JP5279219B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＲＣＣ（リンギングチョークコンバータ）方式などのスイッチング電源装置に関し、特にその出力側に過電流が発生した場合に、スイッチング電源装置の回路素子を保護する過電流保護回路に関するものである。

ＲＣＣ方式のスイッチング電源（以下ＲＣＣ電源と称する）は、他励方式のスイッチング電源と異なり、電源制御用ＩＣなどの高価な制御素子を使わないため、低コストであるという利点がある。さらにＲＣＣ電源で生成した電圧とは異なる電圧出力を得るためにＤＣ−ＤＣコンバータ回路を接続する手法がある。このＤＣ−ＤＣコンバータについても自励方式をとることによって、高価な制御用ＩＣを使用することなく、低コストで回路を構成することができる。またこれらの電源やコンバータ回路には、その出力側が過電流状態になった場合に、発火発煙等を防止し、かつ回路素子を破壊から保護するために過電流保護回路を設けることが多い（特許文献１）。以下従来のＲＣＣ電源（従来例１、特許文献２）、ＤＣ−ＤＣコンバータ（従来例２、特許文献３）、および各々の過電流保護回路について説明する。

〈ＲＣＣ電源の基本動作〉
図５において、絶縁トランス１は、入力側の１次巻線Ｎｐと出力側の２次巻線Ｎｓおよび１次側の補助巻線Ｎｂによって構成されている。補助巻線Ｎｂは、スイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧を制御するトランジスタ３の駆動用巻線である。

入力電圧Ｅは、ＡＣ（交流）入力電圧をブリッジダイオード（図示せず）で整流し、アルミ電解コンデンサ（図示せず）にて平滑された直流電圧である。入力電圧Ｅは、１次巻線Ｎｐの一端とＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子の間に印加され、入力電圧Ｅの（＋）側は１次巻線Ｎｐの巻き始めに接続され、入力電圧Ｅの（−）側はＭＯＳ−ＦＥＴ２のソース端子に接続されている。また、補助巻線Ｎｂは１次巻線Ｎｐと同極に、２次巻線Ｎｓは異極に接続されている。

入力電圧Ｅの（＋）側とＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート間には、起動抵抗４が接続され、ゲートとソース間には起動抵抗５が接続されている。また、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートと補助巻線Ｎｂの巻き始めとの間には、コンデンサ６とゲート抵抗７，８が接続されている。ゲート抵抗８の両端には、補助巻線Ｎｂ側をカソードの向きにしたダイオード９が接続されており、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のターンオン／ターンオフのスピードを調整することで高効率化を実現している。

トランジスタ３のベースと入力電圧Ｅの（−）側との間にコンデンサ１０が接続されている。補助巻線Ｎｂとトランジスタ３のベースとの間には、抵抗１１が接続され、コンデンサ１０とで時定数回路を構成している。
フォトカプラ１２のコレクタとＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートとの間には、抵抗１３が接続され、フォトカプラ１２に流れる電流を制限している。フォトカプラ１２のエミッタは、トランジスタ３のベースに接続されている。

絶縁トランス１の２次巻線Ｎｓの巻き終わりには、整流用のダイオード１４のアノード側が接続されている。整流ダイオード１４のカソード側と２次巻線Ｎｓの巻き始めとの間には、電解コンデンサ１７が接続され、平滑を行っている。出力電圧Ｖ１は、抵抗２０，２１によって分圧され、分圧された電圧は、シャントレギュレータ２２のｒｅｆ端子に接続され、基準電圧と比較することでフォトカプラ１２のダイオードに流れる電流を制御している。

次に、スイッチング動作について説明する。
ＭＯＳ−ＦＥＴ２は、起動抵抗４，５によりゲートにバイアスが印加され、導通状態となる。ＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態になると、１次巻線Ｎｐに入力電圧Ｅが印加され、補助巻線Ｎｂに巻き始め側を（＋）とする電圧が誘起される。このとき、２次巻線Ｎｓにも電圧が誘起されるが、整流ダイオード１４のアノード側を（−）とする電圧であるため、２次側には電流が流れない。したがって、１次巻線Ｎｐを流れる電流は絶縁トランス１の励磁電流だけで、絶縁トランス１には励磁電流の２乗に比例したエネルギーが蓄積される。この励磁電流は、時間に比例して増大する。補助巻線Ｎｂに誘起された電圧により、コンデンサ６および抵抗７，８を介してＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが充電され、さらに導通状態が継続される。

時定数回路を構成している抵抗１１およびコンデンサ１０には、補助巻線Ｎｂから電荷が充電され、コンデンサ１０の両端の電圧がトランジスタ３のベース・エミッタ間電圧ＶＢＥ１より高くなる。すると、トランジスタ３が導通状態となり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧が低下することで、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となる。このとき、絶縁トランスの各巻線には起動時と逆向きの電圧が発生し、２次巻線には整流ダイオード１４のアノード側を（＋）とする電圧が発生するため、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが整流・平滑され、２次側に伝達される。

絶縁トランス１に蓄えられているエネルギーが２次側にすべて伝達されると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は再び導通状態となる。これは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース間の電圧に比例した電圧が補助巻線Ｎｂに発生し、ＭＯＳ−ＦＥＴ２が非導通状態になった直後はゲートが（−）にバイアスされている。そして、２次側にエネルギーの伝達が終わると（−）のバイアスが徐徐に低下するため、Ｃカップリングしているコンデンサ６から再びＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲートが（＋）方向にバイアスされるからである。

図５の例では、Ｖ１の直流出力を生成するシングルフィードバックを例に取って説明する。
フォトカプラ１２からの電流は、出力電圧Ｖ１が高いときに多く流れるので、それによってコンデンサ１０に電流が供給され、充電時間が短くなる。これは、ＭＯＳ−ＦＥＴ２の導通時間が短くなることを意味しており、これによって絶縁トランス１に蓄積されるエネルギーが減少することで出力電圧Ｖ１が下がり、出力電圧が低い場合は逆の動作となり、出力電圧Ｖ１が上がる。このようにして、ＲＣＣ電源は定電圧動作を行っている。

図６は、ＲＣＣ方式における各部の波形を示している。
同図において、ＶＧはＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧を、ＶＤＳはＭＯＳ−ＦＥＴ２のドレイン−ソース電圧を、ＩＤはドレイン電流を、ＩＳは２次側の整流ダイオード１４に流れる電流をそれぞれ示している。

まず、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のオン期間について説明する。起動抵抗４，５によりゲートにバイアスが印加され、ＶＧの電位が上昇することによってＭＯＳ−ＦＥＴ２は導通状態となり、ドレイン電流ＩＤは時間とともに正の傾きで直線的に増加し、絶縁トランス１にエネルギーが蓄積される。このとき、ＭＯＳ−ＦＥＴ２が導通状態であるため、ドレイン−ソース電圧ＶＤＳはほぼ零になっており、２次側の整流ダイオード１４は逆バイアスされているため、整流ダイオード１４の電流ＩＳは零である。

コンデンサ１０が充電され、トランジスタ３が導通状態になると、ＭＯＳ−ＦＥＴ２のゲート電圧ＶＧは零になり、ＭＯＳ−ＦＥＴ２は非導通状態となる。このため、ドレイン電流ＩＤは零になり、ドレイン−ソース電圧ＶＤＳは入力電圧Ｅ、出力電圧Ｖ１の巻線比倍（Ｎｐ／Ｎｓ）の電圧、およびサージ電圧を重畳したものとなる。このとき、２次側の整流ダイオード１４は導通状態となり、絶縁トランス１に蓄積されたエネルギーが２次側に伝達される。整流ダイオード１４の電流ＩＳは負の傾きで直線的に減少する。このような動作を繰り返すことでスイッチング動作を継続し、２次側に電力を供給している。

〈ＲＣＣ電源の過電流保護回路の動作〉
出力Ｖ１とＧＮＤ２４の間に負荷１５が接続されている。ＧＮＤ２４から絶縁トランス１の２次巻線Ｎｓの巻き始めとの間に電流検出抵抗２７を挿入している。負荷１５に流れる電流は、電流検出抵抗２７によって電圧に変換され、ＯＰアンプ（Ｏｐｅｒａｔｉｏｎａｌ ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）４０の非反転（＋）入力端子に入力される。一方、ＯＰアンプ４０の反転（−）入力端子には、基準電圧としてＧＮＤ２４の電位すなわちゼロボルトが抵抗３６を介して入力されている。また、ＯＰアンプ４０の出力端子には、抵抗４１が接続され、抵抗４１の一端にはフォトカプラ３３の発光側のカソード端子が接続されている。

負荷１５に流れる負荷電流をＩ１とすると、ＯＰアンプ４０の非反転入力端子には、
Ｖ９＝Ｒ３９×（Ｖ１＋Ｉ１×Ｒ２７）／（Ｒ３８＋Ｒ３９）−Ｉ１×Ｒ２７ …（１）
で決定される電圧が印加されることになる。Ｒ３８、Ｒ３９は抵抗３８および抵抗３９の抵抗値である。
また、ＯＰアンプ４０の反転入力端子にはゼロボルトが入力されており、正常時において非反転入力端子電圧Ｖ９はゼロボルトよりも高い電圧に設定されている。これに対して負荷１５に過負荷状態が発生した時は、非反転入力端子電圧Ｖ９がゼロボルトよりも低くなるように設定する。よって過負荷状態になることによってＯＰアンプ４０の出力電圧がＯＰアンプ４０のＧＮＤ電位まで低下する。ＯＰアンプ４０の出力電圧が低下することにより、フォトカプラ３３のフォトダイオードが発光し、それを受けて同じくフォトカプラ３３の受光側のフォトトランジスタが導通する。これによりトランジスタ３のベースに電流が流れて導通状態となることで、ＭＯＳ−ＦＥＴ２がオフとなる。この状態は、過負荷状態が解除されるまで継続される。この一連の動作によって、スイッチング素子であるＭＯＳ−ＦＥＴ２の発振を停止させ、１次側および２次側出力の過電流状態による各素子の破壊を防止する。

なお、図示例では、過電流検出のための検出抵抗２７を負荷１５の低電位側（ＧＮＤ側）に設けているが、高電位側すなわちＶ１側に設けても良い。さらに過電流検知回路としてＯＰアンプ４０を使用しているが、コンパレータを使用しても同様の効果が得られる。

ここで式（１）から非反転入力端子電圧Ｖ９＝０とすると、
Ｉ１＝Ｖ１×Ｒ３９／（Ｒ２７×Ｒ３８） …（２）
となり、過電流保護回路が動作する電流値Ｉ１が出力電圧Ｖ１に比例していることがわかる。図７は式（２）で表されるＶ１とＩ１の関係をグラフにしたものである。出力電圧Ｖ１をＶ１’とした場合、保護動作電流はＩ１’以上となる。出力電圧Ｖ１’を変えずに、保護動作電流を変更したい場合は、Ｒ３９、Ｒ３８あるいはＲ２７を調整し、図７の直線の傾きを変えることによって任意設定することが可能である。

〈自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の基本動作〉
図８は入力電圧Ｖ１として、Ｖ１よりも低い電圧Ｖ２を出力する降圧型の自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の回路図である。これを用いて基本動作を説明する。まず電圧制御はコンパレータ４６によって行われるため、専用の制御ＩＣを必要としない。コンパレータ４６の反転（−）入力端子には、電圧Ｖ１を抵抗４７と抵抗４８で分圧した値が入力される。この値（基準電圧とする）をＶ２に設定することによって、この自励式ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧がＶ２となる。したがってＶ２は以下のように表される。
Ｖ２＝Ｖ１×Ｒ４８／（Ｒ４７×Ｒ４８） …（３）
式（３）において、Ｒ４７もしくはＲ４８の値を調整することで所望の出力電圧Ｖ２が得られる。一方、非反転（＋）入力端子には、抵抗４９を介してＶ２が入力される。コンパレータ４６はＶ２が基準電圧よりも高くなった場合は、コンパレータ４６内部の出力トランジスタ（図示せず）がオープンとなりＭＯＳ−ＦＥＴ４３を非導通状態にする。また、Ｖ２が基準電圧よりも低くなった場合は、コンパレータ４６内部の出力トランジスタが導通状態となり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３も導通状態となる。

図９は自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の各波形を示している。まずＭＯＳ−ＦＥＴ４３が導通状態のとき、入力電圧Ｖ１から抵抗４２およびチョークコイル４４を介して平滑コンデンサ４５に電流Ｉ２が供給され、出力Ｖ２が上昇する。コンパレータ４６は、Ｖ２が基準電圧よりも上昇したため、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３を非導通状態にしてＶ１からの電流供給を遮断する。このときチョークコイル４４に流れていた電流が遮断されるため、チョークコイル４４は蓄えられたエネルギーを放出しようとして、回生ダイオード５１を介して回生電流が流れるため、平滑コンデンサ４５への電流供給Ｉ２は継続される。やがてチョークコイル４４に蓄えられたエネルギーがすべて放出されると、平滑コンデンサ４５への電流供給Ｉ２がゼロとなる。ＭＯＳ−ＦＥＴ４３が非導通状態となった後は、負荷電流Ｉ３によって徐々に出力電圧Ｖ２が低下する。この電圧低下をコンパレータ４６が検知して再びＭＯＳ−ＦＥＴ４３を導通させる。前記のプロセスを繰り返すことによって出力Ｖ２を所望の電圧値に保持することが可能となる。

〈自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の過電流保護回路の動作〉
自励式ＤＣ−ＤＣコンバータ回路の過電流保護回路として、図８の例では電流制限用のトランジスタ５９を使用している。負荷５７の負荷電流もしくはチョークコイル４４の励磁電流が増加していくと、抵抗４２の両端電圧が大きくなり、この電圧がトランジスタ５９のベース−エミッタ間電圧ＶＢＥ２を超えると、トランジスタ５９が導通状態となる。このときコンパレータ４６の反転（−）入力端子には電圧Ｖ２が入力されており、これに対して非反転（＋）入力端子には、トランジスタ５９が導通状態により電圧Ｖ２よりも高い電圧が入力される。このため、コンパレータ４６は出力オープンとなり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３が非導通状態となり電流供給を停止する。

ただし前述の回路だけでは、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３がオフした後に抵抗４２の両端電圧が低下することでトランジスタ５９が再び非導通状態となり、コンパレータ４６の出力電圧がＶ２となり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３が導通状態となる。負荷５７の過電流状態が継続されたまま、これらの動作を繰り返すことでＭＯＳ−ＦＥＴ４３に過大な熱ストレスがかかり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３の故障に至ってしまう。そこでツェナーダイオード５３およびダイオード５８を過電流保護回路として併用している。負荷５７に過電流状態が発生すると前述のようにトランジスタ５９によって電流制限を行っているため、Ｖ２出力が低下する。
ここでツェナーダイオード５３のツェナー電圧をＶｚ１、Ｖ１とＶ２の所定電圧（正常時における電圧）をＶ１Ｒ、Ｖ２Ｒとすると、
Ｖｚ１＝Ｖ１Ｒ−Ｖ２Ｒ＋Ｖ３Ｒ …（４）
となるようにツェナーダイオード５３を選択した場合、Ｖ２電圧が所定電圧Ｖ２ＲよりもＶ３Ｒだけ低下すると、ツェナーダイオード５３は導通状態となる。また回生ダイオードＤ５１から回生電流が流れているときは、回生ダイオードＤ５１の順方向電圧をＶｆ１とすると、ダイオード５８のカソード電圧は−Ｖｆ１となる。したがってコンパレータ４６の反転（−）入力端子に入力される電圧は、ダイオード５８の順方向電圧をＶｆ２とすると、Ｖｆ２−Ｖｆ１となり、ダイオード５１、５８の順方向電圧がほぼ等しいと考えるとゼロとなる。一方、コンパレータ４６の非反転（＋）入力端子には、ツェナーダイオード５３が導通している限り、以下の式で表される正の電圧が印加される。
Ｖ４＝（Ｖ１−Ｖｚ１―Ｖ２）×Ｒ４９／（Ｒ４９＋Ｒ５０）＋Ｖ２ …（５）
よってコンパレータ４６の出力はオープンとなり、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３はオフし電流供給が遮断される。負荷５７の過電流状態が解除され、Ｖ２電圧が復帰してツェナーダイオード５３が非導通となるまで前述の状態が継続される。

以上説明したように、トランジスタやダイオードといった単純なディスクリート部品のみで安価に過電流保護回路を構成することができる。
特開２００４−２４２４３９号公報 特開昭６２−２７７０７０号公報 特開２００６−１４１１２４号公報

しかしながら、これら従来のＲＣＣ電源およびＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路の構成では、Ｖ１が規定の電圧に到達している定常状態においては問題無いが、その規定の電圧に到達するまでの過渡状態において問題が２つあった。
ひとつは平滑コンデンサ（図５の１７、図８の５２，４５）への充電電流や、Ｖ１もしくはＶ２電源が供給されるユニットの突入電流や起動電流がＶ１の起動時に発生するため、瞬間的にＶ１の出力電流が増大する問題である。これに対応するためには式（２）に記載の抵抗値Ｒ３９、Ｒ３８、Ｒ２７を調整してＲＣＣ電源の過電流保護の動作電流をあげる手方が考えられる。また、図５に示すようにＯＰアンプ４０の入力端子間にコンデンサ１９を入れるなどして、時定数をもたせて瞬間的な過電流状態は検知しないようにする手法が考えられる。しかし前者の手法はＶ１出力が定常状態における過電流保護の動作点を必要以上に高く設定する必要があり、後者の手法は過電流保護が動作するまでに要する時間が長くなり、いずれも装置の安全性設計を行う上で制約条件となってしまう。

もうひとつは、出力Ｖ１を供給する回路（接続回路）において、他の電源系やバッテリーが無い場合、その回路は電圧Ｖ１を基準として動作させる必要がある。特に接続回路の安全保護回路を構成した場合に、Ｖ１が起動する過渡時においては、その安全保護回路が正常に動作しないという問題がある。

図８のＤＣ−ＤＣコンバータ回路において、負荷５７をショートした場合を例として説明する。ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路が動作するためには、Ｖ１は少なくともＶｚ１以上の電圧である必要がある。Ｖ１がＶｚ１に達するまでは、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路が動作しないため過電流状態が継続される。Ｖ２の電流はＶ１から供給されるため、Ｖ１を生成するＲＣＣ電源から電流供給が行われる。しかし、図７からわかるようにＶ１電圧に比例して過電流保護動作点が決定されるため、Ｖ１電圧が低い状態では、本来の意図する保護電流Ｉ１’よりも低い電流値で保護動作が働いてしまう。ＲＣＣ電源の過電流保護回路が動作することですべての電流供給は一度停止するが、停止状態を一定時間保持するラッチ機能が無い場合、ＤＣ−ＤＣコンバータのＭＯＳ−ＦＥＴ４３がオフとなる。このため、過電流状態が解除され再びＲＣＣ電源からの電流供給が開始されると、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３は再びオンとなる。このようにＤＣ−ＤＣコンバータ回路が過電流状態のまま前述の動作を繰り返すことによって、ＭＯＳ−ＦＥＴ４３を始めとする各素子の破壊が発生し、過電流保護の役目を果たすことができない。過電流保護状態を保持するラッチ機能を設けるか、バッテリー素子を用いたＶ１電圧に依存しない保護回路を構成することで、問題を解決することは可能であるが、いずれも大幅なコストアップとなってしまう。

本発明は、このような状況のもとでなされたものであり、大きなコストアップをすることなく、確実にかつ安全に過電流保護回路が動作するスイッチング電源装置を提供することを課題とするものである。

前記課題を解決するため、本発明は以下の構成を備える。
（１）一次巻線と二次巻線を有する絶縁トランスと、前記一次巻線に接続され、前記一次巻線に印加される電圧をスイッチングするスイッチング部と、前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に発生した電圧を整流及び平滑する整流平滑部と、前記整流平滑部からの直流電圧を検出し、検出された直流電圧に応じて前記スイッチング部のスイッチング動作を制御する制御部と、前記直流電圧を第一電圧と前記第一電圧よりも低い第二電圧に切り換える電圧切換部と、前記整流平滑部から出力される電流を検出する電流検出部と、前記電流検出部による検出値が、前記電圧切換部によって切り換えられた直流電圧に応じた閾値を超えると前記スイッチング部のスイッチング動作を停止する過電流保護部と、を備え、前記過電流保護部は、前記電圧切換部によって前記直流電圧が前記第一電圧に切り換えられた状態において、前記閾値を第一閾値電圧に設定する第一閾値電圧設定部と、前記電圧切換部によって前記直流電圧が前記第二電圧に切り換えられた状態において、前記閾値を前記第一閾値電圧より低い第二閾値電圧に設定する第二閾値電圧設定部とを有することを特徴とするスイッチング電源装置。

本発明によれば、安価な回路構成で、出力電圧に応じて過電流保護の動作電流設定を自動的に切り換えることが可能となる。これにより電源起動時の過渡状態において突入電流のような負荷電流が瞬間的に上昇した場合でも、電流検知回路に時定数をもたせることなく、設定電流値だけが変化するため、応答性を損なわない過電流保護回路を構成することができる。
また出力電圧を切り換える構成において、出力電圧が変わると、自動的に過電流保護の動作電流値が切り換わるため、出力電圧に応じた最適な上限電流値を設定することができる。

以下、本発明を実施するための最良の形態を、実施例にもとづいて詳しく説明する。

図１は、実施例１である“スイッチング電源装置”の構成を示す回路図である。同図中、前記図５と同様の機能の要素に関しては同一符号を付し、その説明を省略する。なお、請求項との対応関係では、一次巻線はＮｐ、二次巻線はＮｓ，整流平滑部は１４、１７、直流出力電圧はＶ１，制御部は２０〜２１、電流検出部は２７、検出出力は抵抗２７の電圧に相当する。一次巻線の他端と前記スイッチング素子の他端は直流電圧Ｅの供給端（接続部）に相当する。直流電力は直流電圧Ｅから入力され、整流平滑部から出力される。
過電流検知回路として使用しているＯＰアンプ４０の非反転（＋）入力端子に、図５に示す従来例１では抵抗２個でＶ１を分圧した電圧を入力していたが、本実施例では、ツェナーダイオード６４、抵抗６１〜６３によって生成される基準電圧Ｖ５を入力している。ツェナーダイオード６４のツェナー電圧をＶｚ２として、基準電圧Ｖ５は以下のように表される。
Ｖ１＜Ｖｚ２のとき
Ｖ５＝Ｒ６３×（Ｖ１＋Ｉ１×Ｒ２７）／（Ｒ６１＋Ｒ６２＋Ｒ６３）−Ｉ１×Ｒ２７
…（６）
Ｖ１≧Ｖｚ２のとき
Ｖ５＝Ｒ６３×Ｖｚ２／（Ｒ６２＋Ｒ６３）−Ｉ１×Ｒ２７ …（７）
反転（−）入力端子にはＧＮＤ電位すなわちゼロボルトが入力されているため、Ｖ５＝０とすると、
Ｖ１＜Ｖｚ２のとき
Ｉ１＝Ｒ６３×Ｖ１／｛Ｒ２７×（Ｒ６１＋Ｒ６２）｝ …（８）
Ｖ１≧Ｖｚ２のとき
Ｉ１＝Ｒ６３×Ｖｚ２／｛Ｒ２７×（Ｒ６２＋Ｒ６３）｝ …（９）
図２はこれら式（８）、式（９）で表されるＶ１、Ｉ１およびＶｚ２の関係をグラフにしたものである。出力電圧Ｖ１がＶｚ２以下の場合、保護動作電流Ｉ１（所定値）はＶ１に比例する。出力電圧Ｖ１がＶｚ２以上の場合、Ｖ１に依存することなく一定の保護動作電流値となる。このように出力電圧Ｖ１に応じて、保護動作電流値が段階的に変化する。
図７と図２を比較して明らかなように、両者とも出力電圧Ｖ１＝Ｖ１’のときの保護動作電流はＩ１’で同じである。しかし、図２では出力電圧Ｖ１がゼロボルトから起動する過程において、Ｖｚ２からＶ１’の範囲において保護動作電流はＩ１’と正常動作範囲が拡大している。従来例１では、ＲＣＣ電源の起動中においてＶ１が低い場合は、ＲＣＣ電源の過電流保護動作点が低いために、ＲＣＣ電源に接続されたＤＣ−ＤＣコンバータ回路が出力ショートされるとＲＣＣ電源の過電流保護回路が意図せず動作する。逆にＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路が期待通りに動作せず回路素子が破壊する問題があった。

しかし、本実施例ではＲＣＣ電源が起動中においてＶ１が低い状態であっても、ＲＣＣ電源の過電流保護動作点はＶ１が定常の時と同じであるため、ＲＣＣ電源の過電流保護回路は動作せず、Ｖ１が起動を完了させることができる。よってＶ１が正常に起動するため、ＤＣ−ＤＣコンバータの過電流保護回路は正常に動作して、素子の破壊を防止することが可能となる。

また２段階設定されたＲＣＣ電源の保護動作電流は、式（８）および式（９）から明らかなように、各々調整することが可能である。よってＶ１が定常状態の保護動作電流よりもＶ１＜Ｖｚ２の起動時の保護動作電流を高く設定することができ、起動時の突入電流対策のために回路に時定数をもたせることなくＲＣＣ電源の過電流保護回路を正常に機能させることが可能となる。これにより定常時の過電流保護回路の応答性を損なうことなく、起動時の突入電流にも対応することができ、より安全性を保持したまま設計の自由度が向上する。

図３は、実施例２である“スイッチング電源装置”の構成を示す回路図である。図３を用いて実施例２について説明する。実施例１では、図１に示すように、出力電圧Ｖ１は、シャントレギュレータ２２のリファレンス電圧および抵抗２０，２１によって決定されていた。すなわちＶ１は一意に決まっている。これに対して本実施例では、この出力電圧Ｖ１が可変される構成例である。

図３のフィードバック回路６５は、図１におけるシャントレギュレータ２２および抵抗２０，２１の機能を果たす回路である。出力電圧Ｖ１を可変するための例としては、抵抗２０もしくは抵抗２１を可変抵抗とすることで任意の電圧値に調整する例が挙げられる。または制御ＩＣ等を介在させることによりソフト制御によるＰＷＭ調整で出力電圧Ｖ１を任意に切り換える例が挙げられる。
このように定常状態における出力電圧Ｖ１が切り換わる構成において、その過電流保護回路の動作点すなわち出力電流の上限値を出力電圧Ｖ１に応じて可変させることは、電源としての有用性を大いに高めるものである。

本実施例では具体的にＶ１出力として電圧値Ｖ６と電圧値Ｖ７（Ｖ６＜Ｖ７とする）で２値切り換えを行う構成について説明する。

図３にはツェナーダイオード６６と６７が使用されている。これらのツェナー電圧をＶｚ６およびＶｚ７（Ｖｚ６＜Ｖｚ７）、トランジスタ７３のベース−エミッタ間電圧をＶＢＥ３とする。
Ｖ１がゼロボルトから立ち上がり、Ｖｚ６に到達した後、Ｖｚ７に到達するまでに、まずツェナー電圧の低いツェナーダイオード６６だけが導通状態となる。さらにＶ１が（Ｖｚ７＋ＶＢＥ３）以上の電圧に到達すると、ツェナーダイオード６７およびトランジスタ７３が導通状態となる。このようにＶ１の電圧値に応じて、ＯＰアンプ４０の非反転（＋）入力端子に入力される電圧が切り換わる。
電圧値Ｖ６と電圧値Ｖ７における最大出力電流を各々Ｉ６、Ｉ７とすると、ＯＰアンプ４０の非反転（＋）端子に入力される電圧Ｖ８は以下のように表される。
Ｖ１＜Ｖｚ６のとき
Ｖ８＝（Ｒ７０＋Ｒ７１）×（Ｖ１＋Ｉ１×Ｒ２７）／（Ｒ６８＋Ｒ６９＋Ｒ７０
＋Ｒ７１）−Ｉ１×Ｒ２７ …（１０）
Ｖｚ６≦Ｖ１＜Ｖｚ７＋ＶＢＥ３のとき
Ｖ８＝（Ｒ７０＋Ｒ７１）×Ｖｚ６／（Ｒ６９＋Ｒ７０＋Ｒ７１）−Ｉ１×Ｒ２７
…（１１）
Ｖ１≧Ｖｚ７＋ＶＢＥ３のとき
Ｖ８＝Ｒ７０×Ｖｚ６／（Ｒ６９＋Ｒ７０）−Ｉ１×Ｒ２７ …（１２）
反転（−）入力端子にはＧＮＤ電位すなわちゼロボルトが入力されているため、Ｖ８＝０とすると、
Ｖ１＜Ｖｚ６のとき
Ｉ１＝（Ｒ７０＋Ｒ７１）×Ｖ１／｛Ｒ２７×（Ｒ６８＋Ｒ６９）｝ …（１３）
Ｖｚ６≦Ｖ１＜Ｖｚ７＋ＶＢＥ３のとき
Ｉ１＝（Ｒ７０＋Ｒ７１）×Ｖｚ６／｛Ｒ２７×（Ｒ６９＋Ｒ７０＋Ｒ７１）｝
…（１４）
Ｖ１≧Ｖｚ７＋ＶＢＥ３のとき
Ｉ１＝Ｒ７０×Ｖｚ６／｛Ｒ２７×（Ｒ６９＋Ｒ７０）｝ …（１５）
図４はこれら式（１３）〜式（１５）で表されるＶ１、Ｉ１の関係をグラフにしたものである。出力電圧Ｖ１がＶｚ６以下の場合、保護動作電流Ｉ１はＶ１に比例する。出力電圧Ｖ１がＶｚ６以上かつＶｚ７＋ＶＢＥ３未満の場合、Ｖ１に依存することなく一定の保護動作電流値Ｉ６となる。さらに出力電圧Ｖ１がＶｚ７＋ＶＢＥ３以上の場合、Ｖ１に依存することなく一定の保護動作電流値Ｉ７となる。

本実施例によれば、図４から明らかなように出力電圧Ｖ１がＶ６およびＶ７に切り換わると、保護動作電流値もＩ６、Ｉ７と切り換わる。また起動時も含めて３段階設定されたＲＣＣ電源の保護動作電流は、式（１３）〜式（１５）から明らかなように、各々調整することが可能である。
このようにして、出力電圧を切り換え可能なＲＣＣ電源において、出力電圧を切り換えるだけで、自動的にその保護動作電流値すなわち最大出力電流を変えることができる。

実施例１のスイッチング電源装置の構成を示す回路図 実施例１の動作を示す図 実施例２の構成を示す回路図 実施例２の動作を示す図 従来例１の構成を示す回路図 従来例１の各動作波形を示す図 従来例１の動作を示す図 従来例２の構成を示す回路図 従来例２の各動作波形を示す図

符号の説明

１ 絶縁トランス
３ ＭＯＳ−ＦＥＴ
２２ シャントレギュレータ
４０ ＯＰアンプ
１４ 整流用のダイオード
１７ 電解コンデンサ

Claims (2)

1. 一次巻線と二次巻線を有する絶縁トランスと、
   前記一次巻線に接続され、前記一次巻線に印加される電圧をスイッチングするスイッチング部と、
   前記二次巻線に接続され、前記二次巻線に発生した電圧を整流及び平滑する整流平滑部と、
   前記整流平滑部からの直流電圧を検出し、検出された直流電圧に応じて前記スイッチング部のスイッチング動作を制御する制御部と、
   前記直流電圧を第一電圧と前記第一電圧よりも低い第二電圧に切り換える電圧切換部と、
   前記整流平滑部から出力される電流を検出する電流検出部と、
   前記電流検出部による検出値が、前記電圧切換部によって切り換えられた直流電圧に応じた閾値を超えると前記スイッチング部のスイッチング動作を停止する過電流保護部と、
   を備え、
   前記過電流保護部は、前記電圧切換部によって前記直流電圧が前記第一電圧に切り換えられた状態において、前記閾値を第一閾値電圧に設定する第一閾値電圧設定部と、前記電圧切換部によって前記直流電圧が前記第二電圧に切り換えられた状態において、前記閾値を前記第一閾値電圧より低い第二閾値電圧に設定する第二閾値電圧設定部とを有することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記第一閾値電圧設定部と前記第二閾値電圧設定部の夫々は、ツェナーダイオードと抵抗を含む過電流検出回路であって、前記第二閾値電圧設定部のツェナーダイオードのツェナー電圧は、前記第一閾値電圧設定部のツェナーダイオードのツェナー電圧より低いことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源装置。

Images