JP4555778B2 - 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 - Google Patents
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Description
本発明は、直交変調器等の初期的なオフセット誤差の補正に関する。
従来より、Ｉ信号およびＱ信号、すなわちベースバンド信号を直交変調するために直交変調器が使用されている。直交変調器は、Ｉ信号を受けるＩ信号用乗算器、Ｑ信号を受けるＱ信号用乗算器および加算器を備える。Ｉ信号用乗算器は、Ｉ信号とＩ信号用ローカル信号とを乗算して出力する。Ｑ信号用乗算器は、Ｑ信号とＱ信号用ローカル信号（Ｉ信号用ローカル信号の位相を９０度ずらした信号）とを乗算して出力する。加算器は、Ｉ信号用乗算器の出力およびＱ信号用乗算器の出力とを加算してして出力する。加算器の出力が、ベースバンド信号を直交変調したＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号となる。
しかし、直交変調器には初期的なオフセット誤差が発生する。すなわち、ＲＦ信号には位相および振幅の誤差が生じる。
ＲＦ信号に生じる位相および振幅の誤差を除去するために、誤差除去用の直交変調器をさらにもう一つ備えることが特許文献１（特開２０００−６９０９７号公報）に記載されている。すなわち、直交変調用の直交変調器の出力に、誤差除去用の直交変調器の出力を加えて、ＲＦ信号に生じる位相および振幅の誤差を除去する。
しかしながら、上記のような誤差の除去法を用いた場合は、直交変調器を二個使用しなければならない。直交変調器が備える乗算器は高価なので、誤差の除去のためのコストが大きくなってしまう。
そこで、本発明は、直交変調器等のオフセット誤差を、誤差除去用の直交変調器をさらに設けることなく補正することを課題とする。
しかし、直交変調器には初期的なオフセット誤差が発生する。すなわち、ＲＦ信号には位相および振幅の誤差が生じる。
ＲＦ信号に生じる位相および振幅の誤差を除去するために、誤差除去用の直交変調器をさらにもう一つ備えることが特許文献１（特開２０００−６９０９７号公報）に記載されている。すなわち、直交変調用の直交変調器の出力に、誤差除去用の直交変調器の出力を加えて、ＲＦ信号に生じる位相および振幅の誤差を除去する。
しかしながら、上記のような誤差の除去法を用いた場合は、直交変調器を二個使用しなければならない。直交変調器が備える乗算器は高価なので、誤差の除去のためのコストが大きくなってしまう。
そこで、本発明は、直交変調器等のオフセット誤差を、誤差除去用の直交変調器をさらに設けることなく補正することを課題とする。
本発明による誤差補正信号生成装置の一態様によれば、ローカル信号を出力するローカル信号出力手段と、ローカル信号の位相を９０度変更させた直交ローカル信号を出力する直交ローカル信号出力手段と、ローカル信号の位相を１８０度変更させた移相ローカル信号を出力する移相ローカル信号出力手段と、直交ローカル信号の位相を１８０度変更させた直交移相ローカル信号を出力する直交移相ローカル信号出力手段と、ローカル信号または移相ローカル信号に基づく第一補正信号を出力する第一補正信号出力手段と、直交ローカル信号または直交移相ローカル信号に基づく第二補正信号を出力する第二補正信号出力手段と、第一補正信号および第二補正信号に基づき補正信号を出力する補正信号出力手段とを備えるように構成される。
上記のように構成された本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号出力手段は、ローカル信号を出力する。直交ローカル信号出力手段は、ローカル信号の位相を９０度変更させた直交ローカル信号を出力する。移相ローカル信号出力手段は、ローカル信号の位相を１８０度変更させた移相ローカル信号を出力する。直交移相ローカル信号出力手段は、直交ローカル信号の位相を１８０度変更させた直交移相ローカル信号を出力する。第一補正信号出力手段は、ローカル信号または移相ローカル信号に基づく第一補正信号を出力する。第二補正信号出力手段は、直交ローカル信号または直交移相ローカル信号に基づく第二補正信号を出力する。補正信号出力手段は、第一補正信号および第二補正信号に基づき補正信号を出力する。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、移相ローカル信号出力手段または直交移相ローカル信号出力手段は入力される信号の周波数にかかわらず入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、素子は増幅器またはバランであるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、第一補正信号出力手段は、第一補正信号が通過する第一補正信号通過手段と、ローカル信号を第一補正信号通過手段に通すか否かを決定するローカル信号スイッチ手段と、移相ローカル信号を第一補正信号通過手段に通すか否かを決定する移相ローカル信号スイッチ手段と、ローカル信号スイッチ手段および移相ローカル信号スイッチ手段のいずれか一方を導通状態とする第一スイッチ制御手段とを有し、第二補正信号出力手段は、第二補正信号が通過する第二補正信号通過手段と、直交ローカル信号を第二補正信号通過手段に通すか否かを決定する直交ローカル信号スイッチ手段と、直交移相ローカル信号を第二補正信号通過手段に通すか否かを決定する直交移相ローカル信号スイッチ手段と、直交ローカル信号スイッチ手段および直交移相ローカル信号スイッチ手段のいずれか一方を導通状態とするスイッチ制御手段とを有するように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号スイッチ手段、移相ローカル信号スイッチ手段、直交ローカル信号スイッチ手段および直交移相ローカル信号スイッチ手段は可変抵抗素子であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号スイッチ手段、移相ローカル信号スイッチ手段、直交ローカル信号スイッチ手段および直交移相ローカル信号スイッチ手段は、ＰＩＮダイオードまたは可変減衰器であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号スイッチ手段または移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ１、直交ローカル信号スイッチ手段または直交移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ２とした場合、ｒ１＝Ｃ／ｓｉｎθ、ｒ２＝Ｃ／ｃｏｓθ、（ただし、Ｃは定数、０°＜θ＜９０°）であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号スイッチ手段または移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ１、直交ローカル信号スイッチ手段または直交移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ２とした場合、ｒ１＝Ｃ／ｓｉｎ２θ、ｒ２＝Ｃ／ｃｏｓ２θ、（ただし、Ｃは定数、０°＜θ＜９０°）であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、補正信号出力手段は、第一補正信号通過手段および第二補正信号通過手段に接続されているように構成できる。
本発明による誤差補正信号生成装置の他の態様によれば、ローカル信号または前記ローカル信号の位相を１８０度変更させた移相ローカル信号に基づく第一補正信号を出力する第一補正信号出力手段と、前記ローカル信号の位相を９０度変更させた直交ローカル信号または前記直交ローカル信号の位相を１８０度変更させた直交移相ローカル信号に基づく第二補正信号を出力する第二補正信号出力手段と、前記第一補正信号および前記第二補正信号に基づき補正信号を出力する補正信号出力手段と、を備えるように構成できる。
本発明による直交変調装置は、上記本発明による誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置であって、ローカル信号とＩ信号とを乗算するＩ信号用乗算手段と、直交ローカル信号とＱ信号とを乗算するＱ信号用乗算手段と、Ｉ信号用乗算手段の出力とＱ信号用乗算手段の出力と補正信号とを加算して出力する加算手段とを備えるように構成できる。
上記のように構成された本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号出力手段は、ローカル信号を出力する。直交ローカル信号出力手段は、ローカル信号の位相を９０度変更させた直交ローカル信号を出力する。移相ローカル信号出力手段は、ローカル信号の位相を１８０度変更させた移相ローカル信号を出力する。直交移相ローカル信号出力手段は、直交ローカル信号の位相を１８０度変更させた直交移相ローカル信号を出力する。第一補正信号出力手段は、ローカル信号または移相ローカル信号に基づく第一補正信号を出力する。第二補正信号出力手段は、直交ローカル信号または直交移相ローカル信号に基づく第二補正信号を出力する。補正信号出力手段は、第一補正信号および第二補正信号に基づき補正信号を出力する。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、移相ローカル信号出力手段または直交移相ローカル信号出力手段は入力される信号の周波数にかかわらず入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、素子は増幅器またはバランであるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、第一補正信号出力手段は、第一補正信号が通過する第一補正信号通過手段と、ローカル信号を第一補正信号通過手段に通すか否かを決定するローカル信号スイッチ手段と、移相ローカル信号を第一補正信号通過手段に通すか否かを決定する移相ローカル信号スイッチ手段と、ローカル信号スイッチ手段および移相ローカル信号スイッチ手段のいずれか一方を導通状態とする第一スイッチ制御手段とを有し、第二補正信号出力手段は、第二補正信号が通過する第二補正信号通過手段と、直交ローカル信号を第二補正信号通過手段に通すか否かを決定する直交ローカル信号スイッチ手段と、直交移相ローカル信号を第二補正信号通過手段に通すか否かを決定する直交移相ローカル信号スイッチ手段と、直交ローカル信号スイッチ手段および直交移相ローカル信号スイッチ手段のいずれか一方を導通状態とするスイッチ制御手段とを有するように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号スイッチ手段、移相ローカル信号スイッチ手段、直交ローカル信号スイッチ手段および直交移相ローカル信号スイッチ手段は可変抵抗素子であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号スイッチ手段、移相ローカル信号スイッチ手段、直交ローカル信号スイッチ手段および直交移相ローカル信号スイッチ手段は、ＰＩＮダイオードまたは可変減衰器であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号スイッチ手段または移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ１、直交ローカル信号スイッチ手段または直交移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ２とした場合、ｒ１＝Ｃ／ｓｉｎθ、ｒ２＝Ｃ／ｃｏｓθ、（ただし、Ｃは定数、０°＜θ＜９０°）であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、ローカル信号スイッチ手段または移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ１、直交ローカル信号スイッチ手段または直交移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ２とした場合、ｒ１＝Ｃ／ｓｉｎ２θ、ｒ２＝Ｃ／ｃｏｓ２θ、（ただし、Ｃは定数、０°＜θ＜９０°）であるように構成できる。
上記本発明による誤差補正信号生成装置によれば、補正信号出力手段は、第一補正信号通過手段および第二補正信号通過手段に接続されているように構成できる。
本発明による誤差補正信号生成装置の他の態様によれば、ローカル信号または前記ローカル信号の位相を１８０度変更させた移相ローカル信号に基づく第一補正信号を出力する第一補正信号出力手段と、前記ローカル信号の位相を９０度変更させた直交ローカル信号または前記直交ローカル信号の位相を１８０度変更させた直交移相ローカル信号に基づく第二補正信号を出力する第二補正信号出力手段と、前記第一補正信号および前記第二補正信号に基づき補正信号を出力する補正信号出力手段と、を備えるように構成できる。
本発明による直交変調装置は、上記本発明による誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置であって、ローカル信号とＩ信号とを乗算するＩ信号用乗算手段と、直交ローカル信号とＱ信号とを乗算するＱ信号用乗算手段と、Ｉ信号用乗算手段の出力とＱ信号用乗算手段の出力と補正信号とを加算して出力する加算手段とを備えるように構成できる。
第１図は、本発明の実施形態にかかる直交変調装置１の構成を示す回路図である。
以下、本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。
図１は、本発明の実施形態にかかる直交変調装置１の構成を示す回路図である。直交変調装置１は、ローカル発振器１０、９０°移相器（直交ローカル信号出力手段）１２、分配器２２、３２、１８０°位相アンプ（移相ローカル信号出力手段）２３、１８０°位相アンプ（直交移相ローカル信号出力手段）３３、１８０°位相アンプ２４、３４、分配器２６、３６、１８０°位相アンプ２７、３７、１８０°位相アンプ２８、３８、Ｉ信号用ミキサ４２、Ｑ信号用ミキサ４４、加算器４６、第一補正信号出力部５０、第二補正信号出力部６０、補正信号出力部７０を備える。
なお、ローカル発振器１０、９０°移相器（直交ローカル信号出力手段）１２、分配器２２、３２、１８０°位相アンプ（移相ローカル信号出力手段）２３、１８０°位相アンプ（直交移相ローカル信号出力手段）３３、１８０°位相アンプ２４、３４、分配器２６、３６、１８０°位相アンプ２７、３７、第一補正信号出力部５０、第二補正信号出力部６０、補正信号出力部７０が直交変調装置１の初期的なオフセット誤差（オリジンオフセット）を補正するための信号を出力する誤差補正信号生成装置とみることができる。
ローカル発振器１０は、ローカル信号Ｌｏを生成する。
９０°移相器１２（直交ローカル信号出力手段）は、ローカル発振器１０からローカル信号Ｌｏを受け、ローカル信号Ｌｏそのものと、ローカル信号Ｌｏの位相を９０度変更させた直交ローカル信号とを出力する。ローカル信号Ｌｏの位相を０°とすると、直交ローカル信号の位相は９０°となる。なお、ローカル信号Ｌｏの位相を０°としたときの位相を、以後、単に、位相Ｘ°と表記することがある。
分配器２２は、９０°移相器１２からローカル信号Ｌｏを受けて分配し、１８０°位相アンプ２３および２４に向けて出力する。分配器３２は、９０°移相器１２から直交ローカル信号を受けて分配し、１８０°位相アンプ３３および３４に向けて出力する。
１８０°位相アンプ（移相ローカル信号出力手段）２３は、分配器２２からローカル信号Ｌｏを受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。ローカル信号Ｌｏの位相を１８０度変更させた信号を移相ローカル信号（位相１８０°）という。１８０°位相アンプ（直交移相ローカル信号出力手段）３３は、分配器３２から直交ローカル信号を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。直交ローカル信号の位相を１８０度変更させた信号を直交移相ローカル信号（位相２７０°）という。なお、１８０°位相アンプ２３、３３は位相を１８０度変更できるものであれば、アンプでなくてもよい。例えば、バランでも代用できる。すなわち、入力される信号あるいは出力される信号の周波数にかかわらず、入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であればよい。また、１８０°位相アンプ２３、３３の出力は、抵抗Ｒを介して接地されている。
１８０°位相アンプ２４は、分配器２２からローカル信号Ｌｏを受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。出力される信号の位相は１８０°となる。１８０°位相アンプ３４は、分配器３２から直交ローカル信号を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。出力される信号の位相は２７０°となる。なお、１８０°位相アンプ２４、３４は位相を１８０度変更できるものであれば、アンプでなくてもよい。例えば、バランでも代用できる。すなわち、入力される信号あるいは出力される信号の周波数にかかわらず、入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であればよい。
分配器２６は、１８０°位相アンプ２４の出力を受けて分配し、１８０°位相アンプ２７および２８に向けて出力する。分配器３６は、１８０°位相アンプ３４の出力を受けて分配し、１８０°位相アンプ３７および３８に向けて出力する。
１８０°位相アンプ２７は、分配器２６の出力を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。分配器２６の出力の位相は１８０°であり、さらに１８０°位相アンプ２７により１８０°変更される。よって、位相が０°になる。したがって、１８０°位相アンプ２７の出力は、ローカル信号Ｌｏである。
１８０°位相アンプ３７は、分配器３６の出力を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。分配器３６の出力の位相は２７０°であり、さらに１８０°位相アンプ３７により１８０°変更される。よって、位相が９０°になる。したがって、１８０°位相アンプ３７の出力は、直交ローカル信号である。
なお、１８０°位相アンプ２７、３７は位相を１８０度変更できるものであれば、アンプでなくてもよい。例えば、バランでも代用できる。すなわち、入力される信号あるいは出力される信号の周波数にかかわらず、入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であればよい。また、１８０°位相アンプ２７、３７の出力は、抵抗Ｒを介して接地されている。
１８０°位相アンプ２８は、分配器２６の出力（位相１８０°）を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。出力される信号の位相は０°となる。すなわち、ローカル信号Ｌｏが出力される。１８０°位相アンプ３４は、分配器３６の出力（位相２７０°）を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。出力される信号の位相は９０°となる。すなわち、直交ローカル信号が出力される。なお、１８０°位相アンプ２８、３８は位相を１８０度変更できるものであれば、アンプでなくてもよい。例えば、バランでも代用できる。すなわち、入力される信号あるいは出力される信号の周波数にかかわらず、入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であればよい。
Ｉ信号用ミキサ４２は、１８０°位相アンプ２８の出力するローカル信号Ｌｏとベースバンド信号の内のＩ信号とを乗算して出力する。
Ｑ信号用ミキサ４４は、１８０°位相アンプ３８の出力する直交ローカル信号とベースバンド信号の内のＱ信号とを乗算して出力する。
加算器４６は、Ｉ信号用ミキサ４２、Ｑ信号用ミキサ４４および補正信号出力部７０の各出力を加算して出力する。加算器４６の出力が直交変調装置１の出力するＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号となる。
第一補正信号出力部５０は、１８０°位相アンプ２７からローカル信号を、１８０°位相アンプ２３から移相ローカル信号を受ける。そして、ローカル信号または移相ローカル信号に基づき第一補正信号を出力する。
第一補正信号出力部５０は、ＰＩＮダイオード（ローカル信号スイッチ手段）５２、ＰＩＮダイオード（移相ローカル信号スイッチ手段）５４、接合部分（第一補正信号通過手段）５６、制御電流受入抵抗（第一スイッチ制御手段）５８を有する。
ＰＩＮダイオード（ローカル信号スイッチ手段）５２は、一端が１８０°位相アンプ２７に接続されており、他端が接合部分５６に接続されている。ＰＩＮダイオード５２は、ローカル信号を接合部分５６に通すか否かを決定する。すなわち、他端（接合部分５６側）から一端（１８０°位相アンプ２７側）に向けて電流を流したときに、ローカル信号を接合部分５６に通す。
ＰＩＮダイオード（移相ローカル信号スイッチ手段）５４は、一端が１８０°位相アンプ２３に接続されており、他端が接合部分５６に接続されている。ＰＩＮダイオード５４は、移相ローカル信号を接合部分５６に通すか否かを決定する。すなわち、一端（１８０°位相アンプ２３側）から他端（接合部分５６側）に向けて電流を流したときに、移相ローカル信号を接合部分５６に通す。
なお、ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗ｒは、ｒ＝ａ／ｉｂというように近似できる。ただし、ｉはＰＩＮダイオード５２および５４に流す制御電流、ａおよびｂはＰＩＮダイオード５２および５４に固有の定数である。
接合部分（第一補正信号通過手段）５６は、ＰＩＮダイオード５２および５４が接合している部分である。ＰＩＮダイオード５２あるいは５４を通過した信号（第一補正信号という）が接合部分５６を通過していく。接合部分５６を通過していく第一補正信号は、補正信号出力部７０に与えられる。
制御電流受入抵抗（第一スイッチ制御手段）５８は、一端が接合部分５６に接続され、他端が電源Ｖ１に接続されている。制御電流受入抵抗５８は、制御電流受入抵抗５８を流れる制御電流により、ＰＩＮダイオード５２および５４のいずれか一方を導通状態とする。すなわち、電源Ｖ１の電位を正とすれば、制御電流受入抵抗５８の他端（電源Ｖ１側）から一端（接合部分５６側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード５２の他端（接合部分５６側）から一端（１８０°位相アンプ２７側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード５２が導通状態となり、ローカル信号が接合部分５６に通される。また、電源Ｖ１の電位を負とすれば、制御電流受入抵抗５８の一端（接合部分５６側）から他端（電源Ｖ１側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード５４の一端（１８０°位相アンプ２３側）から他端（接合部分５６側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード５４が導通状態となり、移相ローカル信号が接合部分５６に通される。
なお、ＰＩＮダイオード５２および５４を流れる制御電流は、ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎθあるいはＣ／ｓｉｎ２θとするようにすることが好ましい（ただし、Ｃは定数、０°＜θ＜９０°）。ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗ｒ＝ａ／ｉｂより、制御電流＝｜Ｉｓｉｎ−ｂθ｜あるいは｜Ｉｓｉｎ−２ｂθ｜とすることが好ましい。
なお、抵抗を上記のように設定でき、しかも導通するか否かを決定できるならば、ＰＩＮダイオード５２および５４のかわりに、可変抵抗素子（例えば、可変減衰器）を用いてもよい。
第二補正信号出力部６０は、１８０°位相アンプ３７から直交ローカル信号を、１８０°位相アンプ３３から直交移相ローカル信号を受ける。そして、直交ローカル信号または直交移相ローカル信号に基づき第二補正信号を出力する。
第二補正信号出力部６０は、ＰＩＮダイオード（直交ローカル信号スイッチ手段）６２、ＰＩＮダイオード（直交移相ローカル信号スイッチ手段）６４、接合部分（第二補正信号通過手段）６６、制御電流受入抵抗（第二スイッチ制御手段）６８を有する。
ＰＩＮダイオード（直交ローカル信号スイッチ手段）６２は、一端が１８０°位相アンプ３７に接続されており、他端が接合部分６６に接続されている。ＰＩＮダイオード６２は、直交ローカル信号を接合部分６６に通すか否かを決定する。すなわち、他端（接合部分６６側）から一端（１８０°位相アンプ３７側）に向けて電流を流したときに、直交ローカル信号を接合部分６６に通す。
ＰＩＮダイオード（直交移相ローカル信号スイッチ手段）６４は、一端が１８０°位相アンプ３３に接続されており、他端が接合部分６６に接続されている。ＰＩＮダイオード６４は、直交移相ローカル信号を接合部分６６に通すか否かを決定する。すなわち、一端（１８０°位相アンプ３３側）から他端（接合部分６６側）に向けて電流を流したときに、直交移相ローカル信号を接合部分６６に通す。
なお、ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗ｒは、ｒ＝ａ／ｉｂというように近似できる。ただし、ｉはＰＩＮダイオード６２および６４に流す制御電流、ａおよびｂはＰＩＮダイオード６２および６４に固有の定数である。
接合部分（第二補正信号通過手段）６６は、ＰＩＮダイオード６２および６４が接合している部分である。ＰＩＮダイオード６２あるいは６４を通過した信号（第二補正信号という）が接合部分６６を通過していく。接合部分６６を通過していく第二補正信号は、補正信号出力部７０に与えられる。
制御電流受入抵抗（第二スイッチ制御手段）６８は、一端が接合部分６６に接続され、他端が電源Ｖ２に接続されている。制御電流受入抵抗６８は、制御電流受入抵抗６８を流れる制御電流により、ＰＩＮダイオード６２および６４のいずれか一方を導通状態とする。すなわち、電源Ｖ２の電位を正とすれば、制御電流受入抵抗６８の他端（電源Ｖ２側）から一端（接合部分６６側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード６２の他端（接合部分６６側）から一端（１８０°位相アンプ３７側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード６２が導通状態となり、直交ローカル信号が接合部分６６に通される。また、電源Ｖ２の電位を負とすれば、制御電流受入抵抗６８の一端（接合部分６６側）から他端（電源Ｖ２側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード６４の一端（１８０°位相アンプ３３側）から他端（接合部分６６側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード６４が導通状態となり、直交移相ローカル信号が接合部分６６に通される。
なお、ＰＩＮダイオード６２および６４を流れる制御電流は、ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗をＣ／ｃｏｓθ（ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎθとした場合）あるいはＣ／ｃｏｓ２θ（ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎθとした場合）とするようにすることが好ましい（ただし、Ｃは定数、０°＜θ＜９０°）。ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗ｒ＝ａ／ｉｂより、制御電流＝｜Ｉｃｏｓ−ｂθ｜あるいは｜Ｉｃｏｓ−２ｂθ｜とすることが好ましい。
補正信号出力部７０は、第一補正信号および第二補正信号に基づき補正信号を出力する。補正信号出力部７０は、キャパシタンス要素７２、７４、アンプ７６を有する。
キャパシタンス要素７２は、第一補正信号出力部５０から出力された第一補正信号を受ける。キャパシタンス要素７４は、第二補正信号出力部６０から出力された第二補正信号を受ける。アンプ７６は、キャパシタンス要素７２および７４の出力を受けて増幅し、補正信号として出力する。なお、アンプ７６は、ゲインを変更することができるバリアブルアンプである。ただし、アンプ７６のゲインを固定し、アンプ７６と加算器４６との間に減衰の度合いを変更できるバリアブルアッテネータを接続してもよい。
次に、本発明の実施形態の動作を説明する。
ローカル発振器１０により生成されたローカル信号Ｌｏは、９０°移相器１２に与えられる。９０°移相器１２からは、ローカル信号Ｌｏ（位相０°）が分配器２２へ、直交ローカル信号（位相９０°）が分配器３２へ与えられる。
分配器２２は、ローカル信号Ｌｏ（位相０°）を１８０°位相アンプ２４に与える。１８０°位相アンプ２４はローカル信号Ｌｏ（位相０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、分配器２６に与える。分配器２６は与えられた信号（位相１８０°）を１８０°位相アンプ２８に与える。１８０°位相アンプ２８は与えられた信号（位相１８０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、Ｉ信号用ミキサ４２に与える。Ｉ信号用ミキサ４２に与えられた信号は、位相０°であり、ローカル信号Ｌｏである。Ｉ信号用ミキサ４２は、ローカル信号Ｌｏとベースバンド信号の内のＩ信号とを乗算して出力する。
分配器３２は、直交ローカル信号（位相９０°）を１８０°位相アンプ３４に与える。１８０°位相アンプ３４は直交ローカル信号（位相９０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、分配器３６に与える。分配器３６は与えられた信号（位相２７０°）を１８０°位相アンプ３８に与える。１８０°位相アンプ３８は与えられた信号（位相２７０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、Ｑ信号用ミキサ４４に与える。Ｑ信号用ミキサ４４に与えられた信号は、位相９０°であり、直交ローカル信号である。Ｑ信号用ミキサ４４は、直交ローカル信号とベースバンド信号の内のＱ信号とを乗算して出力する。
Ｉ信号用ミキサ４２およびＱ信号用ミキサ４４の出力を加算器４６により加算すれば、通常の直交変調装置として動作する。しかし、この場合、初期的なオフセット誤差（オリジンオフセット）が生ずる。具体的には、位相誤差および振幅誤差が生ずる。そこで、加算器４６にさらに補正信号を与え、Ｉ信号用ミキサ４２およびＱ信号用ミキサ４４の出力の和に補正信号を加える。補正信号の生成のための動作を以下に説明する。
分配器２２は、ローカル信号Ｌｏ（位相０°）を１８０°位相アンプ２３に与える。１８０°位相アンプ２３はローカル信号Ｌｏ（位相０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、移相ローカル信号（位相１８０°）を第一補正信号出力部５０に出力する。
分配器３２は、直交ローカル信号（位相９０°）を１８０°位相アンプ３３に与える。１８０°位相アンプ３３は直交ローカル信号（位相９０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、直交移相ローカル信号（位相２７０°）を第二補正信号出力部６０に出力する。
分配器２６は与えられた信号（位相１８０°）を１８０°位相アンプ２７に与える。１８０°位相アンプ２７は与えられた信号（位相１８０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、ローカル信号Ｌｏ（位相０°）を第一補正信号出力部５０に出力する。
分配器３６は与えられた信号（位相２７０°）を１８０°位相アンプ３７に与える。１８０°位相アンプ３７は与えられた信号（位相２７０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、直交ローカル信号（位相９０°）を第二補正信号出力部６０に出力する。
第一補正信号出力部５０においては、ＰＩＮダイオード５２あるいは５４のいずれか一方が導通状態とされる。第二補正信号出力部６０においては、ＰＩＮダイオード６２あるいは６４のいずれか一方が導通状態とされる。いずれのＰＩＮダイオードが導通状態となるかにより、補正信号の位相の範囲が異なる。具体的には、下記の表のようになる。
そこで、ＰＩＮダイオード５２および６２を導通状態としたときを例にとって、第一補正信号出力部５０および第二補正信号出力部６０の動作を説明する。
電源Ｖ１の電位を正とすれば、制御電流受入抵抗５８の他端（電源Ｖ１側）から一端（接合部分５６側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード５２の他端（接合部分５６側）から一端（１８０°位相アンプ２７側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード５２が導通状態となる。
電源Ｖ２の電位を正とすれば、制御電流受入抵抗６８の他端（電源Ｖ２側）から一端（接合部分６６側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード６２の他端（接合部分６６側）から一端（１８０°位相アンプ３７側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード６２が導通状態となる。
ＰＩＮダイオード５２に流す制御電流によって、動作が異なるので場合分けして説明する。
（１）ＰＩＮダイオード５２に流す制御電流＝｜Ｉｓｉｎ−ｂθ｜の場合
この場合、ＰＩＮダイオード６２に流す制御電流＝｜Ｉｃｏｓ−ｂθ｜となる。すると、ＰＩＮダイオード５２の抵抗値ｒ１＝ａ／ｉｂ＝ａ／（Ｉｂｓｉｎθ）＝Ｃ／ｓｉｎθとなる。また、ＰＩＮダイオード６２の抵抗値ｒ２＝ａ／ｉｂ＝ａ／（Ｉｂｃｏｓθ）＝Ｃ／ｃｏｓθとなる。ただし、Ｃ＝ａ／Ｉｂである。
ここで、ローカル信号Ｌｏの電圧をｖ１、直交ローカル信号の電圧をｖ２とする。ｖ１およびｖ２の実効値が共にｖであるとする。すると、ｖ１＝ｖ・ｃｏｓωｔ、ｖ２＝ｖ・ｓｉｎωｔとなる。
よって、接合部分５６を流れる電流の実効値は（ｖ／Ｃ）ｓｉｎθとなり、接合部分６６を流れる電流の実効値は（ｖ／Ｃ）ｃｏｓθとなる。接合部分５６を流れる電流および接合部分６６を流れる電流を加えたものが補正信号となる。補正信号の電流実効値は、は（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎθ＋ｃｏｓθ）＝（ｖＩｂ／ａ）・（ｓｉｎθ＋ｃｏｓθ）となる。よって、Ｉを適宜設定することにより、補正信号の電流実効値を適宜設定できる。したがって、振幅誤差に相当する、補正信号の電流実効値を適宜設定できる。
また、補正信号の電流は、ｖ１／ｒ１＋ｖ２／ｒ２＝（ｖ・ｃｏｓωｔ）／ｒ１＋（ｖ・ｓｉｎωｔ）／ｒ２＝（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎθｃｏｓωｔ＋ｃｏｓθｓｉｎωｔ）＝（ｖ／Ｃ）・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となる。よって、補正信号の電流の位相はθ（ただし、０°＜θ＜９０°）となる。よって、θを適宜設定することにより、補正信号の電流の位相を適宜設定できる。したがって、位相誤差を打ち消すことができる、補正信号の電流の位相を適宜設定できる。
０°＜θ＜９０°なので、補正信号の電流の位相を０°を超え９０°未満の範囲で設定することができる。
（２）ＰＩＮダイオード５２に流す制御電流＝｜Ｉｓｉｎ−２ｂθ｜の場合
この場合、ＰＩＮダイオード６２に流す制御電流＝｜Ｉｃｏｓ−２ｂθ｜となる。すると、ＰＩＮダイオード５２の抵抗値ｒ１＝ａ／ｉｂ＝ａ／（Ｉｂｓｉｎ２θ）＝Ｃ／ｓｉｎ２θとなる。また、ＰＩＮダイオード６２の抵抗値ｒ２＝ａ／ｉｂ＝ａ／（Ｉｂｃｏｓ２θ）＝Ｃ／ｃｏｓ２θとなる。ただし、Ｃ＝ａ／Ｉｂである。
ここで、ローカル信号Ｌｏの電圧をｖ１、直交ローカル信号の電圧をｖ２とする。ｖ１およびｖ２の実効値が共にｖであるとする。すると、ｖ１＝ｖ・ｃｏｓωｔ、ｖ２＝ｖ・ｓｉｎωｔとなる。
よって、接合部分５６を流れる電流の実効値は（ｖ／Ｃ）ｓｉｎ２θとなり、接合部分６６を流れる電流の実効値は（ｖ／Ｃ）ｃｏｓ２θとなる。接合部分５６を流れる電流および接合部分６６を流れる電流を加えたものが補正信号となる。補正信号の電流実効値は、は（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎ２θ＋ｃｏｓ２θ）＝（ｖＩｂ／ａ）・（ｓｉｎ２θ＋ｃｏｓ２θ）＝ｖＩｂ／ａとなる。よって、Ｉを適宜設定することにより、補正信号の電流実効値を適宜設定できる。したがって、振幅誤差に相当する、補正信号の電流実効値を適宜設定できる。なお、θが変化しても、補正信号の電流実効値は変化しない。
また、補正信号の電流は、ｖ１／ｒ１＋ｖ２／ｒ２＝（ｖ・ｃｏｓωｔ）／ｒ１＋（ｖ・ｓｉｎωｔ）／ｒ２＝（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎ２θｃｏｓωｔ＋ｃｏｓ２θｓｉｎωｔ）＝（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎ４θ＋ｃｏｓ４θ）１／２・ｓｉｎ（ωｔ＋ｔａｎ−１（ｔａｎ２θ））となる。よって、補正信号の電流の位相はｔａｎ−１（ｔａｎ２θ）（ただし、０°＜θ＜９０°）となる。よって、θを適宜設定することにより、補正信号の電流の位相を適宜設定できる。したがって、位相誤差を打ち消すことができる、補正信号の電流の位相を適宜設定できる。
０°＜θ＜９０°なので、０°＜ｔａｎ−１（ｔａｎ２θ）＜９０°となる。よって、補正信号の電流の位相を０°を超え９０°未満の範囲で設定することができる。
このように、ＰＩＮダイオード５２および６２を導通状態にしたときは補正信号の電流の位相を０°を超え９０°未満の範囲で設定することができる。同様に、ＰＩＮダイオード５４および６２を導通状態にしたときは補正信号の電流の位相を９０°を超え１８０°未満の範囲で設定することができる。ＰＩＮダイオード５４および６４を導通状態にしたときは補正信号の電流の位相を１８０°を超え２７０°未満の範囲で設定することができる。ＰＩＮダイオード５２および６４を導通状態にしたときは補正信号の電流の位相を２７０°を超え３６０°未満の範囲で設定することができる。
なお、これまで、誤差補正信号生成装置を直交変調装置１に適用した例を説明したきた。しかし、誤差補正信号生成装置は、それ単独でノイズキャンセル回路として利用できる。さらに、誤差補正信号生成装置は、直交変調装置に限らず、フェイズドアレイアンテナにも適用可能である。
本発明の実施形態によれば、第一補正信号出力部５０がローカル信号（位相０°）を受けるＰＩＮダイオード５２あるいは移相ローカル信号（位相１８０°）を受けるＰＩＮダイオード５４のいずれか一方を導通状態とする。さらに、第二補正信号出力部６０が直交ローカル信号（位相９０°）を受けるＰＩＮダイオード６２あるいは直交移相ローカル信号（位相２７０°）を受けるＰＩＮダイオード６４のいずれか一方を導通状態とする。
このため、導通状態となったＰＩＮダイオードの組み合わせにより、補正信号の位相を０°〜３６０°まで設定できる。これにより、直交変調装置１の位相誤差が０°〜３６０°までの値をとっても、補正信号が位相誤差を打ち消すことがきるように、補正信号の位相を設定できる。
さらに、ＰＩＮダイオード５２、５４、６２および６４はその抵抗を制御電流により変化させることができるため、補正信号が直交変調装置１の振幅誤差を打ち消すことがきるように、補正信号の長幅を設定できる。
また、ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎθとし、ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗をＣ／ｃｏｓθとした場合は、制御電流を決定する変数であるθがそのまま補正信号の位相となる。よって、補正信号の位相の設定が容易である。
なお、ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎ２θとし、ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗をＣ／ｃｏｓ２θとした場合は、制御電流を決定する変数であるθが変化しても、補正信号の実効値は変わらない。よって、補正信号の実効値の設定が容易である。
図１は、本発明の実施形態にかかる直交変調装置１の構成を示す回路図である。直交変調装置１は、ローカル発振器１０、９０°移相器（直交ローカル信号出力手段）１２、分配器２２、３２、１８０°位相アンプ（移相ローカル信号出力手段）２３、１８０°位相アンプ（直交移相ローカル信号出力手段）３３、１８０°位相アンプ２４、３４、分配器２６、３６、１８０°位相アンプ２７、３７、１８０°位相アンプ２８、３８、Ｉ信号用ミキサ４２、Ｑ信号用ミキサ４４、加算器４６、第一補正信号出力部５０、第二補正信号出力部６０、補正信号出力部７０を備える。
なお、ローカル発振器１０、９０°移相器（直交ローカル信号出力手段）１２、分配器２２、３２、１８０°位相アンプ（移相ローカル信号出力手段）２３、１８０°位相アンプ（直交移相ローカル信号出力手段）３３、１８０°位相アンプ２４、３４、分配器２６、３６、１８０°位相アンプ２７、３７、第一補正信号出力部５０、第二補正信号出力部６０、補正信号出力部７０が直交変調装置１の初期的なオフセット誤差（オリジンオフセット）を補正するための信号を出力する誤差補正信号生成装置とみることができる。
ローカル発振器１０は、ローカル信号Ｌｏを生成する。
９０°移相器１２（直交ローカル信号出力手段）は、ローカル発振器１０からローカル信号Ｌｏを受け、ローカル信号Ｌｏそのものと、ローカル信号Ｌｏの位相を９０度変更させた直交ローカル信号とを出力する。ローカル信号Ｌｏの位相を０°とすると、直交ローカル信号の位相は９０°となる。なお、ローカル信号Ｌｏの位相を０°としたときの位相を、以後、単に、位相Ｘ°と表記することがある。
分配器２２は、９０°移相器１２からローカル信号Ｌｏを受けて分配し、１８０°位相アンプ２３および２４に向けて出力する。分配器３２は、９０°移相器１２から直交ローカル信号を受けて分配し、１８０°位相アンプ３３および３４に向けて出力する。
１８０°位相アンプ（移相ローカル信号出力手段）２３は、分配器２２からローカル信号Ｌｏを受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。ローカル信号Ｌｏの位相を１８０度変更させた信号を移相ローカル信号（位相１８０°）という。１８０°位相アンプ（直交移相ローカル信号出力手段）３３は、分配器３２から直交ローカル信号を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。直交ローカル信号の位相を１８０度変更させた信号を直交移相ローカル信号（位相２７０°）という。なお、１８０°位相アンプ２３、３３は位相を１８０度変更できるものであれば、アンプでなくてもよい。例えば、バランでも代用できる。すなわち、入力される信号あるいは出力される信号の周波数にかかわらず、入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であればよい。また、１８０°位相アンプ２３、３３の出力は、抵抗Ｒを介して接地されている。
１８０°位相アンプ２４は、分配器２２からローカル信号Ｌｏを受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。出力される信号の位相は１８０°となる。１８０°位相アンプ３４は、分配器３２から直交ローカル信号を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。出力される信号の位相は２７０°となる。なお、１８０°位相アンプ２４、３４は位相を１８０度変更できるものであれば、アンプでなくてもよい。例えば、バランでも代用できる。すなわち、入力される信号あるいは出力される信号の周波数にかかわらず、入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であればよい。
分配器２６は、１８０°位相アンプ２４の出力を受けて分配し、１８０°位相アンプ２７および２８に向けて出力する。分配器３６は、１８０°位相アンプ３４の出力を受けて分配し、１８０°位相アンプ３７および３８に向けて出力する。
１８０°位相アンプ２７は、分配器２６の出力を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。分配器２６の出力の位相は１８０°であり、さらに１８０°位相アンプ２７により１８０°変更される。よって、位相が０°になる。したがって、１８０°位相アンプ２７の出力は、ローカル信号Ｌｏである。
１８０°位相アンプ３７は、分配器３６の出力を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。分配器３６の出力の位相は２７０°であり、さらに１８０°位相アンプ３７により１８０°変更される。よって、位相が９０°になる。したがって、１８０°位相アンプ３７の出力は、直交ローカル信号である。
なお、１８０°位相アンプ２７、３７は位相を１８０度変更できるものであれば、アンプでなくてもよい。例えば、バランでも代用できる。すなわち、入力される信号あるいは出力される信号の周波数にかかわらず、入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であればよい。また、１８０°位相アンプ２７、３７の出力は、抵抗Ｒを介して接地されている。
１８０°位相アンプ２８は、分配器２６の出力（位相１８０°）を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。出力される信号の位相は０°となる。すなわち、ローカル信号Ｌｏが出力される。１８０°位相アンプ３４は、分配器３６の出力（位相２７０°）を受け、位相を１８０度変更させながら増幅して出力する。出力される信号の位相は９０°となる。すなわち、直交ローカル信号が出力される。なお、１８０°位相アンプ２８、３８は位相を１８０度変更できるものであれば、アンプでなくてもよい。例えば、バランでも代用できる。すなわち、入力される信号あるいは出力される信号の周波数にかかわらず、入力される信号の位相と出力される信号の位相とが一定の位相差を有する素子であればよい。
Ｉ信号用ミキサ４２は、１８０°位相アンプ２８の出力するローカル信号Ｌｏとベースバンド信号の内のＩ信号とを乗算して出力する。
Ｑ信号用ミキサ４４は、１８０°位相アンプ３８の出力する直交ローカル信号とベースバンド信号の内のＱ信号とを乗算して出力する。
加算器４６は、Ｉ信号用ミキサ４２、Ｑ信号用ミキサ４４および補正信号出力部７０の各出力を加算して出力する。加算器４６の出力が直交変調装置１の出力するＲＦ（ｒａｄｉｏ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号となる。
第一補正信号出力部５０は、１８０°位相アンプ２７からローカル信号を、１８０°位相アンプ２３から移相ローカル信号を受ける。そして、ローカル信号または移相ローカル信号に基づき第一補正信号を出力する。
第一補正信号出力部５０は、ＰＩＮダイオード（ローカル信号スイッチ手段）５２、ＰＩＮダイオード（移相ローカル信号スイッチ手段）５４、接合部分（第一補正信号通過手段）５６、制御電流受入抵抗（第一スイッチ制御手段）５８を有する。
ＰＩＮダイオード（ローカル信号スイッチ手段）５２は、一端が１８０°位相アンプ２７に接続されており、他端が接合部分５６に接続されている。ＰＩＮダイオード５２は、ローカル信号を接合部分５６に通すか否かを決定する。すなわち、他端（接合部分５６側）から一端（１８０°位相アンプ２７側）に向けて電流を流したときに、ローカル信号を接合部分５６に通す。
ＰＩＮダイオード（移相ローカル信号スイッチ手段）５４は、一端が１８０°位相アンプ２３に接続されており、他端が接合部分５６に接続されている。ＰＩＮダイオード５４は、移相ローカル信号を接合部分５６に通すか否かを決定する。すなわち、一端（１８０°位相アンプ２３側）から他端（接合部分５６側）に向けて電流を流したときに、移相ローカル信号を接合部分５６に通す。
なお、ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗ｒは、ｒ＝ａ／ｉｂというように近似できる。ただし、ｉはＰＩＮダイオード５２および５４に流す制御電流、ａおよびｂはＰＩＮダイオード５２および５４に固有の定数である。
接合部分（第一補正信号通過手段）５６は、ＰＩＮダイオード５２および５４が接合している部分である。ＰＩＮダイオード５２あるいは５４を通過した信号（第一補正信号という）が接合部分５６を通過していく。接合部分５６を通過していく第一補正信号は、補正信号出力部７０に与えられる。
制御電流受入抵抗（第一スイッチ制御手段）５８は、一端が接合部分５６に接続され、他端が電源Ｖ１に接続されている。制御電流受入抵抗５８は、制御電流受入抵抗５８を流れる制御電流により、ＰＩＮダイオード５２および５４のいずれか一方を導通状態とする。すなわち、電源Ｖ１の電位を正とすれば、制御電流受入抵抗５８の他端（電源Ｖ１側）から一端（接合部分５６側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード５２の他端（接合部分５６側）から一端（１８０°位相アンプ２７側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード５２が導通状態となり、ローカル信号が接合部分５６に通される。また、電源Ｖ１の電位を負とすれば、制御電流受入抵抗５８の一端（接合部分５６側）から他端（電源Ｖ１側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード５４の一端（１８０°位相アンプ２３側）から他端（接合部分５６側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード５４が導通状態となり、移相ローカル信号が接合部分５６に通される。
なお、ＰＩＮダイオード５２および５４を流れる制御電流は、ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎθあるいはＣ／ｓｉｎ２θとするようにすることが好ましい（ただし、Ｃは定数、０°＜θ＜９０°）。ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗ｒ＝ａ／ｉｂより、制御電流＝｜Ｉｓｉｎ−ｂθ｜あるいは｜Ｉｓｉｎ−２ｂθ｜とすることが好ましい。
なお、抵抗を上記のように設定でき、しかも導通するか否かを決定できるならば、ＰＩＮダイオード５２および５４のかわりに、可変抵抗素子（例えば、可変減衰器）を用いてもよい。
第二補正信号出力部６０は、１８０°位相アンプ３７から直交ローカル信号を、１８０°位相アンプ３３から直交移相ローカル信号を受ける。そして、直交ローカル信号または直交移相ローカル信号に基づき第二補正信号を出力する。
第二補正信号出力部６０は、ＰＩＮダイオード（直交ローカル信号スイッチ手段）６２、ＰＩＮダイオード（直交移相ローカル信号スイッチ手段）６４、接合部分（第二補正信号通過手段）６６、制御電流受入抵抗（第二スイッチ制御手段）６８を有する。
ＰＩＮダイオード（直交ローカル信号スイッチ手段）６２は、一端が１８０°位相アンプ３７に接続されており、他端が接合部分６６に接続されている。ＰＩＮダイオード６２は、直交ローカル信号を接合部分６６に通すか否かを決定する。すなわち、他端（接合部分６６側）から一端（１８０°位相アンプ３７側）に向けて電流を流したときに、直交ローカル信号を接合部分６６に通す。
ＰＩＮダイオード（直交移相ローカル信号スイッチ手段）６４は、一端が１８０°位相アンプ３３に接続されており、他端が接合部分６６に接続されている。ＰＩＮダイオード６４は、直交移相ローカル信号を接合部分６６に通すか否かを決定する。すなわち、一端（１８０°位相アンプ３３側）から他端（接合部分６６側）に向けて電流を流したときに、直交移相ローカル信号を接合部分６６に通す。
なお、ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗ｒは、ｒ＝ａ／ｉｂというように近似できる。ただし、ｉはＰＩＮダイオード６２および６４に流す制御電流、ａおよびｂはＰＩＮダイオード６２および６４に固有の定数である。
接合部分（第二補正信号通過手段）６６は、ＰＩＮダイオード６２および６４が接合している部分である。ＰＩＮダイオード６２あるいは６４を通過した信号（第二補正信号という）が接合部分６６を通過していく。接合部分６６を通過していく第二補正信号は、補正信号出力部７０に与えられる。
制御電流受入抵抗（第二スイッチ制御手段）６８は、一端が接合部分６６に接続され、他端が電源Ｖ２に接続されている。制御電流受入抵抗６８は、制御電流受入抵抗６８を流れる制御電流により、ＰＩＮダイオード６２および６４のいずれか一方を導通状態とする。すなわち、電源Ｖ２の電位を正とすれば、制御電流受入抵抗６８の他端（電源Ｖ２側）から一端（接合部分６６側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード６２の他端（接合部分６６側）から一端（１８０°位相アンプ３７側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード６２が導通状態となり、直交ローカル信号が接合部分６６に通される。また、電源Ｖ２の電位を負とすれば、制御電流受入抵抗６８の一端（接合部分６６側）から他端（電源Ｖ２側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード６４の一端（１８０°位相アンプ３３側）から他端（接合部分６６側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード６４が導通状態となり、直交移相ローカル信号が接合部分６６に通される。
なお、ＰＩＮダイオード６２および６４を流れる制御電流は、ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗をＣ／ｃｏｓθ（ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎθとした場合）あるいはＣ／ｃｏｓ２θ（ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎθとした場合）とするようにすることが好ましい（ただし、Ｃは定数、０°＜θ＜９０°）。ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗ｒ＝ａ／ｉｂより、制御電流＝｜Ｉｃｏｓ−ｂθ｜あるいは｜Ｉｃｏｓ−２ｂθ｜とすることが好ましい。
補正信号出力部７０は、第一補正信号および第二補正信号に基づき補正信号を出力する。補正信号出力部７０は、キャパシタンス要素７２、７４、アンプ７６を有する。
キャパシタンス要素７２は、第一補正信号出力部５０から出力された第一補正信号を受ける。キャパシタンス要素７４は、第二補正信号出力部６０から出力された第二補正信号を受ける。アンプ７６は、キャパシタンス要素７２および７４の出力を受けて増幅し、補正信号として出力する。なお、アンプ７６は、ゲインを変更することができるバリアブルアンプである。ただし、アンプ７６のゲインを固定し、アンプ７６と加算器４６との間に減衰の度合いを変更できるバリアブルアッテネータを接続してもよい。
次に、本発明の実施形態の動作を説明する。
ローカル発振器１０により生成されたローカル信号Ｌｏは、９０°移相器１２に与えられる。９０°移相器１２からは、ローカル信号Ｌｏ（位相０°）が分配器２２へ、直交ローカル信号（位相９０°）が分配器３２へ与えられる。
分配器２２は、ローカル信号Ｌｏ（位相０°）を１８０°位相アンプ２４に与える。１８０°位相アンプ２４はローカル信号Ｌｏ（位相０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、分配器２６に与える。分配器２６は与えられた信号（位相１８０°）を１８０°位相アンプ２８に与える。１８０°位相アンプ２８は与えられた信号（位相１８０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、Ｉ信号用ミキサ４２に与える。Ｉ信号用ミキサ４２に与えられた信号は、位相０°であり、ローカル信号Ｌｏである。Ｉ信号用ミキサ４２は、ローカル信号Ｌｏとベースバンド信号の内のＩ信号とを乗算して出力する。
分配器３２は、直交ローカル信号（位相９０°）を１８０°位相アンプ３４に与える。１８０°位相アンプ３４は直交ローカル信号（位相９０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、分配器３６に与える。分配器３６は与えられた信号（位相２７０°）を１８０°位相アンプ３８に与える。１８０°位相アンプ３８は与えられた信号（位相２７０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、Ｑ信号用ミキサ４４に与える。Ｑ信号用ミキサ４４に与えられた信号は、位相９０°であり、直交ローカル信号である。Ｑ信号用ミキサ４４は、直交ローカル信号とベースバンド信号の内のＱ信号とを乗算して出力する。
Ｉ信号用ミキサ４２およびＱ信号用ミキサ４４の出力を加算器４６により加算すれば、通常の直交変調装置として動作する。しかし、この場合、初期的なオフセット誤差（オリジンオフセット）が生ずる。具体的には、位相誤差および振幅誤差が生ずる。そこで、加算器４６にさらに補正信号を与え、Ｉ信号用ミキサ４２およびＱ信号用ミキサ４４の出力の和に補正信号を加える。補正信号の生成のための動作を以下に説明する。
分配器２２は、ローカル信号Ｌｏ（位相０°）を１８０°位相アンプ２３に与える。１８０°位相アンプ２３はローカル信号Ｌｏ（位相０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、移相ローカル信号（位相１８０°）を第一補正信号出力部５０に出力する。
分配器３２は、直交ローカル信号（位相９０°）を１８０°位相アンプ３３に与える。１８０°位相アンプ３３は直交ローカル信号（位相９０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、直交移相ローカル信号（位相２７０°）を第二補正信号出力部６０に出力する。
分配器２６は与えられた信号（位相１８０°）を１８０°位相アンプ２７に与える。１８０°位相アンプ２７は与えられた信号（位相１８０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、ローカル信号Ｌｏ（位相０°）を第一補正信号出力部５０に出力する。
分配器３６は与えられた信号（位相２７０°）を１８０°位相アンプ３７に与える。１８０°位相アンプ３７は与えられた信号（位相２７０°）の位相を１８０°変更させて増幅し、直交ローカル信号（位相９０°）を第二補正信号出力部６０に出力する。
第一補正信号出力部５０においては、ＰＩＮダイオード５２あるいは５４のいずれか一方が導通状態とされる。第二補正信号出力部６０においては、ＰＩＮダイオード６２あるいは６４のいずれか一方が導通状態とされる。いずれのＰＩＮダイオードが導通状態となるかにより、補正信号の位相の範囲が異なる。具体的には、下記の表のようになる。
電源Ｖ１の電位を正とすれば、制御電流受入抵抗５８の他端（電源Ｖ１側）から一端（接合部分５６側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード５２の他端（接合部分５６側）から一端（１８０°位相アンプ２７側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード５２が導通状態となる。
電源Ｖ２の電位を正とすれば、制御電流受入抵抗６８の他端（電源Ｖ２側）から一端（接合部分６６側）に制御電流が流れ、ＰＩＮダイオード６２の他端（接合部分６６側）から一端（１８０°位相アンプ３７側）に向けて制御電流が流れる。よって、ＰＩＮダイオード６２が導通状態となる。
ＰＩＮダイオード５２に流す制御電流によって、動作が異なるので場合分けして説明する。
（１）ＰＩＮダイオード５２に流す制御電流＝｜Ｉｓｉｎ−ｂθ｜の場合
この場合、ＰＩＮダイオード６２に流す制御電流＝｜Ｉｃｏｓ−ｂθ｜となる。すると、ＰＩＮダイオード５２の抵抗値ｒ１＝ａ／ｉｂ＝ａ／（Ｉｂｓｉｎθ）＝Ｃ／ｓｉｎθとなる。また、ＰＩＮダイオード６２の抵抗値ｒ２＝ａ／ｉｂ＝ａ／（Ｉｂｃｏｓθ）＝Ｃ／ｃｏｓθとなる。ただし、Ｃ＝ａ／Ｉｂである。
ここで、ローカル信号Ｌｏの電圧をｖ１、直交ローカル信号の電圧をｖ２とする。ｖ１およびｖ２の実効値が共にｖであるとする。すると、ｖ１＝ｖ・ｃｏｓωｔ、ｖ２＝ｖ・ｓｉｎωｔとなる。
よって、接合部分５６を流れる電流の実効値は（ｖ／Ｃ）ｓｉｎθとなり、接合部分６６を流れる電流の実効値は（ｖ／Ｃ）ｃｏｓθとなる。接合部分５６を流れる電流および接合部分６６を流れる電流を加えたものが補正信号となる。補正信号の電流実効値は、は（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎθ＋ｃｏｓθ）＝（ｖＩｂ／ａ）・（ｓｉｎθ＋ｃｏｓθ）となる。よって、Ｉを適宜設定することにより、補正信号の電流実効値を適宜設定できる。したがって、振幅誤差に相当する、補正信号の電流実効値を適宜設定できる。
また、補正信号の電流は、ｖ１／ｒ１＋ｖ２／ｒ２＝（ｖ・ｃｏｓωｔ）／ｒ１＋（ｖ・ｓｉｎωｔ）／ｒ２＝（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎθｃｏｓωｔ＋ｃｏｓθｓｉｎωｔ）＝（ｖ／Ｃ）・ｓｉｎ（ωｔ＋θ）となる。よって、補正信号の電流の位相はθ（ただし、０°＜θ＜９０°）となる。よって、θを適宜設定することにより、補正信号の電流の位相を適宜設定できる。したがって、位相誤差を打ち消すことができる、補正信号の電流の位相を適宜設定できる。
０°＜θ＜９０°なので、補正信号の電流の位相を０°を超え９０°未満の範囲で設定することができる。
（２）ＰＩＮダイオード５２に流す制御電流＝｜Ｉｓｉｎ−２ｂθ｜の場合
この場合、ＰＩＮダイオード６２に流す制御電流＝｜Ｉｃｏｓ−２ｂθ｜となる。すると、ＰＩＮダイオード５２の抵抗値ｒ１＝ａ／ｉｂ＝ａ／（Ｉｂｓｉｎ２θ）＝Ｃ／ｓｉｎ２θとなる。また、ＰＩＮダイオード６２の抵抗値ｒ２＝ａ／ｉｂ＝ａ／（Ｉｂｃｏｓ２θ）＝Ｃ／ｃｏｓ２θとなる。ただし、Ｃ＝ａ／Ｉｂである。
ここで、ローカル信号Ｌｏの電圧をｖ１、直交ローカル信号の電圧をｖ２とする。ｖ１およびｖ２の実効値が共にｖであるとする。すると、ｖ１＝ｖ・ｃｏｓωｔ、ｖ２＝ｖ・ｓｉｎωｔとなる。
よって、接合部分５６を流れる電流の実効値は（ｖ／Ｃ）ｓｉｎ２θとなり、接合部分６６を流れる電流の実効値は（ｖ／Ｃ）ｃｏｓ２θとなる。接合部分５６を流れる電流および接合部分６６を流れる電流を加えたものが補正信号となる。補正信号の電流実効値は、は（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎ２θ＋ｃｏｓ２θ）＝（ｖＩｂ／ａ）・（ｓｉｎ２θ＋ｃｏｓ２θ）＝ｖＩｂ／ａとなる。よって、Ｉを適宜設定することにより、補正信号の電流実効値を適宜設定できる。したがって、振幅誤差に相当する、補正信号の電流実効値を適宜設定できる。なお、θが変化しても、補正信号の電流実効値は変化しない。
また、補正信号の電流は、ｖ１／ｒ１＋ｖ２／ｒ２＝（ｖ・ｃｏｓωｔ）／ｒ１＋（ｖ・ｓｉｎωｔ）／ｒ２＝（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎ２θｃｏｓωｔ＋ｃｏｓ２θｓｉｎωｔ）＝（ｖ／Ｃ）・（ｓｉｎ４θ＋ｃｏｓ４θ）１／２・ｓｉｎ（ωｔ＋ｔａｎ−１（ｔａｎ２θ））となる。よって、補正信号の電流の位相はｔａｎ−１（ｔａｎ２θ）（ただし、０°＜θ＜９０°）となる。よって、θを適宜設定することにより、補正信号の電流の位相を適宜設定できる。したがって、位相誤差を打ち消すことができる、補正信号の電流の位相を適宜設定できる。
０°＜θ＜９０°なので、０°＜ｔａｎ−１（ｔａｎ２θ）＜９０°となる。よって、補正信号の電流の位相を０°を超え９０°未満の範囲で設定することができる。
このように、ＰＩＮダイオード５２および６２を導通状態にしたときは補正信号の電流の位相を０°を超え９０°未満の範囲で設定することができる。同様に、ＰＩＮダイオード５４および６２を導通状態にしたときは補正信号の電流の位相を９０°を超え１８０°未満の範囲で設定することができる。ＰＩＮダイオード５４および６４を導通状態にしたときは補正信号の電流の位相を１８０°を超え２７０°未満の範囲で設定することができる。ＰＩＮダイオード５２および６４を導通状態にしたときは補正信号の電流の位相を２７０°を超え３６０°未満の範囲で設定することができる。
なお、これまで、誤差補正信号生成装置を直交変調装置１に適用した例を説明したきた。しかし、誤差補正信号生成装置は、それ単独でノイズキャンセル回路として利用できる。さらに、誤差補正信号生成装置は、直交変調装置に限らず、フェイズドアレイアンテナにも適用可能である。
本発明の実施形態によれば、第一補正信号出力部５０がローカル信号（位相０°）を受けるＰＩＮダイオード５２あるいは移相ローカル信号（位相１８０°）を受けるＰＩＮダイオード５４のいずれか一方を導通状態とする。さらに、第二補正信号出力部６０が直交ローカル信号（位相９０°）を受けるＰＩＮダイオード６２あるいは直交移相ローカル信号（位相２７０°）を受けるＰＩＮダイオード６４のいずれか一方を導通状態とする。
このため、導通状態となったＰＩＮダイオードの組み合わせにより、補正信号の位相を０°〜３６０°まで設定できる。これにより、直交変調装置１の位相誤差が０°〜３６０°までの値をとっても、補正信号が位相誤差を打ち消すことがきるように、補正信号の位相を設定できる。
さらに、ＰＩＮダイオード５２、５４、６２および６４はその抵抗を制御電流により変化させることができるため、補正信号が直交変調装置１の振幅誤差を打ち消すことがきるように、補正信号の長幅を設定できる。
また、ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎθとし、ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗をＣ／ｃｏｓθとした場合は、制御電流を決定する変数であるθがそのまま補正信号の位相となる。よって、補正信号の位相の設定が容易である。
なお、ＰＩＮダイオード５２および５４の抵抗をＣ／ｓｉｎ２θとし、ＰＩＮダイオード６２および６４の抵抗をＣ／ｃｏｓ２θとした場合は、制御電流を決定する変数であるθが変化しても、補正信号の実効値は変わらない。よって、補正信号の実効値の設定が容易である。
Claims (2)
- ローカル信号を出力するローカル信号出力手段と、
前記ローカル信号の位相を９０度変更させた直交ローカル信号を出力する直交ローカル信号出力手段と、
前記ローカル信号の位相を１８０度変更させた移相ローカル信号を出力する移相ローカル信号出力手段と、
前記直交ローカル信号の位相を１８０度変更させた直交移相ローカル信号を出力する直交移相ローカル信号出力手段と、
前記ローカル信号または前記移相ローカル信号に基づく第一補正信号を出力する第一補正信号出力手段と、
前記直交ローカル信号または前記直交移相ローカル信号に基づく第二補正信号を出力する第二補正信号出力手段と、
前記第一補正信号および前記第二補正信号に基づき補正信号を出力する補正信号出力手段と、
を備え、
前記第一補正信号出力手段は、
前記第一補正信号が通過する第一補正信号通過手段と、
前記ローカル信号を前記第一補正信号通過手段に通すか否かを決定するローカル信号スイッチ手段と、
前記移相ローカル信号を前記第一補正信号通過手段に通すか否かを決定する移相ローカル信号スイッチ手段と、
前記ローカル信号スイッチ手段および前記移相ローカル信号スイッチ手段のいずれか一方を導通状態とする第一スイッチ制御手段とを有し、
前記第二補正信号出力手段は、
前記第二補正信号が通過する第二補正信号通過手段と、
前記直交ローカル信号を前記第二補正信号通過手段に通すか否かを決定する直交ローカル信号スイッチ手段と、
前記直交移相ローカル信号を前記第二補正信号通過手段に通すか否かを決定する直交移相ローカル信号スイッチ手段と、
前記直交ローカル信号スイッチ手段および前記直交移相ローカル信号スイッチ手段のいずれか一方を導通状態とするスイッチ制御手段とを有し、
前記ローカル信号スイッチ手段、前記移相ローカル信号スイッチ手段、前記直交ローカル信号スイッチ手段および前記直交移相ローカル信号スイッチ手段は可変抵抗素子であり、
前記ローカル信号スイッチ手段または前記移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ１、前記直交ローカル信号スイッチ手段または前記直交移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ２とした場合、
ｒ１＝Ｃ／sinθ、ｒ２＝Ｃ／cosθ、（ただし、Ｃは定数、0°＜θ＜90°）
である誤差補正信号生成装置。 - ローカル信号を出力するローカル信号出力手段と、
前記ローカル信号の位相を９０度変更させた直交ローカル信号を出力する直交ローカル信号出力手段と、
前記ローカル信号の位相を１８０度変更させた移相ローカル信号を出力する移相ローカル信号出力手段と、
前記直交ローカル信号の位相を１８０度変更させた直交移相ローカル信号を出力する直交移相ローカル信号出力手段と、
前記ローカル信号または前記移相ローカル信号に基づく第一補正信号を出力する第一補正信号出力手段と、
前記直交ローカル信号または前記直交移相ローカル信号に基づく第二補正信号を出力する第二補正信号出力手段と、
前記第一補正信号および前記第二補正信号に基づき補正信号を出力する補正信号出力手段と、
を備え、
前記第一補正信号出力手段は、
前記第一補正信号が通過する第一補正信号通過手段と、
前記ローカル信号を前記第一補正信号通過手段に通すか否かを決定するローカル信号スイッチ手段と、
前記移相ローカル信号を前記第一補正信号通過手段に通すか否かを決定する移相ローカル信号スイッチ手段と、
前記ローカル信号スイッチ手段および前記移相ローカル信号スイッチ手段のいずれか一方を導通状態とする第一スイッチ制御手段とを有し、
前記第二補正信号出力手段は、
前記第二補正信号が通過する第二補正信号通過手段と、
前記直交ローカル信号を前記第二補正信号通過手段に通すか否かを決定する直交ローカル信号スイッチ手段と、
前記直交移相ローカル信号を前記第二補正信号通過手段に通すか否かを決定する直交移相ローカル信号スイッチ手段と、
前記直交ローカル信号スイッチ手段および前記直交移相ローカル信号スイッチ手段のいずれか一方を導通状態とするスイッチ制御手段とを有し、
前記ローカル信号スイッチ手段、前記移相ローカル信号スイッチ手段、前記直交ローカル信号スイッチ手段および前記直交移相ローカル信号スイッチ手段は可変抵抗素子であり、
前記ローカル信号スイッチ手段または前記移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ１、前記直交ローカル信号スイッチ手段または前記直交移相ローカル信号スイッチ手段の抵抗値をｒ２とした場合、
ｒ１＝Ｃ／sin 2 θ、ｒ２＝Ｃ／cos 2 θ、（ただし、Ｃは定数、0°＜θ＜90°）
である誤差補正信号生成装置。
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| US8514007B1 (en) * | 2012-01-27 | 2013-08-20 | Freescale Semiconductor, Inc. | Adjustable power splitter and corresponding methods and apparatus |
| US9774299B2 (en) | 2014-09-29 | 2017-09-26 | Nxp Usa, Inc. | Modifiable signal adjustment devices for power amplifiers and corresponding methods and apparatus |
| CN105162450A (zh) * | 2015-08-24 | 2015-12-16 | 四川九洲电器集团有限责任公司 | 一种与正交调制器相配合的接口电路 |
| CN105699772B (zh) * | 2016-01-20 | 2019-11-12 | 北京东方计量测试研究所 | 一种正交基准相位的验证方法及其装置 |
| CN109496397B (zh) * | 2017-07-11 | 2020-11-10 | 华为技术有限公司 | 一种信号校正方法以及信号校正系统 |
Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55162611A (en) * | 1979-06-05 | 1980-12-18 | Mitsubishi Electric Corp | Amplitude and phase adjuster |
| JPS634721B2 (ja) * | 1980-12-08 | 1988-01-30 | Nippon Denki Kk | |
| JPH01305709A (ja) * | 1988-06-03 | 1989-12-11 | Nec Corp | 無限移相器 |
| JPH03198401A (ja) * | 1989-12-26 | 1991-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | 位相・振幅調整回路 |
| JPH06177929A (ja) * | 1992-12-07 | 1994-06-24 | Advantest Corp | 直交変調器およびその校正方法 |
| JPH06197137A (ja) * | 1992-12-25 | 1994-07-15 | Nec Corp | ベクトル変調器 |
| JPH06268466A (ja) * | 1992-12-15 | 1994-09-22 | Space Syst Loral Inc | 連続的変化電子制御位相シフト回路 |
| JPH07312623A (ja) * | 1994-05-17 | 1995-11-28 | Fujitsu Ltd | キャリアリーク抑圧方法及び半導体装置 |
| JPH11205401A (ja) * | 1998-01-13 | 1999-07-30 | Hitachi Ltd | 直交変調器 |
| US20050197932A1 (en) * | 2004-03-03 | 2005-09-08 | George Gati | Method for displaying accumulated interest |
Family Cites Families (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4398161A (en) * | 1981-04-13 | 1983-08-09 | The United States Of America As Represented By The Secretary Of The Air Force | Phase-shifting amplifier |
| GB8308236D0 (en) * | 1983-03-25 | 1983-05-05 | Celltech Ltd | Dna vectors |
| NL8601603A (nl) | 1986-06-20 | 1988-01-18 | Philips Nv | Kanaalcoderingsinrichting. |
| US5019793A (en) * | 1990-05-21 | 1991-05-28 | Hughes Aircraft Company | Digitally implemented variable phase shifter and amplitude weighting device |
| GB2281830B (en) * | 1993-09-11 | 1998-08-12 | Nokia Mobile Phones Ltd | I/q-modulator and i/q-demodulator |
| US6016304A (en) | 1996-08-07 | 2000-01-18 | Raytheon Company | RF phase and/or amplitude control device |
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Patent Citations (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55162611A (en) * | 1979-06-05 | 1980-12-18 | Mitsubishi Electric Corp | Amplitude and phase adjuster |
| JPS634721B2 (ja) * | 1980-12-08 | 1988-01-30 | Nippon Denki Kk | |
| JPH01305709A (ja) * | 1988-06-03 | 1989-12-11 | Nec Corp | 無限移相器 |
| JPH03198401A (ja) * | 1989-12-26 | 1991-08-29 | Mitsubishi Electric Corp | 位相・振幅調整回路 |
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