JP3050090B2 - 誘電体フィルタ - Google Patents
誘電体フィルタInfo
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- JP3050090B2 JP3050090B2 JP7153317A JP15331795A JP3050090B2 JP 3050090 B2 JP3050090 B2 JP 3050090B2 JP 7153317 A JP7153317 A JP 7153317A JP 15331795 A JP15331795 A JP 15331795A JP 3050090 B2 JP3050090 B2 JP 3050090B2
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- Japan
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- band
- dielectric
- resonance mode
- circuit
- filter
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-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
- H01P1/00—Auxiliary devices
- H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
- H01P1/201—Filters for transverse electromagnetic waves
- H01P1/205—Comb or interdigital filters; Cascaded coaxial cavities
- H01P1/2056—Comb filters or interdigital filters with metallised resonator holes in a dielectric block
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Electromagnetism (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】この発明は、例えば移動体通信機
器などの高周波回路に用いられる誘電体フィルタに関す
る。
器などの高周波回路に用いられる誘電体フィルタに関す
る。
【０００２】
【従来の技術】近年のセルラー方式の移動体通信システ
ムの拡大および進展に伴い、異なった２つの移動体通信
システムの双方で使用可能な機器に用いるフィルタ、あ
るいは２つの移動体通信システムに適用される異なった
機器に共通に用いるフィルタが望まれるようになってい
る。例えば８００ＭＨｚ帯を用いる移動体通信システム
と１．５ＧＨｚ帯を用いる移動体通信システムの両方に
適用する高周波回路において、その２波を通過または減
衰させるフィルタを構成する場合、従来技術によれば、
図１４に示すように、８００ＭＨｚ帯を通過または減衰
させるフィルタＦ１と１．５ＧＨｚ帯を通過または減衰
させるフィルタＦ２を並列に接続してフィルタ回路を構
成することになる。
ムの拡大および進展に伴い、異なった２つの移動体通信
システムの双方で使用可能な機器に用いるフィルタ、あ
るいは２つの移動体通信システムに適用される異なった
機器に共通に用いるフィルタが望まれるようになってい
る。例えば８００ＭＨｚ帯を用いる移動体通信システム
と１．５ＧＨｚ帯を用いる移動体通信システムの両方に
適用する高周波回路において、その２波を通過または減
衰させるフィルタを構成する場合、従来技術によれば、
図１４に示すように、８００ＭＨｚ帯を通過または減衰
させるフィルタＦ１と１．５ＧＨｚ帯を通過または減衰
させるフィルタＦ２を並列に接続してフィルタ回路を構
成することになる。
【０００３】このようにして通過帯域の中心周波数の異
なる２つの帯域通過フィルタを組み合わせることによっ
て図１５に示すように、ｆ１とｆ２の２波を通過させる
帯域通過特性を実現し、また、減衰帯域の中心周波数の
異なる２つの帯域減衰フィルタを組み合わせることによ
って図１６に示すように、ｆ１とｆ２の２波を減衰させ
る帯域減衰特性を実現している。
なる２つの帯域通過フィルタを組み合わせることによっ
て図１５に示すように、ｆ１とｆ２の２波を通過させる
帯域通過特性を実現し、また、減衰帯域の中心周波数の
異なる２つの帯域減衰フィルタを組み合わせることによ
って図１６に示すように、ｆ１とｆ２の２波を減衰させ
る帯域減衰特性を実現している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】ところが、このような
従来の構成では、単に二組のフィルタを並列に接続した
だけでは両者が干渉して、所望の特性は得られない。そ
こで、マッチング回路が必要となる。
従来の構成では、単に二組のフィルタを並列に接続した
だけでは両者が干渉して、所望の特性は得られない。そ
こで、マッチング回路が必要となる。
【０００５】図１７および図１８にそのマッチング回路
の例を示す。図１７においてＢＰＦ１およびＢＰＦ２と
して示す部分はそれぞれ２段の誘電体共振器を用いた帯
域通過フィルタ、Ｍ１およびＭ２はそれぞれ位相調整用
回路である。このようにして位相調整用回路で２つの帯
域通過フィルタを整合させる。また、図１８においてＢ
ＥＦ１およびＢＥＦ２として示す部分はそれぞれ３段の
誘電体共振器を用いた帯域減衰フィルタ、Ｍ１およびＭ
２はそれぞれ位相調整用回路である。このようにして位
相調整用回路で２つの帯域減衰フィルタを整合させる。
の例を示す。図１７においてＢＰＦ１およびＢＰＦ２と
して示す部分はそれぞれ２段の誘電体共振器を用いた帯
域通過フィルタ、Ｍ１およびＭ２はそれぞれ位相調整用
回路である。このようにして位相調整用回路で２つの帯
域通過フィルタを整合させる。また、図１８においてＢ
ＥＦ１およびＢＥＦ２として示す部分はそれぞれ３段の
誘電体共振器を用いた帯域減衰フィルタ、Ｍ１およびＭ
２はそれぞれ位相調整用回路である。このようにして位
相調整用回路で２つの帯域減衰フィルタを整合させる。
【０００６】このように従来の構成では、二組のフィル
タが必要となるばかりか、その二組のフィルタを接続す
るためのマッチング回路も必要となり、全体に大型化
し、コスト高になる問題があった。
タが必要となるばかりか、その二組のフィルタを接続す
るためのマッチング回路も必要となり、全体に大型化
し、コスト高になる問題があった。
【０００７】この発明の目的は、全体に大型化せず、低
コスト化を図ることのできる、２波を通過または減衰さ
せる誘電体フィルタを提供することにある。
コスト化を図ることのできる、２波を通過または減衰さ
せる誘電体フィルタを提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】この発明の誘電体フィル
タは、 ＴＥＭモード誘電体共振器を用いた誘電体フィ
ルタにおいて、前記ＴＥＭモード誘電体共振器の一方を
短絡端、他方を開放端にし、前記短絡端側と前記開放端
側とのインピーダンス比を変えて、基本波共振モードと
３次共振モードの周波数をそれぞれ設定し、複数の前記
誘電体共振器のうち隣接する誘電体共振器間を結合させ
て、前記基本波共振モードにより第１波を通過させ、前
記３次共振モードにより第２波を通過させる結合回路と
ともに、該結合回路と前記誘電体共振器との間を接続す
るリアクタンス素子を設けて、少なくとも前記第１波と
前記第２波との間の帯域に減衰極を生じさせる。
タは、 ＴＥＭモード誘電体共振器を用いた誘電体フィ
ルタにおいて、前記ＴＥＭモード誘電体共振器の一方を
短絡端、他方を開放端にし、前記短絡端側と前記開放端
側とのインピーダンス比を変えて、基本波共振モードと
３次共振モードの周波数をそれぞれ設定し、複数の前記
誘電体共振器のうち隣接する誘電体共振器間を結合させ
て、前記基本波共振モードにより第１波を通過させ、前
記３次共振モードにより第２波を通過させる結合回路と
ともに、該結合回路と前記誘電体共振器との間を接続す
るリアクタンス素子を設けて、少なくとも前記第１波と
前記第２波との間の帯域に減衰極を生じさせる。
【０００９】
【００１０】
【００１１】
【作用】この発明の請求項１に係る誘電体フィルタで
は、ＴＥＭモード誘電体共振器の一方が短絡端、他方が
開放端とされているため、基本波共振モードと３次共振
モードの少なくとも２つの共振モードが生じる。そして
前記短絡端側と前記開放端側とのインピーダンス比の違
いによって、基本波共振モードと３次共振モードの周波
数がそれぞれ設定され、前記基本波共振モードにより第
１波が通過し、前記３次共振モードにより第２波が通過
する。しかも、隣接する誘電体共振器間の結合または外
部回路との結合をとる結合回路と誘電体共振器間に設け
られているリアクタンス素子の作用によって、第１波ま
たは第２波の高域側または低域側に減衰極が生じる。こ
のことにより、第１波または第２波の高域側または低域
側の不要周波数信号を効率良く大きく減衰させることが
できる。
は、ＴＥＭモード誘電体共振器の一方が短絡端、他方が
開放端とされているため、基本波共振モードと３次共振
モードの少なくとも２つの共振モードが生じる。そして
前記短絡端側と前記開放端側とのインピーダンス比の違
いによって、基本波共振モードと３次共振モードの周波
数がそれぞれ設定され、前記基本波共振モードにより第
１波が通過し、前記３次共振モードにより第２波が通過
する。しかも、隣接する誘電体共振器間の結合または外
部回路との結合をとる結合回路と誘電体共振器間に設け
られているリアクタンス素子の作用によって、第１波ま
たは第２波の高域側または低域側に減衰極が生じる。こ
のことにより、第１波または第２波の高域側または低域
側の不要周波数信号を効率良く大きく減衰させることが
できる。
【００１２】
【００１３】
【００１４】
【実施例】先ず帯域通過フィルタの構成を図１〜図６を
基に、以下説明する。
基に、以下説明する。
【００１５】図１はシールドカバーを取り外した状態に
おける帯域通過フィルタの斜視図である。同図において
Ｒａ，Ｒｂはそれぞれλ／４型ＴＥＭモード誘電体共振
器であり、角柱状の誘電体１ａ，１ｂの中心軸に貫通孔
を形成するとともに、その内周面に内導体を形成し、Ｓ
１で示す面を開放端、Ｓ２で示す面を短絡端として、そ
れぞれ５つの面に外導体２ａ，２ｂを形成している。貫
通孔にはそれぞれ端子３ａ，３ｂを挿入している。基板
７の上部にこの２つの誘電体共振器Ｒａ，Ｒｂを取り付
けるとともに、誘電体板４を取り付けている。この誘電
体板４の上面に設けた２つの電極に誘電体共振器の貫通
孔に挿入した端子３ａ，３ｂを接続し、誘電体板４の裏
面側に設けた電極と基板側に設けた入出力電極８とを電
気的に接続している。
おける帯域通過フィルタの斜視図である。同図において
Ｒａ，Ｒｂはそれぞれλ／４型ＴＥＭモード誘電体共振
器であり、角柱状の誘電体１ａ，１ｂの中心軸に貫通孔
を形成するとともに、その内周面に内導体を形成し、Ｓ
１で示す面を開放端、Ｓ２で示す面を短絡端として、そ
れぞれ５つの面に外導体２ａ，２ｂを形成している。貫
通孔にはそれぞれ端子３ａ，３ｂを挿入している。基板
７の上部にこの２つの誘電体共振器Ｒａ，Ｒｂを取り付
けるとともに、誘電体板４を取り付けている。この誘電
体板４の上面に設けた２つの電極に誘電体共振器の貫通
孔に挿入した端子３ａ，３ｂを接続し、誘電体板４の裏
面側に設けた電極と基板側に設けた入出力電極８とを電
気的に接続している。
【００１６】図２の（Ａ）および（Ｂ）は図１に示した
誘電体板の上面図および底面図である。誘電体板４の上
面には２つの電極５ａ，５ｂを設け、裏面に２つの電極
６ａ，６ｂを形成している。これにより電極５ａ−６ａ
間に静電容量Ｃ１、電極５ｂ−６ｂ間に静電容量Ｃ３、
および電極５ａ−５ｂ間に静電容量Ｃ２をそれぞれ生じ
させている。
誘電体板の上面図および底面図である。誘電体板４の上
面には２つの電極５ａ，５ｂを設け、裏面に２つの電極
６ａ，６ｂを形成している。これにより電極５ａ−６ａ
間に静電容量Ｃ１、電極５ｂ−６ｂ間に静電容量Ｃ３、
および電極５ａ−５ｂ間に静電容量Ｃ２をそれぞれ生じ
させている。
【００１７】図３は図１に示した帯域通過フィルタの等
価回路図である。このように２段の誘電体共振器からな
る帯域通過フィルタ回路を構成する。
価回路図である。このように２段の誘電体共振器からな
る帯域通過フィルタ回路を構成する。
【００１８】図４は図１に示した帯域通過フィルタの特
性図である。同図において横軸は周波数、縦軸は減衰量
（ｄＢ）であり、Ｓ２１は入出力間の通過特性、Ｓ１１
は入力側の反射特性、Ｓ２２は出力側の反射特性であ
る。このように共振器Ｒａ，Ｒｂの基本波共振モードの
周波数を８００ＭＨｚ、３次共振モードの周波数を１．
９ＧＨｚとすることによって、８００ＭＨｚ帯と１．９
ＧＨｚ帯の２波を通過させる帯域通過フィルタ特性を得
る。
性図である。同図において横軸は周波数、縦軸は減衰量
（ｄＢ）であり、Ｓ２１は入出力間の通過特性、Ｓ１１
は入力側の反射特性、Ｓ２２は出力側の反射特性であ
る。このように共振器Ｒａ，Ｒｂの基本波共振モードの
周波数を８００ＭＨｚ、３次共振モードの周波数を１．
９ＧＨｚとすることによって、８００ＭＨｚ帯と１．９
ＧＨｚ帯の２波を通過させる帯域通過フィルタ特性を得
る。
【００１９】ところで、上記基本波共振モードの周波数
と３次共振モードの周波数を所定値に設定するために、
誘電体共振器の短絡端側と開放端側とのインピーダンス
比を変える。図５および図６はその例を示す図である。
例えば図５の（Ａ）に示すように、短絡端側に比べて開
放端側の内導体径を大きくすれば、基本波共振モードに
おける電界エネルギの大きな領域での静電容量成分が大
きくなるため、基本波共振モードの共振周波数が低下す
る。一方の３次共振モードでは、内導体径の大きな領域
Ｌ１に電界エネルギの山と谷のいずれもが分布するた
め、３次共振モードの共振周波数はあまり変化しない。
その結果、図６の（Ａ）に示すように、基本波共振モー
ドの周波数ｆ１に対する３次共振モードの周波数ｆ２が
相対的に高くなることになる。すなわちｆ１とｆ２との
周波数差が広がることになる。逆に、図５の（Ｂ）に示
すように、開放端側に比べて短絡端側の内導体径を大き
くすれば、３次共振モードにおける電界エネルギの比較
的集中する領域での静電容量成分が大きくなるため、３
次共振モードの共振周波数が低下する。一方の基本波共
振モードでは、内導体径の大きな領域Ｌ２での電界エネ
ルギが比較的小さいため、基本波共振モードの共振周波
数はあまり変化しない。その結果、図６の（Ｂ）に示す
ように、基本波共振モードの周波数ｆ１に対する３次共
振モードの周波数ｆ２が相対的に低くなることになる。
すなわちｆ１とｆ２との周波数差が狭まることになる。
と３次共振モードの周波数を所定値に設定するために、
誘電体共振器の短絡端側と開放端側とのインピーダンス
比を変える。図５および図６はその例を示す図である。
例えば図５の（Ａ）に示すように、短絡端側に比べて開
放端側の内導体径を大きくすれば、基本波共振モードに
おける電界エネルギの大きな領域での静電容量成分が大
きくなるため、基本波共振モードの共振周波数が低下す
る。一方の３次共振モードでは、内導体径の大きな領域
Ｌ１に電界エネルギの山と谷のいずれもが分布するた
め、３次共振モードの共振周波数はあまり変化しない。
その結果、図６の（Ａ）に示すように、基本波共振モー
ドの周波数ｆ１に対する３次共振モードの周波数ｆ２が
相対的に高くなることになる。すなわちｆ１とｆ２との
周波数差が広がることになる。逆に、図５の（Ｂ）に示
すように、開放端側に比べて短絡端側の内導体径を大き
くすれば、３次共振モードにおける電界エネルギの比較
的集中する領域での静電容量成分が大きくなるため、３
次共振モードの共振周波数が低下する。一方の基本波共
振モードでは、内導体径の大きな領域Ｌ２での電界エネ
ルギが比較的小さいため、基本波共振モードの共振周波
数はあまり変化しない。その結果、図６の（Ｂ）に示す
ように、基本波共振モードの周波数ｆ１に対する３次共
振モードの周波数ｆ２が相対的に低くなることになる。
すなわちｆ１とｆ２との周波数差が狭まることになる。
【００２０】尚、内導体径を変える代わりに、図５の
（Ｃ），（Ｄ）に示すように、外導体のサイズを変える
ようにしてもよい。例えば（Ｃ）に示すように、開放端
側より短絡端側の外導体サイズを小さくすることによっ
て、（Ｂ）の場合と同様の効果によって、ｆ１とｆ２と
の周波数差が狭まり、（Ｄ）に示すように、短絡端側よ
り開放端側の外導体サイズを小さくすることによって、
（Ａ）の場合と同様の効果によって、ｆ１とｆ２との周
波数差が広がることになる。
（Ｃ），（Ｄ）に示すように、外導体のサイズを変える
ようにしてもよい。例えば（Ｃ）に示すように、開放端
側より短絡端側の外導体サイズを小さくすることによっ
て、（Ｂ）の場合と同様の効果によって、ｆ１とｆ２と
の周波数差が狭まり、（Ｄ）に示すように、短絡端側よ
り開放端側の外導体サイズを小さくすることによって、
（Ａ）の場合と同様の効果によって、ｆ１とｆ２との周
波数差が広がることになる。
【００２１】以上に示したように、軸方向の寸法Ｌ１，
Ｌ２および内導体径または外導体サイズの設定によっ
て、基本波共振モードの周波数と３次共振モードの周波
数をそれぞれ所定値に設定する。
Ｌ２および内導体径または外導体サイズの設定によっ
て、基本波共振モードの周波数と３次共振モードの周波
数をそれぞれ所定値に設定する。
【００２２】次に、この発明の実施例に係る帯域通過フ
ィルタの構成を図７〜図９を基に説明する。
ィルタの構成を図７〜図９を基に説明する。
【００２３】図７は帯域通過フィルタの平面図であり、
基板７の上部に２つのＴＥＭモード誘電体共振器Ｒａ，
Ｒｂとともに誘電体板４を設けている。図１に示した第
１の実施例と異なる点は、誘電体板４に電極１０ａ，１
０ｂを設け、この２つの電極１０ａ，１０ｂと他の２つ
の電極５ａ，５ｂ間にリアクタンス素子としてのチップ
インダクタ１１ａ，１１ｂを実装し、誘電体共振器の端
子３ａ，３ｂを電極１０ａ，１０ｂに接続するようにし
た点である。
基板７の上部に２つのＴＥＭモード誘電体共振器Ｒａ，
Ｒｂとともに誘電体板４を設けている。図１に示した第
１の実施例と異なる点は、誘電体板４に電極１０ａ，１
０ｂを設け、この２つの電極１０ａ，１０ｂと他の２つ
の電極５ａ，５ｂ間にリアクタンス素子としてのチップ
インダクタ１１ａ，１１ｂを実装し、誘電体共振器の端
子３ａ，３ｂを電極１０ａ，１０ｂに接続するようにし
た点である。
【００２４】図８は図７に示した帯域通過フィルタの等
価回路図であり、図９はその特性図である。図８におい
てＬａ，Ｌｂは上記チップインダクタ１１ａ，１１ｂに
相当するインダクタである。このように共振器と結合回
路間にインダクタを接続したことにより、図９に示すよ
うに第１波ｆ１と第２波ｆ２間および第２波ｆ２の高域
側にそれぞれ減衰極が生じる。この場合、インダクタＬ
ａ，Ｌｂのインダクタンスを大きくすると減衰極の周波
数ｆｄ１は低くなり、ｆｄ２は高くなる。逆に、インダ
クタＬａ，Ｌｂのインダクタンスを小さくすると減衰極
の周波数ｆｄ１は高くなり、ｆｄ２は低くなる。
価回路図であり、図９はその特性図である。図８におい
てＬａ，Ｌｂは上記チップインダクタ１１ａ，１１ｂに
相当するインダクタである。このように共振器と結合回
路間にインダクタを接続したことにより、図９に示すよ
うに第１波ｆ１と第２波ｆ２間および第２波ｆ２の高域
側にそれぞれ減衰極が生じる。この場合、インダクタＬ
ａ，Ｌｂのインダクタンスを大きくすると減衰極の周波
数ｆｄ１は低くなり、ｆｄ２は高くなる。逆に、インダ
クタＬａ，Ｌｂのインダクタンスを小さくすると減衰極
の周波数ｆｄ１は高くなり、ｆｄ２は低くなる。
【００２５】なお、図７に示した例では、チップインダ
クタを用いたが、コイルであってもよく、また誘電体共
振器から引き出した端子３ａ，３ｂの長さ（誘電体共振
器と誘電体板４との間隔）を変えることによってインダ
クタンスの値を定めてもよい。
クタを用いたが、コイルであってもよく、また誘電体共
振器から引き出した端子３ａ，３ｂの長さ（誘電体共振
器と誘電体板４との間隔）を変えることによってインダ
クタンスの値を定めてもよい。
【００２６】次に、他の帯域通過フィルタの構成を図１
０および図１１に示す。この第３の実施例は単一の誘電
体ブロックに構成した例である。
０および図１１に示す。この第３の実施例は単一の誘電
体ブロックに構成した例である。
【００２７】図１０において（Ａ）は全体の斜視図、
（Ｂ）はそれを裏返した状態における一部破断斜視図で
ある。誘電体ブロック１にはステップ構造の２つの貫通
孔１２ａ，１２ｂを設け、それぞれの内周面に内導体１
５を形成している。内導体１５には一部にギャップ部１
６を設けて、その部分に静電容量を生じさせている。誘
電ブロックの外面には外導体２および入出力導体１４な
どを形成している。
（Ｂ）はそれを裏返した状態における一部破断斜視図で
ある。誘電体ブロック１にはステップ構造の２つの貫通
孔１２ａ，１２ｂを設け、それぞれの内周面に内導体１
５を形成している。内導体１５には一部にギャップ部１
６を設けて、その部分に静電容量を生じさせている。誘
電ブロックの外面には外導体２および入出力導体１４な
どを形成している。
【００２８】図１１は図１０に示した等価回路図であ
る。図１１において、Ｒａ，Ｒｂは貫通孔１２ａ，１２
ｂの内周面の内導体と誘電体ブロックおよび外導体とに
より構成された誘電体共振器、Ｃａ，Ｃｂは内導体と入
出力導体間に生じる外部結合容量である。
る。図１１において、Ｒａ，Ｒｂは貫通孔１２ａ，１２
ｂの内周面の内導体と誘電体ブロックおよび外導体とに
より構成された誘電体共振器、Ｃａ，Ｃｂは内導体と入
出力導体間に生じる外部結合容量である。
【００２９】図１０に示したように、貫通孔１２ａ，１
２ｂの内径を短絡端側と開放端側とで異ならせて、短絡
端側と開放端側とのインピーダンス比を変えるととも
に、共振器の軸長、貫通孔１２ａ，１２ｂ間のピッチお
よび内導体の一部に設けるギャップの寸法を定めること
によって２波を通過させる帯域通過フィルタ特性を得
る。
２ｂの内径を短絡端側と開放端側とで異ならせて、短絡
端側と開放端側とのインピーダンス比を変えるととも
に、共振器の軸長、貫通孔１２ａ，１２ｂ間のピッチお
よび内導体の一部に設けるギャップの寸法を定めること
によって２波を通過させる帯域通過フィルタ特性を得
る。
【００３０】次に、帯域減衰フィルタの構成を図１２お
よび図１３に示す。図１２は帯域減衰フィルタの平面図
である。基板７にはチップコンデンサ１７ａ，１７ｂ，
１７ｃの裏面が接続される電極と入力電極８，９および
λ／４伝送ライン１８ａ，１８ｂを形成している。基板
７の上部には３つのＴＥＭモード誘電体共振器Ｒａ，Ｒ
ｂ，Ｒｃおよびチップコンデンサ１７ａ，１７ｂ，１７
ｃを実装するとともに、誘電体共振器の端子３ａ，３
ｂ，３ｃをチップコンデンサ１７ａ，１７ｂ，１７ｃの
表面電極にそれぞれ接続している。
よび図１３に示す。図１２は帯域減衰フィルタの平面図
である。基板７にはチップコンデンサ１７ａ，１７ｂ，
１７ｃの裏面が接続される電極と入力電極８，９および
λ／４伝送ライン１８ａ，１８ｂを形成している。基板
７の上部には３つのＴＥＭモード誘電体共振器Ｒａ，Ｒ
ｂ，Ｒｃおよびチップコンデンサ１７ａ，１７ｂ，１７
ｃを実装するとともに、誘電体共振器の端子３ａ，３
ｂ，３ｃをチップコンデンサ１７ａ，１７ｂ，１７ｃの
表面電極にそれぞれ接続している。
【００３１】図１３は図１２に示した帯域減衰フィルタ
の等価回路図である。Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃは図１２におけ
るチップコンデンサ１７ａ，１７ｂ，１７ｃに相当す
る。ここでλ／４伝送ライン１８ａ，１８ｂの電気長を
基本波共振モードの周波数における１／４波長に等しい
とすれば、その電気長は３次共振モードの周波数におけ
る３／４波長にも略等く、隣接する共振器間の位相差は
９０°に略等しいため、３次共振モードの周波数におい
ても、図１２に示したフィルタは帯域減衰特性を示すこ
とになる。
の等価回路図である。Ｃａ，Ｃｂ，Ｃｃは図１２におけ
るチップコンデンサ１７ａ，１７ｂ，１７ｃに相当す
る。ここでλ／４伝送ライン１８ａ，１８ｂの電気長を
基本波共振モードの周波数における１／４波長に等しい
とすれば、その電気長は３次共振モードの周波数におけ
る３／４波長にも略等く、隣接する共振器間の位相差は
９０°に略等しいため、３次共振モードの周波数におい
ても、図１２に示したフィルタは帯域減衰特性を示すこ
とになる。
【００３２】上記第４の実施例に係る帯域減衰フィルタ
の特性は図１６に示した例と同様となる。このフィルタ
を例えば送信フィルタに用いる場合、図１６におけるＡ
を８１０〜８３０ＭＨｚの減衰帯域、Ｂを９４０〜９６
０ＭＨｚの通過帯域、Ｃを１４２９〜１４５３ＭＨｚの
通過帯域、Ｄを１４７７〜１５０１ＭＨｚの減衰帯域と
すれば、８００ＭＨｚ帯を使用する移動体通信システム
と１．５ＧＨｚ帯を使用する移動体通信システムに共用
可能となる。
の特性は図１６に示した例と同様となる。このフィルタ
を例えば送信フィルタに用いる場合、図１６におけるＡ
を８１０〜８３０ＭＨｚの減衰帯域、Ｂを９４０〜９６
０ＭＨｚの通過帯域、Ｃを１４２９〜１４５３ＭＨｚの
通過帯域、Ｄを１４７７〜１５０１ＭＨｚの減衰帯域と
すれば、８００ＭＨｚ帯を使用する移動体通信システム
と１．５ＧＨｚ帯を使用する移動体通信システムに共用
可能となる。
【００３３】
【発明の効果】この発明の請求項１に係る誘電体フィル
タによれば、一組の誘電体フィルタによって２波を通過
させることが可能であり、しかも二組のフィルタを接続
するためのマッチング回路も不要となるため、全体に小
型化し、低コスト化が図られる。しかも、少なくとも第
１波と第２波との間の帯域に減衰極が生じるため、第１
波と第２波との間の帯域における不要周波数信号を効率
良く大きく減衰させることができる。
タによれば、一組の誘電体フィルタによって２波を通過
させることが可能であり、しかも二組のフィルタを接続
するためのマッチング回路も不要となるため、全体に小
型化し、低コスト化が図られる。しかも、少なくとも第
１波と第２波との間の帯域に減衰極が生じるため、第１
波と第２波との間の帯域における不要周波数信号を効率
良く大きく減衰させることができる。
【００３４】
【００３５】
【図１】帯域通過フィルタの斜視図である。
【図２】図１に示す誘電体板の構造を示す図である。
【図３】帯域通過フィルタの等価回路図である。
【図４】帯域通過フィルタの特性図である。
【図５】短絡端側と開放端側とのインピーダンス比の調
整例を示す図である。
整例を示す図である。
【図６】図５に示す調整による、基本波共振モードに対
する３次共振モードの周波数差の変化の例を示す図であ
る。
する３次共振モードの周波数差の変化の例を示す図であ
る。
【図７】実施例に係る帯域通過フィルタの平面図であ
る。
る。
【図８】同帯域通過フィルタの等価回路図である。
【図９】同帯域通過フィルタの特性図である。
【図１０】他の帯域通過フィルタの斜視図である。
【図１１】同帯域通過フィルタの等価回路図である。
【図１２】帯域減衰フィルタの平面図である。
【図１３】同帯域減衰フィルタの等価回路図である。
【図１４】従来のフィルタ回路の構成図である。
【図１５】図１４に示す回路の特性例を示す図である。
【図１６】図１４に示す回路の特性例を示す図である。
【図１７】従来の帯域通過フィルタにおけるマッチング
回路の例を示す図である。
回路の例を示す図である。
【図１８】従来の帯域減衰フィルタにおけるマッチング
回路の例を示す図である。
回路の例を示す図である。
１，１ａ，１ｂ−誘電体（誘電体ブロック） ２，２ａ，２ｂ−外導体 ３ａ，３ｂ−端子 ４−誘電体板 ５ａ，５ｂ，６ａ，６ｂ−導体 ７−基板 ８，９−入出力電極 １１ａ，１１ｂ−チップインダクタ １２ａ，１２ｂ−貫通孔 １３ａ，１３ｂ−導体 １４−入出力導体 １５−内導体 １６−ギャップ部 １７ａ，１７ｂ，１７ｃ−チップコンデンサ １８ａ，１８ｂ−λ／４伝送ライン
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 平４−200101（ＪＰ，Ａ) 実開 昭61−1902（ＪＰ，Ｕ) 実開 平４−85901（ＪＰ，Ｕ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H01P 1/205
Claims (1)
- 【請求項１】 ＴＥＭモード誘電体共振器を用いた誘電
体フィルタにおいて、 前記ＴＥＭモード誘電体共振器の一方を短絡端、他方を
開放端にし、前記短絡端側と前記開放端側とのインピー
ダンス比を変えて、基本波共振モードと３次共振モード
の周波数をそれぞれ設定し、複数の前記 誘電体共振器のうち隣接する誘電体共振器間
を結合させて、前記基本波共振モードにより第１波を通
過させ、前記３次共振モードにより第２波を通過させる
結合回路とともに、該結合回路と前記誘電体共振器との
間を接続するリアクタンス素子を設けて、少なくとも前
記第１波と前記第２波との間の帯域に減衰極を生じさせ
たことを特徴とする誘電体フィルタ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7153317A JP3050090B2 (ja) | 1995-06-20 | 1995-06-20 | 誘電体フィルタ |
| GB9612765A GB2302453B (en) | 1995-06-20 | 1996-06-19 | Dielectric filter |
| DE1996124691 DE19624691C2 (de) | 1995-06-20 | 1996-06-20 | Mobilkommunikationseinheit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7153317A JP3050090B2 (ja) | 1995-06-20 | 1995-06-20 | 誘電体フィルタ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH098505A JPH098505A (ja) | 1997-01-10 |
| JP3050090B2 true JP3050090B2 (ja) | 2000-06-05 |
Family
ID=15559857
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7153317A Expired - Lifetime JP3050090B2 (ja) | 1995-06-20 | 1995-06-20 | 誘電体フィルタ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3050090B2 (ja) |
| DE (1) | DE19624691C2 (ja) |
| GB (1) | GB2302453B (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI102430B1 (fi) * | 1996-09-11 | 1998-11-30 | Lk Products Oy | Impedanssiaskelresonaattoreilla toteutettu suodatusratkaisu |
| JP3823409B2 (ja) * | 1997-01-17 | 2006-09-20 | 松下電器産業株式会社 | 積層フィルタ |
| JP3329278B2 (ja) * | 1998-08-11 | 2002-09-30 | 株式会社村田製作所 | 周波数可変型フィルタ、デュプレクサ及び通信機装置 |
| KR100313717B1 (ko) * | 1999-09-13 | 2001-11-15 | 최춘권 | 대칭적인 감쇄극 특성을 갖는 유전체 공진기형 대역 통과 필터 |
| JP4634912B2 (ja) * | 2005-11-08 | 2011-02-16 | 株式会社エヌ・ティ・ティ・ドコモ | 可変共振器 |
| US9941563B2 (en) | 2014-09-30 | 2018-04-10 | Skyworks Solutions, Inc. | Ceramic filter using stepped impedance resonators having an inner cavity with at least one step and taper |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| JPH07147503A (ja) * | 1993-11-24 | 1995-06-06 | Murata Mfg Co Ltd | 誘電体フィルタ |
| JP3211547B2 (ja) * | 1994-01-25 | 2001-09-25 | 株式会社村田製作所 | 誘電体フィルタ |
-
1995
- 1995-06-20 JP JP7153317A patent/JP3050090B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1996
- 1996-06-19 GB GB9612765A patent/GB2302453B/en not_active Expired - Lifetime
- 1996-06-20 DE DE1996124691 patent/DE19624691C2/de not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE19624691A1 (de) | 1997-01-09 |
| JPH098505A (ja) | 1997-01-10 |
| DE19624691C2 (de) | 1999-02-18 |
| GB2302453A (en) | 1997-01-15 |
| GB9612765D0 (en) | 1996-08-21 |
| GB2302453B (en) | 1999-08-18 |
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