JPH06177929A - 直交変調器およびその校正方法 - Google Patents
直交変調器およびその校正方法Info
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- JPH06177929A JPH06177929A JP4326876A JP32687692A JPH06177929A JP H06177929 A JPH06177929 A JP H06177929A JP 4326876 A JP4326876 A JP 4326876A JP 32687692 A JP32687692 A JP 32687692A JP H06177929 A JPH06177929 A JP H06177929A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 キャリア漏れ、ＩおよびＱ信号の振幅不均
衡、直交位相誤差を校正する、回路規模が小さい直交変
調器およびその校正方法を提供する。 【構成】 直交変調器は、タイムベース１と、キャリア
信号発生器２と、振幅・位相可変キャリア信号発生器
３，４と、キャリア信号発生器２のキャリア信号をとＩ
信号を乗算する乗算器５と、振幅・位相可変キャリア信
号発生器３のキャリア信号とＱ信号を乗算する乗算器６
と、乗算器５の出力と乗算器６の出力と振幅・位相可変
キャリア信号発生器４の出力を加算する加算器７と、加
算器７の合成ＲＦ出力信号を測定するスカラー検出器８
とからなる。
衡、直交位相誤差を校正する、回路規模が小さい直交変
調器およびその校正方法を提供する。 【構成】 直交変調器は、タイムベース１と、キャリア
信号発生器２と、振幅・位相可変キャリア信号発生器
３，４と、キャリア信号発生器２のキャリア信号をとＩ
信号を乗算する乗算器５と、振幅・位相可変キャリア信
号発生器３のキャリア信号とＱ信号を乗算する乗算器６
と、乗算器５の出力と乗算器６の出力と振幅・位相可変
キャリア信号発生器４の出力を加算する加算器７と、加
算器７の合成ＲＦ出力信号を測定するスカラー検出器８
とからなる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、デジタル無線通信等で
利用される直交変調器およびその校正方法に関する。
利用される直交変調器およびその校正方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】キャリア漏れ、ＩおよびＱ信号の振幅不
均衡、直交位相誤差を校正する直交変調器が特開昭６３
−１１９３３９号公報に開示されている。
均衡、直交位相誤差を校正する直交変調器が特開昭６３
−１１９３３９号公報に開示されている。
【０００３】この直交変調器は、パワースプリッタの第
１出力及び第２出力のそれぞれに接続される第１移相器
及び第２移相器と、第１移相器の出力を１入力とし、他
入力に第１スイッチを介して第１変調信号、第１直流信
号源が選択的に接続される第１周波数ミクサと、第２移
相器の出力を１入力とし、他入力に第２スイッチを介し
て第２変調信号、第２直流信号源が選択的に接続される
第２周波数ミクサと、前記第１、第２周波数ミクサのそ
れぞれの出力を合成する電力コンバイナと、電力コンバ
イナからの合成ＲＦ出力信号を測定するスカラＲＦ検出
器とを含み、第１及び第２直流信号源のそれぞれの正の
直流基準信号及び負の直流基準信号をそれぞれＤ１＋，
Ｄ２＋及びＤ１−，Ｄ２−とした時、これらから成る４
つの組み合わせの各組み合わせにおけるそれぞれの直流
基準信号を、それぞれ該直流基準信号に対応する第１、
及び第２周波数ミクサに、それぞれ第１、及び第２スイ
ッチを介して接続し、各組み合わせにおける前記合成Ｒ
Ｆ出力信号振幅を前記スカラＲＦ検出器で測定し、（Ｄ
１＋，Ｄ２＋）及び（Ｄ１−，Ｄ２−）のそれぞれの組
み合わせにおけるそれぞれの前記合成ＲＦ出力信号振幅
の和が、（Ｄ１＋，Ｄ２−）及び（Ｄ１−，Ｄ２＋）の
各組み合わせにおけるそれぞれの前記合成ＲＦ出力信号
振幅の和に等しくなる様に第１及び第２移相器を調節す
るものである。
１出力及び第２出力のそれぞれに接続される第１移相器
及び第２移相器と、第１移相器の出力を１入力とし、他
入力に第１スイッチを介して第１変調信号、第１直流信
号源が選択的に接続される第１周波数ミクサと、第２移
相器の出力を１入力とし、他入力に第２スイッチを介し
て第２変調信号、第２直流信号源が選択的に接続される
第２周波数ミクサと、前記第１、第２周波数ミクサのそ
れぞれの出力を合成する電力コンバイナと、電力コンバ
イナからの合成ＲＦ出力信号を測定するスカラＲＦ検出
器とを含み、第１及び第２直流信号源のそれぞれの正の
直流基準信号及び負の直流基準信号をそれぞれＤ１＋，
Ｄ２＋及びＤ１−，Ｄ２−とした時、これらから成る４
つの組み合わせの各組み合わせにおけるそれぞれの直流
基準信号を、それぞれ該直流基準信号に対応する第１、
及び第２周波数ミクサに、それぞれ第１、及び第２スイ
ッチを介して接続し、各組み合わせにおける前記合成Ｒ
Ｆ出力信号振幅を前記スカラＲＦ検出器で測定し、（Ｄ
１＋，Ｄ２＋）及び（Ｄ１−，Ｄ２−）のそれぞれの組
み合わせにおけるそれぞれの前記合成ＲＦ出力信号振幅
の和が、（Ｄ１＋，Ｄ２−）及び（Ｄ１−，Ｄ２＋）の
各組み合わせにおけるそれぞれの前記合成ＲＦ出力信号
振幅の和に等しくなる様に第１及び第２移相器を調節す
るものである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の直交変
調器は、キャリア漏れ、ＩおよびＱ信号の振幅不均衡、
直交位相誤差を校正するために、可変減衰器、キャリア
漏れ補償用直流信号源、直交校正用直流信号源をＩ信
号、Ｑ信号に対して備え、さらにバランス校正用信号源
を備えているので、回路規模が大きく、かつ複雑である
という欠点があった。
調器は、キャリア漏れ、ＩおよびＱ信号の振幅不均衡、
直交位相誤差を校正するために、可変減衰器、キャリア
漏れ補償用直流信号源、直交校正用直流信号源をＩ信
号、Ｑ信号に対して備え、さらにバランス校正用信号源
を備えているので、回路規模が大きく、かつ複雑である
という欠点があった。
【０００５】本発明の目的は、キャリア漏れ、Ｉおよび
Ｑ信号の振幅不均衡、直交位相誤差を校正する、回路規
模が小さい直交変調器およびその校正方法を提供するこ
とである。
Ｑ信号の振幅不均衡、直交位相誤差を校正する、回路規
模が小さい直交変調器およびその校正方法を提供するこ
とである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】本発明の直交変調器は、
時刻ｔを発生するタイムベースと、キャリア信号ｃｏｓ
（２πｆc ｔ）（ｆc はキャリア周波数、ｔは時刻）を
発生するキャリア信号発生器と、振幅Ａおよび位相Δφ
が可変のキャリア信号Ａ・ｃｏｓ（２πｆc ｔ＋９０°
＋Δφ）を発生する第１の振幅・位相可変キャリア信号
発生器と、振幅Ｂおよび位相Δψが可変のキャリア信号
Ｂ・ｃｏｓ（２πｆc ｔ＋Δψ）を発生する第２の振幅
・位相可変キャリア信号発生器と、前記キャリア信号発
生器で発生したキャリア信号とＩ信号を乗算する第１の
乗算器と、第１の振幅・位相可変キャリア信号発生器で
発生したキャリア信号とＱ信号を乗算する第２の乗算器
と、第１の乗算器の乗算結果と、第２の乗算器の乗算結
果と、第２の振幅・位相可変キャリア信号発生器で発生
したキャリア信号を加算する加算器と、前記加算器の合
成ＲＦ出力信号を測定するスカラー検出器とを有する。
時刻ｔを発生するタイムベースと、キャリア信号ｃｏｓ
（２πｆc ｔ）（ｆc はキャリア周波数、ｔは時刻）を
発生するキャリア信号発生器と、振幅Ａおよび位相Δφ
が可変のキャリア信号Ａ・ｃｏｓ（２πｆc ｔ＋９０°
＋Δφ）を発生する第１の振幅・位相可変キャリア信号
発生器と、振幅Ｂおよび位相Δψが可変のキャリア信号
Ｂ・ｃｏｓ（２πｆc ｔ＋Δψ）を発生する第２の振幅
・位相可変キャリア信号発生器と、前記キャリア信号発
生器で発生したキャリア信号とＩ信号を乗算する第１の
乗算器と、第１の振幅・位相可変キャリア信号発生器で
発生したキャリア信号とＱ信号を乗算する第２の乗算器
と、第１の乗算器の乗算結果と、第２の乗算器の乗算結
果と、第２の振幅・位相可変キャリア信号発生器で発生
したキャリア信号を加算する加算器と、前記加算器の合
成ＲＦ出力信号を測定するスカラー検出器とを有する。
【０００７】また、本発明の直交変調器の校正方法は、
Ｉ信号、前記Ｑ信号をそれぞれｃｏｓ（２πｆa ｔ），
ｓｉｎ（２πｆa ｔ）に設定し、第２の振幅・位相可変
キャリア信号発生器が発生するキャリア信号の振幅Ｂを
０にし、前記スカラー検出器にて、（ｆc ＋ｆa ）の周
波数成分に対して（ｆc−ｆa ）の周波数成分が小さく
なるように、第１の振幅・位相可変キャリア信号発生器
が発生するキャリア信号の振幅Ａ、位相Δφを調整し、
次に、第２の振幅・位相可変キャリア信号発生器が発生
するキャリア信号の振幅Ｂを、前記スカラー検出器に
て、ｆc の周波数成分が小さくなるように調整するもの
である。
Ｉ信号、前記Ｑ信号をそれぞれｃｏｓ（２πｆa ｔ），
ｓｉｎ（２πｆa ｔ）に設定し、第２の振幅・位相可変
キャリア信号発生器が発生するキャリア信号の振幅Ｂを
０にし、前記スカラー検出器にて、（ｆc ＋ｆa ）の周
波数成分に対して（ｆc−ｆa ）の周波数成分が小さく
なるように、第１の振幅・位相可変キャリア信号発生器
が発生するキャリア信号の振幅Ａ、位相Δφを調整し、
次に、第２の振幅・位相可変キャリア信号発生器が発生
するキャリア信号の振幅Ｂを、前記スカラー検出器に
て、ｆc の周波数成分が小さくなるように調整するもの
である。
【０００８】
【作用】本発明は、理想的な直交変調器（図２）に対し
て、乗算器内での容量性・誘導性結合や、配線での結合
によるキャリア漏れ（１）と、Ｉ，Ｑ信号の振幅不均衡
（２）を校正するものである。
て、乗算器内での容量性・誘導性結合や、配線での結合
によるキャリア漏れ（１）と、Ｉ，Ｑ信号の振幅不均衡
（２）を校正するものである。
【０００９】そこで、まず、理想的な直交変調器につい
て説明し、その上で（１）、（２）の影響を本発明によ
り校正できることを説明する。
て説明し、その上で（１）、（２）の影響を本発明によ
り校正できることを説明する。
【００１０】全ての回路（タイムベース１１、キャリア
信号発生器１２，１３、乗算器１４，１５、加算器１
６）が理想的であるとき、出力の変調信号は I(t)・cos(2πfct)＋Q(t)・cos(2πfct ＋90°） ・・・ （１） と表わされる。Ｉ信号、Ｑ信号はキャリア周波数ｆc と
は異なる周波数を持った信号で、それぞれ I(t)＝AI(t)・ cos(2πfI(t)t＋QI(t)) ・・・・（２） Q(t)＝AQ(t)・ cos(2πfQ(t)t＋QQ(t)) ・・・・（３） と表わされる。したがって、出力変調信号は AI(t)・ cos(2πfI(t)t＋QI(t))・cos(2πfct) ＋AQ(t)・ cos(2πfQ(t)t＋QQ(t))・cos(2πfct ＋90°） ・・・・（４） となる。三角関数の公式 cosｘ・cosｙ＝(1/2){cos(x+y)＋cos(x-y)} ・・・・（５） を使うと、（４）式は (AI(t)/2){ cos(2π(fI(t)＋fc)t＋QI(t)) ＋ cos(2π(fI(t)−fc)t＋QI(t))} ＋(AQ(t)/2){ cos(2π(fQ(t)＋fc)t＋QQ(t) ＋90°) ＋ cos(2π(fQ(t)−fc)t＋QQ(t) −90°)} ・・・・（６） となる。（６）式は理想的な直交変調器の出力である。
この出力信号には、ｆc ＋ｆI(t)，ｆc −ｆI(t)，ｆc
＋ｆQ(t)，ｆc −ｆQ(t)の４つの周波数成分が存在する
ことがわかる。 （キャリア漏れがある場合）キャリア漏れとはキャリア
周波数ｆc の周波数成分が直交変調器の出力に出てくる
ことで、その原因は、乗算器内での容量性・誘導性結合
によるものや、回路上の配線においての結合などが考え
られる。
信号発生器１２，１３、乗算器１４，１５、加算器１
６）が理想的であるとき、出力の変調信号は I(t)・cos(2πfct)＋Q(t)・cos(2πfct ＋90°） ・・・ （１） と表わされる。Ｉ信号、Ｑ信号はキャリア周波数ｆc と
は異なる周波数を持った信号で、それぞれ I(t)＝AI(t)・ cos(2πfI(t)t＋QI(t)) ・・・・（２） Q(t)＝AQ(t)・ cos(2πfQ(t)t＋QQ(t)) ・・・・（３） と表わされる。したがって、出力変調信号は AI(t)・ cos(2πfI(t)t＋QI(t))・cos(2πfct) ＋AQ(t)・ cos(2πfQ(t)t＋QQ(t))・cos(2πfct ＋90°） ・・・・（４） となる。三角関数の公式 cosｘ・cosｙ＝(1/2){cos(x+y)＋cos(x-y)} ・・・・（５） を使うと、（４）式は (AI(t)/2){ cos(2π(fI(t)＋fc)t＋QI(t)) ＋ cos(2π(fI(t)−fc)t＋QI(t))} ＋(AQ(t)/2){ cos(2π(fQ(t)＋fc)t＋QQ(t) ＋90°) ＋ cos(2π(fQ(t)−fc)t＋QQ(t) −90°)} ・・・・（６） となる。（６）式は理想的な直交変調器の出力である。
この出力信号には、ｆc ＋ｆI(t)，ｆc −ｆI(t)，ｆc
＋ｆQ(t)，ｆc −ｆQ(t)の４つの周波数成分が存在する
ことがわかる。 （キャリア漏れがある場合）キャリア漏れとはキャリア
周波数ｆc の周波数成分が直交変調器の出力に出てくる
ことで、その原因は、乗算器内での容量性・誘導性結合
によるものや、回路上の配線においての結合などが考え
られる。
【００１１】直交変調器の出力で見ると、（６）式は次
のようになる。
のようになる。
【００１２】 (AI(t)/2){ cos(2π(fI(t)＋fc)t＋θI(t)) ＋ cos(2π(fI(t)−fc)t＋θI(t))} ＋(AQ(t)/2){ cos(2π(fQ(t)＋fc)t＋θQ(t)＋90°) ＋ cos(2π(fQ(t)−fc)t＋θQ(t)−90°)} ＋Ar・cos(2πfct ＋θr) ・・・・（７） （７）式の Ar・cos(2πfct ＋θr)が、乗算されずに漏
れてきたｆc 周波数成分である。
れてきたｆc 周波数成分である。
【００１３】この漏れ成分を含む（７）式から、漏れ成
分を校正して、（６）式を出すためには、漏れ成分 Ar
・cos(2πfct ＋θr)と同じ振幅Ａr で、位相が１８０°
違う信号を入れればよい。そのことは三角関数の性質 cos(θ+180°）＝−cos(θ） ・・・・（８） からも明らかである。この Ar・cos(2πfct ＋θr)を打
消す Ar・cos(2πfct ＋θr ＋180 °) ・・・・（９） の信号を第２の振幅・位相可変キャリア信号発生器で発
生して、出力信号に加算すれば、（７）式の理想直交変
調器の出力信号を出力することができる。 （振幅不均衡がある場合）振幅不均衡とはＩ，Ｑ信号の
振幅が本来の比 AI(t)／AQ(t) に対して時間に関係なく
ずれていて AQ(t)→αAQ(t) ・・・・（１０） となってしまう場合である。
分を校正して、（６）式を出すためには、漏れ成分 Ar
・cos(2πfct ＋θr)と同じ振幅Ａr で、位相が１８０°
違う信号を入れればよい。そのことは三角関数の性質 cos(θ+180°）＝−cos(θ） ・・・・（８） からも明らかである。この Ar・cos(2πfct ＋θr)を打
消す Ar・cos(2πfct ＋θr ＋180 °) ・・・・（９） の信号を第２の振幅・位相可変キャリア信号発生器で発
生して、出力信号に加算すれば、（７）式の理想直交変
調器の出力信号を出力することができる。 （振幅不均衡がある場合）振幅不均衡とはＩ，Ｑ信号の
振幅が本来の比 AI(t)／AQ(t) に対して時間に関係なく
ずれていて AQ(t)→αAQ(t) ・・・・（１０） となってしまう場合である。
【００１４】このずれがある時のＩ，Ｑの信号は一般化
して と書ける。（１１）式を使用して最終出力を書けば I(t) cos(2πfct)＋αQ(t) cos(2πfct ＋90°) ・・・・（１２） である。このとき、第１の振幅・位相可変キャリア信号
発生器の出力を (1／α)cos(2πfct ＋90°) ・・・・（１３） とすれば、最終出力は I(t) cos(2πfct)＋α・(1/α)・Q(t) cos(2πfct ＋90°) ・・・・（１４） となり、理想直交変調器出力 I(t)・cos(2πfct)＋Q(t)・cos(2πfct ＋90°) ・・・・（１５） となる。 （直交変調器の校正）直交変調器を校正するためにＩ，
Ｑ信号を次の様に設定する。
して と書ける。（１１）式を使用して最終出力を書けば I(t) cos(2πfct)＋αQ(t) cos(2πfct ＋90°) ・・・・（１２） である。このとき、第１の振幅・位相可変キャリア信号
発生器の出力を (1／α)cos(2πfct ＋90°) ・・・・（１３） とすれば、最終出力は I(t) cos(2πfct)＋α・(1/α)・Q(t) cos(2πfct ＋90°) ・・・・（１４） となり、理想直交変調器出力 I(t)・cos(2πfct)＋Q(t)・cos(2πfct ＋90°) ・・・・（１５） となる。 （直交変調器の校正）直交変調器を校正するためにＩ，
Ｑ信号を次の様に設定する。
【００１５】 I(t)＝cos(２πfat) ・・・・（１６） Q(t)＝cos(２πfat −90°) ・・・・（１７） １）Ｉ，Ｑ信号が理想的直交変調器に入力された場合 理想的直交変調器に（１６）式と（１７）式のＩ，Ｑ信
号が入力されたとき、理想的直交変調器出力は (1/2){ cos(2π(fa+fc)t) ＋ cos(2π(fa-fc)t)} +(1/2){ cos(2π(fa+fc)t−90°＋90°) ＋ cos(2π(fa-fc)t−90°−90°)} ＝(1/2){ cos(2π(fa+fc)t) ＋ cos(2π(fa-fc)t) ＋ cos(2π(fa+fc)t) − cos(2π(fa-fc)t)} ＝ cos(2π(fa+fc)t) ・・・・（１８） （１８）式の結果から、（１６），（１７）式の信号の
入力では理想的直交変調器出力はｆa ＋ｆc の周波数信
号があるだけであるので、校正においても、ｆa＋ｆc
の周波数成分以外は無くなる様に補正する。 ２）Ｉ，Ｑ信号が本発明の直交変調器に入力された場合 実際の直交変調器に（１６），（１７）式のＩ，Ｑ信号
を入力すると、振幅不均衡とキャリア漏れのため、直交
変調器出力は cos(2πfat)× cos(2πfct) ＋α・cos(2πfat −90°）× cos(2πfct ＋90°） ＋Ar・cos(2πfct ＋θr) ・・・・（１９） と表される。
号が入力されたとき、理想的直交変調器出力は (1/2){ cos(2π(fa+fc)t) ＋ cos(2π(fa-fc)t)} +(1/2){ cos(2π(fa+fc)t−90°＋90°) ＋ cos(2π(fa-fc)t−90°−90°)} ＝(1/2){ cos(2π(fa+fc)t) ＋ cos(2π(fa-fc)t) ＋ cos(2π(fa+fc)t) − cos(2π(fa-fc)t)} ＝ cos(2π(fa+fc)t) ・・・・（１８） （１８）式の結果から、（１６），（１７）式の信号の
入力では理想的直交変調器出力はｆa ＋ｆc の周波数信
号があるだけであるので、校正においても、ｆa＋ｆc
の周波数成分以外は無くなる様に補正する。 ２）Ｉ，Ｑ信号が本発明の直交変調器に入力された場合 実際の直交変調器に（１６），（１７）式のＩ，Ｑ信号
を入力すると、振幅不均衡とキャリア漏れのため、直交
変調器出力は cos(2πfat)× cos(2πfct) ＋α・cos(2πfat −90°）× cos(2πfct ＋90°） ＋Ar・cos(2πfct ＋θr) ・・・・（１９） と表される。
【００１６】三角関数の公式（式（５））から、 （１/2){ cos(2π(fc+fa)t) ＋ cos(2π(fc-fa)t)} ＋（α/2){ cos(2π(fc+fa)t) ＋ cos(2π(fc-fa)t＋ 180°)} ＋Ar・cos(2πfct ＋θr) ・・・・（２０） となり、 ・fc（キャリア周波数）の成分 Ar・cos(2πfct ＋θr) ・・・・（２１） ・fc−faの成分 (1/2){ cos[2π(fc-fa)t] ＋α cos[2π(fc-fa)t+180°]} ＝(1/2)(1-α)cos[2π(fc-fa)t] ・・・・（２２） ・fc＋faの成分 (1/2){ (1+α)cos[2π(fc+fa)t]} ・・・・（２３） の三つの周波数成分となる。 ３）校正方法 三つの周波数成分のうち、まず、ｆc −ｆa が小さくな
る様に校正する。
る様に校正する。
【００１７】そのためには、まず、第２の振幅・位相可
変キャリア信号発生器の振幅Ｂを０にする。次に、第１
の振幅・位相可変キャリア信号発生器の振幅Ａまたは位
相Δφを変えて、スカラー検出器でｆc −ｆa 成分を見
て、その成分が最も小さくなる値をさがす。次に、振幅
Ａまたは位相Δφの残った方を変えて、また、最も小さ
くなる値をさがす。必要に応じて、何度かこの操作をく
り返し、（ｆc −ｆa）の成分が十分に小さくなるよう
にする。（ｆc −ｆa ）の成分が十分に小さくなった
ら、今度はｆc の成分を小さくする。第２の振幅・位相
可変キャリア信号発生器の振幅Ｂに適当な初期値を与え
て、スカラー検出器でｆc 成分を見る。第２の振幅・位
相可変キャリア信号発生器の位相Δψを変えて、そのｆ
c 成分が最も小さくなる値をさがす。次に、第２の振幅
・位相可変キャリア信号発生器の振幅Ｂを変えて、同様
にｆc の成分が十分に小さくなるようにする。
変キャリア信号発生器の振幅Ｂを０にする。次に、第１
の振幅・位相可変キャリア信号発生器の振幅Ａまたは位
相Δφを変えて、スカラー検出器でｆc −ｆa 成分を見
て、その成分が最も小さくなる値をさがす。次に、振幅
Ａまたは位相Δφの残った方を変えて、また、最も小さ
くなる値をさがす。必要に応じて、何度かこの操作をく
り返し、（ｆc −ｆa）の成分が十分に小さくなるよう
にする。（ｆc −ｆa ）の成分が十分に小さくなった
ら、今度はｆc の成分を小さくする。第２の振幅・位相
可変キャリア信号発生器の振幅Ｂに適当な初期値を与え
て、スカラー検出器でｆc 成分を見る。第２の振幅・位
相可変キャリア信号発生器の位相Δψを変えて、そのｆ
c 成分が最も小さくなる値をさがす。次に、第２の振幅
・位相可変キャリア信号発生器の振幅Ｂを変えて、同様
にｆc の成分が十分に小さくなるようにする。
【００１８】以上で出力には校正されたｆc ＋ｆa のみ
の成分が出力され、この直交変調器は校正された。 ４）本発明の直交変調器の構成上の利点 今まで使用されてきた直交変調器は、２つのキャリア信
号発生器しかもたず、それに対して本発明の直交変調器
は、３つのキャリア信号発生器を持つため、特にキャリ
ア漏れの校正法が簡単になり、２つのキャリア信号発生
器しかもたない場合の校正に必要であった、複雑な回路
を別に付け加える必要がなくなる。
の成分が出力され、この直交変調器は校正された。 ４）本発明の直交変調器の構成上の利点 今まで使用されてきた直交変調器は、２つのキャリア信
号発生器しかもたず、それに対して本発明の直交変調器
は、３つのキャリア信号発生器を持つため、特にキャリ
ア漏れの校正法が簡単になり、２つのキャリア信号発生
器しかもたない場合の校正に必要であった、複雑な回路
を別に付け加える必要がなくなる。
【００１９】
【実施例】次に、本発明の実施例について図面を参照し
て説明する。
て説明する。
【００２０】図１は本発明の一実施例の直交変調器のブ
ロック図である。
ロック図である。
【００２１】本実施例の直交変調器は、時刻を発生する
タイムベース１と、キャリア信号ｃｏｓ（２πｆc ｔ）
（ｆc はキャリア周波数、ｔは時刻）を発生するキャリ
ア信号発生器２と、振幅Ａおよび位相Δφが可変のキャ
リア信号Ａ・ｃｏｓ（２πｆ c ｔ＋９０°＋Δφ）を発
生する振幅・位相可変キャリア信号発生器３と、振幅Ｂ
および位相Δψが可変のキャリア信号Ｂ・ｃｏｓ（２π
ｆc ｔ＋Δψ）を発生する振幅・位相可変キャリア信号
発生器４と、キャリア信号発生器２で発生したキャリア
信号とＩ信号を乗算する乗算器５と、振幅・位相可変キ
ャリア信号発生器３で発生したキャリア信号とＱ信号を
乗算する乗算器６と、乗算器５の乗算結果と、乗算器６
の乗算結果と、振幅・位相可変キャリア信号発生器４で
発生したキャリア信号を加算する加算器７と、加算器７
の合成ＲＦ出力信号を測定するスカラー検出器８とから
構成されている。
タイムベース１と、キャリア信号ｃｏｓ（２πｆc ｔ）
（ｆc はキャリア周波数、ｔは時刻）を発生するキャリ
ア信号発生器２と、振幅Ａおよび位相Δφが可変のキャ
リア信号Ａ・ｃｏｓ（２πｆ c ｔ＋９０°＋Δφ）を発
生する振幅・位相可変キャリア信号発生器３と、振幅Ｂ
および位相Δψが可変のキャリア信号Ｂ・ｃｏｓ（２π
ｆc ｔ＋Δψ）を発生する振幅・位相可変キャリア信号
発生器４と、キャリア信号発生器２で発生したキャリア
信号とＩ信号を乗算する乗算器５と、振幅・位相可変キ
ャリア信号発生器３で発生したキャリア信号とＱ信号を
乗算する乗算器６と、乗算器５の乗算結果と、乗算器６
の乗算結果と、振幅・位相可変キャリア信号発生器４で
発生したキャリア信号を加算する加算器７と、加算器７
の合成ＲＦ出力信号を測定するスカラー検出器８とから
構成されている。
【００２２】次に、本実施例の直交変調器の校正方法を
説明する。
説明する。
【００２３】まず、Ｉ信号、前記Ｑ信号をそれぞれｃｏ
ｓ（２πｆa ｔ），ｓｉｎ（２πｆ a ｔ）に設定する。
次に、振幅・位相可変キャリア信号発生器４が発生する
キャリア信号の振幅Ｂを０にし、スカラー検出器８に
て、（ｆc ＋ｆa ）の周波数成分に対して（ｆc −ｆ
a ）の周波数成分が小さくなるように、振幅・位相可変
キャリア信号発生器３が発生するキャリア信号の振幅
Ａ、位相Δφを調整する。このとき、もし、Ｉ信号，Ｑ
信号にディレイがあったり、振幅不均衡があってもキャ
ンセルされる。次に、振幅・位相可変キャリア信号発生
器４が発生するキャリア信号の振幅を、スカラー検出器
８にて、ｆc の周波数成分が小さくなるように調整す
る。このとき、もし、Ｉ信号，Ｑ信号に直流成分があっ
たり、乗算器５，６内での容量性、誘導性結合、配線で
の結合などによるキャリア漏れがあってもキャンセルさ
れる。
ｓ（２πｆa ｔ），ｓｉｎ（２πｆ a ｔ）に設定する。
次に、振幅・位相可変キャリア信号発生器４が発生する
キャリア信号の振幅Ｂを０にし、スカラー検出器８に
て、（ｆc ＋ｆa ）の周波数成分に対して（ｆc −ｆ
a ）の周波数成分が小さくなるように、振幅・位相可変
キャリア信号発生器３が発生するキャリア信号の振幅
Ａ、位相Δφを調整する。このとき、もし、Ｉ信号，Ｑ
信号にディレイがあったり、振幅不均衡があってもキャ
ンセルされる。次に、振幅・位相可変キャリア信号発生
器４が発生するキャリア信号の振幅を、スカラー検出器
８にて、ｆc の周波数成分が小さくなるように調整す
る。このとき、もし、Ｉ信号，Ｑ信号に直流成分があっ
たり、乗算器５，６内での容量性、誘導性結合、配線で
の結合などによるキャリア漏れがあってもキャンセルさ
れる。
【００２４】なお、キャリア信号発生器２を振幅可変、
または出力にスイッチを接続して振幅をゼロまたは出力
をゼロに出来るようにする。上記構成にて、キャリア信
号発生器３，４の振幅をゼロにし、キャリア信号発生器
２のみが出力した時の（ｆc＋ｆa ）周波数のレベルと
キャリア信号発生器２，４の振幅をゼロにし、キャリア
信号発生器３のみ出力した時の（ｆc ＋ｆa ）周波数の
レベルが同じ大きさになるように振幅を調整するように
してもよい。後は前記実施例と同じである。
または出力にスイッチを接続して振幅をゼロまたは出力
をゼロに出来るようにする。上記構成にて、キャリア信
号発生器３，４の振幅をゼロにし、キャリア信号発生器
２のみが出力した時の（ｆc＋ｆa ）周波数のレベルと
キャリア信号発生器２，４の振幅をゼロにし、キャリア
信号発生器３のみ出力した時の（ｆc ＋ｆa ）周波数の
レベルが同じ大きさになるように振幅を調整するように
してもよい。後は前記実施例と同じである。
【００２５】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、キャリア
信号発生器と２つの振幅・位相可変キャリア信号発生器
と２つの乗算器と加算器を組合せることにより、簡単な
回路構成で、キャリア漏れ、ＩおよびＱ信号の振幅不均
衡、直交位相誤差を校正することができる効果がある。
信号発生器と２つの振幅・位相可変キャリア信号発生器
と２つの乗算器と加算器を組合せることにより、簡単な
回路構成で、キャリア漏れ、ＩおよびＱ信号の振幅不均
衡、直交位相誤差を校正することができる効果がある。
【図１】本発明の一実施例の直交変調器のブロック図で
ある。
ある。
【図２】理想的な直交変調器の構成図である。
１ タイムベース ２ キャリア信号発生器 ３，４ 振幅・位相可変キャリア信号発生器 ５，６ 乗算器 ７ 加算器 ８ スカラー検出器
Claims (2)
- 【請求項１】 時刻ｔを発生するタイムベースと、 キャリア信号ｃｏｓ（２πｆc ｔ）（ｆc はキャリア周
波数、ｔは時刻）を発生するキャリア信号発生器と、 振幅Ａおよび位相Δφが可変のキャリア信号Ａ・ｃｏｓ
（２πｆc ｔ＋９０°＋Δφ）を発生する第１の振幅・
位相可変キャリア信号発生器と、 振幅Ｂおよび位相Δψが可変のキャリア信号Ｂ・ｃｏｓ
（２πｆc ｔ＋Δψ）を発生する第２の振幅・位相可変
キャリア信号発生器と、 前記キャリア信号発生器で発生したキャリア信号とＩ信
号を乗算する第１の乗算器と、 第１の振幅・位相可変キャリア信号発生器で発生したキ
ャリア信号とＱ信号を乗算する第２の乗算器と、 第１の乗算器の乗算結果と、第２の乗算器の乗算結果
と、第２の振幅・位相可変キャリア信号発生器で発生し
たキャリア信号を加算する加算器と、 前記加算器の合成ＲＦ出力信号を測定するスカラー検出
器とを有する直交変調器。 - 【請求項２】 前記Ｉ信号、前記Ｑ信号をそれぞれｃｏ
ｓ（２πｆa ｔ），ｓｉｎ（２πｆa ｔ）に設定し、 第２の振幅・位相可変キャリア信号発生器が発生するキ
ャリア信号の振幅Ｂを０にし、前記スカラー検出器に
て、（ｆc ＋ｆa ）の周波数成分に対して（ｆc−ｆ
a ）の周波数成分が小さくなるように、第１の振幅・位
相可変キャリア信号発生器が発生するキャリア信号の振
幅Ａ、位相Δφを調整し、 次に、第２の振幅・位相可変キャリア信号発生器が発生
するキャリア信号の振幅Ｂを、前記スカラー検出器に
て、ｆc の周波数成分が小さくなるように調整する、請
求項１記載の直交変調器の校正方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32687692A JP3401033B2 (ja) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | 直交変調器およびその校正方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32687692A JP3401033B2 (ja) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | 直交変調器およびその校正方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06177929A true JPH06177929A (ja) | 1994-06-24 |
| JP3401033B2 JP3401033B2 (ja) | 2003-04-28 |
Family
ID=18192727
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP32687692A Expired - Fee Related JP3401033B2 (ja) | 1992-12-07 | 1992-12-07 | 直交変調器およびその校正方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3401033B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005027449A1 (ja) * | 2003-09-11 | 2005-03-24 | Advantest Corporation | 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 |
| GB2558296A (en) * | 2016-12-23 | 2018-07-11 | Edgar Beesley Graham | Radio frequency modulator |
-
1992
- 1992-12-07 JP JP32687692A patent/JP3401033B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005027449A1 (ja) * | 2003-09-11 | 2005-03-24 | Advantest Corporation | 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 |
| JPWO2005027449A1 (ja) * | 2003-09-11 | 2006-11-24 | 株式会社アドバンテスト | 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 |
| US7701306B2 (en) | 2003-09-11 | 2010-04-20 | Advantest Corporation | Error correction signal generating device and orthogonal modulator equipped with the error correction signal generating device |
| JP4555778B2 (ja) * | 2003-09-11 | 2010-10-06 | 株式会社アドバンテスト | 誤差補正信号生成装置および該誤差補正信号生成装置を備えた直交変調装置 |
| GB2558296A (en) * | 2016-12-23 | 2018-07-11 | Edgar Beesley Graham | Radio frequency modulator |
| GB2558296B (en) * | 2016-12-23 | 2020-09-02 | Edgar Beesley Graham | Radio frequency modulator |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3401033B2 (ja) | 2003-04-28 |
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