JP2005253059A - 可変共振器及び可変移相器 - Google Patents

Abstract

【課題】簡単な構造であり、制御が容易で再現性が高く、かつ低損失な可変共振器を提供する。
【解決手段】裏面に地導体層１１を形成された誘電体基板１２と、その表面に形成された信号導体１３と、スイッチ１４とから可変共振器１０を形成し、この信号導体を、複数の第１線路１３−１と、これら第１線路の全てに接続されている第２線路１３−２から構成し、第１線路は第２線路の線路幅よりも広い線路幅を持ち、これにより信号導体は第２線路の線路長よりも長い信号経路を持ち、これら第１線路の端部間にスイッチ１４の両端子を接続し、スイッチの開／閉制御により両端子が接続した線路間を電気的に開放または導通制御して信号経路長を変化させて、これにより共振周波数を変化させる。
【選択図】 図３−１

Description

本発明は、一般に高周波電気回路の分野に関し、任意の周波数に共振周波数を設定できる可変共振器と、信号の位相を任意に変化させることができる可変移相器に関する。

高周波を用いた無線通信の分野においては、数多い信号の中から特定の周波数の信号を取り出すことで、必要な信号と不必要な信号を分別している。この機能を果たす回路はフィルタと呼ばれ、多くの無線通信装置に搭載されている。これらのフィルタは、主にその設計パラメータである中心周波数、帯域幅等は不変のものである。このようなフィルタを用いた無線通信装置で複数の周波数帯、様々な周波数帯域幅を用いる場合は、使用する周波数帯域や帯域幅のフィルタを複数個用意し、スイッチ等で切り替える方法が考えられる。この場合には、回路規模が大きくなるため装置が大型化してしまうという課題がある。この課題に対し、これまでに中心周波数、帯域幅を可変とするフィルタの実現のため、フィルタの構成要素である共振器の共振周波数を可変とする方法が考えられてきた。

例えば、（特許文献１）によれば、平行平板によるコンデンサと、インダクタから共振器を構成し、平行平板の間隔を機械的に変化させることで、共振周波数を変化させている。これは、集中定数回路素子を用いて可変共振器を構成した例である。
また、例えば、（非特許文献１）によれば、分布定数回路であるマイクロストリップ線路を用いた共振器も知られている。すなわち、図１はマイクロストリップ線路を用いた従来技術に係る先端短絡λ／４共振器の構成を示し、図１（ａ）は平面図、図１（ｂ）はＡ１−Ａ１’線で切断した切断側面図、図１（ｃ）はＡ２−Ａ２’線 からみた側面図である。

この共振器２１０は、図１（ａ）において示すように、背面に地導体２１１（図１（ｂ）参照）を有する誘電体基板２１２上に銀を用いて形成されたマイクロストリップ線路２１３からなり、このマイクロストリップ線路２１３は、線路幅Ｗが一定で、長さＬを持ち、一端２１３ａは誘電体基板の縁で地導体２１１と短絡され（図１（ｃ）参照）、他端部２１３ｂは、伝送線路２１４に接続されている。
図２（ａ）はこの従来例のマイクロストリップ線路２１３の電流分布を示す。図からわかるように線路２１３の縁の部分に最も電流が集中している。

また、図２（ｂ）はこの従来例における反射係数のシミュレーション結果を示す。図において反射係数が最も小さい周波数が共振周波数である。
また、移相器については、複数のアンテナを用い、それぞれのアンテナに位相を変化させた信号を入力することで指向性を高めることができるアンテナ装置において、指向性を任意に変更するためには、各アンテナに入力される信号の位相をコントロールすることが必要であり、位相を任意に変更することができる、可変移相器が必要となる。
例えば、（特許文献２）においては、強誘電体基板上に形成したマイクロストリップ線路を用い、強誘電体基板に電圧を印加して誘電率を変化させることでマイクロストリップ線路を伝達する信号の波長を変化させ、入力信号と出力信号の位相差を可変とする方法が提案されている。
特開平６−６１０９２号公報 特開平６−２１６６０２号公報 実用マイクロ波技術講座、第３巻、第２４−２５頁、第４８−４９頁、第１９９−２００頁、第２１９−２２１頁

しかしながら、可変共振器において、特許文献１に示す構成の場合、平行平板間隔により共振周波数が変化するが、機械的にかつ連続的に変化する構造であるため、平板の間隔を変化させるための構造が複雑となり、また更に温度等の共振器周辺の環境によって、周波数変化量が影響を受けるため再現性に乏しく、制御が困難という課題がある。
また、文献２に示す構成の場合、共振周波数を可変とする有効な方法がなかった。
次に可変移相器においては、特許文献２に示す構成の場合、用いられている強誘電体材料は、通常の誘電体材料に比べ誘電損失（tanδ）が大きいため、損失が大きくなるという課題がある。また強誘電体材料は印加電圧と誘電率の関係にヒステリシス特性を有するため、例えば同じ電圧を２回印加した場合、印加電圧と印加した直前の状態により誘電率が決まるため、場合によっては変化する位相量が異なることがあるため、位相の制御が困難という課題も有する。

本発明では、これらの課題に対し、簡単な構造で、それぞれ共振周波数や位相の制御が高再現性で容易であると共に、低損失な可変共振器、可変移相器の実現を目的とする。

前記課題を解決するため、本発明は、高周波電気信号が信号導体の外縁部に集中することを利用し、信号導体の形状を工夫して、高周波信号が集中して通る特定の経路を形成するとともに、この経路長をスイッチの開閉により変更できるように構成し、これにより共振周波数または位相を変化させる。
本発明は、特定の周波数の電気信号に対し共振を起こす信号導体と、誘電体を介してこれと対向して配置した地導体と、１つ以上のスイッチとから可変共振器を構成し、信号導体は一つまたは所定間隔だけ離れた複数の第１線路と第１線路全てに接続されている第２線路から構成し、第１線路は第２線路の線路幅とは異なる線路幅を持ち、これにより第２線路の線路長よりも長い信号経路を形成し、スイッチの一方の端子を第１線路に接続し他方の端子を第２線路に接続するか、またはスイッチの両端子を複数個の第１線路に接続し、スイッチを開または閉させることでスイッチの両端子が接続されている線路間を電気的に開放または導通制御して信号経路長を変化させ、これにより共振する周波数を変化させる。

さらに、本発明は、第１線路の１つと地導体との間を開または閉させる接地用スイッチを具える。
さらにまた本発明は、スイッチの両端子を複数の第１線路の端部間に接続する。
同様に本発明は、信号導体と、誘電体を介してこれと対向して配置した地導体と、１つ以上のスイッチとから可変移相器を構成し、信号導体は一つまたは所定間隔だけ離れた複数の第１線路と前記第１線路全てに接続されている第２線路から構成し、第１線路は第２線路の線路幅とは異なる線路幅を持ち、これにより第２線路の線路長よりも長い信号経路を形成し、スイッチの一方の端子を第１線路に接続し他方の端子を第２線路に接続するか、またはスイッチの両端子を複数の第１線路に接続し、前記スイッチを開または閉させることでスイッチの両端子が接続されている線路間を電気的に開放または導通制御して信号経路長を変化させ、これにより信号の位相を変化させる。
さらに本発明は、スイッチの両端子を複数の第１線路の端部間に接続する。

本発明によれば、スイッチの働きにより共振周波数または位相を変化させるためその変化量はきわめて高い再現性を有する。また、簡単な構造であるため容易に作製でき、挿入損失も小さい可変共振器、可変移相器の実現が可能である。
さらに、本発明による可変共振器および可変移相器において、それぞれを構成するスイッチとして、ＭＥＭＳスイッチを用いることで、優れた特性を有する可変共振器、可変移相器とすることが可能である。

さて、信号導体を伝わる電気信号は、周波数が高くなればなるほど、信号導体の表面に集中する特徴を有する。これは高周波信号の表皮効果によるもので、電気信号が信号導体の表面からその内部に向かって侵入する深さは表皮深さ(Skin Depth)Ｓと呼ばれ、（式１）で表される。

ここで、ｆは周波数、σは導体の導電率、μは導体の透磁率である。
薄膜信号導体中を信号が伝播する場合、図１（ａ）に示した従来例のマイクロストリップ線路１１３の電流分布を示した図２（ａ）から分かるように、線路の外縁部に信号電流が集中して流れる傾向がある。
本発明は、この現象を利用する。
図３−１（ａ）は、マイクロストリップ線路を用いた場合の本発明の可変共振器の原理構成の平面図、図３−１（ｂ）はＡ１−Ａ１’線で切断した切断側面図、図３−１（ｃ）はＡ２−Ａ２’線 からみた断面図、図３−２（ｄ）は図３−１（ａ）の構成を異なる観点から捉えた場合の平面図である。

この可変共振器１０は、図３−１（ａ）において２点鎖線で囲んで示すように、背面に地導体１１を有する誘電体基板１２上に形成されたマイクロストリップ線路１３と、スイッチ１４とから構成されている。マイクロストリップ線路１３は、幅がＷ１、長さがＴの矩形形状のｎ個（ｎは１以上の整数）の第１線路１３−１と、幅がＷ１よりも小さいＷ２、長さがＴよりも大きいＬの矩形形状の第２線路１３−２とから構成される。なお、第１線路の幅Ｗ１及び長さＴの定義については後に詳述する。
第２線路１３−２の一端１３ａは誘電体基板の縁で地導体１１と短絡され（図３−１（ｃ）参照）、他端部１３ｂは伝送線路１５に接続されている。なお、地導体に接続されることに限定されない。

第２線路１３−２は、図１（ａ）に示された従来例のマイクロストリップ線路２１３と同じく矩形形状を持ち、この第２線路１３−２の一端１３ａから他端１３ｂまでの長さがＬの間に、一つまたは互いに並行に形成された複数個の第１線路１３−１の中央部が一体に接続形成されている。
ここで、第１線路の長さ及び幅について定義すると、第１線路と第２線路の外縁が交わる交点ｐ１、ｐ２、ｐ３、ｐ４のうちの、第２線路の同一側縁上の２交点、例えばｐ１とｐ２、またはｐ３とｐ４、との間の距離Ｔを以って第１線路の長さと定義し、この２交点を結んだ直線線分ｔｐｐに対する法線方向で最も遠い第１線路の両端部上の２点ｑ１とｑ２との間の距離Ｗ１を以って、第１線路の幅と定義する（図３−１（ａ）参照）が、線路が湾曲形状或いはＳ字形状等の曲線形状を持つもので構成されても良く、設計に応じて長さと幅の定義の仕方が変わっても良い。

なお、図３−１（ａ）において、伝送線路１５と第２線路とが異なる向きの斜線を施して描かれ、さらに第１線路１３−１と第２線路１３−２とも異なる向きの斜線を施して描かれ、かつ第１と第２線路との接続部ではそれらが恰も重畳して形成されているように描かれ、上記説明でも第２線路に第１線路が重畳接続されていると述べているが、これら１３−１、１３−２、１５は基板上に一体に形成した導体膜からなり、実際には重畳しておらず、境界線は存在していないが、それぞれの線路部分の理解を明確化する便宜上このように示したものである。

したがって、観点を変えると（すなわち第２の観点からみると）、図３−２（ｄ）に示す如く、一定幅Ｗ２、長さＬを持つ第２線路１３−２の両外縁部（図３−２（ｄ）において左右の縁）に、長さＴ、幅△ｌ の矩形状の第１線路１３−１Ａと１３−１Ｂが別個にそれぞれ接続されたものと定義すると上記重畳問題は生じない。また、この場合（図３−２（ｄ）の場合）の第１線路１３−１Ａまたは１３−１Ｂの線路幅は、Ｗ１＝Ｗ２＋△ｌ と捉えると最初の観点でのＷ１＞Ｗ２と矛盾しない。また、この第２の観点で第１線路を捉えた場合には、第１線路１３−１Ａ及び１３−１Ｂは左右の対称位置において第２線路に接続されていなくてもよいので、第２線路の長さ方向で異なる左右縁位置に接続することもでき、ひいてはその形状が左右で異なったものであってもよい。

このように、観点がどのようなものであっても、本願発明の信号導体１３は、第２線路のみの場合に外縁部を流れる信号電流経路長に較べてより長い、第１線路と第２線路の外殻の長さを加算した信号電流経路長が形成されるような、一つまたは複数個の第１線路を第２線路に接続したものであれば良い。
なお、第１線路の形状は矩形に限ることはなく種々変形可能である。
その変形例として、例えば、図５や図６のような構造でも構わないし、ここで例示した以外の構造でも、信号が第１線路の外縁部を通ることにより信号導体１３の長さ方向の最短経路α（図４（ａ）参照）を通らないで、より長い迂回経路を通る形状であれば構わない。なお、図５及び図６において、図３と同じ部分は同じ参照数字を付して示す。

図５を見ると第１線路の外端部における、直線線分ｔｐｐから法線方向で最も遠い点ｑ１とｑ２がはっきりし、したがって、第１線路の幅Ｗ１が容易に理解できる。
また図６を見ると第１線路の外縁が第２線路の外縁と交わる交点ｐ１、ｐ２、ｐ３、ｐ４がはっきりし、したがって第１線路の長さＴが容易に理解できる。
この第１線路の個数ｎは、所望の周波数変化量によって決める。ただし、原理的には少なくとも一つの第１線路が第２線路に接続形成されていれば良い。

図３（ａ）の基本構成から、本発明の実施例１の具体的構成例を示すと図３−３（ｅ）、図３−４（ｆ）のようになり、各部の寸法は以下の通りである。
誘電体基板はアルミナからなり、縦ｙ＝１０ｍｍ、横ｘ＝１０ｍｍ、厚さｚ＝０．６３５ｍｍの大きさと、比誘電率e ＝９．８を持つ。
この誘電体基板の一面（裏面）全面に厚さｚ１＝５μｍの銀の被着層を形成し地導体層とする。
誘電体基板の他の面（表面）に厚さｚ２＝５μｍの銀の導体被着層を形成し、この一部１５が伝送線路を形成し、他部１３がマイクロストリップ線路を形成する。このマイクロストリップ線路１３は、幅Ｗ１＝０．６ｍｍ、長さＴ＝０．１ｍｍの複数個の第１線路１３−１と、長さＬ＝６．１ｍｍ、幅Ｗ２＝０．２ｍｍの第２線路１３−２とからなる。第１線路同士の間隔ｄ＝０．１ｍｍ、第２線路１３−２の一端１３ｂから最も近い第１線路までの距離ｄ１＝０ｍｍ（すなわち、この実施例１では、第１線路が伝送線路１５に接して形成されている）、第２線路１３−２の接地端１３ａから最も近い第１線路までの距離ｄ２＝０ｍｍ（すなわち、この実施例１では第１線路が接地端となっている）、第１線路の数ｎ＝６をもつ。

なお、伝送線路１５はその長さの中央部でマイクロストリップ線路１３の端部１３ｂと直角に接続されている（図３−１（ａ）参照）。(図３−３（ｅ）、図３−４（ｆ）に示す実施例１では、前述の如く、第１線路１３−１が伝送線路１５に直角に接続するように形成されている。）ただし、直角に限定されない。
図４（ａ）は、図３−３（ｅ）に示す如くスイッチを開放した本発明の実施例１のマイクロストリップ線路１３の電流分布を示す。
図１（ａ）に示した従来例のマイクロストリップ線路１１３の電流分布を示した図２（ａ）と比較すると、この従来例は、図２（ａ）からわかるように線路の縁の部分に最も電流が集中しているのに対し、本発明の実施例１の場合、電流は図４（ａ）に示した如く線路の最短経路（線α）を通らず、線路幅がＷ２の第２線路１３−２の外縁部分に引き続いて、第１線路１３−１の外縁部分に集中して流れ、結果的に最短経路より長い経路を信号が伝播している。これは、電気信号が線路の表面から表皮深さ（Skin Depth）Ｓより中に入り込もうとせず外側を流れようとするためである。

以上より、図１（ａ）のような線路構造を用いて共振器を形成した従来例の場合、周波数非可変の共振器が得られ、当該共振器における反射係数のシミュレーションを行なうと図２（ｂ）の結果が得られ、これから共振器長がＬとなっていることが分かる。
これに較べて、図３−３（ｅ）のような線路構造を用いて共振器を形成した本発明の実施例１の場合には、当該共振器における反射係数のシミュレーションを行なうと図４（ｂ）の結果が得られ、その実効的な共振器長は、図３−３（ｅ）に示されている第２導体線路１３−２の長さＬに、第１線路１３−１の外縁部を電気信号が流れる影響を加味し、（Ｌ＋△Ｌ）と表される。ここで△Ｌは、第１線路１３−１の形状と、電気信号がこの第１線路の外縁部を伝播する特性により、電気信号の伝播経路長がＬより大きくなる効果分である。ただし、電気信号の全電力が線路の外縁部を伝わるのではなく、一部はそれよりも短い経路で伝わるため、△Ｌは０以上で、第１線路の形状変化による幾何学的な外縁の長さ△ｌ （図３−３（ｅ）参照）の

以下の値になると考えられる。
すなわち

なお第１線路１３−１の長さＴ（図３−３（ｅ）参照）がSkin Depth Ｓより短い場合は、信号が最短経路（線α）を流れるため、線α周辺が最も電流が集中することになる。この場合の実効的な共振器長はＬに近いものとなる。またＴが信号の波長（λ）の４分の１以上の場合は、線路幅が広い部分によりインピーダンスが大幅に変化するため、信号が共振器内で反射を起こし、共振器全体を有効に利用することができない。このため、Ｔの大きさはSkin Depth Ｓより大でλ／４より小であることが望ましい。
すなわちこの関係を示すと：
Ｓ ＜ Ｔ ＜λ/４ （式３）
となる。

先に示した図４（ｂ）は全スイッチを開放とした場合の反射係数のシミュレーション結果であり、図４（ｃ）は全スイッチ１４を導通とした場合の反射係数のシミュレーション結果を示す。シミュレーション結果において反射係数が最も小さい周波数が共振周波数である。
従来例の場合のシミュレーション結果の図２（ｂ）に比べ、本発明において全スイッチを開放とした場合のシミュレーション結果の図４（ｂ）では共振周波数が低くなっており、共振器の実効的な長さが大きくなっていることがわかる。一方図４（ｃ）は、全スイッチを導通状態にすることで図３−４（ｆ）に示す点線（β）に示す箇所に電流が集中し、ほぼＬに近い経路長を信号が伝播するため、図４（ｂ）に比べ共振周波数が高く、図２（ｂ）に近い共振周波数が得られる。

なお、本発明では、図４（ｂ）と図４（ｃ）の中間に共振周波数を設定したい場合には、導通するスイッチの数を全数でなく限られた数に制限すると共に、導通するスイッチを適当に選択すれば良い。但し、共振部においてはその長さ方向に電流が集中する領域と集中しない領域が分布するため、少数のスイッチで効率よく共振周波数を変化させたい場合は、電流が集中する領域のスイッチを優先的に状態変化させると良い。
本発明に係る可変共振器は、スイッチの導通状態により共振周波数を変化することが可能であるため、共振周波数はスイッチの導通状態の組み合わせだけ離散的に存在する。周波数の変化量と分解能は、線路の形状とスイッチの設置位置を適当に設計することで、決定することが可能である。また共振周波数は再現性良く変化することができる。さらに、線路とスイッチの組み合わせで実現することができるため、機械的に複雑な構造にする必要が無いことから、低損失で、かつ容易に実現可能である。 本実施例において、スイッチの両端子の設置位置を第１線路の端部間として説明しているが、特に端部にこだわる必要は無く、周波数の変化量を大きくせず、微小に変化させたい場合などは、スイッチの一方の端子を第１線路１３−１の端部に接続し、他方の端子を第２線路１３−２に接続しても構わない。

本発明におけるスイッチは、トランジスタ（バイポーラ、ＦＥＴなど）、ダイオード（ＰＮ，ＰＩＮなど）などを用いることができるが、ＭＥＭＳ(Micro Electromechanical System)スイッチを用いることも可能である。ＭＥＭＳスイッチは、半導体デバイスの製造に用いられるのと同様の製造工程を利用して、微細かつ高精度に機械的構造を作製し、機械的動作によって状態を切り換えることが可能なスイッチである。本発明におけるスイッチは、信号の電力が集中する部位に設置することが効果的であるため、トランジスタやダイオードなどの半導体を用いたスイッチでは、場合によっては駆動能力不足になる可能性があり、その際には、信号波形が歪んでしまう可能性がある。これに対しＭＥＭＳスイッチは、機械的構造スイッチであり、低抵抗な電極同士（金属や、低抵抗ポリシリコンなど）の直接接続や、容量を介しての接続が可能であるため、信号の波形歪みがおきにくい。このため場合によってはＭＥＭＳスイッチを用いるほうが有利である。ちなみに信号の波形歪はそのまま通信容量を劣化させるような雑音になる、隣接帯域を利用している別のシステムに悪影響を与えるなどの弊害があるため可能な限り小さくすることが望ましい。

図７（ａ）に本発明の実施例２として、マイクロストリップ線路を用いた場合の他の可変共振器の平面図を示し、図７（ｂ）にその斜視図を示す。なお、図３と同じ部分は同じ参照数字を付して示す。但し、図３では第１線路と第２線路を区別するように斜線の向きを異ならせて描いたが、図７ではそれを省略した。以下同じ。
本構成では、図３の構成とは異なり、複数の第１線路１３−１の端部全部に渡って１つのスイッチ１４の電極１４ａを接触させる、あるいは容量電量結合により接続する。なお、図７（ａ）の構成では、実際は、第１線路１３−１の両端部が第２線路１３−２の中心から図において上下に張り出して形成されているので、これら上それぞれの端部と下それぞれの端部に接続するように２つのスイッチの電極１４ａが示されている。また、２つ以上のスイッチの電極を設け、スイッチの電極を別々に駆動するようにしてもよい。電極は静電力や、ローレンツ力、熱応力などや、それらの組み合わせによって変位する。電極はそれ自身が接続することが可能な全ての線路部位と接続する状態や、全て接続しない状態のほかに、部分的に接続する状態をとることが可能である。電極に印加する電流、電圧等の制御パラメータなどの値によって、状態を変化させるが、電極と接続する線路部位の数によって共振周波数の変移量が変わるため、共振周波数は離散的に変化する。本構成では多くのスイッチを使用する場合に比べて、構造が単純となるため、容易に作成可能である。

マイクロストリップ線路はコプレーナ導波路に等価的に置き換えることが出来るので、図８に本発明の実施例３として、コプレーナ導波路を用いた場合の可変共振器の平面図を示す。なお、図３と同じ部分は同じ参照数字を付して示す。
この実施例の可変共振器３０は、図８において２点鎖線で囲んで示すように、誘電体基板３１の一つの面上に形成された信号導体３２とこの基板の同一面上で信号導体の両側に形成された地導体３３とからなるコプレーナ導波路と、スイッチ３４とから構成されている。

信号導体３２は、複数個の第１線路３２−１と、第２線路３２−２とから構成される。第２線路３２−２の一端３２ａは開放となっており、他端３２ｂは、伝送線路３５に接続されている。第１線路３２−１は、長さがＴで，幅がＷ１の矩形形状に形成され、また、第２線路３２−２は、その一端３２ａから他端３２ｂまでの長さがＬ、幅Ｗ１よりも小さいＷ２の矩形形状に形成される。第１線路３２−１は複数ｎ個（ｎは２以上の整数で、図示の例では６個）形成され、その各中央部に第２線路３２−２が一体に接続されている。なお、第１線路の形状は種々変形可能であることは実施例１と同様である。

この実施例３も、実施例１、２と同様に、第１線路３２−１の端部間にスイッチ３４を設け短絡又は開放制御できるように構成することを特徴とする。なお、各スイッチが必ずしも第１線路の端部同士の間に設けられなくても良いことも、前述の実施例と同様である。
コプレーナ導波路はマイクロストリップ線路と異なり、誘電体基板３１の一平面上に形成された信号導体３２と同一平面上に地導体３３を形成する構造のため、信号導体３２からの電気力線は信号導体の外縁部に集中する。このため、マイクロストリップ線路に比べ、線路外縁部に電流が集中するため本発明の効果がより大きく現れる。

図９に本発明の実施例４として、コプレーナ導波路を用いた場合の他の可変共振器を示す。なお、図３と同じ部分は同じ参照数字を付して示す。
この実施例は、図８に示した実施例３の構成において、地導体３３が櫛歯状部３３ａを持ち、これら櫛歯状部３３ａを各第１線路３２−１の間に入り込むように配置する。
コプレーナ導波路の特性インピーダンスは、信号導体幅と、信号導体−地導体間の距離によって決まる。したがって、マイクロストリップ線路を用いて構成した共振器では、複数個の第１線路を設けることにより、部分的にインピーダンスの不連続部が生じるのに対し、図９のように各第１線路の間に入り込むように地導体の櫛歯状部を配置することにより特性インピーダンスを一定に保つことが可能である。この際、地導体と信号導体が入れ子状態になる可能性があり、スイッチを設ける際の障害になる可能性があるが、図９（ａ）、（ｂ）のように多層構造として、誘電体基板３１の一面の上にコプレーナ導波路となる信号導体３２と地導体３３とを形成し、その上に絶縁体層３６を形成し、この絶縁体層３６に、それを貫通して第１線路３２−１の端部を露出させるViaホール３７と、地導体３３の櫛歯状部３３ｃの端部を露出させるViaホール３８を形成し、これらのViaホール３７、３８内に導体３２ｄ、３３ｂを充填し、これらViaホール３７に充填された導体３２ｄが絶縁体層３６表面に露出した位置にそれぞれスイッチ接続用端子３２ｅを設け、これらの端子間にスイッチ３４を接続する。これにより第１線路の端部間をスイッチにより導通及び開放制御でき、前記した障害を回避することが可能である。さらに、これらViaホール３８に充填された導体３３ｂが絶縁体層３６表面に露出した位置の間を結ぶように絶縁体層３６表面に接続導体路３９を設けて、信号導体３２により図９Ａにおいてその左右に分離形成された地導体３３の櫛歯部３３ｃの端部間を互いに接続する。なお、図８においても、説明を省略したが、地導体３３の櫛歯部３３ｃの端部３３ｂ間を接続導体路３９によって接続している。

図１０に本発明の実施例５として、コプレーナ導波路を用いた場合の他の可変共振器を示す。
この実施例５は図８に示した実施例３に示す共振器３０の構成において、地導体３３と１つの第１線路３２−１＊との間を接続する接地用スイッチ４０を更に設けたものである。なお、図８と同じ部分は同じ参照数字を付して示す。
本構成によれば、接地用スイッチ４０を導通状態にすることで、大きく共振器長を変化することが可能であり、その上でその他のスイッチ３４により実効的な共振器長を精密に変化することが可能であるため、共振周波数を大きく変更することが可能であると共に、精密に変更することも可能となる。なお、図１０においてはコプレーナ導波路を用いた場合の構成につき示しているが、マイクロストリップ線路や同軸線路を用いて構成しても構わない。

図１１に本発明の実施例６として、同軸線路を用いた場合の可変共振器を示す。
この実施例の可変共振器４１は、信号導体４２と、これと同軸状に形成された地導体４３と、信号導体４２と地導体４３との間に設けられた誘電体４５と複数個のスイッチ４４とからなり、信号導体４２は直径がＤ１の複数個の第１線路４２−１と、これよりも細い直径Ｄ２の第２線路４２−２からなり、スイッチ４４は、これら第１線路４２−１の外周面間に接続される。
同軸線路は、信号導体４２を取り囲むように地導体４３が構成されるため、電気力線の空気中への漏れが無く、低損失な共振器を実現することが可能である。

これまでに示した本願発明による可変共振器の実施例において、共振部へと信号を導入する手法として、線路による直接的な導入を用いているが、線路と共振部を直接接続しない方法、即ち静電結合、磁気結合、及び前記結合の組み合わせである電磁結合による方法を用いても構わない。
以上は、マイクロストリップ線路、コプレーナ導波路、同軸線路を用いて可変共振器を構成することを説明してきたが、本発明の特徴を備えたこれらマイクロストリップ線路、コプレーナ導波路、同軸線路を用いて可変位相器を構成することも出来るので、以下実施例に基づき説明する。

図１２に本発明の実施例７として、マイクロストリップ線路を用いた場合の可変移相器を示す。
本発明による可変移相器５０は、可変共振器における信号が信号導体の外縁部に集中することと同様の原理を利用する。したがって、詳細な説明は省略するが、信号導体５１の複数個の第１線路５１−１の端部間に設けられたスイッチ５２の状態の違い（図１２（ａ）はすべてのスイッチが開放状態。図１２（ｂ）はすべてのスイッチが導通状態）により、外縁部に集中する高周波信号の伝播経路長Ｌを変化させ、実効的な線路長を変化させることで、移相器による位相変位量を変化させることが可能である。なお、５３は誘電体基板である。

図１３は位相変位量をシミュレーションした結果である。線（１）は図１２（ａ）に示すようにスイッチを全て開放とした場合の特性で、線（２）は図１２（ｂ）に示すようにスイッチを全て導通とした場合の特性である。スイッチの状態で位相変位量が変化しており、スイッチを全て導通した場合は全て開放とした場合に比べ実効的な線路長が短くなるため、位相変位量が小さくなっている。線（１）と線（２）の中間の位相変位量にしたい場合は、導通状態のスイッチ数を限定し、適当なスイッチを選択して導通状態にすればよい。

図１４に本発明の実施例８として、マイクロストリップ線路を用いた場合の他の可変移相器を示す。なお、図１２と同じ部分は同じ参照数字を付して示す。５４は背面地導体である。
本実施例８では、図１２の構成と異なり、複数の第１線路５１−１の外縁部に渡って１つのスイッチの電極を接触させる、あるいは容量結合により接続する。この場合において、２つ以上のスイッチの電極５２ａを設け（図１４では、２つのスイッチの電極が示されている）、別々に駆動するようにしてもよい。このため、本構成では多くのスイッチを使用する場合に比べて、構造が単純となるため容易に作成可能である。

図１５に本発明の実施例９として、コプレーナ導波路を用いた場合の可変移相器６０を示す。
コプレーナ導波路はマイクロストリップ線路と異なり、信号導体６１と同一平面上に地導体６２を形成する構造のため、信号導体から電気力線は信号導体の外縁部に集中する。このため、マイクロストリップ線路に比べ、線路外縁部に電流が集中するため本発明の効果が大きく現れる。またコプレーナ導波路の特性インピーダンスは、信号導体幅と、信号導体−地導体間の距離によって決まる。したがって、マイクロストリップ線路では幅が異なる部位を設けることにより、部分的にインピーダンスの不連続部が生じるのに対し、コプレーナ導波路を用いて信号導体幅及び信号導体−地導体間距離を特性インピーダンスが変化しないように設定することで、入力信号の反射が少なく、低損失な可変移相器が実現可能である。図において、信号導体６１の複数個の第１線路６１−１の端部間を導通または開放するスイッチ６３を設けることにより移相量を変化させることが出来ることは容易に理解できるであろう。なお６４は誘電体基板である。

図１６に本発明の実施例１０として、同軸線路を用いた場合の可変移相器７０を示す。
同軸線路は、信号導体７１と、これを取り囲む地導体７２と、両者の間に配置された誘電体７４からなり、電気力線の空気中への漏れが無く、低損失な移相器を実現することが可能である。
この実施例においては、信号導体７１は直径がＤ１の複数個の第１線路７１−１と、これよりも細い直径Ｄ２の第２線路７１−２からなり、これらの第１線路間を導通または開放するスイッチ７３を設けたものである。

これまでに示した実施例の可変共振器、もしくは可変移相器を組み合わせて用いることで、共振周波数の変化量、もしくは位相変位量が大きく、また微細に変化することができる可変共振器、または移相器を実現できる。

図１７は実施例１１を示し、マイクロストリップ線路による可変共振器８０と可変移相器８１を、スイッチ８２を介し縦続接続した可変共振器である。可変共振器８０は信号導体８３の複数個の第１線路８３−１の端部間を導通または開放するスイッチ群８４を持ち、可変移相器８１は信号導体８５の複数個の第１線路８５−１の端部間を導通または開放するスイッチ群８６を持つ。可変共振器８０のスイッチ群８４の状態変化による共振周波数以上の変化が必要な際には、スイッチ８２を導通状態に変化させ縦続接続を構成する。その上で微小に共振周波数を変化させたい場合は、スイッチ群８４、８６のいずれか適当なスイッチの状態を変化させれば良い。

図１８は実施例１２を示し、スイッチ群９４を具えたマイクロストリップ線路９１による第１可変移相器９０−１と、スイッチ群９５を具えたマイクロストリップ線路９２による第２可変移相器９０−２をスイッチ９３を介して縦続接続した可変移相器９０である。なお、９１−１と９１−２は第１可変移相器９０−１の第１線路及び第２線路、９２−１と９２−２は第２可変移相器９０−２の第１線路及び第２線路、９６は入力端子、９７は出力端子、９８は中間出力端子である。
なお図１７、図１８においてはマイクロストリップ線路による構成につき示しているが、コプレーナ導波路や同軸線路であっても構わない。

本発明の更なる変形例について説明する。図１９は実施例１３を示し、スイッチの変形例であり、図３と同じ部分は同じ参照数字を付して示す。この変形例は、誘電体基板１２上に形成された複数の第１線路１３−１が相当の厚みを持ち、かつ端部が基板に対して垂直な端面１３−１ａを持つように形成される。一方、基板上に金属のアンカー１００を設け、これに金属ビーム１０１の一端が基板面に沿って可動となるように他端を保持させる。金属ビーム１０１の自由端である前記一端に、絶縁体の連結棒１０２を取り付け、その先に相隣り合う２つの第１線路１３−１の端面１３−１ａ間に差し渡される長さを持った金属板１０３を取り付ける。金属ビーム１０１と対向する位置に金属電極１０４を基板上に取り付け、この電極１０４と、アンカー１００との間にスイッチ制御電圧を印加または切断することにより、電極１０４と金属ビーム１０１との間に静電力が発生または消滅して、金属板１０３が対応する２つの第１線路１３−１の端面１３−１ａ間を短絡または開放する。なお、１１は地導体である。

図２０は実施例１４を示し、図１９の構成の変形例であり、図３、図１９と同じ部分は同じ参照数字を付して示す。この変形例は、第１線路１３−１が基板の高さ方向に第２線路１３−２の高さよりも高く形成され、かつ端部が基板に平行な端面１３−１ａを持つように形成される。金属ビーム１０１は基板に平行となってその一端が第１線路上で上下可動となるように、その他端がアンカー１００の上に取り付けられる。金属板１０３は絶縁体１０２を介して金属ビーム１０１の自由端に取り付けられ、金属電極１０４と金属ビーム１０１との間に静電力が発生または消滅することにより、金属板１０３が対応する２つの第１線路１３−１の端面１３−１ａ間を短絡または開放する。

図２１は実施例１５を示し、図２０の構成の変形例であり、図３、図１９、図２０と同じ部分は同じ参照数字を付して示す。この変形例は、図２０の構成における地導体１１を、絶縁体支柱１０５を介して基板１２上に配置したものである。

これまで、信号導体は図３−１（ａ）に示す如く、基板上に形成した導体膜の複数個の第1線路とこれらに一体に接続形成された第２線路からなるものと説明してきた。図２２は実施例１６を示し、この信号導体の変形例であり、図２２（ａ）は平面図、（ｂ）はその要部拡大図である。図３と同一部分は同一参照数字及び参照文字を付して示す。図において第１線路１３−１は線路の長さＴ、幅Ｗ１の矩形形状であるが、その内部に導体膜非形成領域Ｖを持つ。この領域Ｖは長さＴＴ、幅ＷＷを持ち、したがって、第１線路１３−１は枠型形状をなす。この枠型部は第１線路１３−１の幅方向に延伸された部分１３−１ｂと、長さ方向に延伸された部分１３−１ｃとを持ち、この延伸部１３−１ｂは長さＴ’、幅Ｗ１を持ち、延伸部１３−１ｃは長さＴ、幅Ｗ１’を持ち、互いに一部が重畳している。この第１線路の端部間にスイッチ１４（図示せず）の開閉に応じてスイッチ電極１４ａが開放または接続される。このスイッチ電極の幅ｗｐを、枠型をした第１線路の端部である延伸部１３−１ｃの幅Ｗ１’と等しく選定する。（勿論等しくすることに限定されない。）かつこのｗｐ、Ｗ１’及びＴ’の長さを高周波信号が線路の表面から入り込んで流れる表皮深さＳよりも大きい値に選定する。また第２線路１３−２の線路幅Ｗ２を２・Ｓよりも大きい値で、かつＷＷ以下に選定する。

すなわち、この関係を示すと
２・Ｓ ＜ Ｗ２ ≦ ＷＷ ≦ Ｗ１ − ２・Ｓ （式４）
とする。
これにより、スイッチ１４が開状態にあるときには、第１線路の端部を通る高周波信号の電流密度は大きくなり、電流の経路長が図３の構成よりも実質的に長くなり、スイッチが閉状態になると第１線路の端部間を電極１４ａによって短絡した経路をほとんどの信号電流が流れるので、スイッチの開閉に伴う周波数の変化の範囲を図３の構成よりも１０％ほど大きくできる。

図２２に示した信号導体においては、全ての第１線路１３−１が導体膜非形成領域Ｖを持つものとして説明したが、複数の第１線路のうち一部のみが斯かる領域Ｖを持つように構成しても良い。

図２３（ａ）に示す実施例１７の如く、導体膜非形成領域Ｖと接合しないように第２線路１３−２もそのそれぞれの部分に導体膜非形成領域Ｖ’を持つように構成しても良い。このとき、第２線路の長さ方向の枠部の幅Ｗ２’を表皮深さＳよりも大きい値に選定する。これにより、高周波信号はほとんど信号導体の枠部の形状に沿って流れる。
また、図２３（ｂ）に示す如く構成を変更することもできる。この変更された構成においては、一つまたは幾つかの第１線路と一つまたは幾つかの第２線路の部分が、斯かる導体膜非形成領域Ｖまたは導体膜非形成領域Ｖ’をそれぞれ持ち、残りの第１線路１３−１＊と第２線路の残りの部分１３−２＊は、斯かる領域を持たないように構成することもできる。

あるいはまた、図２４（ａ）に示した実施例１８の如く構成を変更することもできる。この変更された構成においては、全ての第１線路及び第２線路の部分が導体膜非形成領域Ｖまたは導体膜非形成領域Ｖ’を持ち、かつ隣り合う導体膜非形成領域Ｖ及び導体膜非形成領域Ｖ’を接合して信号導体１３が一つの接合領域Ｖ'’を持つように構成する。または図２４（ｂ）に示す如く構成を変更することもできる。この変更された構成においては,一つまたは幾つかの第１線路と第２線路の一つまたは幾つかの部分のみが導体膜非形成領域Ｖと導体膜非形成領域Ｖ’とを持ち、それらが接合され一つの接合された導体膜非形成領域Ｖ''を形成し、残りの第１線路１３−１＊と第２線路の残りの部分１３−２＊は、斯かる領域を持たないように構成するように構成しても良い。

これら図２２、２３に示した第１線路及び第２線路に導体膜非形成領域Ｖ及びＶ’を形成することは、図３の信号導体に適用が限られるものではなく、図５以下に示した信号導体あるいはその他の信号導体の変形にも適用できる。よって共振器及び可変位相器に適応できることは言うまでもない。

マイクロストリップ線路を用いた場合の従来の共振器を示し、（ａ）はその平面図、（ｂ）は（ａ）におけるＡ１−Ａ１’線での断面図、（ｃ）は（ａ）におけるＡ２−Ａ２’線での断面図。 （ａ）は図１に示す従来の共振器のマイクロストリップ線路における電流分布を示す図、（ｂ）は図１に示す従来の共振器の共振動作シミュレーションの結果を示す図。 マイクロストリップ線路を用いて構成した場合の本発明の可変共振器を示し、（ａ）は平面図、（ｂ）は（ａ）におけるＡ１−Ａ１’線での断面図、（ｃ）は（ａ）におけるＡ２−Ａ２’線での断面図。 （ｄ）は（ａ）に示すマイクロストリップ線路を異なる観点から捉えた場合の平面図。 （ｅ）は実施例１の可変共振器であってすべてのスイッチを開放にした状態を示す平面図。 （ｆ）は実施例１の可変共振器であって、すべてのスイッチを導通にした状態を示す平面図。 （ａ）は図３に示す本発明の基本構成の可変共振器のマイクロストリップ線路における電流分布を示す図、（ｂ）は図３−３（ｅ）の如くすべてのスイッチを開放にした状態の実施例１の可変共振器において、共振動作シミュレーションの結果を示す図、（ｃ）は図３−４（ｆ）の如くすべてのスイッチを導通にした状態の実施例１の可変共振器において、共振動作シミュレーションの結果を示す図。 本発明による、可変共振器の信号導体の形状であって特に第１線路の形状の変形例を示す平面図。 本発明による、可変共振器の信号導体の形状であって特に第１線路の形状の他の変形例を示す平面図。 マイクロストリップ線路を用いた場合の本発明の実施例２である他の可変共振器を示し、（ａ）はその平面図、（ｂ）はその斜視図。 コプレーナ導波路を用いた場合の本発明の実施例３である可変共振器の平面図。 コプレーナ導波路を用いた場合の本発明の実施例４である他の可変共振器を示し、（ａ）は第１金属膜層が形成する電極パターンを示す平面図、（ｂ）は第２金属膜層の平面図、（ｃ）は（ａ）におけるＡ１−Ａ１’線での断面図、（ｄ）は（ａ）におけるＡ２−Ａ２’線での断面図。 コプレーナ導波路を用いた場合の本発明の実施例５である可変共振器の平面図。 同軸線路を用いた場合の本発明の実施例６である可変共振器の斜視図。 マイクロストリップ線路を用いた場合の本発明の実施例７である可変移相器を示し、（ａ）はすべてのスイッチを開放にした状態を示す平面図、（ｂ）はすべてのスイッチを導通にした状態を示す平面図。 図１２に示す可変移相器の特性をシミュレーションにて求めた結果を示す図。 マイクロストリップ線路を用いた場合の本発明の実施例８である可変移相器を示し、（ａ）はその平面図、（ｂ）はその斜視図。 コプレーナ導波路を用いた場合の本発明の実施例９である可変移相器を示し、（ａ）はその平面図、（ｂ）は（ａ）におけるＡ−Ａ’線での断面図。 同軸線路を用いた場合の本発明の実施例１０である可変移相器の斜視図。 マイクロストリップ線路を用いた場合の本発明の実施例１１である可変共振器にスイッチを介してマイクロストリップ線路を用いた場合の可変移相器を縦続接続して構成した可変共振器の平面図。 マイクロストリップ線路を用いた場合の本発明の実施例１２として可変移相器２個をスイッチを介して縦続に接続／開放できるように構成した可変移相器の平面図。 第１線路間を開閉制御するスイッチの変形例を示した実施例１３の斜視図。 第１線路の変形例とそれの間を開閉制御するスイッチの変形例を示した実施例１４の斜視図。 図２０に示す構成における基板の変形例を示した実施例１５の斜視図。 図３に示す信号導体の変形例を示した実施例１６を示し、（ａ）はその平面図、（ｂ）はその要部拡大図。 図２２に示す信号導体の変形例を示した実施例１７を示し、（ａ）はその平面図、（ｂ）はその変形例である。 図３に示す信号導体の他の変形例を示した実施例１８を示し、（ａ）はその平面図、（ｂ）はその変形例である。

Claims (11)

1. 地導体と、誘電体と、特定の周波数の電気信号に対し共振を起こす信号導体と、少なくとも一つのスイッチから構成される可変共振器において、
   前記信号導体は一つまたは所定間隔だけ離れた複数の第１線路と前記第１線路全てに接続されている第２線路から構成され、第１線路は、第２線路の線路幅とは異なる線路幅を持ち、これにより第２線路の線路長よりも長い信号経路が形成され、
   前記スイッチの一方の端子が第１線路に接続され、他方の端子が第２線路に接続されるか、またはスイッチの両端子が複数個の第１線路に接続され、
   前記スイッチを開または閉させることでスイッチの両端子が接続されている線路間を電気的に開放または導通制御して前記信号経路長を変化させ、
   これにより共振する周波数を変化させることを特徴とする可変共振器。
2. 請求項１に記載の可変共振器において、
   さらに前記第１線路の１つと地導体との間を開または閉させる接地用スイッチを具えることを特徴とする可変共振器。
3. 請求項１又は２に記載の可変共振器において、
   前記各第１線路の長さが共振周波数の波長の４分の１より小でかつ共振周波数及びその近傍の周波数の信号の表皮深さより大であることを特徴とする可変共振器。
4. 請求項１に記載の可変共振器において、
   前記第１線路又は前記第２線路のうち、少なくとも１つが内部に導体膜非形成領域を有し、前記信号導体の外縁部における電流密度を高めることを特徴とする可変共振器。
5. 請求項４に記載の可変共振器において、
   隣り合う少なくとも１つの第１線路及び第２線路の導体膜非形成領域同士が接合されていることを特徴とする共振器。
6. 地導体と、誘電体と、信号導体と、少なくとも一つのスイッチから構成される可変移相器であって、
   前記信号導体は一つまたは所定間隔だけ離れた複数の第１線路と前記第１線路全てに接続されている第２線路から構成され、第１線路は、第２線路の線路幅とは異なる線路幅を持ち、これにより第２線路の線路長よりも長い信号経路が形成され、
   前記スイッチの一方の端子が第１線路に接続され、他方の端子が第２線路に接続されるか、またはスイッチの両端子が複数個の第１線路に接続され、
   前記スイッチを開または閉させることでスイッチの両端子が接続されている線路間を電気的に開放または導通制御して前記信号経路長を変化させ、
   これにより入力した電気信号の位相を変化させ、出力信号と入力信号の位相差を変化させることを特徴とする可変移相器。
7. 請求項６に記載の可変移相器において、
   前記第１線路の長さが入力信号の波長の４分の１より小でかつ入力信号の周波数及びその近傍の周波数の信号の表皮深さより大であることを特徴とする可変移相器。
8. 請求項６に記載の可変移相器において、
   前記第１線路又は前記第２線路のうち、少なくとも１つが内部に導体膜非形成領域を有し、前記信号導体の外縁部における電流密度を高めることを特徴とする可変移相器。
9. 請求項８に記載の可変移相器において、
   隣り合う少なくとも１つの第１線路及び少なくとも１つの第２線路の導体膜非形成領域同士が接合されていることを特徴とする可変移相器。
10. 請求項１に記載の可変共振器において、
    前記スイッチの両端子は複数の第１線路の端部間に接続されていることを特徴とする可変共振器。
11. 請求項６に記載の可変移相器において、
    前記スイッチの両端子は複数の第１線路の端部間に接続されていることを特徴とする可変移相器。

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