JPH06268466A - 連続的変化電子制御位相シフト回路 - Google Patents
連続的変化電子制御位相シフト回路Info
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- JPH06268466A JPH06268466A JP5315299A JP31529993A JPH06268466A JP H06268466 A JPH06268466 A JP H06268466A JP 5315299 A JP5315299 A JP 5315299A JP 31529993 A JP31529993 A JP 31529993A JP H06268466 A JPH06268466 A JP H06268466A
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- phase
- phase shift
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/16—Networks for phase shifting
- H03H11/20—Two-port phase shifters providing an adjustable phase shift
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03C—MODULATION
- H03C3/00—Angle modulation
- H03C3/38—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation
- H03C3/40—Angle modulation by converting amplitude modulation to angle modulation using two signal paths the outputs of which have a predetermined phase difference and at least one output being amplitude-modulated
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- Amplifiers (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 可変ＲＦ位相シフト回路の提供を目的とし、
特に、６５０ＭＨｚのＲＦ信号の位相変調及び制御をな
す位相シフト回路の提供を目的としている。 【構成】 入力信号は位相スプリッタ１２により０°及
び９０°の成分に分割され、これらはそれぞれ差動アン
プ１８及び２０により０°，１８０°及び９０°，２７
０°の２対の出力に分割される。各成分はそれぞれ位相
コントローラ３０，３２，３４，３６に入り所要の位相
制御を受け、同相給合回路段に入る。同相結合回路４
２，４４の出力はそれぞれ１８０°〜０°及び９０°〜
２７０°の範囲に選択制御可能である。これらの出力を
結合回路５０により結合して、０°〜３６０°の範囲で
任意の位相に制御された出力が得られる。
特に、６５０ＭＨｚのＲＦ信号の位相変調及び制御をな
す位相シフト回路の提供を目的としている。 【構成】 入力信号は位相スプリッタ１２により０°及
び９０°の成分に分割され、これらはそれぞれ差動アン
プ１８及び２０により０°，１８０°及び９０°，２７
０°の２対の出力に分割される。各成分はそれぞれ位相
コントローラ３０，３２，３４，３６に入り所要の位相
制御を受け、同相給合回路段に入る。同相結合回路４
２，４４の出力はそれぞれ１８０°〜０°及び９０°〜
２７０°の範囲に選択制御可能である。これらの出力を
結合回路５０により結合して、０°〜３６０°の範囲で
任意の位相に制御された出力が得られる。
Description
【０００１】
【技術分野】本発明は、位相シフト回路に関し、特に、
位相変調通信システムに用いられる可変ＲＦ位相シフト
回路に関する。
位相変調通信システムに用いられる可変ＲＦ位相シフト
回路に関する。
【０００２】
【発明の背景】位相変調技術は、通信システムにおいて
用いられ、かかる位相変調技術は位相シフトが 360度の
範囲を超えて調整自在なタイプの位相シフト回路を用い
る。ＲＦ信号に対して 360度以上の範囲に亘る位相シフ
トを調整自在に与える典型的な調整自在位相シフト回路
の例がベロハウベック（Belohoubek)氏に1983年７月２
６日に付与された“調整自在位相シフタ”と題する米国
特許第,4,395,687号に開示されている。この第 4,395,6
87号特許においては、ＲＦ信号が３つの等しい部分に分
割され、各々、０度、120度及び 240度の相対位相の下
で組み合されるのである。
用いられ、かかる位相変調技術は位相シフトが 360度の
範囲を超えて調整自在なタイプの位相シフト回路を用い
る。ＲＦ信号に対して 360度以上の範囲に亘る位相シフ
トを調整自在に与える典型的な調整自在位相シフト回路
の例がベロハウベック（Belohoubek)氏に1983年７月２
６日に付与された“調整自在位相シフタ”と題する米国
特許第,4,395,687号に開示されている。この第 4,395,6
87号特許においては、ＲＦ信号が３つの等しい部分に分
割され、各々、０度、120度及び 240度の相対位相の下
で組み合されるのである。
【０００３】1982年１０月１９日にベイヤー氏他（Beye
r et al)に付与されて“位相シフト及び振巾変調器”と
題する米国特許第 4,355,289号においては、ディジタル
位相変調のための平行変調器が開示されており、この平
行変調器においては、２つの振巾可変バイフェーズ（bi
-phase)変調器がクオドラチャ（quadrature)形式に接続
されて出力信号の基本を形成している。すなわち、各バ
イフェーズ変調器の振巾及び位相を０度又は 180度だけ
制御して任意の位相角度を有する出力信号を形成してい
る。
r et al)に付与されて“位相シフト及び振巾変調器”と
題する米国特許第 4,355,289号においては、ディジタル
位相変調のための平行変調器が開示されており、この平
行変調器においては、２つの振巾可変バイフェーズ（bi
-phase)変調器がクオドラチャ（quadrature)形式に接続
されて出力信号の基本を形成している。すなわち、各バ
イフェーズ変調器の振巾及び位相を０度又は 180度だけ
制御して任意の位相角度を有する出力信号を形成してい
る。
【０００４】平行変調器は、独立に位相及び振巾制御が
可能であり、バイフェーズ変調器を用いている。各バイ
フェース変調器は、ダイオードを用いており、このダイ
オードはその寄生リアクタンスを最小にすべく常に導通
状態にされている。各バイフェーズ変調器は、連続波キ
ャリアの入力信号を同一振巾でかつ 180度位相の異なる
２つの中間信号に分割する電力分割器を含んでいる。マ
イクロ波周波数動作においては、２つの中間信号が直接
結合器を介して共通の加算接続点において互いに接続し
た一対のＰＩＮダイオードに供給される。
可能であり、バイフェーズ変調器を用いている。各バイ
フェース変調器は、ダイオードを用いており、このダイ
オードはその寄生リアクタンスを最小にすべく常に導通
状態にされている。各バイフェーズ変調器は、連続波キ
ャリアの入力信号を同一振巾でかつ 180度位相の異なる
２つの中間信号に分割する電力分割器を含んでいる。マ
イクロ波周波数動作においては、２つの中間信号が直接
結合器を介して共通の加算接続点において互いに接続し
た一対のＰＩＮダイオードに供給される。
【０００５】適当にＤＣバイアスレベルを調整すること
によって、双方のダイオードが常にオンであり、ダイオ
ードを通過した２つのマイクロ波中間信号は加算接続点
において全くキャンセルされてゼロ状態になる。もし、
０度位相角の中間信号を通しているダイオードのバイア
ス電流がゼロ状態電流から減少せしめられると、180度
位相角の中間信号が接続点において完全にキャンセルさ
れず、従って、出力信号の位相は 180度になる。
によって、双方のダイオードが常にオンであり、ダイオ
ードを通過した２つのマイクロ波中間信号は加算接続点
において全くキャンセルされてゼロ状態になる。もし、
０度位相角の中間信号を通しているダイオードのバイア
ス電流がゼロ状態電流から減少せしめられると、180度
位相角の中間信号が接続点において完全にキャンセルさ
れず、従って、出力信号の位相は 180度になる。
【０００６】その後、０度中間信号の流れるダイオード
のバイアス電流を変化させることにより、出力振巾が連
続的に制御され得る。上記したベイヤー特許のバイフェ
ーズ変調器は、平行変調器構成に組み合わされて変調出
力信号を得、この変調出力信号は、バイフェーズ変調器
へのバイアス入力の適当な制御により、０°ないし 360
°の範囲における任意の位相角にかつ連続的制御振巾に
調整され得る。
のバイアス電流を変化させることにより、出力振巾が連
続的に制御され得る。上記したベイヤー特許のバイフェ
ーズ変調器は、平行変調器構成に組み合わされて変調出
力信号を得、この変調出力信号は、バイフェーズ変調器
へのバイアス入力の適当な制御により、０°ないし 360
°の範囲における任意の位相角にかつ連続的制御振巾に
調整され得る。
【０００７】クーマー（Kumar)氏に1985年１０月２２日
に付与されて“広帯域調整自在位相変調回路”と題する
米国特許第 4,549,152号において、入力端子において供
給された入力信号に対して０度ないし 360°の位相シフ
トがなされた出力信号を出力端子に供給する位相変調回
路が記載されており、この位相変調回路は、入力端子と
第２及び第３の９０°カップラの間に接続した第１の９
０°カップラと、４つの可変利得アンプと、第４及び第
５の９０°カップラと、出力端子に出力が接続された同
相結合器と、を含んでいる。２つのアンプが第２及び第
４カップラの間に接続されている。追加アンプが第３及
び第４カップラの間に接続されている。第４及び第５カ
ップラは同相結合器の入力に接続されている。多数のア
ンプを通じた利得は調整されて、回路全体としての位相
シフト量が調整される。
に付与されて“広帯域調整自在位相変調回路”と題する
米国特許第 4,549,152号において、入力端子において供
給された入力信号に対して０度ないし 360°の位相シフ
トがなされた出力信号を出力端子に供給する位相変調回
路が記載されており、この位相変調回路は、入力端子と
第２及び第３の９０°カップラの間に接続した第１の９
０°カップラと、４つの可変利得アンプと、第４及び第
５の９０°カップラと、出力端子に出力が接続された同
相結合器と、を含んでいる。２つのアンプが第２及び第
４カップラの間に接続されている。追加アンプが第３及
び第４カップラの間に接続されている。第４及び第５カ
ップラは同相結合器の入力に接続されている。多数のア
ンプを通じた利得は調整されて、回路全体としての位相
シフト量が調整される。
【０００８】シバジ（Sibaji)氏に1986年４月８日に付
与されて“最小振巾リップルの位相シフトネットワー
ク”と題する米国特許第 4,581,595号は、改良された位
相シフトネットワークを開示し、この位相シフトネット
ワークは、入力信号を受けて全通過ネットワークに供給
される出力を生成して、所定角度だけ位相の異なる信号
を生成する。全通過（オールパス）ネットワークからの
信号は可変アッテネータに供給され、これらの可変アッ
テネータの出力は結合回路によって再結合されて入力信
号から所定角度だけ位相シフトした出力信号を生成す
る。この位相シフトは９０°以上の位相シフトを得ると
き一度唯一の可変アッテネータを調整する。
与されて“最小振巾リップルの位相シフトネットワー
ク”と題する米国特許第 4,581,595号は、改良された位
相シフトネットワークを開示し、この位相シフトネット
ワークは、入力信号を受けて全通過ネットワークに供給
される出力を生成して、所定角度だけ位相の異なる信号
を生成する。全通過（オールパス）ネットワークからの
信号は可変アッテネータに供給され、これらの可変アッ
テネータの出力は結合回路によって再結合されて入力信
号から所定角度だけ位相シフトした出力信号を生成す
る。この位相シフトは９０°以上の位相シフトを得ると
き一度唯一の可変アッテネータを調整する。
【０００９】ハリス（Harris)氏に1989年９月２６日に
付与されて“振巾変調信号を組み合わせることによる位
相変調をなす変調器”と題する米国特許第 4,870,374号
は、情報伝送手段としてＲＦキャリアの位相変調を用い
るシステムを開示している。ＲＦ入力は、４つの直角異
相（クオドラチャ）成分に分割され、これらの直角異相
成分は別々の振幅制御アッテネータに供給され、所望の
位相制御ＲＦ信号を得るべく結合回路において加算され
る。得られた信号は所望の出力レベルを得るべくＲＦ信
号アンプにおいて増幅せしめられる。ＲＦ出力レベルは
サンプリングされて同相スプリッタに帰還され、この同
相スプリッタの出力は変調前のＲＦ信号の対応する各直
角異相成分と比較されて、制御ループアンプ内でプロセ
ッサ生成変調基準信号と比較される信号を生成し、得ら
れるエラー信号は各直角異相成分の出力振巾を調整する
ために各アッテネータに供給される。直角異相成分は、
次いで、所望の位相変調ＲＦ出力信号を得るために組合
わされる。
付与されて“振巾変調信号を組み合わせることによる位
相変調をなす変調器”と題する米国特許第 4,870,374号
は、情報伝送手段としてＲＦキャリアの位相変調を用い
るシステムを開示している。ＲＦ入力は、４つの直角異
相（クオドラチャ）成分に分割され、これらの直角異相
成分は別々の振幅制御アッテネータに供給され、所望の
位相制御ＲＦ信号を得るべく結合回路において加算され
る。得られた信号は所望の出力レベルを得るべくＲＦ信
号アンプにおいて増幅せしめられる。ＲＦ出力レベルは
サンプリングされて同相スプリッタに帰還され、この同
相スプリッタの出力は変調前のＲＦ信号の対応する各直
角異相成分と比較されて、制御ループアンプ内でプロセ
ッサ生成変調基準信号と比較される信号を生成し、得ら
れるエラー信号は各直角異相成分の出力振巾を調整する
ために各アッテネータに供給される。直角異相成分は、
次いで、所望の位相変調ＲＦ出力信号を得るために組合
わされる。
【００１０】
【発明の概要】本発明は、可変ＲＦ位相シフト回路の提
供を目的とし、特に、 650ＭＨｚのＲＦ信号の位相変調
及び制御をなす位相シフト回路の提供を目的としてい
る。本発明による位相シフト回路は、位相アレイシステ
ムの一部としても用いられ得る。本発明による位相シフ
ト回路は、位相スプリッタと、位相コントローラと、同
相組合せ回路と、後段（post)アンプとからなり、ＲＦ
信号について 360°の位相制御を可能にした 360°制御
位相シフトを達成する。
供を目的とし、特に、 650ＭＨｚのＲＦ信号の位相変調
及び制御をなす位相シフト回路の提供を目的としてい
る。本発明による位相シフト回路は、位相アレイシステ
ムの一部としても用いられ得る。本発明による位相シフ
ト回路は、位相スプリッタと、位相コントローラと、同
相組合せ回路と、後段（post)アンプとからなり、ＲＦ
信号について 360°の位相制御を可能にした 360°制御
位相シフトを達成する。
【００１１】 〔発明の詳細な説明〕図１において、本発明による連続
可変電子制御位相シフト回路の実施例がブロック図によ
って示されており、この位相シフト回路は、ＲＦ入力信
号を０度及び９０°の成分に分割する９０°位相分割器
を含む位相スプリッタを含んでいる。各分離信号は、更
に、 180°位相シフトした信号対に分離されて、０度、
180°の信号対及び９０°、270°の信号対を生成す
る。これらの２つの信号対は互いに加算されて、加算対
は組合されて１つの出力信号になる。出力信号の位相は
０度、 180°の信号対及び９０°、 270°の信号対の成
分信号の少なくとも１つの相対的振巾を変化させること
によって制御される。
可変電子制御位相シフト回路の実施例がブロック図によ
って示されており、この位相シフト回路は、ＲＦ入力信
号を０度及び９０°の成分に分割する９０°位相分割器
を含む位相スプリッタを含んでいる。各分離信号は、更
に、 180°位相シフトした信号対に分離されて、０度、
180°の信号対及び９０°、270°の信号対を生成す
る。これらの２つの信号対は互いに加算されて、加算対
は組合されて１つの出力信号になる。出力信号の位相は
０度、 180°の信号対及び９０°、 270°の信号対の成
分信号の少なくとも１つの相対的振巾を変化させること
によって制御される。
【００１２】図１において、 650ＭＨｚの周波数を有す
る入力ＲＦ信号が位相シフト回路の入力端子に供給さ
れ、この入力信号は位相スプリッタ段に導入される。こ
の位相スプリッタ段は９０°の位相差を有する等しい振
巾の出力信号をリード１４及び１６上に生成するパワー
分割回路１２を含んでいる。リード１４上の信号は０度
の位相を有し、リード１６上の信号は９０°の位相を有
する。これらの２つの信号は、各々、２つの差動アンプ
１８及び２０に供給される。これらの２つの差動アンプ
において２つの入力信号は更に２つの 180°の位相差を
有する信号対に分割される。すなわち、リード１４上の
０度信号は差動アンプ１８に供給されて、これによって
リード２２上の 180°信号及びリード２４上の０度信号
に分割される。同様にリード１６上の９０°信号は、差
動アンプ２０に供給されて、 180°の位相差を有するリ
ード２６及び２８上の信号に分割される。リード２６上
の信号は 270°の相対位相を有し、リード２８上の信号
は９０°の相対位相を有する。
る入力ＲＦ信号が位相シフト回路の入力端子に供給さ
れ、この入力信号は位相スプリッタ段に導入される。こ
の位相スプリッタ段は９０°の位相差を有する等しい振
巾の出力信号をリード１４及び１６上に生成するパワー
分割回路１２を含んでいる。リード１４上の信号は０度
の位相を有し、リード１６上の信号は９０°の位相を有
する。これらの２つの信号は、各々、２つの差動アンプ
１８及び２０に供給される。これらの２つの差動アンプ
において２つの入力信号は更に２つの 180°の位相差を
有する信号対に分割される。すなわち、リード１４上の
０度信号は差動アンプ１８に供給されて、これによって
リード２２上の 180°信号及びリード２４上の０度信号
に分割される。同様にリード１６上の９０°信号は、差
動アンプ２０に供給されて、 180°の位相差を有するリ
ード２６及び２８上の信号に分割される。リード２６上
の信号は 270°の相対位相を有し、リード２８上の信号
は９０°の相対位相を有する。
【００１３】以下において、パワースイッチング分割回
路１２及び差動アンプ１８，２０の組み合せを、入力信
号を４つの同一振巾直角異相信号に分割する機能を有す
る異相分割サブ回路と称する。リード２２，２４，２６
及び２８上の４つの直角異相信号（以下クオドラチャ信
号と称する）は、４つのアテネータ回路３０，３２，３
４及び３６からなる位相制御サブ回路に供給される。ア
ッテネータ回路３２及び３６は可変であり、リード３８
及び４０上の制御信号によって制御される。これらのア
ッテネータ回路３２及び３６は、例えば２ｄｂ〜４０ｄ
ｂの減衰を与えるように制御される。アッテネータ回路
３０及び３４はこの実施例においては８ｄｂの減衰の固
定値を有する。固定アッテネータ回路３０及び３４は、
各々、回路１８及び２０からのリード２２及び２６上の
９０°の位相差（すなわち０度及び９０°）を有する入
力信号を受信する。可変アッテネータ回路３２及び３６
は９０°の位相差を有する回路１８及び２０からのリー
ド２４及び２８上の入力信号（すなわち、180°及び 27
0°）を受信する。
路１２及び差動アンプ１８，２０の組み合せを、入力信
号を４つの同一振巾直角異相信号に分割する機能を有す
る異相分割サブ回路と称する。リード２２，２４，２６
及び２８上の４つの直角異相信号（以下クオドラチャ信
号と称する）は、４つのアテネータ回路３０，３２，３
４及び３６からなる位相制御サブ回路に供給される。ア
ッテネータ回路３２及び３６は可変であり、リード３８
及び４０上の制御信号によって制御される。これらのア
ッテネータ回路３２及び３６は、例えば２ｄｂ〜４０ｄ
ｂの減衰を与えるように制御される。アッテネータ回路
３０及び３４はこの実施例においては８ｄｂの減衰の固
定値を有する。固定アッテネータ回路３０及び３４は、
各々、回路１８及び２０からのリード２２及び２６上の
９０°の位相差（すなわち０度及び９０°）を有する入
力信号を受信する。可変アッテネータ回路３２及び３６
は９０°の位相差を有する回路１８及び２０からのリー
ド２４及び２８上の入力信号（すなわち、180°及び 27
0°）を受信する。
【００１４】位相制御サブ回路、すなわち、アッテネー
タ回路３０，３２，３４及び３６からの出力信号は２段
の２方向集中素子結合回路からなる同相結合サブ回路に
供給される。第１結合ステージは結合回路４２及び４４
からなる。結合回路４２は固定アッテネータ回路３０及
び可変アッテネータ回路３２からのリード４６及び４８
上の信号を組み合せる。同様に、結合回路４４は固定ア
ッテネータ回路３４及び可変アッテネータ回路３６から
のリード５０及び５２上の信号を組み合せる。
タ回路３０，３２，３４及び３６からの出力信号は２段
の２方向集中素子結合回路からなる同相結合サブ回路に
供給される。第１結合ステージは結合回路４２及び４４
からなる。結合回路４２は固定アッテネータ回路３０及
び可変アッテネータ回路３２からのリード４６及び４８
上の信号を組み合せる。同様に、結合回路４４は固定ア
ッテネータ回路３４及び可変アッテネータ回路３６から
のリード５０及び５２上の信号を組み合せる。
【００１５】結合回路４２への２つの入力信号は 180°
だけ位相差がある。また、リード４６上の固定アッテネ
ータ回路出力信号レベルはアッテネータ回路３０によっ
てリード４８上の可変レベル信号の最大信号レベルより
５０％低いレベルに設定されている。よって、これらの
２つの信号の組み合せによって、結合回路４２からのリ
ード５４上の出力信号はリード３８上の制御信号によっ
て１の方向における最大角度（ 180°)からその反対の
最大角度（０度）まで調整され得る。このことはリード
５０及び５２上の信号についても同様であり、これらの
信号は結合回路４４によって組合されてリード５６上の
信号となり、この出力信号はリード４０上の制御信号に
よって１つの方向における最大角度（９０°）から他方
の方向における最大角度(270°)の間において調整自在
である。なんとなれば、固定アッテネータ回路３４から
の信号レベルがアッテネータ回路３６からの最大信号レ
ベルの５０％に設定されているからである。
だけ位相差がある。また、リード４６上の固定アッテネ
ータ回路出力信号レベルはアッテネータ回路３０によっ
てリード４８上の可変レベル信号の最大信号レベルより
５０％低いレベルに設定されている。よって、これらの
２つの信号の組み合せによって、結合回路４２からのリ
ード５４上の出力信号はリード３８上の制御信号によっ
て１の方向における最大角度（ 180°)からその反対の
最大角度（０度）まで調整され得る。このことはリード
５０及び５２上の信号についても同様であり、これらの
信号は結合回路４４によって組合されてリード５６上の
信号となり、この出力信号はリード４０上の制御信号に
よって１つの方向における最大角度（９０°）から他方
の方向における最大角度(270°)の間において調整自在
である。なんとなれば、固定アッテネータ回路３４から
の信号レベルがアッテネータ回路３６からの最大信号レ
ベルの５０％に設定されているからである。
【００１６】結合回路４２及び４４からのリード５４及
び５６上の結合信号は結合回路５８からなる第２結合ス
テージに供給される。リード５４及び５６上の結合回路
５８への入力信号は互いに９０°だけ位相が異っており
（クオドラチャ）、可変アッテネータ回路３２、３６の
制御信号によって最大値（０度及び 180°並びに９０°
及び 270°）の間において連続的に制御される。すなわ
ち結合回路５８からの出力信号は位相が０度ないし 360
°において連続的に変化され得る信号である。最後に結
合回路５８からの出力信号は位相シフト回路において生
ずる全信号ロスを保証する増巾ステージ６０に供給され
る。
び５６上の結合信号は結合回路５８からなる第２結合ス
テージに供給される。リード５４及び５６上の結合回路
５８への入力信号は互いに９０°だけ位相が異っており
（クオドラチャ）、可変アッテネータ回路３２、３６の
制御信号によって最大値（０度及び 180°並びに９０°
及び 270°）の間において連続的に制御される。すなわ
ち結合回路５８からの出力信号は位相が０度ないし 360
°において連続的に変化され得る信号である。最後に結
合回路５８からの出力信号は位相シフト回路において生
ずる全信号ロスを保証する増巾ステージ６０に供給され
る。
【００１７】図２においては、図１に示した位相シフト
回路のより詳細な回路が示されている。図２において、
650ＭＨｚの入力信号が抵抗７０，コンデンサ７２及び
インダクタ７４からなる集中素子からなる９０°電力分
割器１２を含む位相分割回路に供給される。リード１４
上の０度成分信号が通常の可変利得アンプ１８に供給さ
れ、９０°成分信号が他の可変利得アンプ２０に供給さ
れる。図２に示す如く可変利得アンプ１８は２つの同一
振巾出力信号、すなわち１つはリード２２上の０度成分
及び他方はリード２４の 180°成分を生成する。同様
に、可変利得アンプ２０は９０°成分及び 270°成分の
等しい振巾の出力信号を生成する。リード２２上の０度
信号はコンデンサ７６，抵抗７８，８０，８２からなる
固定利得アッテネータ３０を通過してリード４６上の０
度信号となる。リード２４上の 180°信号はリード３８
上の利得制御入力信号を含む可変利得アッテネータ３２
に供給される。可変利得アッテネータ３２からの 180°
出力信号はリード４８に表われる。固定利得アッテネー
タ３０及び可変利得アッテネータ３２のための回路構成
がアッテネータ３４及び３６のためにも用いられてお
り、これらのアッテネータはリード２６及び２８の９０
°信号及び 270°信号を受け入れる。
回路のより詳細な回路が示されている。図２において、
650ＭＨｚの入力信号が抵抗７０，コンデンサ７２及び
インダクタ７４からなる集中素子からなる９０°電力分
割器１２を含む位相分割回路に供給される。リード１４
上の０度成分信号が通常の可変利得アンプ１８に供給さ
れ、９０°成分信号が他の可変利得アンプ２０に供給さ
れる。図２に示す如く可変利得アンプ１８は２つの同一
振巾出力信号、すなわち１つはリード２２上の０度成分
及び他方はリード２４の 180°成分を生成する。同様
に、可変利得アンプ２０は９０°成分及び 270°成分の
等しい振巾の出力信号を生成する。リード２２上の０度
信号はコンデンサ７６，抵抗７８，８０，８２からなる
固定利得アッテネータ３０を通過してリード４６上の０
度信号となる。リード２４上の 180°信号はリード３８
上の利得制御入力信号を含む可変利得アッテネータ３２
に供給される。可変利得アッテネータ３２からの 180°
出力信号はリード４８に表われる。固定利得アッテネー
タ３０及び可変利得アッテネータ３２のための回路構成
がアッテネータ３４及び３６のためにも用いられてお
り、これらのアッテネータはリード２６及び２８の９０
°信号及び 270°信号を受け入れる。
【００１８】可変利得アッテネータ３２及び３６は通常
のアッテネータであり、ダイオード対８４，８６、コン
デンサ８８，９０及びインダクタ９２及び９４からな
る。制御入力信号がリード対３８に供給されてアッテネ
ータ３２及び３６によって与えられる信号減衰量を変化
させる。リード４６及び４８上の信号対はコンデンサ９
６，９８，100,102及び 104、及びインダクタ 106及び
108からなるＬＣ結合回路４２に供給される。アッテネ
ータ３０の固定信号の信号レベルは、アッテネータ３２
によって生成される最大及び最小信号レベルの間の中間
点に設定される。リード対３８上の制御信号によってア
ッテネータ３２の減衰レベルを調整することによってか
つアッテネータ３０からの固定レベル信号とこれを組み
合せることによって、結合回路４２からの結合信号を生
成して１つの極性の方向における最大値（０度）から他
方の方向の最大値（ 180°)の間において信号レベルが
変化され得る。
のアッテネータであり、ダイオード対８４，８６、コン
デンサ８８，９０及びインダクタ９２及び９４からな
る。制御入力信号がリード対３８に供給されてアッテネ
ータ３２及び３６によって与えられる信号減衰量を変化
させる。リード４６及び４８上の信号対はコンデンサ９
６，９８，100,102及び 104、及びインダクタ 106及び
108からなるＬＣ結合回路４２に供給される。アッテネ
ータ３０の固定信号の信号レベルは、アッテネータ３２
によって生成される最大及び最小信号レベルの間の中間
点に設定される。リード対３８上の制御信号によってア
ッテネータ３２の減衰レベルを調整することによってか
つアッテネータ３０からの固定レベル信号とこれを組み
合せることによって、結合回路４２からの結合信号を生
成して１つの極性の方向における最大値（０度）から他
方の方向の最大値（ 180°)の間において信号レベルが
変化され得る。
【００１９】コンデンサ 110,112,114,116,118及びイン
ダクタ 120,122からなるＬＣ結合回路４４は結合回路４
２と同様に動作する。但し、リード５６の出力信号は１
の方向における最大レベル（９０°）から他方の方向に
おける最大レベル（ 270°)の間において可変である。
結合回路４２及び４４からのリード５４及び５６上の調
整レベル信号は、抵抗124、インダクタ126,128及びコン
デンサ 130,132からなる結合回路５８において組み合さ
れて位相が連続的に０度から 360°まで変化し得る出力
信号をリード 134に生成する。
ダクタ 120,122からなるＬＣ結合回路４４は結合回路４
２と同様に動作する。但し、リード５６の出力信号は１
の方向における最大レベル（９０°）から他方の方向に
おける最大レベル（ 270°)の間において可変である。
結合回路４２及び４４からのリード５４及び５６上の調
整レベル信号は、抵抗124、インダクタ126,128及びコン
デンサ 130,132からなる結合回路５８において組み合さ
れて位相が連続的に０度から 360°まで変化し得る出力
信号をリード 134に生成する。
【００２０】図３において、２つの典型的な信号の波形
が示されており、この波形は図１及び図２の位相シフト
回路からの出力信号の位相シフトがリード３８上の制御
信号の電流に応じて如何に変化するかを示している。上
記したことは、可変ＲＦ位相シフト回路であり、特に、
650ＭＨｚのＲＦ信号の位相変調及び制御のための位相
シフト回路であり、この回路は位相スプリッタ、位相コ
ントローラ、同相結合回路及び最終アンプからなって、
ＲＦ信号の 360°制御位相シフトを達成する。
が示されており、この波形は図１及び図２の位相シフト
回路からの出力信号の位相シフトがリード３８上の制御
信号の電流に応じて如何に変化するかを示している。上
記したことは、可変ＲＦ位相シフト回路であり、特に、
650ＭＨｚのＲＦ信号の位相変調及び制御のための位相
シフト回路であり、この回路は位相スプリッタ、位相コ
ントローラ、同相結合回路及び最終アンプからなって、
ＲＦ信号の 360°制御位相シフトを達成する。
【００２１】本発明は実施例を用いて説明したが、本発
明を上記した形態に限定することを意図したものではな
く、以下の請求項によって画定する発明の精神及び範囲
内にある変形例や均等物を包含する意図のもとに上記説
明をした。
明を上記した形態に限定することを意図したものではな
く、以下の請求項によって画定する発明の精神及び範囲
内にある変形例や均等物を包含する意図のもとに上記説
明をした。
【図１】 本発明の基本原理に従った連続変化位相シフ
ト回路の全体ブロック図である。
ト回路の全体ブロック図である。
【図２】 図１の位相シフト回路のより詳細な回路図で
ある。
ある。
【図３】 本発明の位相シフト回路における制御電流に
よって形成される位相シフトの波形を示す図である。
よって形成される位相シフトの波形を示す図である。
【図４】 本発明の位相シフト回路における制御電流に
よって形成される位相シフトの波形を示す図である。
よって形成される位相シフトの波形を示す図である。
１０ 入力端子 １２ 分割器 １８，２０ 差動アンプ ３０，３４ 固定アッテネータ回路 ３２，３６ 可変アッテネータ回路 ４２，４４，５８ 結合回路 ６０ 最終アンプ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 バーナード エム． アルブレヒト ジュ ニア アメリカ合衆国 カルフォルニア州 94087 サニーヴェイル ルセアン ドラ イヴ 1234 (72)発明者 ミン レイ ユン アメリカ合衆国 カルフォルニア州 94024 ロス アルトス フォールンリー フ レーン 2080 (72)発明者 ステファン ティー． ハーハスキー アメリカ合衆国 カルフォルニア州 95051 サンタ クララ ナンバー 63 キーストーン アヴェニュー 2650
Claims (10)
- 【請求項１】 入力信号に対して前記入力信号の位相を
360°の範囲に亘って調整自在な位相シフトを与える出
力信号を生成する位相シフト回路であって、 前記入力信号の周波数を互いに振巾が等しく９０°の位
相差を有する４つの分割信号に分割する手段と、 供給される制御信号に応じて前記４つの分割信号の少な
くとも１つを選択的に減衰せしめる減衰手段と、 前記４つの分離信号から前記４つの分離信号の少なくと
も１つの他に対する減衰量によって定まる位相シフトを
有する単一の出力信号を生成する組合せ手段とからな
り、前記単一の出力信号は選定された位相シフト量によ
って定まる 360°の範囲内の位相シフトを入力信号に対
して有することを特徴とする位相シフト回路。 - 【請求項２】 請求項１記載の位相シフト回路であっ
て、 前記減衰手段は、前記分割手段の前記４つの分割信号の
互いに 180°位相の異なる第１の信号対に対して供給さ
れる第１の制御信号に応じて前記第１の信号対の一方を
選択的に減衰せしめる第１アッテネータ回路と、前記分
割手段からの前記４つの分割信号のうち互いに 180°位
相の異なる第２の信号対に対して、供給される第２制御
信号に応じて前記第２の信号対の一方を選択的に減衰せ
しめる第２アッテネータ回路と、からなり、 前記組み合せ手段は前記第１アッテネータ回路からの前
記第１の信号対を組み合せて前記第１の信号対の減衰さ
れない方に対する減衰された方の信号の減衰量に応じて
定まる位相シフトを有する信号を生ずる第１結合手段
と、前記第２アッテネータ回路からの前記第２の信号対
の内の減衰されない方に対する減衰された方の減衰量に
よって定まる位相シフトを有する単一の信号を生成する
第２結合手段と、前記第１及び第２結合手段からの出力
信号を組合せて前記減衰量によって定まる 360°の範囲
内の位相量によって定まる前記入力信号に対して位相シ
フトされた最終信号を含む単一の出力信号を得る第３の
結合手段と、からなることを特徴とする位相シフト回
路。 - 【請求項３】 請求項２記載の位相シフト回路であっ
て、前記周波数分離手段は、前記位相シフト回路に供給
される前記入力信号に応じて第１の出力リード上に出力
信号を生成する容量素子と、前記入力信号に応じて第２
の出力リード上に出力信号を生成する誘導素子と、から
なり、前記第１及び第２の出力リード上の出力信号は互
いに９０°位相が異なることを特徴とする位相シフト回
路。 - 【請求項４】 請求項３記載の位相シフト回路であっ
て、前記周波数分離手段は、さらに、前記容量素子から
の前記第１出力リード上の前記出力信号について互いに
180°位相の異なる２つの出力信号を２つの出力リード
上に生成する第１可変利得アンプと、前記誘導素子から
の前記第２の出力リード上の前記出力信号に応じて互い
に 180°位相の異なる２つの出力信号を２つの出力リー
ド上に２つの信号を生成する第２の可変利得アンプと、
からなることを特徴とする位相シフト回路。 - 【請求項５】 請求項４記載の位相シフト回路であっ
て、前記第１アッテネータ回路は前記第１可変利得アン
プからの２つの出力信号に応答し、かつ前記第１可変利
得アンプからの前記２つの出力リードの一方に接続され
たダイオード回路を含み、前記ダイオード回路は前記第
１制御信号に応じて前記一方の出力リード上の信号を減
衰せしめることを特徴とする位相シフト回路。 - 【請求項６】 請求項５記載の位相シフト回路であっ
て、前記第２アッテネータ回路は前記第２可変利得アン
プからの前記２つの出力リード上の２つの信号に応答
し、かつ、前記第２可変利得アンプからの２つの出力リ
ードの一方に接続したダイオード回路を含み、前記ダイ
オード回路は前記第２制御信号に応じて前記出力リード
の一方上の信号を減衰せしめることを特徴とする位相シ
フト回路。 - 【請求項７】 請求項６記載の位相シフト回路であっ
て、前記第１及び第２アッテネータ回路のダイオード回
路に接続された２つの出力リードの選択されたリードの
双方には互いに 180°位相の異なる信号が存在すること
を特徴とする位相シフト回路。 - 【請求項８】 請求項７記載の位相シフト回路であっ
て、前記２つの出力リードの前記ダイオード回路に接続
されない方のリード上の信号は、固定の振巾レベルを有
し、前記ダイオード回路は前記選択されたリード上の信
号について前記固定振巾レベルより大なる振巾レベルに
また小なる振巾レベルに各信号を減衰せしめることを特
徴とする位相シフト回路。 - 【請求項９】 請求項８記載の位相シフト回路であっ
て、前記第１結合手段は前記第１アッテネータ回路から
の固定振巾信号及び可変振巾信号を組合せて前記固定及
び可変振巾信号の振巾に応じた位相を有する単一の信号
を生成し、 前記第２結合手段は、前記第２アッテネータ回路からの
前記固定振巾信号及び前記可変振巾信号を組合せて前記
固定振巾信号及び可変振巾信号の振巾の和に応じた位相
を有する単一の信号を生成することを特徴とする位相シ
フト回路。 - 【請求項10】 請求項９記載の位相シフト回路であっ
て、前記第３結合手段は前記第１及び第２結合手段から
の信号を組合せて前記第１及び第２結合手段からの信号
の振巾及び位相の和を示す振巾及び位相を有する単一の
出力信号を生成し、前記第３結合手段からの出力信号は
前記第１及び第２アッテネータ回路の前記第１及び第２
ダイオード回路に供給さる前記第１及び第２制御信号に
よって定まる減衰量によって 360°に亘って変化する位
相を有することを特徴とする位相シフト回路。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US07/990,903 US5317288A (en) | 1992-12-15 | 1992-12-15 | Continuously variable electronically controlled phase shift circuit |
| US07/990903 | 1992-12-15 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06268466A true JPH06268466A (ja) | 1994-09-22 |
Family
ID=25536636
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5315299A Pending JPH06268466A (ja) | 1992-12-15 | 1993-12-15 | 連続的変化電子制御位相シフト回路 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5317288A (ja) |
| EP (1) | EP0602952B1 (ja) |
| JP (1) | JPH06268466A (ja) |
| DE (1) | DE69323604T2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO2005027449A1 (ja) * | 2003-09-11 | 2005-03-24 | Advantest Corporation | 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 |
| WO2019111322A1 (ja) * | 2017-12-05 | 2019-06-13 | 三菱電機株式会社 | 移相器 |
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1993
- 1993-12-15 EP EP93310130A patent/EP0602952B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1993-12-15 DE DE69323604T patent/DE69323604T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1993-12-15 JP JP5315299A patent/JPH06268466A/ja active Pending
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