JP5218824B2 - 周波数測定装置 - Google Patents

Description

本発明は、周波数の測定に関し、特に、僅かな周波数の変化を検出し得る測定法及び測定装置に関する。

周波数測定の方式には、決められたゲートタイム内に通過するパルスをカウントする直接カウント方式（特許文献１）と、パルス周期を正確に計測しその時間の逆数から周波数を求めるレシプロカル方式が知られている（非特許文献１）。直接カウント方式は比較的小規模の回路で実現することができるが、周波数分解能を高めるためにはゲートタイムを長く取る必要がある（例えば、０．１Ｈｚの分解能を得るために必要なゲートタイムは１０秒である。）。レシプロカル方式はこの欠点を克服することができるが、パルス間隔を正確に測定するための回路が直接カウント形式と比較して大規模となる。
特表平６−５０１５５４号公報 片野 和也, 連載第１４回 時間測定器の使い方,測定器の正しい使い方入門, 月刊「トランジスタ技術」, ｐ．３３１ (Ｆｅｂ．１９９４)

水晶振動子を用いたＱＣＭ(Quartz Crystal Microbalance)法を使用することで振動子基板表面の微量の質量変化を周波数変化に変換することが出来る。例えば、ニオイ成分が付着する材料を振動子基板表面に設けることによって各種のニオイセンサを形成することが出来る。ニオイ成分は単体もしくは複数の物質で構成される。このニオイセンサに試料ガスを付与してニオイ成分を付着させ、振動子表面の質量を変化させると周波数が変化する。単数もしくは複数の種類のセンサを用意しこの変化を観察することによって、特定のニオイ成分が存在することを推定する。人の鼻には３５０種類程度の嗅細胞が存在し、犬の鼻の場合は１０００種類程度存在すると言われており、各々の嗅細胞に付着するニオイ成分の割合を脳がパターン認識することでニオイを識別している。生体の嗅覚に学ぶと、ニオイ成分を検出し特定するためには、多数のニオイセンサ（センサアレイ）を使用し、各センサの出力パターンをコンピュータで解析してニオイ成分のパターンを特定することが必要である。

しかしながら、各ニオイセンサの周波数変化を検出するために各センサの出力に周波数変化を検出するカウンタや信号処理回路を設けなければならない。更に、水晶振動子の周波数（例えば、３０ＭＨｚ）が付着物質によって変化するといってもわずか数Ｈｚから数１００Ｈｚ程度のものでしかなく、１Ｈｚ以下の変化である場合もある。上述したように直接カウント方式では、周波数分解能を高めるためにはゲートタイムを相当に長く取る必要がある。測定の際の誤差として、プラスマイナス１カウント誤差、トリガレベルの揺らぎによる誤差に加え、ゲートタイムを長くした場合、水晶振動子の発振安定性に起因する誤差が重畳されることになる。レシプロカル方式のカウンタを用いることでこのような欠点を補うことができるが、１つのカウンタの回路が大規模となるため多数のセンサを備えるセンサアレイには不向きである。

よって、本発明の目的は複雑な回路を用いることなく、周波数測定分解能を改善した周波数変化の測定装置を提供することである。また、周波数測定に用いるカウンタ回路を可及的に簡素に構成し得る周波数の測定装置を提供することである。

上記目的を達成するため本発明の周波数測定装置は、信号源から供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応した一連のカウント値を出力する１ビットの短ゲートタイムカウンタ部と、上記一連のカウント値から高周波成分を除去して上記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を得るローパスフィルタと、指令信号に応じて上記ローパスフィルタの出力を反転する正逆反転部と、上記信号源に上記パルス列信号の周波数を増加又は減少させると共にこれに対応して上記ローパスフィルタから出力される値の増減方向を判別し、該判別結果に基づいて上記正逆反転部に非反転又は反転を指令する極性判別回路と、を備える。
かかる構成とすることによって、１ビットカウンタの出力が補数状態の場合にローパスフィルタの出力を反転させてパルス列信号の周波数の増減に対応した出力を得ることができる。
上記目的を達成するため、参考例の周波数測定装置は、供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を出力する短ゲートタイムカウンタ部と、上記一連のカウント値から高周波成分を除去して上記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を出力するローパスフィルタと、を備え、上記短ゲートタイムカウンタ部は、上記パルス列信号の最大周波数の計数に必要なビット数よりも少ないビット数のｎ（ｎは２以上の自然数である。）ビットカウンタで上記一連のカウント値を出力する、ことを特徴とする。

かかる構成においては、まず、ゲートタイムを短くして被測定パルス列信号をサンプリングすることで周波数に対応するカウント値がパルス列として振る舞う（時間軸上のある範囲において、２つの値のいずれかとなるパルス列状の一連のカウント値として出力される）。このとき、被測定周波数の変化に応じたパルス列の密度変化が測定される。このパルス列をローパスフィルタに通すことでパルス列から被測定周波数信号を得る。被測定周波数信号の周波数変化範囲がある範囲内である場合には、フルレンジのカウンタの上位ビットには変化がなく、下位ｎビット部分に周波数変化が現れる。したがって、ｎビットのカウンタを使用することで周波数変化を抽出することが出来、フルレンジのカウンタ回路を簡易な構成に置き換えることか可能となる。

好ましくは、上記ｎが２〜４ビットである。２ビット以上のカウンタとすることによって、カウント値の一連の変化からオーバーフロー（桁上がり）やアンダフロー（桁下がり）の発生を判別することが出来る。例えば、３ビットのカウンタとすることによって、２ビットカウンタの場合よりもオーバーフロー（桁上がり）やアンダフロー（桁下がり）の発生をより減少することが可能となり、カウント値の補正やサンプリング周波数の調整の回数を減少することが出来る。

上記周波数測定装置は、更に、上記供給されるパルス列信号をｍ（自然数）分周して上記短ゲートタイムカウンタ部に供給する分周器（プリスケーラ）と、上記ローパスフィルタから出力されるレベル信号をｍ倍する乗算器と、を含むことが望ましい。
それにより、供給されるパルス列信号が高周波数である場合、高速で動作する分周器を前段に設けることで、後続するカウンタ部以降を相対的に低速動作の回路で構成することが可能となる。これは消費電力の低減にもなる。また、分周率ｍを可変にすることでカウンタ部に供給されるパルス列信号の見かけの周波数を切り換えることが可能となって具合が良い。

また、本発明の周波数測定装置は、供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を出力する短ゲートタイムカウンタ部と、上記一連のカウント値から高周波成分を除去して上記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を得るローパスフィルタと、を備え、上記短ゲートタイムカウンタ部は、上記パルス列信号が供給される１ビットカウンタと、上記パルス列信号の周波数を増加又は減少させると共にこれに対応して上記１ビットカウンタから出力されるカウント値の増減方向を判別し、該判別結果に基づいて該1ビットカウンタのカウント値の正逆を決定する極性判別回路とを含む。

被測定パルス列信号の周波数変化が少ない場合には１ビットのカウンタで短ゲートカウンタ部をより簡易に回路構成することが可能である。ただ、この場合には、カウントしている“０”と“１”の値が大小（真値）を意味しているのか、補数を意味するのかが不明であるので、極性判別回路によってパルス列信号の周波数を一方向に変化させ、これに対応してカウント値が増加したか減少したかを判別することによってカウント値の意味（真値か、補数値か）を判別可能とする。

カウント値が真値を表しているのか、補数値を表しているのかについては、被測定周波数およびサンプリング周波数（ゲートタイム）の関数として表されるため、これらの値が既知であるか、もしくは被測定周波数を１度だけ別途測定することで既知とすることで知ることができる。この場合は、上記極性判別回路は省略できる。

好ましくは、上記ｎビットカウンタの上位ｐビットをカウンタ出力とし、その下位（ｍ−ｐ）ビットを分周器として使用する。それにより、分周器とカウンタの機能を１つのカウンタで実現できる。例えば、４ビットカウンタの上位２ビットを出力ビットとすることで、下位２ビットによって、１／４分周器が構成される。

また、本発明の周波数測定装置は、供給されるパルス列信号をｍ（ｍは自然数）分周する分周器と、分周されたパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を出力する短ゲートタイムカウンタ部と、上記一連のカウント値から高周波成分を除去して上記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を出力するローパスフィルタと、上記ローパスフィルタから出力されるレベル信号をｍ倍する乗算器と、を備える。

かかる構成とすることによって、分周器部分のみを高速化すれば良く、短ゲートタイムカウンタ部以降を相対的に低速で動作させることが可能となって具合がよい。上記ローパスフィルタから出力される値は被測定パルス信号の周波数の１／ｍ倍であるため、ｍ倍することで適切なスケーリングを行うことができる。また、分周率ｍを可変にすることでカウンタ部に供給されるパルス密度を切り換えることが可能となって具合が良い。

ここで、スケーリングのための乗算回路を設けたが、スケーリングを気にしなくても良い場合はこれを省略することができる。

上記ゲート時間は１秒よりも小さく装置の動作限界よりも大きい時間である。例えば、上記ゲート時間は１秒よりも小さく０．０１μ秒よりも大きい時間である。

望ましくは、上記ゲート時間は１秒よりも小さく装置の動作限界よりも大きい時間である。例えば、０．１ｍ秒程度のゲートサンプリングを行う場合、従来の直接カウント方式に比べ、例えば、時間分解能で１〜２桁、ＳＮ比で２〜３桁程度の性能向上を期待することが出来る。周波数のカウントとデータ収録をハードウエアにより行う構成とすることで、１μ秒を下回るゲート時間で測定を行うこともできる。

望ましくは、上記短ゲートタイムカウンタ部は、上記パルス列信号に対して不感期間を生じないカウンタを備える。ここで、不感期間とは、カウンタのリセットやカウント値の転送時に生ずる、カウンタに入力されるパルス列信号を測定することが出来ない期間である。後述するように、短ゲートタイムカウンタ部の出力パルス列にカウンタのリセット動作などによって不連続が生じると、前後のデータ列（値）が遮断されて一種の外乱となるので好ましくない。

望ましくは、上記ローパスフィルタが、アナログフィルタ又はデジタルフィルタである。

上記ローパスフィルタがアナログフィルタであることが望ましい。デジタルフィルタで必要となるメモリと演算装置を省くことが出来る。また、短ゲートタイムカウンタ部のカウント値が２値を取りパルス列として振舞う場合（図４）、アナログフィルタのローパスフィルタがＤ−Ａ変換器として機能するので具合がよい。カウンタの出力がｎビットデータの場合には、ローパスフィルタの前段にＤ−Ａ変換器を用いる構成とすることが出来る。

上記ローパスフィルタがデジタルフィルタであることが望ましい。移動平均フィルタであることはより望ましい。移動平均フィルタは、一般のＦＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）に比べて回路規模が相対的に小さく計算量が少なく構成することができ、ＩＩＲフィルタ（有限インパルス応答フィルタ）に比べても、直線位相特性を実現でき安定性も保証できるなど、ＦＩＲフィルタの持つ利点をそのまま享受することができる。

上記ローパスフィルタが、移動平均フィルタを多段（２段以上）に直列接続した構成であることが望ましい。多段移動平均フィルタは１段の移動平均フィルタに比べ、計算量の増加を最小限に抑えつつローパスフィルタとしての性能を向上できる利点がある。

上記不感期間を生じないカウンタが、上記パルス列信号を累積的に計数する直接カウント方式のカウンタと、計数された前回の累積カウント値と今回の累積カウント値との差から今回カウント値を得る減算器と、を含むことが望ましい。それにより、２つのカウンタを用いて交互に動作させずとも不感期間のないカウンタを構成することが可能となる。

望ましくは、上記ローパスフィルタは、デジタルフィルタとアナログフィルタとを組み合わせたものである。それにより、ＳＮ比の良いデジタルフィルタと演算の必要のないアナログフィルタの利点を組み合わせることができる。デジタルフィルタのみの処理に比べてデジタルフィルタとアナログフィルタの組み合わせでは、デジタルフィルタのローパスフィルタとしての性能はそれほど要求されないのでタップ数を大幅に削減することができる。例えば、デジタルフィルタに１段の移動平均フィルタを用いる場合、フィルタ処理にアップダウンカウンタを用いることができるので、タップ数の削減に加えて回路も簡素化することができる。

また、本発明の周波数の測定方法は、供給されるパルス列信号を短ゲートタイムカウンタで短いゲート時間で連続的に計数し、該パルス列信号の周波数に対応したパルス列状に振る舞う一連のカウント値を得て、この一連のカウント値からローパスフィルタで高周波成分を除去し、上記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を得るものであり、上記短ゲートタイムカウンタとして、上記パルス列信号の最大周波数の表示に必要なビット数よりも少ないビット数のｎ（ｎは２以上の自然数）ビットカウンタを用いて上記一連のカウント値を出力する。好ましくは、上記ｎが２〜４ビットである。比較的に簡易な構成で周波数測定を行うことが可能となる。

更に、上記供給されるパルス列信号を分周器で分周して前記短ゲートタイムカウンタ部に供給すると共に、上記ローパスフィルタから出力されるレベル信号を乗算器でスケーリングする。それにより、パルス列信号の見かけ上の周波数を下げることが可能となる。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。図１乃至図３は、本発明の周波数測定装置の概略を示している。各図において、対応する部分には、同一符号を付している。

図１において、信号源１０はパルス列信号を発生する。信号源１０は、例えば、発振周波数ｆ０が３０ＭＨｚの水晶発振器であり、後述のニオイセンサ、ガスセンサ、バイオセンサなどの検出部に相当する。ニオイ物質などが水晶振動子に付着すると付着量に応じて発振周波数が低下する。このパルス列信号は短ゲートタイムカウンタ（以下、単に「短ゲートカウンタ」と称する。）部２０に供給される。短ゲートカウンタ２０は、供給されるパルス列信号のパルス計数を短いゲート時間で途切れることなく行う。カウント値はパルス列信号の周波数と対応関係にあり、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）３０に逐次供給される。

図４はカウント値の例を示している。この例では、サンプリング周波数１００Ｈｚ（ゲート時間０．０１秒）でパルス列信号を計数した場合を示している。サンプリング周波数１００Ｈｚの場合には、周波数分解能も１００Ｈｚまで低下するため、１つの計数値のみからは供給パルス列信号の１００Ｈｚ以下の情報を検出できないが、１秒間に１００個の計数値が得られることになる。計数値の１００倍である周波数は、３０，０７２，３００Ｈｚと３０，０７２，４００Ｈｚの間に時間軸上にパルス状に分布している。

ここで、サンプリングにおける量子化誤差（±１カウント誤差）について説明する。例えば、直接カウント方式のカウンタで１２３．３４Ｈｚで安定しているパルス列信号を測定する場合について検討する。

ゲート時間１０秒の場合： １０秒ごとに１２３３カウント又は１２３４カウント

これを１／１０倍した、１２３．３Ｈｚもしくは１２３．４Ｈｚの表示（１０秒ごと）となる。（測定誤差は０．１Ｈｚ）

ゲート時間１秒の場合： １秒ごとに１２３カウント又は１２４カウント

１２３Ｈｚもしくは１２４Ｈｚの表示（１秒ごと）となる。（測定誤差は１Ｈｚ）

ゲート時間０．１秒の場合： ０．１秒ごとに１２カウント又は１３カウント

これを１０倍した、１２０Ｈｚもしくは１３０Ｈｚの表示（０．１秒ごと）となる。（測定誤差は１０Ｈｚ）

ゲート時間０．０１秒の場合： ０．０１秒ごとに１カウント又は０カウント

これを１００倍した、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示（０．０１秒ごと）となる。（測定誤差は１００Ｈｚ）

このように、ある一点の周波数で安定しているパルス列信号をカウントした場合は
ゲート時間に対応した量子化誤差が生じ、計数値はゲート時間によって定まる２つの値間を振幅とするパルス列状に分布する。一方、カウントするパルス列信号の周波数が変動する場合でも、変動が上記測定誤差に収まる範囲であれば、計数値は２つの値間を振幅とするパルス列状に分布するのに変わりない。例えばゲート時間０．０１秒の場合、カウントするパルス列信号の周波数の変動が１００〜２００Ｈｚの間で収まっている限り、１００Ｈｚもしくは２００Ｈｚの表示が得られる。

図４に示すように、１秒未満の短いゲート時間でサンプリングを行う方式（以下、「短ゲートタイムカウント方式」という。）では、カウント値がパルス列として振る舞い、被測定周波数の変化に応じパルス列の頻度（粗密）が変化する。振動周波数の大小が当該パルス列の密度の大小に対応する。カウントするパルス列信号の周波数に関する情報は、パルス列として振る舞うカウント値の周波数スペクトルの低域成分に存在する。そこで、ローパスフィルタによってカウント値から低域成分を抽出する（量子化誤差に起因する高調波成分を除去する）ことによってカウントするパルス列信号の周波数の情報を復調することが出来る。

図５は、上述した図４のカウント値の列をタップ数５１２の（デジタル）ローパスフィルタ３０に与えて高周波成分を除去した例を示している。同図に示されるように供給されたパルス列信号の周波数の変化が連続的な（アナログ的）な曲線として出力される。１００Ｈｚのサンプリング周期の計数では測定不能な領域まで、特に、１Ｈｚ以下の周波数変化まで検出することが可能となっている。

次に、短ゲートタイムカウント方式と直接カウント方式との比較について図６及び図７を参照して説明する。

図６のグラフにおいて、縦軸は周波数、横軸は時間を表している。図中の曲線Ａは、直接カウント方式でゲート時間を１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。曲線Ｂは、直接カウント方式でゲート時間を０．１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。曲線Ｃは、直接カウント方式でゲート時間を０．０１秒に設定してサンプリングを行った場合を示している。なお、曲線Ｃは、時間軸の単位（桁）が異なり同一グラフ上に波形を表せないので下方に別途表示されている。曲線Ｄは、直接カウント方式でゲート時間を０．０１秒＋ローパスフィルタに設定してサンプリングを行った場合（短ゲートタイムカウント方式）を示している。図７は、図６の周波数軸のレンジを拡大して、曲線Ａ及び曲線Ｄを比較している。本願の曲線Ｄは数１０ｍＨｚオーダーまで読み取ることが出来る。

図６より、ゲート時間が１秒未満であることによって、カウントするパルス列信号の周波数変化が測定誤差内に収まるためカウント値が２値のいずれかとなりパルス列状になることが判る。パルス頻度（パルス密度）は周波数の変化の大小に応じて変化することが判る。すなわち、パルス列状に振る舞うカウント値は時間軸方向にカウントするパルス列信号の周波数情報を含んでいることが判る。したがって、ゲート時間を短くしたことにより一つの計測値に含まれる測定誤差は拡大するが、ローパスフィルタによりこの影響は取り除かれ、ＳＮ比は改善される。ゲート時間が１秒の場合には、曲線がジグザクとなって１Ｈｚ以下の周波数が判らないが、これをローパスフィルタによって高周波成分を除去する処理を行えば本願の特性に類似する滑らかな特性を同様に得ることが出来る。したがって、ゲート時間が１Ｈｚでも周波数変化の帯域が１Ｈｚよりも低くゆっくりした変化の場合には本方式を適用することが可能である。

このように、短ゲートタイムカウント方式では、ゲート時間を短くする（サンプリング周波数を高くする）と、各々の測定誤差は大きくなるがたくさんの測定値の列が得られ、ローパスフィルタによって高域成分を取り除くことが出来、図８に示すように、周波数測定分解能は向上する。回路規模を小さく抑えることができるため、マルチチャンネル化が容易である。アナログローパスフィルタを用いることによってアナログ出力にも対応することが可能である。

図２は、上述した短ゲートカウンタ部２０の第１の構成例を示している。短ゲートカウンタ部２０は、信号源から供給されるパルス列信号を途切れることなく計数する（入力信号に対して不感期間を設けないように）ことが望まれる。

図９は、計数が途切れた場合（ローパスフィルタへの計数値列が欠けた場合）のローパスフィルタの周波数出力例を示している。同図中に点線の円で示されるように外乱となることが判る。

そこで、第１の実施例では、第１カウンタ２１と第２カウンタ２２の２つのカウンタを備える構成とする。パルス列信号は第１カウンタ２１と第２カウンタ２２の両方に供給される。制御部２３は両カウンタにゲート信号、リセット信号を夫々送り、両カウンタの出力をスイッチを介してローパスフィルタ３０に供給する。両カウンタから計数値を交互に出力し、一方が計数しているときに他方がリセットやデータ転送などをすることによって、カウンタのリセットやデータ転送時に生ずる不感期間を回避する。なお、制御部２３はハードウエアとして構成しても良いし、パソコンなどによってソフトウェアで構成しても良い。

図３は、短ゲートカウンタ部２０の第２の構成例を示している。この実施例では１つのカウンタ２４を用いている。カウンタ２４は直接カウント方式のカウンタであり、サンプリングしたパルス信号を常時計数し累積値を出力する（リセットしない）。カウンタ２４の出力は減算器２５と前回累積値を保持するレジスタ２６に送られる。減算器２５はカウンタ２４から出力される今回累積値から前回累積値を減じて今回計数値を得て、ローパスフィルタ３０に供給する。装置全体の動作は図１の測定装置の場合と同様である。

図１０は、ローパスフィルタ３０をアナログ回路で構成した例を示す。この例では、抵抗Ｒ１〜Ｒ３、キャパシタＣ１，Ｃ２、オペアンプＯＰ１からなるローパスフィルタを二段接続としている。短ゲートカウンタ２０から１ビットシリアルで出力される場合には、そのままローパスフィルタ３０に入力することが出来る。短ゲートカウンタ２０からｎビットで出力される場合には、Ｄ−Ａ変換器を介して入力することが出来る。

図１１は、サンプリング周波数を１０００Ｈｚとした場合のアナログローパスフィルタ３０の出力例を示している。

図１２は、ローパスフィルタ３０を移動平均フィルタによって構成した例を示す。同図において、３１は加算器、３２はシフトレジスタ、３３は減算器、３４はインバータ、３５は各部に動作タイミングクロックを供給する制御部。３６は割算器である。

カウンタから出力された計数値は、加算器３１とタップ数相当の記憶領域を備えるシフトレジスタ３２の両方に与えられる。シフトレジスタ３２内を平均値計算の対象となるＮ個のデータが他と同期して順次移動する。加算器３１の他方には前回計算のトータル値が供給されており、加算器は新計数値と前回のトータル値とを加算する。この累積加算値からシフトレジスタ３２で先頭の（旧い）データの計数値を減算器３３で除き、これを新トータル値とする。新トータル値を前回トータル値として加算器に戻し、新トータル値を除算器３６で対象データ数Ｎで割り算する。このような計算を全データについて行うことによって移動平均値が求められる。ここで、割算器は出力値を周波数（Ｈｚ）にスケーリングする機能を持つが、スケーリングを気にしなくても良い場合は省略することができる。また、移動平均フィルタを多段の構成とする場合、最終段にのみ割算器を配しても良い。

図１３は、移動平均フィルタの出力を概略的に説明する図である。この例では、計測の対象となるパルス列信号の周波数が１２３．３４Ｈｚを維持している状態から１２４．７Ｈｚに徐々に変化するものとする。まず、ゲート時間０．１秒でサンプリングすると、カウンタ２０から、１２または１３の計数値がある割合で送られる。１０個のデータのトータルの３つの組は１２４、１２３、１２５…となって１２４．７Ｈｚ方向に値が移動する。ここで、１２または１３の計数値の１０個（タップ数１０）を移動平均計算の対象とする（一段目の移動平均）。一段目の移動平均値より、右方向に移動するにつれて数値が増えたデータの出現が増加することがわかる。更に、一段目の移動平均値を入力として２段目の移動平均（タップ数１０）の計算を行うとこの傾向は強められ、精度も向上する。移動平均フィルタを多段用いることは、ローパスフィルタの特性である減衰傾度を急峻にすることに相当し、同時に１２または１３からなるパルス列の周波数スペクトルから高域成分を取り除くことに相当する。

実施例では、移動平均フィルタ（ローパスフィルタ）を三段接続している（タップ数全体４０９６、タップ数８１８（一段）、１６４０（二段）、１６４０（三段）の三段移動平均フィルタ）。

図１４は、上記三段移動平均フィルタのインパルス応答を示している。図１５は、上記三段移動平均フィルタの出力例を示している。このように、１Ｈｚ以下の周波数変化を測定することが出来る。なお、移動平均フィルタは所望の特性を得るために多段構成とすることができる。

次に、デジタルフィルタとアナログフィルタとの組み合わせによってローパスフィルタ３０を構成する場合について図１６乃至図２０を参照して説明する。

図１６は、ローパスフィルタ３０をデジタルフィルタ（ローパスフィルタ）３０ａ、Ｄ／Ａ変換器３０ｂ及びアナログフィルタ（ローパスフィルタ）３０ｃによって構成した例を示している。この構成には以下のような利点がある。

まず、サンプリング周波数が高く、被測定周波数の信号変化がサンプリング周波数に対して小さいとき、デジタルフィルタ処理では問題なく復調することができる場合でも、アナログフィルタ処理ではＳＮ比が低下する場合がある。これは、被測定周波数の信号変化に対応するフィルタ処理後の出力の変化が、パルスの振幅に比べて小さいために見掛けのダイナミックレンジが縮小することによる。デジタルフィルタ処理の場合には、量子化されたカウント値の情報は劣化しないので、このような問題は生じない。

例えば、１０００Ｈｚのサンプリング周波数を用い、１００Ｈｚの周波数変化を観測しようとした場合であれば、１０００ｍＶのパルスをアナログフィルタ処理すると１００ｍＶの電圧変化を観察することになる。同様の条件で、０．１Ｈｚの周波数変化を観察しようとした場合、電圧変化は０．１ｍＶとなる。そのため、例えば、測定に１ｍＶのノイズが存在する環境では０．１Ｈｚの信号を検出することができない。

一方、カウント値として量子化された周波数の情報は、デジタル処理により劣化することはないので、デジタルフィルタ処理の場合はこのような問題は生じない。したがって、デジタルフィルタと組み合わせることでＳＮ比を改善することができる。具体的には、上述のようにデジタルフィルタ３０ａの出力をＤＡ変換器３０ｂによってＤ−Ａ変換し、アナログフィルタ３０ｃに入力する構成とする。

デジタルフィルタのみの処理に比べ、デジタルフィルタ３０ａとアナログフィルタ３０ｃの組み合わせでは、デジタルフィルタ３０ａのローパスフィルタとしての性能はそれほど要求されないのでタップ数を大幅に削減することができる。特に、デジタルフィルタ３０ａとして１段移動平均フィルタを用いる場合、フィルタ処理にアップダウンカウンタを用いることができるので、タップ数の削減に加えて回路も簡素化することができる。

図１７乃至図２０を参照して、ローパスフィルタ３０をデジタルフィルタとアナログフィルタの組み合わせで構成し、１０００Ｈｚのサンプリング周波数によるカウントを行った場合の特性例を説明する。

まず、図１７は、比較例としてのデジタルフィルタ処理（３段移動平均フィルタ、タップ数４０９６）のみによるローパスフィルタ３０の出力例を示す。また、図１８は、比較例としてのアナログフィルタ処理のみによるローパスフィルタ３０の出力例を示す。アナログフィルタではノイズの影響が大きい（ＳＮ比が低下する）ことが判る。

図１９は、図１６に示すように、ローパスフィルタ３０をデジタルフィルタ３０ａ（１段移動平均フィルタ、タップ数１２８）、Ｄ／Ａ変換器３０ｂ及びアナログフィルタ３０ｃの組み合わせで構成した場合の、デジタルフィルタ３０ａの出力のＤＡ変換値の出力例を示している。デジタルフィルタ３０ａのタップ数（１段移動平均フィルタ、タップ数１２８）は、比較例（３段移動平均フィルタ、タップ数４０９６）に比べて大幅に減少している。

図２０は、図１９のＤ／Ａ変換器出力をローパスフィルタ３０ｃによってアナログ処理した例を示している。なお、アナログローパスフィルタの構成例は図１０に示されている。図２０に示されるように、図１８のアナログローパスフィルタ単独の場合に比べ、ＳＮ比が改善されており、図１７に示されたデジタルフィルタのみを用いた場合と同様に信号を検出できることがわかる。既述のように、デジタルフィルタ３０ａのタップ数は大幅に削減されている。

このように、ローパスフィルタをデジタルフィルタとアナログフィルタで構成することによってＳＮ比の低下を防止しつつデジタルフィルタのタップ数の削減（演算量の減少）と回路の簡素化を図ることが可能となる。

次に、短ゲートカウンタ部２０のカウンタ回路構成の簡素化（桁数の減少）等に関して説明する。上述の実施例では、短ゲートカウンタ部２０は、計数値を表示するに足りるビット数（桁数）の回路規模で構成し、ローパスフィルタを介してパルス列信号の周波数を検出することができる。

しかしながら、周波数の絶対的な値を測定するのではなく、周波数の時間変動分（差分）を計測すればよい場合がある。上述した短ゲートタイムカウント方式を用いると、カウンタ回路出力の下位ビットの数ビット部分に変化分が現れるので、これに対応したｎビット分のカウンタを使用することでカウンタ回路構成を簡単に構成することが可能となる。

図２１は、このような回路を簡易に構成する実施例を示しており、同図において、図１と対応する部分には、同一符号を付している。

既述したように、信号源１０はパルス列信号を発生する。このパルス列信号は短ゲートタイムカウンタ部２０に供給される。短ゲートタイムカウンタ部２０は、供給されるパルス列信号のパルス計数を短いゲート時間（サンプリング周波数）で途切れることなく行う。カウント値はローパスフィルタ３０に逐次供給される。短ゲートカウンタ２０は、パルス列信号の周波数（例えば、３０ＭＨｚ）を表示するに必要なビット数（桁数）よりも少ない、ｎビットのカウンタで構成されている。

図２２は、ｎビットのカウンタとして３ビットカウンタを使用した出力値例を示している。サンプリング周波数は、１０Ｈｚである。この例では、３ビットカウンタの出力値は６〜２の範囲内（１０進数表示）で変化しており、桁上がり、桁下がりが生じていない。このような場合には、短ゲートカウンタ部２０を３ビットカウンタで構成することができる。

図２３は、上記３ビットカウンタのカウント値列からローパスフィルタ３０（タップ数６４）で高調波成分を除いて周波数成分を復調した例を示している。このデータだけでは、絶対的な周波数を把握することは出来ないが、パルス列信号の周波数変化を十分に把握することが出来る。

図２４は、上述した短ゲートカウンタ部２０のｎビットカウンタとして２ビットカウンタを使用する例を示している。同図において、図２１と対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。
供給されるパルス列信号を短いゲート時間でサンプリングし、カウント値に桁上がり、桁下がりが生じない場合には、２ビットのカウンタを使用することが出来る。

図２５は、１００Ｈｚでサンプリングされた２ビットカウンタの出力値の例を示している。同図において、縦軸はカウント値（１０進数表示）、横軸は時間を表している。同図では、２ビット出力のカウンタ部２０は、「１」と「２」のカウント値を交互にパルス列状に出力している。

図２６は、２ビットカウンタのカウント値列からローパスフィルタ３０（タップ数５１２）で周波数成分を抽出した状態を示している。同図において、縦軸は周波数、横軸は時間を表している。１Ｈｚ以下の周波数分解能で検出することが出来る。

次に、ｎビットカウンタを用いた場合に、カウント値がｎビットカウンタのカウント出力範囲外となる場合（桁上がり（オバーフロー）、桁下がり（アンダーフロー））について説明する。

図２７乃至図３０は、２ビットカウンタの桁上がり、桁下がりの処理を行う実施例を示している。この実施例では、桁上がり、桁下がりに対応するため、２ビットカウンタのカウント値出力を４ビット出力に置き換えてローパスフィルタに供給している。

この例では、短ゲートカウンタ部２０は、２ビットのカウンタ２４を用いている。カウンタ２４は直接方式のカウンタであり、サンプリングしたパルス信号を常時計数して累積値を出力する（リセットしない）。カウンタ２４の出力は減算器２５と前回累積値を保持するレジスタ２６に送られる。減算器２５はカウンタ２４から出力される今回累積値から前回累積値を減じて今回計数値を得る（図３参照）。

減算器２５の出力のカウント値（今回計数値）は２−４ビット変換部２８に供給される。２-４ビット変換部２８は、マイクロプロセッサ（ＭＰＵ）によるデータ処理プログラムあるいはプログラマブルロジックなどによって構成され、連続な２ビットのカウント値列から、桁上がり、桁下がりの発生を判別し、桁上がり、桁下がりした値を表示した４ビット値でローパスフィルタ３０に出力する。

桁上がり、桁下がりの発生を判別は、例えば、２ビットカウンタ２４は、１０進数表示で「０」、「１」、「２」、「３」を出力するが、増加方向においてカウント値は「３」の次の「４」では「０」に戻る。また、減少方向においてカウント値は「０」の次の「−１」では「３」に戻る。したがって、カウント値が「２」、「３」（２進数で１０，１１）を繰り返している状態から「０」（２進数で００）に変化した場合には桁上がりが生じたと判別することが出来る。また、カウント値が「０」、「１」（２進数で００，０１）を繰り返している状態から「３」（２進数で１１、補数）に変化した場合には桁下がりが生じたと判別することが出来る。

なお、減算器２５と２−４ビット変換部２８の機能を持つ、２ビット入力４ビット出力の減算器を用いることとしても良い。

図２８及び図２９は、それぞれ２-４ビット変換部２８への入力値の例と２-４ビット変換部２８の出力値の例とを示している（サンプリング周波数１０Ｈｚ）。２-４ビット変換部２８は、２ビットカウンタが１と０（１０進数）を交互に出力しているとき、これに対応して１と０（１０進数）を出力する。次に、図２８中に示すように第１の桁下がりが生じると、２-４ビット変換部２８は出力を−１、０の交互出力状態とする。更に、カウント値３、２の交互入力状態、２、１の交互入力状態、１、０の交互入力状態への各レベル低下に対応して２-４ビット変換部２８の出力を−１、−２の交互出力状態、−２、−３の交互出力状態、−３、−４の交互出力状値とする。更に、２ビットカウンタ出力の第２の桁下がりに対応して２-４ビット変換部２８の出力を−４、−５の交互出力状態とする。次に、２ビットカウント値の０、１の交互入力状態に対応して−３、−４の交互出力状態とする。以下同様に、カウント値１、２の交互入力状態、カウント値２、３の交互入力状態、カウント値３、０の交互入力（第１の桁上がり発生）、０、１の交互入力状態への各レベル低下に対応して２-４ビット変換部２８の出力を−３、−２の交互出力状態、−２、−１の交互出力状態、−１、０の交互出力状態、０、１の交互出力状態とする。

図３０は、図２９に示す４ビットのカウント値列からローパスフィルタ３０（タップ数６４）によって高周波成分を除いて周波数成分を抽出した例を示している。周波数の変化を十分に把握することが出来る。

図３１は、短ゲートカウンタ部２０を１ビットカウンタで構成した他の実施例を示している。同図において、図１と対応する部分にはは同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。

既述したように、信号源の周波数変化範囲が既知である場合、短ゲートカウンタ部２０のサンプリング周波数を上げることによって１ビットのカウンタにおいて桁上がりの生じない条件に設定することが可能である。この場合には、１ビットのカウンタで上述した実施例と同様の測定結果を得ることが出来る。

しかしながら、１ビットの情報では、カウント値の０と１の出力がカウント値の大小に対応しているのか、補数の関係なのかを判断することが出来ない。そこで、この実施例では、ビット判別部７０を設けている。ビット判別部７０は、信号源１０の発振周波数を増減させ、これに対応してローパスフィルタの出力が増減する場合には、カウント値の０と１の出力がカウント値の大小に対応していると判別する。また、信号源１０の発振周波数を増減させ、これに対応してローパスフィルタの出力が減増する場合には、カウント値の０と１の出力が補数の関係（出力が逆）になっていると判別する。補数の関係になっている場合には、ローパスフィルタ３０の出力を正逆反転部６０によって出力特性を反転させる。

図３２乃至図３４は、上記１ビットカウンタを用いた実施例におけるローパスフィルタ（各例タップ数２０４８）の出力例を示している。図３３は、カウント値が補数の場合の周波数の出力波形を示している。図３４は、ローパスフィルタを通過後の周波数出力を反転させたものである。反転させることで元の波形に補正されることが判る。

図３５は、短ゲートカウンタ２０の前段に分周器を設けてスケーリングを行うようにした例を示している。同図において、図１と対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。
同図に示す例では、信号源１０からのパルス列信号を分周器４０でｍ分周し、短ゲートカウンタ２０に供給する。短ゲートカウンタ２０が１秒よりも小さいゲート時間の短ゲート信号によって計数を行い、一連のカウント値列をローパスフィルタ３０に供給する。ローパスフィルタ３０で抽出された周波数信号を乗算器５０でｍ倍にすることで元のパルス列信号の周波数情報が得られる。

図３６は、上記実施例の構成で分周器４０の分周率ｍ、乗算器５０の乗率ｍを１６とし、ローパスフィルタ３０（タップ数２０４８）で処理した場合の周波数出力の例を示している。他の例と同様に１Ｈｚ以下の平滑な周波数出力を得ることが出来る。
かかる分周器（プリスケーラ）を短ゲートカウンタ部の前に設けることにより、被測定周波数が高い周波数である場合、分周器のみを高速化すればよく、カウンタ部以降の回路を相対的に低い周波数で駆動することが可能となって具合がよい。

図３７は、図３５に示す実施例の応用例であり、図３５と対応する部分には同一符号を付し、かかる部分の説明は省略する。

この実施例では、分周器４０と短ゲートカウンタ部２０とを４ビットカウンタで構成している。例えば、４ビットカウンタの上位２ビットを使用することで、４分周する分周器と２ビットカウンタとを組み合わせた場合と同様の出力が得られる。すなわち、ｍビットカウンタの上位ビットｐ（例えば、上位２ビット）を出力ビットに使用し、下位（ｍ−ｐ）ビットをプリスケーラとして使用することが出来る。他の構成は図３５の場合と同様である。

図３８は、４ビットカウンタの上位２ビットを使用した例の周波数の出力例であり、サンプリング周波数は１０００Ｈｚ、ローパスフィルタのタップ数は２０４８である。１Ｈｚ以下の周波数を識別可能な滑らかな出力が得られる。

図３９は、本願の周波数測定装置を多数のニオイセンサ１０ａ〜１０ｎを備えた信号源１０としてのニオイセンサアレイに設けた例を示している。短ゲートセンサ部２０、ローパスフィルタ３０については既に説明したので省略する。

図４０は、従来法の直接カウント方式でサンプリング周波数１Ｈｚでセンサアレイの８チャンネル分の出力例を示している。途中時間軸上の矢印部分でニオイ成分を数秒間供給した。ニオイ成分がセンサに付着することで周波数が減少し、付着したニオイ物質は１０秒程度で脱離した。

図４１は、同じ条件で本発明の短ゲートタイムカウント方式で測定した例を示している。時間分解能および周波数分解能ともに改善されていることが判る。また、短ゲートタイムカウント方式では回路が複雑にならないのでマルチセンサモジュール（あるいは基板）等に使用して好都合である。

上述した本願の実施例によれば、短ゲートカウント部を２ビットカウンタで構成するので、カウンタ回路が簡素化され、消費電力を抑制することが可能となる。

また、カウント値をインクリメントやディクリメントする機能を設けたことによって、使用しているカウンタのビットにおいて桁上がりや桁下がりの生じる周波数変動にも対応することが可能となって具合がよい。

また、表示出力外に桁上げ、桁下げの生じないｎビットのカウンタで短ゲートカウント部を構成することによって、桁上げ、桁下げの発生に対応してカウント値を増減する補正回路が不要となって具合がよい。

また、１ビットカウンタで短ゲートカウンタ部を構成した場合には、カウンタ回路が簡素化される。

また、ｍビットカウンタの上位２ビットを使用することで、プリスケーラとカウンタとしての機能を内蔵することが可能となって具合がよい。

なお、上述した各実施は適宜に組み合わせることが出来る。

以上説明したように、短ゲートタイムでカウントを行い、ローパスフィルタを通す方式とすることにより、レシプロカル方式に比べ回路が複雑にならない。時間・周波数分解能を同時に改善できる。サンプリング周波数が被測定信号に対してオーバーサンプリングとなるような条件下で測定する場合に好適である。また、従来の直接カウント方式では、デューティサイクル変調の影響を受けやすいので、この影響が無視できない場合は工夫が必要であるが、本方式では、サンプリング周波数を高めることで影響が低減されるため、特別な工夫を要しない。

また、短ゲートタイムカウント方式は、ゲートタイムを短くして測定点を増やし、データ列の高域スペクトル成分を取り除くことでカウント値を得る方式であり、周波数分解能が著しく改善される。しかしながら、測定値１つ１つが持つ量子化誤差が大きいため、１つの測定点の欠如が分解能に与える影響が相対的に大きくなる。従って、パルス信号を途切れないようにカウントすることの出来るカウンタを使用することで、測定誤差を低減することができる。

実施例で提案しているリセットの必要がないカウンタを使用することは有効である。リセット動作やデータ読み込み等により生じる不感時間を設けない構造にするために、２つのカウンタを切り替えて使用する方法があるが、回路規模が大きくなる。この方式は、２つのラッチ回路を用意し、それを切り替えて使用することで代用することができる。この場合、カウント値は測定値から前回の測定値を減じることで算出される。カウンタの動作周波数よりもサンプリング周波数が低い場合は、計算時間に余裕を持たせることができる。このようにすることで、カウンタは１つで済み、回路規模は大きくならない。

本発明の方式を備えた装置を使用すれば、カウント方式の別によらず従来の周波数カウンタから得られる測定値に対し本信号処理を適用することで、測定系に変更を加えることなくセンサの分解能が改善される。本方式を念頭に設計されたカウンタは、同じ性能を持つ従来方式のカウンタに比べ回路規模が小さく、マルチチャネル化も容易である。本発明の短ゲートタイムカウント方式は、ニオイセンサ、ガスセンサ、バイオセンサ、周波数変化を利用したＡ−Ｄ変換素子などに使用して好都合である。

本願発明の概要を説明する図である。 短ゲートカウンタ部２０の構成例を説明する図である。 短ゲートカウンタ部２０の他の構成例を説明する図である。 短ゲートカウンタ部２０によるカウント値の例を説明する図である。 ローパスフィルタ３０の出力例を示す図である。 短ゲートタイム方式を説明する説明図である。 短ゲートタイム方式による出力例を説明する説明図である。 短ゲートタイム方式による効果例を説明する説明図である。 入力の不連続の影響を説明する図である。 ローパスフィルタ（アナログ）の例を説明する図である。 ローパスフィルタ（アナログ）の出力例を説明する図である。 ローパスフィルタ（移動平均）の例を説明する図である。 移動平均計算の例を説明する図であり、図中の２行目の数列が１段移動平均フィルタ出力値（1段目のタップ数１０）に相当し、３行目の数列が２段移動平均フィルタ出力値（２段目のタップ数１０）に相当する。 ローパスフィルタ（移動平均）のインパルス応答例を説明する図である。 ローパスフィルタ（移動平均）の出力例を説明する図である。 ローパスフィルタをデジタルフィルタとアナログフィルタとを組み合わせて構成する例を説明する図である。 参考例のデジタルフィルタ（移動平均フィルタ３段構成）の出力例を説明する図である。 参考例のアナログフィルタの出力例を説明する説明図である。 デジタルフィルタ（移動平均フィルタ１段構成）の出力をＤ／Ａ変換した出力例を説明する図である。 Ｄ／Ａ変換値をアナログフィルタによって処理した例を説明する図である。 短ゲートカウンタ部をｎビットのカウンタで構成する例を説明する図である。 ３ビットカウンタの出力例を説明する説明図である。 ローパスフィルタの出力例を説明する図である。 短ゲートカウンタ部２０を２ビットカウンタで構成する例を説明する図である。 ２ビットカウンタの出力例を説明する説明図である。 ローパスフィルタの出力例を示す図である。 ２ビット出力の短ゲートカウンタ部の後段に２ビット出力を４ビット出力に変換する回路を設けた例を説明する図である。 ２ビットカウンタの出力例を説明する説明図である。 ローパスフィルタへの４ビット入力値の例を説明する説明図である。 ４ビット入力されローパスフィルタの出力例を示す図である。 １ビットカウンタで短ゲート部を構成した例を説明する図である。 １ビットカウンタで短ゲート部を構成した場合の出力例を示す図。 １ビットカウンタの出力が補数である場合の出力例を示す図である。 補数出力を補正した出力例を説明する図である。 短ゲートカウンタの前段に分周器を用いる例を説明する図である。 分周器を用いた場合の出力例を説明する図である。 ４ビットカウンタの上位２ビットを出力に使用してプリスケーラとカウンタとして機能させる例を説明する説明図である。 ４ビットカウンタの上位２ビットを使用した場合の出力例を示す図である。 センサアレイに本願を適用した例を説明する図である。 従来の方法によるセンサアレイの出力例を示す図である。 本願の方法によるセンサアレイの出力例を示す図である。

符号の説明

１０ 信号源、２０ 短ゲートカウンタ部、３０ ローパスフィルタ

Claims (7)

1. 信号源から供給されるパルス列信号を短いゲート時間で連続的に計数して該パルス列信号の周波数に対応した一連のカウント値を出力する１ビットの短ゲートタイムカウンタ部と、
   前記一連のカウント値から高周波成分を除去して前記供給されるパルス列信号の周波数に対応するレベル信号を得るローパスフィルタと、
   指令信号に応じて前記ローパスフィルタの出力を反転する正逆反転部と、
   前記信号源に前記パルス列信号の周波数を増加又は減少させると共にこれに対応して前記ローパスフィルタから出力される値の増減方向を判別し、該判別結果に基づいて前記正逆反転部に非反転又は反転を指令する極性判別回路と、
   を備えることを特徴とする周波数測定装置。
2. 前記ゲート時間は、１秒よりも小さく０．０１μ秒よりも大きい時間である、請求項１に記載の周波数測定装置。
3. 前記短ゲートタイムカウンタ部は、前記パルス列信号に対して不感期間を生じないカウンタを備える、請求項１又は２に記載の周波数測定装置。
4. 前記ローパスフィルタが、アナログフィルタ又はデジタルフィルタである、請求項１乃至３のいずれかに記載の周波数測定装置。
5. 前記ローパスフィルタが、デジタルフィルタとアナログフィルタとを組み合わせたものである、請求項１乃至４のいずれかに記載の周波数測定装置。
6. 前記デジタルフィルタが、多段構成の移動平均フィルタである請求項４又は５に記載の周波数測定装置。
7. 請求項１乃至６のいずれかに記載の周波数測定装置を使用した機器。

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