JP4779947B2

JP4779947B2 - 車両の電力供給装置

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Publication number: JP4779947B2
Application number: JP2006317317A
Authority: JP
Inventors: 倫之羽二生; 裕紀小坂; 晋小宮山; 和宏竹田; 岩野　　浩
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2006-11-24
Filing date: 2006-11-24
Publication date: 2011-09-28
Anticipated expiration: 2026-11-24
Also published as: JP2008131830A

Description

本発明は、車両の電力供給装置に関し、特に複数のバッテリモジュールからなる電力供給装置に関する。

モータを動力源として用いる車両として、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを備える、いわゆるハイブリッド車両や電気自動車等が知られており、これらの車両においては、モータは動力源として用いる他に発電機としても用いられるのが一般的である。このようにモータを動力源及び発電機として用いるシステム（以下、ＭＧシステムという）において、高効率と大出力という相反する要求を実現するための手段として可変電圧制御があり、例えば低負荷時には低電圧にすることでインバータの損失を低減し、大出力が必要な場合には高電圧にすることで逆起電力を抑制しつつ電流を流して大出力を発生させることができる。可変電圧制御のための装置としては、ＤＣＤＣコンバータが知られているが、ＤＣＤＣコンバータを用いる場合にはリアクトルの高応答性と安定応答性との両立が困難であるという問題がある。

これらの問題を解決するための技術として、特許文献１には、要求性能に応じた複数のリアクトル、すなわち高応答性に適したリアクトルと安定応答性に適したリアクトルを備え、用途に応じて使用するリアクトルを切替る技術が開示されている。
特開２００４−１６６４４３号公報

しかしながら、特許文献１に開示された技術では、ＤＣＤＣコンバータを構成する素子の耐圧性をリアクトルの接続変更の際に印加される電圧にも耐え得る程度に高めなければならず、このため、コストが増大するという問題がある。また、複数のリアクトルを必要とするので、コスト増大の他に、搭載性が悪化する等の問題もある。

そこで、本発明では、コスト増大や搭載性の悪化等を招くことなくＤＣＤＣコンバータを用いた可変電圧制御が可能な車両の電力供給装置とすることを目的とする。

本発明の車両の電力供給装置は、複数のバッテリモジュールと、複数のスイッチで構成され前記複数のバッテリモジュールを直列、並列、直並列のいずれの接続状態にも切替ることが可能な直並列切替えユニットと、負荷側の最高電圧端子と接続する正極端子と、前記正極端子と前記直並列切替えユニットとの間に配置するリアクトルと、前記正極端子と前記リアクトルとの接続を断接する第１リアクトル接続変更スイッチと、前記リアクトルと前記負荷側の最高電圧端子との接続を断接する第２リアクトル接続変更スイッチと、負荷側の最低電圧端子と接続する負極端子と、前記第１リアクトル接続変更スイッチと前記リアクトルとの間に設けた第１分岐点と、前記第２リアクトル接続変更スイッチと前記リアクトルとの間に設けた第２分岐点と、前記第１分岐点と前記負極端子との間に設けた第１のダイオードと、前記第２分岐点と前記負極端子との間に設けた第２のダイオードと、を備え、前記バッテリモジュールの接続状態を切替える場合は出力電圧が段階的に変化するよう切替え、前記第１リアクトル接続変更スイッチ及び前記第２リアクトル接続変更スイッチの耐圧性は、前記複数のバッテリモジュールをすべて直列接続したときの電圧よりも低い。

本発明によれば、第１、第２リアクトル接続変更スイッチを制御することでリアクトルにエネルギを貯めながら、負荷側と電力供給装置間の電位差を徐々に平滑化することができる。これにより、ＤＣＤＣコンバータを構成する素子の耐圧性を比較的低くすることができ、また、リアクトルが一つなのでコスト上昇や搭載性の悪化を招くことなく、可変電圧制御が可能となる。

以下本発明の実施形態を図面に基づいて説明する。

図1は本実施形態の駆動装置のシステム構成の概略図である。１０は発電及び力行が可能なモータジェネレータ（以下、ＭＧという）、２０はインバータ（ＭＧ制御装置）、３０は電力供給ラインを接続・遮断する遮断機、１００はＭＧ１０への駆動電力の供給もしくはＭＧ１０が発電した電力の貯蔵をする電力供給装置である。遮断機３０としては、一般的な機械的リレーを用いることができる。

図２は電力供給装置１００の回路構成の例を表す図である。１１、１２、１３はそれぞれ複数のバッテリで構成されるバッテリモジュール（電力貯蔵手段）、２１〜２６及び３１、４１はスイッチ（３１、４１はリアクトル接続スイッチ）、５１はリアクトル、３２、４２はダイオード、６０は正極端子、６１は負極端子、６３は第１分岐点、６４は第２分岐点である。バッテリモジュール１１〜１３としては、電池やキャパシタ等を用いることができる。また、各バッテリモジュール１１〜１３は状態により電圧が変動するが、ここでは説明の簡略化のためにすべて同電圧とし、これを電圧Ｖ₁と称する。なお、電力供給装置１００の出力電圧はＶ₁₀₀と称する。

スイッチ２１〜２６は、それぞれバッテリモジュール１１〜１３の間に配置されており、後述するＯＮ、ＯＦＦ制御によりバッテリモジュール１１〜１３の接続状態を直列接続、並列接続、直並列接続状態に切替ることが可能である。

リアクトル接続スイッチ３１、４１は、非制御状態で通過電流が方向性を有するようダイオードを備える半導体スイッチである。ダイオード３２、４２はリアクトル５１に貯められた電力を還流させる方向性となるよう配置する。

上記のような回路構成において、各スイッチ２１〜２６、３１、４１の通電状態を制御することにより、電力供給装置１００の電圧を可変に制御する。

スイッチ２１〜２６の動作状態と電力供給装置１００の出力電圧状態について図３を参照して説明する。図３はスイッチ２１〜２６の動作状態、その状態と等価な回路図及び電力供給装置１００の出力電圧の例を挙げたものであり、それぞれの状態を便宜上ＤＣ１〜ＤＣ４とする。なお、図中「ＯＮ」は通電状態、「ＯＦＦ」は非通電状態を意味する。

図３に示すように、各スイッチ２１〜２６の通電状態を制御することにより、バッテリモジュール１１〜１３をそれぞれ要求に応じて直並列に接続することができる。

例えば、電圧Ｖ₁を作成する場合には、ＤＣ１のように、スイッチ２１、２２、２４、２５をＯＮ、スイッチ２３、２６をＯＦＦに制御する。これにより、バッテリモジュール１１〜１３のすべてを並列に接続したものと等価回路になる。

また、電圧Ｖ₁の２倍の電圧（以下、電圧２Ｖ₁という）を作成する場合には、ＤＣ２又はＤＣ３の２つの制御方法がある。ＤＣ２は、スイッチ２１、２２、２６をＯＦＦ、スイッチ２３、２４、２５をＯＮに制御することで、バッテリモジュール１２とバッテリモジュール１３が並列に接続され、これらとバッテリモジュール１１とが直列に接続された状態である。一方、ＤＣ３はスイッチ２１、２２、２６をＯＮ、スイッチ２３、２４、２５をＯＦＦに制御することで、バッテリモジュール１１とバッテリモジュール１２が並列に接続され、これらとバッテリモジュール１３とが直列に接続された状態である。

電圧２Ｖ₁を要求されたときに、ＤＣ２又はＤＣ３のいずれの状態に制御するかは、予めいずれか一方の接続状態に決めておいてもよいし、バッテリモジュール１１とバッテリモジュール１３の電圧等を検出し、その検出結果に応じて選択するようにしてもよい。

電圧３Ｖ₁を作成する場合には、ＤＣ４のように、スイッチ２１、２２、２４、２５をＯＦＦ、スイッチ２３、２６をＯＮに制御する。これにより、バッテリモジュール１１〜１３のすべてを直列に接続したものと等価回路になる。

このように、スイッチ２１〜２６の通電状態を制御することによって、全並列状態の電圧Ｖ₁から全直列状態の電圧３Ｖ₁までを実現することができる。

そして、電圧Ｖ１から電圧３Ｖ₁へ昇圧する場合又は電圧３Ｖ₁から電圧Ｖ₁に降圧する場合には、ＤＣ１からＤＣ４へ又はＤＣ４からＤＣ１へ直接切替えることはせず、ＤＣ２又はＤＣ３を経由して段階的に切替ることとする。これにより、スイッチ切替え時にリアクトル接続スイッチ３１、４１にかかる電圧を抑制することができるので、リアクトル接続スイッチ３１、４１の耐圧を、バッテリモジュール１１〜１３を全直列状態にした場合、すなわちＤＣ４のときの電圧３Ｖ１より小さくすることができ、耐圧性向上のためのコストを削減できる。

このとき、ダイオード３２、４２には最大で３Ｖ１の電圧が印加されることになるので、ダイオード３２、４２はリアクトル接続スイッチ３１、４１よりも高耐圧のものを使用する必要がある。しかし、一般的にダイオードはスイッチと比較して低価格であるため、システム全体としてはリアクトル接続スイッチ３１、４１の耐圧性を向上させる場合よりもコスト上昇を抑えることができる。

スイッチ２１〜２６の動作状態と電力供給装置１００の出力電圧状態の他の例について図４を参照して説明する。図４は図３と同様にスイッチ２１〜２６の動作状態、その状態と等価な回路図及び電力供給装置１００の出力電圧Ｖ₁₀₀の例を挙げたものであり、出力電圧Ｖ₁₀₀がＶ₁の状態をｃ１１〜ｃ１５、２Ｖ₁の状態をｃ２１、ｃ２２とする。

ｃ１１、ｃ１２はバッテリモジュール１１〜１３のうち２つのバッテリモジュールのみを並列に接続することで出力電圧Ｖ₁₀₀をＶ₁にしており、ｃ１３、ｃ１４、ｃ１５はいずれか一つのバッテリモジュールのみで出力電圧Ｖ₁₀₀をＶ₁にしている。また、ｃ２１、ｃ２２はいずれか２つのバッテリモジュールのみを直列に接続することで出力電圧Ｖ₁₀₀をＶ₂にしている。

このように、スイッチ２１〜２６の接続状態を制御することによって、バッテリモジュール１１〜１３のうち任意のバッテリモジュールを選択して使用することができる。また、ＭＧ１０を発電機として運転する場合には、スイッチ２１〜２６の接続状態を制御することによりバッテリモジュール１１〜１３を個別に充電することができる。例えば、ｃ１３の接続状態にすることでバッテリモジュール１１のみを充電することができる。

このように、スイッチ２１〜２６の接続状態を制御することによって、バッテリモジュール１１〜１３の充放電を個別に制御することができるので、出力に用いるバッテリモジュール及び充電するバッテリモジュールを各バッテリモジュール１１〜１３の状態に応じて選択することにより、各バッテリモジュール１１〜１３の充電状態等のバラツキを抑えることができる。

また、各スイッチ２１〜２６としてダイオードを備える半導体スイッチを用いるので、ダイオードの向きによって電流の方向を規定することで、力行状態から充電状態へ切替るときに各スイッチ２１〜２６を制御しなくても、力行状態と等価な回路で充電することができる。

次に、電力供給装置１００の力行状態での昇圧制御について図５及び図６を参照して説明する。ここでは、出力電圧Ｖ₁₀₀をＶ₁（図３中のＤＣ１）から２Ｖ₁（図３中のＤＣ２）へ昇圧する場合について説明する。図５及び図６は昇圧時の電流の流れを模式的に表したものであり、図中の７１はインバータ２０内に配置される平滑コンデンサである。なお、スイッチ２１〜２６については簡略化のため一般的なスイッチ記号で表しているが、これらは図２と同様の半導体スイッチである。

バッテリモジュールの接続状態を切替る際には、事前にリアクトル接続スイッチ４１をＯＦＦ（遮断状態）にしてから切替えを行う。

バッテリモジュール１１〜１３の接続状態をＤＣ１からＤＣ２に切替えると、コンデンサ７１の電圧はＶ₁のままであるので、リアクトル接続スイッチ４１にはＶ₁相当の電圧が印加される。そしてリアクトル接続スイッチ４１をＯＮにすると、図５の矢印で示すようにバッテリモジュール側からコンデンサ７１に電流が流れる。このとき、リアクトル５１を介装してあることにより、コンデンサ７１に流入する電流は徐々に増加する。

そして、リアクトル５１に貯められた電力が所定値を超えたら、リアクトル接続スイッチ４１をＯＦＦにする。これにより、リアクトル５１とコンデンサ７１とダイオード４２とからなるＤＣＤＣコンバータと等価な回路が形成され、リアクトル５１に貯められたエネルギがコンデンサ７１へ供給される。このように、リアクトル接続スイッチ４１を制御することで、負荷側の電圧と電力供給装置間の電位差を、リアクトル５１にエネルギを貯めながら徐々に平滑化することができる。

上記のような昇圧制御のシーケンス動作について、図７を参照して説明する。ここでは、上記Ｖ₁から最大電圧印加状態である３Ｖ₁となるまで昇圧する場合について説明する。なお、ＭＧ１０の回転数が上昇し、誘起電圧よりも印加電圧を大きくする場合も同様な制御を実行する。

図７はＭＧ１０の出力、出力電圧の目標値（目標印加電圧）、出力電圧Ｖ₁₀₀、リアクトル接続スイッチ４１及び各スイッチ２１〜２６の動作状態についてのタイムチャートである。なお、電圧Ｖ₁₀₀のチャート中の実線はコンデンサ７１の電圧、破線はバッテリモジュール１１〜１３の合計出力電圧を表す。

ＭＧ１０への要求出力が増加して印加電圧を増大させる必要が生じると、図示しないコントロールユニットは目標印加電圧を切替えて、電力供給装置１００の出力電圧Ｖ₁₀₀を増大させるように各スイッチ２１〜２６に指令を発信する。以下、各スイッチ２１〜２６の制御について時系列に沿って説明する、なお、制御開始前はバッテリモジュール１１〜１３が全並列状態であり、出力電圧はＶ₁である。

出力電圧Ｖ₁で運転中に目標印加電圧が３Ｖ₁に切替わると、まずリアクトル接続スイッチ４１をＯＦＦにする。これによりバッテリモジュール１１〜１３側からインバータ２０側へ電流が流れなくなるので、バッテリモジュール１１〜１３の接続状態を変更しても、インバータ２０側に異常電流が流れることはない。

次に、スイッチ２１、２２をＯＦＦ、スイッチ２３をＯＮにする。このとき、短絡状態があ生じることを回避するため、ＯＦＦにする制御を先に行う。これにより、各バッテリモジュール１１〜１３の接続状態は図３のＤＣ２、すなわち出力電圧が２Ｖ₁となる。なお、リアクトル接続スイッチ４１をＯＦＦにするタイミングとスイッチ２１、２２をＯＦＦ、スイッチ２３をＯＮにするタイミングは上記順序であるが、極短期間に行うため図７中では簡略化して略同時に表している。

その後、リアクトル接続スイッチ４１をＯＮとＯＦＦとを繰り返すように制御することにより（以下、スイッチング制御という）、インバータ２０へ徐々に電力を供給してコンデンサ７１の電圧をＶ₁から２Ｖ₁に上昇させる。このとき、リアクトル接続スイッチ４１、ダイオード４２及びリアクトル５１で降圧ＤＣＤＣ回路を構成しているので、ＭＧ１０の誘起電圧とバッテリモジュール１１〜１３の出力電圧とに乖離がある場合は、バッテリモジュール１１〜１３側の出力電圧の方が高くなるような接続状態にしてから、上記ＤＣＤＣ回路を利用してＭＧ１０の誘起電圧に調整し、その後徐々にバッテリモジュール１１〜１３の出力電圧に戻すようリアクトル接続スイッチ３１を制御する。

コンデンサ７１の電圧が２Ｖ₁まで上昇した後にリアクトル接続スイッチ４１のスイッチング制御を停止し、ＯＮの状態にする。目標電圧が２Ｖ₁の場合はこの段階で昇圧制御が終了する。

ここでは目標電圧が３Ｖ₁であるので、前述したＶ₁から２Ｖ₁への昇圧と同様にバッテリモジュール１１〜１３の接続状態を切替えてからリアクトル接続スイッチ４１のスイッチング制御を行う。具体的には、リアクトル接続スイッチ３１をＯＦＦにしてからスイッチ２４、２５をＯＦＦにし、その後スイッチ２６をＯＮにする。そしてリアクトル接続スイッチ４１をスイッチング制御する。ここで、サージの影響等を考慮して、コンデンサ７１の電圧が２Ｖ１まで上昇してから前述したスイッチングを行うまでの間に無駄時間を設ける。

上記の昇圧制御により、電圧の急激な変化により生じる異常電流を発生させることなくインバータ２０への印加電圧をＶ₁からＶ₃まで高めることが可能となる。また、従来のようにＤＣＤＣコンバータを用いて昇圧する場合と比べると、昇圧後にスイッチング制御を行わないので、リアクトル接続スイッチ４１におけるスイッチング損失がない。また、リアクトル接続スイッチ４１を通過する電流もＤＣＤＣコンバータを用いる場合に比べて１／３になるため、ＯＮ損失も低減できる。

さらに、段階的に電圧を高めるので、各スイッチ２１〜２６、３１、４１へ印加される電圧を低く抑えることができ、耐圧性の低い高効率な素子を使うことができる。そのため、例えば図２の構成では、全直列時にスイッチ２６、２３及びリアクトル接続スイッチ４１の３つの素子を通過するが、総ＯＮ損失は昇圧ＤＣＤＣコンバータの１つの素子よりも小さくすることができる。

また、耐圧性の低い素子は低コストであり、リアクトル５１も過渡的にしか用いないので小型化することができる。

以上のように、本実施形態のシステムは昇圧ＤＣＤＣコンバータを用いるよりも高効率であり、かつ低コスト化、小型化が可能である。

次に電力供給装置１００の回生状態での降圧制御について図８、図９を参照して説明する。ここでは、出力電圧Ｖ₁₀₀を２Ｖ₁（図３のＤＣ２の接続状態）からＶ₁（図３のＤＣ１の接続状態）に降圧する場合を例にして説明する。

バッテリモジュールの接続状態を切替る際には、事前にリアクトル接続スイッチ３１をＯＦＦ（遮断状態）にしてから切替えを行う。

バッテリモジュール１１〜１３の接続状態をＤＣ２からＤＣ１に切替えて、リアクトル接続スイッチ３１をＯＮにすると、コンデンサ７１の電圧は２Ｖ₁のままであるので、リアクトル接続スイッチ３１にはＶ₁相当の電圧が印加される。そしてリアクトル接続スイッチ３１をＯＮにすると、図８中に矢印で示すようにコンデンサ７１側からバッテリモジュール１１〜１３側に電流が流れる。このとき、リアクトル５１を介装してあることにより、電流は徐々に増加する。

リアクトル５１に貯められたエネルギが所定値を超えた場合にはリアクトル接続スイッチ３１をＯＦＦにする。そうすると、図９に示すようにリアクトル５１に貯められたエネルギはバッテリモジュール１１〜１３へ供給される。

このように、降圧ＤＣＤＣコンバータを用いることなく、降圧ＤＣＤＣコンバータと同様の効果を得られるので、回生中であってもバッテリモジュール１１〜１３の直列接続数を削減する動作が可能となる。

また、上記の昇圧、降圧制御において、スイッチング制御を行うのは、昇圧制御の場合はリアクトル接続スイッチ４１、降圧制御の場合はリアクトル接続スイッチ３１であり、また、昇圧制御の場合はリアクトル接続スイッチ３１を、降圧制御の場合はリアクトル接続スイッチ４１を遮断状態にすることでバッテリモジュール１１〜１３側またはコンデンサ７１側からの電力の流入を防止しているので、スイッチ２１〜２６の切り替え速度は比較的低速であってもよい。すなわち、スイッチ２１〜２６はリアクトル接続スイッチ３１、４１よりもスイッチング周波数特性が低いもので対応可能である。

以上により本実施形態では、以下のような効果を得ることができる。
（１）図２に示すように、バッテリモジュール１１〜１３と、バッテリモジュール１１〜１３を直列、並列、直並列のいずれの接続状態にも切替ることが可能なスイッチ２１〜２６と、負荷側の最高電圧端子と接続する正極端子６０と、正極端子６０と負荷側の最高電圧端子との間に配置するリアクトル５１と、正極端子６０とリアクトル５１との接続を断接するリアクトル接続スイッチ３１と、リアクトル５１と負荷側の最高電圧端子との接続を断接するリアクトル接続スイッチ４１と、負荷側の最低電圧端子と接続する負極端子６１と、リアクトル接続スイッチ４１とリアクトル５１との間に設けた第１分岐点６３と、リアクトル接続スイッチ３１とリアクトル５１との間に設けた第２分岐点６４と、第１分岐点６３と負極端子６１との間に設けた第１のダイオード４２と、第２分岐点６４と負極端子６１との間に設けた第２のダイオード３２と、を備える構成とするので、リアクトル接続スイッチ３１、４１の制御により、リアクトル５１にエネルギを貯めながら負荷側と電力供給装置との間の電位差を徐々に平滑化することができる。
（２）スイッチ２１〜２６には、個々のバッテリモジュール１１〜１３の電圧程度しか印加されないため、バッテリモジュール１１〜１３の電圧程度の耐圧しか要求されない。これに対してダイオード３２、４２には最大３Ｖ₁の電圧が印加されるため、スイッチ２１〜２６よりも高耐圧が要求される。そこで、ダイオード３２、４２の耐圧をスイッチ２１〜２６よりも高耐圧とする。耐圧性を高めるとコストが上昇するが、一般的にダイオードはスイッチよりも低価格であるため、システム全体としてのコスト上昇を抑制することができる。
（３）バッテリモジュール１１〜１３の接続状態を切替る場合は、出力電圧が段階的に変化するように切替るので、リアクトル接続スイッチ３１、４１に印加される電圧を低減することができる。これによりリアクトル接続スイッチ３１、４１として低耐圧仕様のものを用いることができるので、コスト上昇を抑制しながらインバータ印加電圧を可変にすることができる。
（４）スイッチング動作を行うのは、昇圧の場合はリアクトル接続スイッチ４１、降圧の場合はリアクトル接続スイッチ３１であり、またリアクトル接続スイッチ３１、４１を遮断状態とすることでバッテリモジュール１１〜１３側及びコンデンサ７１側からの電力の流入を阻止できるので、スイッチ２１〜２６のスイッチング速度は比較的遅くてもよい。そこで、リアクトル接続スイッチ３１、４１の周波数特性がスイッチ２１〜２６の周波数特性より高い構成とする。これにより、すべてのドライブ回路の周波数を上げる必要がなくなるので、低コスト化を図ることができる。
（５）負荷側への印加電圧を上昇させる際には、リアクトル接続スイッチ４１により電流を遮断した後に、スイッチ２１〜２６を制御することでバッテリモジュール１１〜１３の接続状態を変更し、その後にリアクトル接続スイッチ４１をスイッチング制御するので、昇圧ＤＣＤＣ構成を不要としながらも、印加電圧を上昇させることが可能である。
（６）負荷側への印加電圧を下降させる際には、リアクトル接続スイッチ３１により電流を遮断した後に、スイッチ２１〜２６を制御することでバッテリモジュール１１〜１３の接続状態を変更し、その後にリアクトル接続スイッチ３１をスイッチング制御するので、降圧ＤＣＤＣ状態を実現することができ、回生中であってもバッテリモジュール１１〜１３の直列数削減動作が可能である。
（７）バッテリモジュール１１〜１３から選択した少なくとも一のバッテリモジュールの充放電を停止する電気回路を構成することができるので、バッテリモジュール１１〜１３を個別に充電することが可能である。

なお、本発明は上記の実施の形態に限定されるわけではなく、特許請求の範囲に記載の技術的思想の範囲内で様々な変更を成し得ることは言うまでもない。

本発明は、ハイブリッド車両や電気自動車等のように、駆動力源として電動機を備える電力供給装置に適用可能である。

本実施形態の電力供給装置を用いたシステム構成を表す図である。電力供給装置の回路構成を表す図である。電力供給装置の接続状態の例を示す図である（その１）。電力供給装置の接続状態の例を示す図である（その２）。電力供給装置の力行時の電力フローを表す図である（その１）。電力供給装置の力行時の電力フローを表す図である（その２）。昇圧時のスイッチング及び出力電圧変化を表す図である。電力供給装置の回生時の電力フローを表す図である（その１）。電力供給装置の回生時の電力フローを表す図である（その２）。

符号の説明

１０モータジェネレータ（ＭＧ）
１１、１２、１３バッテリモジュール
２０インバータ
２１〜２６スイッチ
３０遮断機
３１第２リアクトル接続スイッチ
３２ダイオード
４１第１リアクトル接続スイッチ
４２ダイオード
５１リアクトル
７１コンデンサ
１００電力供給装置

Claims

複数のバッテリモジュールと、
複数のスイッチで構成され前記複数のバッテリモジュールを直列、並列、直並列のいずれの接続状態にも切替ることが可能な直並列切替えユニットと、
負荷側の最高電圧端子と接続する正極端子と、
前記正極端子と前記直並列切替えユニットとの間に配置するリアクトルと、
前記正極端子と前記リアクトルとの接続を断接する第１リアクトル接続変更スイッチと、
前記リアクトルと前記負荷側の最高電圧端子との接続を断接する第２リアクトル接続変更スイッチと、
負荷側の最低電圧端子と接続する負極端子と、
前記第１リアクトル接続変更スイッチと前記リアクトルとの間に設けた第１分岐点と、
前記第２リアクトル接続変更スイッチと前記リアクトルとの間に設けた第２分岐点と、
前記第１分岐点と前記負極端子との間に設けた第１のダイオードと、
前記第２分岐点と前記負極端子との間に設けた第２のダイオードと、
を備え、
前記バッテリモジュールの接続状態を切替える場合は出力電圧が段階的に変化するよう切替え、前記第１リアクトル接続変更スイッチ及び前記第２リアクトル接続変更スイッチの耐圧性は、前記複数のバッテリモジュールをすべて直列接続したときの電圧よりも低いことを特徴とする車両の電力供給装置。
前記第１のダイオード及び第２のダイオードは前記直並列切替えユニットを構成するスイッチよりも耐圧性が高いことを特徴とする請求項１に記載の車両の電力供給装置。
前記直並列切替えユニットを構成するスイッチ及び前記第１、第２リアクトル接続変更スイッチは半導体スイッチであって、
前記第１、第２リアクトル接続変更スイッチは前記直並列切替えユニットを構成するスイッチよりもスイッチング周波数が高いことを特徴とする請求項１または２に記載の車両の電力供給装置。
負荷側への印加電圧を上昇させる際には、前記第１リアクトル接続変更スイッチにより電流を遮断した後に、前記直並列接続変更ユニットを制御することで前記バッテリモジュールの接続状態を変更し、前記接続状態を変更した後に前記第１リアクトル接続変更スイッチをスイッチング制御することを特徴とする請求項１から３のいずれか１つに記載の車両の電力供給装置。
負荷側への印加電圧を下降させる際には、前記第２リアクトル接続変更スイッチにより電流を遮断した後に、前記直並列接続変更ユニットを制御することで前記バッテリモジュールの接続状態を変更し、前記接続状態を変更した後に前記第２リアクトル接続変更スイッチをスイッチング制御することを特徴とする請求項１から４のいずれか一つに記載の車両の電力供給装置。
前記直並列切替えユニットは、前記複数のバッテリモジュールから選択した少なくとも一のバッテリモジュールの充放電を停止する電気回路を構成しうることを特徴とする請求項１から５のいずれか一つに記載の車両の電力供給装置。