１の制御ラインを選択する、請求項１記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記電流指令生成部は、前記所定領域内で前記交流電動機が動作しているときであって、かつ、前記交流電動機の温度が判定温度より高いときには前記第２の制御ラインを選択する一方で、前記所定領域内で前記交流電動機が動作しているときであっても、前記交流電動機の温度が前記判定温度以下のときには、前記第１の制御ラインを選択する請求項２記載の交流電動機の制御装置。
4. インバータによって印加電圧が制御される交流電動機の制御装置であって、
   前記インバータおよび前記交流電動機の間を流れる電流を検出する電流検出器と、
   前記交流電動機をトルク指令値に従って動作させるための交流電圧指令と搬送波との比較に基づくパルス幅変調制御によって、前記インバータの制御指令を発生するパルス幅変調制御部を備え、
   前記パルス幅変調制御部は、
   正弦波パルス幅変調方式に従って、前記電流検出器により検出されたモータ電流と、前記トルク指令値に対応する電流指令との偏差である電流偏差に応じて、前記制御指令を発生する正弦波変調制御部と、
   前記正弦波パルス幅変調方式よりも基本波成分の振幅が大きい印加電圧を出力するための過変調パルス幅変調方式に従って、前記電流偏差に応じて前記制御指令を発生する過変調制御部とを含み、
   前記過変調制御部は、
   前記トルク指令値に対応させて前記電流指令を生成する電流指令生成部と、
   前記電流偏差に応じて、電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
   前記電圧指令と搬送波との比較に基づいて、前記制御指令を発生する変調部とを含み、
   前記電流指令生成部は、同一電流振幅に対して前記交流電動機のトルクが最大となる電流位相に従って前記トルク指令値に対応する前記電流指令を設定するための第１の制御ラインと、前記第１の制御ラインと比較して同一トルクに対する電流振幅が大きくなる電流位相に従って前記トルク指令値に対応する前記電流指令を設定するための第２の制御ラインとの一方を、前記電流偏差の大きさに応じて選択するとともに、選択した制御ラインに従って前記トルク指令値に対応する前記電流指令を生成する、交流電動機の制御装置。
5. 前記電流指令生成部は、前記電流偏差が判定値より大きいときには前記第２の制御ラインを選択する一方で、前記電流偏差が前記判定値以下のときには前記前記第１制御ラインを選択する、請求項４記載の交流電動機の制御装置。
6. 前記電流指令生成部は、前記電流偏差が判定値より大きいときに、前記トルク指令値よりも低い目標トルクに対応させて前記正弦波パルス幅変調方式が適用されるように前記電流指令を設定する退避処理を実行するとともに、当該退避処理の実行後において、前記目標トルクから本来の前記トルク指令値までトルクを徐々に増加させるように前記第２の制御ラインに従って前記電流指令を生成する復帰処理を実行する、請求項４記載の交流電動機の制御装置。
7. 前記電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含み、
   前記電流指令生成部は、前記第１の制御ラインに従って前記トルク指令値ならびに前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値の組を予め対応付けた第１のマップと、前記第２の制御ラインに従って、前記トルク指令値ならびに前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値の組を予め対応付けた第２のマップとを選択的に参照することによって、前記トルク指令値に対応する前記電流指令を生成する、請求項１〜６のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。
8. 前記電流指令は、ｄ軸電流指令値およびｑ軸電流指令値を含み、
   前記電流指令生成部は、前記第１の制御ラインの選択時には、前記第１の制御ラインに従って前記トルク指令値ならびに前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値の組を予め対応付けた第１のマップの参照によって前記電流指令を生成する一方で、前記第２の制御ラインの選択時には、前記第１のマップの参照によって得られた前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値の一方に調整係数を乗算することによって一方の電流指令値を生成するとともに、当該一方の電流指令値および前記トルク指令値に基づいて、当該トルク指令値を実現するための前記ｄ軸電流指令値および前記ｑ軸電流指令値の組合わせに従って他方の電流指令値を生成する、請求項１〜６のいずれか１項に記載の交流電動機の制御装置。

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