JP4471024B2 - Ｄｃ−ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置に関する。

リアクトルとスイッチング素子とを有し、上記スイッチング素子のスイッチング動作により上記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換（昇圧または降圧）して直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。

特許文献１には、出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置であって、リアクトル電流を検出し、検出されたリアクトル電流をリアクトル電流のリプル電流と比較し、その比較結果に応じて、スイッチング素子をオン／オフするキャリア周波数を変更するものが記載されている。

特開２００４−１１２９０４号公報

ところで、ＤＣ−ＤＣコンバータにおいては、リアクトルの電流を正確に取得したいという要望がある。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータから負荷に供給される電力を正確に制御するために、リアクトルの電流を正確に取得したいという要望がある。

そこで、本発明は、リアクトルの電流を正確に取得することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を提供する。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周期の１／２の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流の中心値を推定する中心値推定手段と、を有することを特徴とする。

本発明の一態様では、前記ＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置は、前記電流下降区間で取得された電流値から前記電流上昇区間で取得された電流値を減算して得られる値が正である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、前記値が負である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正するタイミング補正手段を有する。

また、本発明の一態様では、前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングと前記リアクトルの電流の中心値のタイミングとの誤差を推定するタイミング誤差推定手段と、前記推定された誤差に基づいて、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを補正するタイミング補正手段とを有する。

上記態様における一態様では、前記電流値を取得し、前記誤差を推定し、前記タイミングを補正する処理を繰り返し実行する。

本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周期の１／２の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、前記電流下降区間で取得された電流値から前記電流上昇区間で取得された電流値を減算して得られる値が正である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、前記値が負である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正するタイミング補正手段と、を有することを特徴とする。

また、本発明に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、前記スイッチング素子のスイッチング周期の１／２の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングと前記リアクトルの電流の中心値のタイミングとの誤差を推定するタイミング誤差推定手段と、前記推定された誤差に基づいて、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを補正するタイミング補正手段と、を有する。

本発明の一態様では、前記電流値を取得し、前記誤差を推定し、前記タイミングを補正する処理を繰り返し実行する。

本発明によれば、リアクトルの電流を正確に取得することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を図面に従って説明する。

図１は、本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を含む電気自動車１の概略構成を示す図である。電気自動車１は、蓄電装置の電力を用いて走行用モータを駆動することにより車両を駆動する自動車である。電気自動車１は、例えば、ハイブリッド自動車（HV: Hybrid Vehicle）、いわゆる電気自動車（EV: Electric Vehicle）、燃料電池車（FCEV: Fuel cell Electric Vehicle）などである。

なお、図１では、本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を電気自動車に適用した場合を例示しているが、本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置は、電気自動車以外に適用されてもよい。

図１において、電気自動車１は、蓄電装置１０、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０、インバータ３０、走行用モータ４０、および制御装置５０を含んで構成されている。

蓄電装置１０は、電力を蓄積して直流電圧を出力するものであり、ここではニッケル水素やリチウムイオン等の二次電池である。ただし、蓄電装置１０は、大容量コンデンサ等であってもよい。

ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、上記スイッチング素子のスイッチング動作により上記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得る装置である。図１の例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、昇圧および降圧を行う双方向ＤＣ−ＤＣコンバータである。

具体的には、図１において、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子（例えばＩＧＢＴ）Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを有する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、インバータ３０の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。上アームのスイッチング素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、下アームのスイッチング素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点にはリアクトルＬ１の一方端が接続されている。このリアクトルＬ１の他方端は、蓄電装置１０の正極に接続される。また、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは、蓄電装置１０の負極に接続される。また、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードＤ１，Ｄ２が配置される。上記リアクトルＬ１の他方端とアースラインとの間には平滑用コンデンサＣ１が接続され、スイッチング素子Ｑ１のコレクタとアースラインとの間には平滑用コンデンサＣ２が接続される。

インバータ３０は、電源ラインとアースラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相アームはスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列接続からなり、Ｖ相アームはスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列接続からなり、Ｗ相アームはスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の直列接続からなる。スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８は、例えばＩＧＢＴである。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のコレクタ−エミッタ間には、それぞれ、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ３〜Ｄ８が配置されている。

走行用モータ４０は、３相の永久磁石モータであり、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の３つのコイルの一端が中点で共通接続されて構成されており、Ｕ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中間点、Ｖ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中間点、Ｗ相コイルの他端がスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の中間点に接続されている。

制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０およびインバータ３０を制御して、走行用モータ４０の駆動および回生を制御するものである。制御装置５０は、一つの態様では、ハードウェア資源とソフトウェアとの協働により実現され、例えば電子制御ユニット（ECU： Electronic Control Unit）である。具体的には、制御装置５０の機能は、記録媒体に記録された制御プログラムがメインメモリに読み出されてＣＰＵ（Central Processing Unit）により実行されることによって実現される。上記制御プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されて提供されることも可能であるし、データ信号として通信により提供されることも可能である。ただし、制御装置５０は、ハードウェアのみにより実現されてもよい。また、制御装置５０は、物理的に１つの装置により実現されてもよいし、複数の装置により実現されてもよい。

具体的には、走行用モータ４０の力行時には、制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を制御して、蓄電装置１０の直流電力をＤＣ−ＤＣコンバータ２０により昇圧してインバータ３０側に供給する。具体的には、制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ１とＱ２とを交互にオン・オフさせる制御を行う。スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ２を介してリアクトルＬ１に電流が流れ、蓄電装置１０からの直流電力がリアクトルＬ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、リアクトルＬ１に蓄積された直流電力がダイオードＤ１を介してインバータ３０側に出力される。また、制御装置５０は、インバータ３０のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作を制御することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０からの直流電力をインバータ３０により交流電力に変換し、得られた交流電力を走行用モータ４０に供給する。これにより、走行用モータ４０が回転駆動される。

また、走行用モータ４０の回生時には、制御装置５０は、インバータ３０のスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ８のスイッチング動作を制御することにより、走行用モータ４０で発電された交流電力をインバータ３０により直流電力に変換し、得られた直流電力をＤＣ−ＤＣコンバータ２０に供給する。また、制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０を制御して、インバータ３０からの直流電力をＤＣ−ＤＣコンバータ２０により降圧して蓄電装置１０を充電する。具体的には、制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ１とＱ２とを交互にオン・オフさせる制御を行う。スイッチング素子Ｑ１がオンになると、スイッチング素子Ｑ１を介してリアクトルＬ１に電流が流れ、インバータ３０からの直流電力がリアクトルＬ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、リアクトルＬ１の起電力によりダイオードＤ２を介して電流が還流し、これによりリアクトルＬ１に蓄積された直流電力が蓄電装置１０に供給される。これにより、蓄電装置１０が充電される。

上記昇圧時および降圧時のＤＣ−ＤＣコンバータ２０のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング動作に関し、具体的な一態様では、スイッチング素子Ｑ１がオン状態になる直前と、スイッチング素子Ｑ２がオン状態になる直前とには、スイッチング素子Ｑ１およびＱ２の両方がオフ状態である期間（デッドタイムと呼ばれる）が設けられる。

さらに、本実施の形態では、制御装置５０は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０から負荷（走行用モータ４０）に供給される電力を制御する等の目的で、リアクトルＬ１に流れる電流（以下、リアクトル電流と称す）を取得する機能を有する。以下、当該機能について、図面を参照しながら詳しく説明する。

図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０および制御装置５０の動作を説明するためのタイムチャートである。

制御装置５０は、図２（ａ）に示される三角波状のキャリア信号とデューティ指令値とに基づき、図２（ｂ）に示されるスイッチング指令信号を生成し、当該スイッチング指令信号を伝達回路を介してＤＣ−ＤＣコンバータ２０に供給する。具体的には、制御装置５０は、キャリア信号とデューティ指令値とを比較し、キャリア信号がデューティ指令値以上である場合にはスイッチング指令信号をロウレベルにし、キャリア信号がディーティ指令値未満である場合にはスイッチング指令信号をハイレベルにする。なお、制御装置５０は、キャリア信号やデューティ指令値を外部から受け取ってもよいし、内部で生成してもよい。

図２（ｃ）に示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の上アームのスイッチング素子Ｑ１は、おおむね、スイッチング指令信号がハイレベルのときオン状態であり、スイッチング指令信号がロウレベルのときオフ状態である。ただし、スイッチング指令信号がハイレベルからロウレベルに切り替わってから、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフに切り替わるまでの間には、伝達遅延ｔｄ１が生じる。また、スイッチング指令信号がロウレベルからハイレベルに切り替わってから、スイッチング素子Ｑ１がオフからオンに切り替わるまでの間には、伝達遅延ｔｄ１が生じ、またデッドタイムｔｄ２が設けられる。ここで、伝達遅延ｔｄ１は、例えば伝達回路により生じるものである。また、デッドタイミングは、例えば伝達回路や制御装置５０により設けられる。

図２（ｄ）に示されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０の下アームのスイッチング素子Ｑ２は、おおむね、スイッチング指令信号がハイレベルのときオフ状態であり、スイッチング指令信号がロウレベルのときオン状態である。ただし、スイッチング指令信号がロウレベルからハイレベルに切り替わってから、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフに切り替わるまでの間には、伝達遅延ｔｄ１が生じる。また、スイッチング指令信号がハイレベルからロウレベルに切り替わってから、スイッチング素子Ｑ２がオフからオンに切り替わるまでの間には、伝達遅延ｔｄ１が生じ、またデッドタイムｔｄ２が設けられる。ここで、伝達遅延ｔｄ１は、例えば伝達回路により生じるものである。また、デッドタイミングは、例えば伝達回路や制御装置５０により設けられる。

図２（ｅ），（ｆ），（ｇ）には、それぞれ、昇圧時における、リアクトルＬ１のインバータ３０側端部の電位Ｖ０の波形、スイッチング遅れ（伝達遅延）やデッドタイムがないと仮定した場合のリアクトル電流の波形、実際のリアクトル電流の波形が示されている。なお、リアクトル電流の向きは、蓄電装置１０からスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に向かう方向（図１の矢印Ａの方向）を正とする。

図２（ｄ），（ｇ）を参照すると、下アームのスイッチング素子Ｑ２がオン状態のときは、リアクトル電流は上昇する。このとき、リアクトル電流の波形の傾き（すなわち単位時間当たりのリアクトル電流の変化量）は、ＶＬ／Ｌである。ここで、ＶＬは蓄電装置１０の電圧であり、ＬはリアクトルＬ１のインダクタンスである。一方、スイッチング素子Ｑ２がオフ状態のときは、リアクトル電流は下降する。このとき、リアクトル電流の波形の傾きは、−（ＶＨ−ＶＬ）／Ｌである。ここで、ＶＨは平滑用コンデンサＣ２の電圧である。

図２（ｈ），（ｉ），（ｊ）には、それぞれ、降圧時における、リアクトルＬ１のインバータ３０側端部の電位Ｖ０の波形、スイッチング遅れ（伝達遅延）やデッドタイムがないと仮定した場合のリアクトル電流の波形、実際のリアクトル電流の波形が示されている。

図２（ｃ），（ｊ）を参照すると、上アームのスイッチング素子Ｑ１がオフ状態のときは、リアクトル電流は上昇する。このとき、リアクトル電流の波形の傾きは、ＶＬ／Ｌである。一方、スイッチング素子Ｑ１がオン状態のときは、リアクトル電流は下降する。このとき、リアクトル電流の波形の傾きは、−（ＶＨ−ＶＬ）／Ｌである。

リアクトル電流を取得しようとする場合、図１に示されるようにリアクトル電流を検出する電流センサ２１を設け、当該電流センサ２１により得られるアナログ電流信号をＡ／Ｄ変換してデジタルのリアクトル電流値を取得することが考えられる。より具体な一態様では、キャリア信号の山または谷のタイミングでリアクトル電流値をＡ／Ｄ変換することが考えられる。

図２（ａ），（ｆ），（ｉ）から分かるように、スイッチング遅れやデッドタイムがない場合には、キャリア信号の山および谷のタイミングは、リアクトル電流の中心値のタイミング（すなわちリアクトル電流のリップルの中心タイミング）に一致する。したがって、キャリア信号の山または谷のタイミングでサンプリングすることにより、リアクトル電流の中心値を取得することができる。

しかし、図２（ａ），（ｇ），（ｊ）から分かるように、スイッチング遅れやデッドタイムがある場合には、これらの影響により、キャリア信号の山および谷のタイミングは、リアクトル電流の中心値のタイミングからずれてしまう。このため、キャリア信号の山または谷のタイミングでサンプリングすると、リアクトル電流の中心値からずれた電流値が取得されることになる。このような電流値をリアクトル電流の制御に用いた場合、リアクトル電流を正確に制御できない場合が想定される。

なお、リアクトル電流のリップルの中心でサンプリングするようにサンプリングタイミング（Ａ／Ｄタイミング）を事前に調整することも考えられるが、スイッチング遅れ等にはバラツキがあるため、事前に調整することは困難である。また、デッドタイムの影響はリアクトル電流値によって変わるため、タイミング誤差は一定値にならない。

上記事情等を考慮し、リアクトル電流を正確に取得する観点より、本実施の形態では、制御装置５０は、以下のように構成される。以下、制御装置５０の態様として、第１〜第７の態様を示す。

（第１の態様）
図３は、第１の態様における制御装置５０の機能構成を示すブロック図である。図３において、制御装置５０は、電流値取得部１１０と中心値推定部１２０とを有する。

電流値取得部１１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期の１／２の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、リアクトル電流値を取得する。具体的には、電流値取得部１１０は、キャリア信号の周期（キャリア周期）の１／２の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、電流センサ６０のアナログ電流信号をＡ／Ｄ変換してリアクトル電流値を取得する。具体的な一態様では、電流値取得部１１０は、キャリア信号の山のタイミングで、電流上昇区間におけるリアクトル電流値を取得し、キャリア信号の谷のタイミングで、電流下降区間におけるリアクトル電流値を取得する。

中心値推定部１２０は、電流値取得部１１０により電流上昇区間で取得されたリアクトル電流値ＩＬ_ｕｐと電流下降区間で取得されたリアクトル電流値ＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、リアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を推定する。具体的には、中心値推定部１２０は、リアクトル電流の波形における電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}との幾何学的な関係から得られる下記演算式（４）により、電流値ＩＬ_ｕｐおよびＩＬ_ｄｏｗｎから中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を算出する。ここで、演算式（４）は、以下のように導かれる。

図４は、リアクトル電流の中心値を推定するための式を説明するための図であり、図４には、リアクトル電流の波形が示されている。図４を参照すると、電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとには、下記式（１）の関係がある。ただし、Δｔは、リアクトル電流値を取得するタイミングと、リアクトル電流の中心値のタイミングとの誤差（ずれ）である。Δｔは、電流上昇区間でも電流下降区間でも同じだけ発生する。
ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ＝Δｔ×ＶＬ／Ｌ＋Δｔ×（ＶＨ−ＶＬ）／Ｌ ・・・（１）

また、電流値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}とＩＬ_ｕｐとには、下記式（２）の関係がある。
ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}−ＩＬ_ｕｐ＝Δｔ×ＶＬ／Ｌ ・・・（２）

上記式（２）を変形すると、下記式（３）が得られる。
Δｔ／Ｌ＝（ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}−ＩＬ_ｕｐ）／ＶＬ ・・・（３）

上記式（３）を上記式（１）に代入すると、下記式（４）が得られる。
ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}＝ＩＬ_ｕｐ＋（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）×ＶＬ／ＶＨ ・・・（４）

このように、第１の態様では、誤差Δｔが電流上昇区間でも電流下降区間でも同じだけ発生することに注目し、リアクトル電流波形の傾きが図４のようになることから、幾何学的な関係よりΔｔの影響を打ち消して、Δｔによらずにリアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を推定する。

一つの態様では、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとの対を繰り返し取得し、上記各対から中央値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を推定し、中央値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}の時系列データを得る。より具体的な一態様では、制御装置５０は、図５や図６に示されるように、キャリア周期の１／２の周期で電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとを交互に繰り返し取得し、互いに隣り合う電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとから中央値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を推定し、キャリア周期と同じ周期の中央値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}の時系列データ、またはキャリア周期の１／２の周期の中央値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}の時系列データを得る。

図７は、第１の態様における制御装置５０の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図７を参照して、第１の態様における制御装置５０の動作の一例を説明する。

制御装置５０は、電流上昇区間における電流値ＩＬ_ｕｐを取得する（Ｓ１１０）。

ついで、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐを取得してからキャリア周期の１／２の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する（Ｓ１２０）。

ついで、制御装置５０は、上記取得された電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、上記演算式（４）によりリアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を算出する（Ｓ１３０）。

制御装置５０は、上記ステップＳ１１０〜Ｓ１３０の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる（Ｓ１４０）。

以上説明した第１の態様によれば、リアクトル電流の中心値を推定することができ、キャリア信号の山や谷のタイミングでサンプリングする場合などと比較して、リアクトル電流の中心値を正確に取得することが可能となる。また、第１の態様では、サンプリングタイミングの事前の調整が不要である。また、スイッチング遅れやデッドタイムのバラツキに影響されにくい。

（第２の態様）
図８は、第２の態様における制御装置５０の機能構成を示すブロック図である。図８において、制御装置５０は、電流値取得部２１０とタイミング補正部２２０とを有する。

電流値取得部２１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期の１／２の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、リアクトル電流値を取得する。具体的には、電流値取得部１１０は、キャリア信号の周期（キャリア周期）の１／２の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、電流センサ６０のアナログ電流信号からリアクトル電流値を取得する。

タイミング補正部２２０は、電流値取得部２１０により電流下降区間で取得された電流値ＩＬ_ｄｏｗｎから電流上昇区間で取得された電流値ＩＬ_ｕｐを減算して得られる値（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）が正である場合には、リアクトル電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、上記値（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）が負である場合には、リアクトル電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正する。ここで、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正するとは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期内（具体的にはキャリア信号の周期内）またはリアクトル電流のリップル周期内における取得タイミング（取得位置）を補正することを意味する。なお、第２の態様では、タイミングの補正量は、特に限定されないが、例えば予め定められた一定値（例えば５μｓ）である。

図９は、第２の態様におけるタイミングの補正を説明するための図であり、図９には、リアクトル電流の波形が示されている。図９を参照すると、サンプリング点Ａ_ｕｐ，Ａ_ｄｏｗｎのように、リアクトル電流の中心値のタイミングに対してサンプリングタイミング（Ａ／Ｄタイミング）が早い場合、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）＞０となる。一方、サンプリング点Ｂ_ｕｐ，Ｂ_ｄｏｗｎのように、リアクトル電流の中心値のタイミングに対してサンプリングタイミングが遅い場合、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）＜０となる。そこで、本態様では、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）＞０のときにはサンプリングタイミングを遅らせ、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）＜０のときにはサンプリングタイミングを進ませるのである。

一つの態様では、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとを取得し、当該電流値の大小関係に応じてサンプリングタイミングを補正する処理を繰り返し行う。すなわち、サンプリングタイミングのずれをフィードバック制御により低減しながら、リアクトル電流値の取得を行う。

図１０は、第２の態様における制御装置５０の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図１０を参照して、第２の態様における制御装置５０の動作の一例を説明する。

制御装置５０は、電流上昇区間における電流値ＩＬ_ｕｐを取得する（Ｓ２１０）。第１回目では、制御装置５０は、例えば、キャリア信号の山のタイミングで電流値ＩＬ_ｕｐを取得する。

ついで、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐを取得してからキャリア周期の１／２の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する（Ｓ２２０）。第１回目では、制御装置５０は、例えば、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する。

ついで、制御装置５０は、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）に応じてリアクトル電流を取得するタイミングを補正する（Ｓ２３０）。例えば、第１回目において、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）＞０であれば、制御装置５０は、キャリア信号の山のタイミングから所定補正時間（例えば５μｓ）だけ遅らせたタイミングを、電流値ＩＬ_ｕｐを取得する新たなタイミングに設定する。この補正後のタイミングは、次回のステップＳ２１０で電流値ＩＬ_ｕｐを取得する際に使用されることとなる。

制御装置５０は、上記ステップＳ２１０〜Ｓ２３０の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる（Ｓ２４０）。

以上説明した第２の態様によれば、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）に応じて、リアクトル電流の中心値のタイミングに対するリアクトル電流を取得するタイミングのずれを低減することができ、リアクトル電流の取得値と中心値との誤差を低減することが可能となる。これにより、キャリア信号の山や谷のタイミングでサンプリングする場合などと比較して、リアクトル電流の中心値を正確に取得することが可能となる。また、上記第１の態様のようにＶＨ値、ＶＬ値を使用する態様では、ＶＨ値やＶＨ値を検出する電圧センサの誤差の影響があるが、第２の態様では、ＶＨ値、ＶＬ値を使用しないので電圧センサの誤差の影響が避けられる。

（第３の態様）
図１１は、第３の態様における制御装置５０の機能構成を示すブロック図である。図１１において、制御装置５０は、電流値取得部３１０とタイミング誤差推定部３２０とタイミング補正部３３０とを有する。

電流値取得部３１０は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期の１／２の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、リアクトル電流値を取得する。具体的には、電流値取得部３１０は、キャリア信号の周期（キャリア周期）の１／２の時間間隔で、リアクトル電流の波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、電流センサ６０のアナログ電流信号からリアクトル電流値を取得する。

タイミング誤差推定部３２０は、電流値取得部３１０により電流上昇区間で取得された電流値ＩＬ_ｕｐと電流下降区間で取得された電流値ＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングとリアクトルの電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}のタイミングとの誤差Δｔを推定する。具体的には、タイミング誤差推定部３２０は、リアクトル電流の波形における電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとの幾何学的な関係から得られる下記演算式（６）により、電流値ＩＬ_ｕｐおよびＩＬ_ｄｏｗｎから誤差Δｔを算出する。ここで、演算式（６）は、以下のように導かれる。

図４を参照すると、電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとには、下記式（５）の関係がある。
ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ＝Δｔ×ＶＬ／Ｌ＋Δｔ×（ＶＨ−ＶＬ）／Ｌ ・・・（５）

上記式（５）を変形すると、下記式（６）が得られる。
Δｔ＝（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）×ＶＨ／Ｌ ・・・（６）

タイミング補正部３３０は、タイミング誤差推定部３２０により推定された誤差Δｔに基づいて、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する。具体的には、タイミング補正部３３０は、リアクトル電流値を取得するタイミングとリアクトル電流の中心値のタイミングとが一致するように、誤差Δｔだけリアクトル電流値を取得するタイミングをずらす。ここで、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正するとは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング周期内（具体的にはキャリア信号の周期内）またはリアクトル電流のリップル周期内における取得タイミング（取得位置）を補正することを意味する。

図１２は、第３の態様における制御装置５０の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図１２を参照して、第３の態様における制御装置５０の動作の一例を説明する。

制御装置５０は、電流上昇区間における電流値ＩＬ_ｕｐを取得する（Ｓ３１０）。例えば、制御装置５０は、キャリア信号の山のタイミングで電流値ＩＬ_ｕｐを取得する。

ついで、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐを取得してからキャリア周期の１／２の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する（Ｓ３２０）。例えば、制御装置は、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する。

ついで、制御装置５０は、上記取得された電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、上記演算式（６）によりタイミングの誤差Δｔを算出する（Ｓ３３０）。

ついで、制御装置５０は、上記算出された誤差Δｔに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する（Ｓ３４０）。例えば、制御装置５０は、キャリア信号の山のタイミングから誤差Δｔだけ遅らせたタイミングを、電流値ＩＬ_ｕｐを取得する新たなタイミングに設定する。

以降、制御装置５０は、上記補正後のタイミングで、リアクトル電流値を取得する（Ｓ３５０）。例えば、制御装置５０は、キャリア周期の１／２の周期で、上記補正されたタイミングでリアクトル電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する。ただし、制御装置５０は、ステップＳ３５０において、電流値ＩＬ_ｕｐおよびＩＬ_ｄｏｗｎの一方のみを取得してもよい。

制御装置５０は、上記ステップＳ３５０の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる（Ｓ３６０）。

以上説明した第３の態様によれば、リアクトル電流を取得するタイミングとリアクトル電流の中心値のタイミングとの誤差を推定し、当該誤差を補正することにより、正確なタイミングでリアクトル電流を取得することが可能となる。これにより、キャリア信号の山や谷のタイミングでサンプリングする場合などと比較して、リアクトル電流の中心値を正確に取得することが可能となる。また、タイミング誤差を推定せずにタイミング誤差を補正する場合、収束に時間がかかったり、収束を早くしようとするとオーバーシュートが発生したりすることが考えられる。これに対し、第３の態様によれば、早く、またはオーバーシュートなしに、リアクトル電流を取得するタイミングをリアクトル電流の中心値のタイミングに合わせることが可能となる。

（第４の態様）
第４の態様における制御装置５０は、第３の態様と殆ど同様である。以下、第４の態様における制御装置５０について説明するが、第３の態様と共通する部分については説明を省略または簡略化する。

上記第３の態様では、ＶＨ値の検出誤差やインダクタンスＬのバラツキがある場合には、タイミングの誤差Δｔの推定値に推定誤差が残る。第４の態様は、この推定誤差を小さくするものである。

第４の態様では、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎを取得し、誤差Δｔを推定し、サンプリングタイミングを補正する処理を、繰り返し実行する。

図１３は、第４の態様における制御装置５０の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図１３を参照して、第４の態様における制御装置５０の動作の一例を説明する。

制御装置５０は、電流上昇区間における電流値ＩＬ_ｕｐを取得する（Ｓ４１０）。第１回目では、制御装置５０は、例えば、キャリア信号の山のタイミングで電流値ＩＬ_ｕｐを取得する。

ついで、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐを取得してからキャリア周期の１／２の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する（Ｓ４２０）。第１回目では、制御装置は、例えば、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する。

ついで、制御装置５０は、上記取得された電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、上記演算式（６）によりタイミングの誤差Δｔを算出する（Ｓ４３０）。

ついで、制御装置５０は、上記算出された誤差Δｔに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する（Ｓ４４０）。第１回目では、制御装置５０は、例えば、キャリア信号の山のタイミングから誤差Δｔだけ遅らせたタイミングを、電流値ＩＬ_ｕｐを取得する新たなタイミングに設定する。この補正後のタイミングは、次回のステップＳ４１０で電流値ＩＬ_ｕｐを取得する際に使用されることとなる。

制御装置５０は、上記ステップＳ４１０〜Ｓ４４０の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる（Ｓ４５０）。

以上説明した第４の態様によれば、電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎの取得、誤差Δｔの推定、および誤差Δｔに基づくタイミングの補正を繰り返すことにより、徐々に誤差Δｔを小さくしていくことができ、キャリア信号の山や谷のタイミングでサンプリングする場合などと比較して、リアクトル電流の中心値を正確に取得することが可能となる。また、タイミング誤差を推定せずにタイミング誤差を補正する場合、収束に時間がかかったり、収束を早くしようとするとオーバーシュートが発生したりすることが考えられる。これに対し、第４の態様によれば、早く、またはオーバーシュートなしに、リアクトル電流を取得するタイミングをリアクトル電流の中心値のタイミングに合わせることが可能となる。

（第５の態様）
第５の態様における制御装置５０は、第１の態様と第２の態様とを組み合わせたものである。

具体的には、第５の態様では、制御装置５０は、電流値取得部、タイミング補正部、および中心値推定部を有する。そして、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎを取得し、（ＩＬ_ｕｐ−ＩＬ_ｄｏｗｎ）に応じてサンプリングタイミングを補正し、補正後のサンプリングタイミングで電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎを取得し、当該電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎに基づいてリアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を推定する。一つの態様では、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎを取得し、当該取得された電流値の大小関係に応じてサンプリングタイミングを補正する処理を繰り返し行いながら、当該取得された電流値に基づいて中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を推定し、中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}の時系列データを得る。

図１４は、第５の態様における制御装置５０の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図１４を参照して、第５の態様における制御装置５０の動作の一例を説明する。

制御装置５０は、電流上昇区間における電流値ＩＬ_ｕｐを取得する（Ｓ５１０）。第１回目では、制御装置５０は、例えば、キャリア信号の山のタイミングで電流値ＩＬ_ｕｐを取得する。

ついで、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐを取得してからキャリア周期の１／２の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する（Ｓ５２０）。第１回目では、制御装置５０は、例えば、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する。

ついで、制御装置５０は、上記取得された電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、上記演算式（４）によりリアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を算出する（Ｓ５３０）。

また、制御装置５０は、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）に応じてリアクトル電流を取得するタイミングを補正する（Ｓ５４０）。例えば、第１回目において、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）＞０であれば、制御装置５０は、キャリア信号の山のタイミングから所定補正時間（例えば５μｓ）だけ遅らせたタイミングを、電流値ＩＬ_ｕｐを取得する新たなタイミングに設定する。この補正後のタイミングは、次回のステップＳ５１０で電流値ＩＬ_ｕｐを取得する際に使用されることとなる。

制御装置５０は、上記ステップＳ５１０〜Ｓ５４０の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる（Ｓ５５０）。

以上説明した第５の態様によれば、タイミング誤差を補正した後のタイミングで取得されたリアクトル電流値に基づいてリアクトル電流の中心値を推定することができ、より正確にリアクトル電流の中心値を取得することが可能となる。

例えば、第１の態様では、リアクトル電流の中心値の推定にＶＨ，ＶＬの値を使用しているためセンサ誤差がある場合にはその影響で中心値の推定値に誤差が発生する。この誤差は、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）×Δ（ＶＬ／ＶＨ）となる。第５の態様によれば、タイミング誤差を補正することにより、（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）を小さくでき、リアクトル電流の中心値の推定誤差（ＩＬ_ｄｏｗｎ−ＩＬ_ｕｐ）×Δ（ＶＬ／ＶＨ）を小さくすることができる。すなわち、ＶＨ，ＶＬの検出誤差の影響を受けにくくなり、より正確にリアクトル電流の中心値を推定することが可能となる。

また、取得した電流値に基づいてリアクトル電流の中心値の推定を行うので、中心値の推定を行わない場合と比較して、より正確にリアクトル電流の中心値を推定することが可能となる。

（第６の態様）
第６の態様における制御装置５０は、第１の態様と第３の態様とを組み合わせたものである。

具体的には、第６の態様では、制御装置５０は、電流値取得部、タイミング誤差推定部、タイミング補正部、および中心値推定部を有する。そして、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎを取得し、当該電流値に基づいてタイミング誤差Δｔを推定し、当該誤差Δｔに基づいてサンプリングタイミングを補正し、補正後のサンプリングタイミングで電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎを取得し、当該電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎに基づいてリアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を推定する。

図１５は、第６の態様における制御装置５０の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図１５を参照して、第６の態様における制御装置５０の動作の一例を説明する。

制御装置５０は、電流上昇区間における電流値ＩＬ_ｕｐを取得する（Ｓ６１０）。例えば、制御装置５０は、キャリア信号の山のタイミングで電流値ＩＬ_ｕｐを取得する。

ついで、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐを取得してからキャリア周期の１／２の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する（Ｓ６２０）。例えば、制御装置５０は、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する。

ついで、制御装置５０は、上記取得された電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、上記演算式（４）によりリアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を算出する（Ｓ６３０）。

また、制御装置５０は、上記取得された電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、上記演算式（６）によりタイミングの誤差Δｔを算出する（Ｓ６４０）。

ついで、制御装置５０は、上記算出された誤差Δｔに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する（Ｓ６５０）。例えば、制御装置５０は、キャリア信号の山のタイミングから誤差Δｔだけ遅らせたタイミングを、電流値ＩＬ_ｕｐを取得する新たなタイミングに設定する。

ついで、制御装置５０は、上記補正後のタイミングで、電流上昇区間における電流値ＩＬ_ｕｐを取得する（Ｓ６６０）。

ついで、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐを取得してからキャリア周期の１／２の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する（Ｓ６７０）。

そして、制御装置５０は、上記取得された電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、上記演算式（４）によりリアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を算出する（Ｓ６８０）。

制御装置５０は、上記ステップＳ６６０〜Ｓ６８０の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる（Ｓ６９０）。

以上説明した第６の態様によれば、上記第５の態様と同様の効果が得られる。

（第７の態様）
第７の態様における制御装置５０は、第１の態様と第４の態様とを組み合わせたものである。

具体的には、第７の態様では、制御装置５０は、電流値取得部、タイミング誤差推定部、タイミング補正部、および中心値推定部を有する。そして、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎを取得し、当該電流値に基づいてタイミング誤差Δｔを推定し、当該誤差Δｔに基づいてサンプリングタイミングを補正する処理を繰り返し行うとともに、電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎに基づいてリアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を推定する処理を行う。

図１６は、第７の態様における制御装置５０の動作の一例を示すフローチャートである。以下、図１６を参照して、第７の態様における制御装置５０の動作の一例を説明する。

制御装置５０は、電流上昇区間における電流値ＩＬ_ｕｐを取得する（Ｓ７１０）。第１回目では、制御装置５０は、例えば、キャリア信号の山のタイミングで電流値ＩＬ_ｕｐを取得する。

ついで、制御装置５０は、電流値ＩＬ_ｕｐを取得してからキャリア周期の１／２の時間が経過したタイミングで、電流下降区間における電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する（Ｓ７２０）。第１回目では、制御装置５０は、例えば、キャリア信号の谷のタイミングで電流値ＩＬ_ｄｏｗｎを取得する。

そして、制御装置５０は、上記取得された電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、上記演算式（４）によりリアクトル電流の中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}を算出する（Ｓ７３０）。

また、制御装置５０は、上記取得された電流値ＩＬ_ｕｐとＩＬ_ｄｏｗｎとに基づき、上記演算式（６）によりタイミングの誤差Δｔを算出する（Ｓ７４０）。

そして、制御装置５０は、上記算出された誤差Δｔに基づき、リアクトル電流値を取得するタイミングを補正する（Ｓ７５０）。第１回目では、制御装置５０は、例えば、キャリア信号の山のタイミングから誤差Δｔだけ遅らせたタイミングを、電流値ＩＬ_ｕｐを取得する新たなタイミングに設定する。この補正後のタイミングは、次回のステップＳ７１０で電流値ＩＬ_ｕｐを取得する際に使用されることとなる。

制御装置５０は、上記ステップＳ７１０〜Ｓ７５０の処理を、所定の終了条件が満たされるまで繰り返し実行し、終了条件が満たされると処理を終了させる（Ｓ７６０）。

以上説明した第７の態様によれば、上記第５の態様と同様の効果が得られる。

図１７は、２系統のＤＣ−ＤＣコンバータを含み、本実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を有する電気自動車２の概略構成を示す図である。

図１７の例では、電気自動車２は、２つのＤＣ−ＤＣコンバータ２０Ａ，２０Ｂを有する。図１の場合と同様に、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０Ａ，２０Ｂには、それぞれ蓄電装置１０Ａ，１０Ｂが接続されるとともに、共通の平滑用コンデンサＣ１，Ｃ２が接続される。平滑用コンデンサＣ２には、２つのインバータ３０Ａ，３０Ｂが互いに並列に接続される。インバータ３０Ａ，３０Ｂには、それぞれ走行用モータ４０Ａ，４０Ｂが接続される。

走行用モータ４０Ａは、主として発電機として動作する。具体的には、走行用モータ４０Ａは、インバータ３０Ａから電力の供給を受けて電動機として動作し、不図示のエンジンをクランキングして始動させる。また、走行用モータ４０Ａは、エンジンの始動後において、エンジンの駆動力によって回転させられて発電する。当該走行用モータ４０Ａにより発電された交流電力は、インバータ３０Ａによって直流電力に変換されて蓄電装置１０Ａ，１０Ｂに充電されたり、走行用モータ３０Ｂの駆動に利用されたりする。

走行用モータ４０Ｂは、主として電動機として動作する。具体的には、走行用モータ４０Ｂは、力行時には、インバータ３０Ｂから電力の供給を受けて、不図示の車輪を回転駆動するためのトルクを発生させる。また、走行用モータ４０Ｂは、回生制動時には、車輪によって回転させられて発電する。当該走行用モータ４０Ｂにより発電された交流電力は、インバータ３０Ｂによって直流電力に変換されて蓄電装置１０Ａ，１０Ｂに充電される。

図１７の蓄電装置、ＤＣ−ＤＣコンバータ、インバータ、走行用モータは、それぞれ図１のものと同様であるので、ここでは詳しい説明は省略する。

電気自動車２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０Ａの制御装置５０Ａと、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０Ｂの制御装置５０Ｂとを有する。

制御装置５０Ａは、平滑用コンデンサＣ２の電圧ＶＨの検出値に基づき、電圧ＶＨが一定に維持されるように、ＤＣ−ＤＣコンバータ２０Ａを制御する。

制御装置５０Ｂは、図１の場合と同様に（具体的には、上記第１〜第７の何れかの態様により）ＤＣ−ＤＣコンバータ２０Ｂのリアクトル電流を取得し、当該リアクトル電流の取得値に基づいてリアクトル電流を制御し、これにより平滑用コンデンサＣ２側に供給する電力を制御する。

なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々変更することができる。

例えば、上記実施の形態では、昇圧時において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフするものを例示したが、スイッチング素子Ｑ２をオン・オフ制御し、スイッチング素子Ｑ１については常にオフ状態としてもよい。また、降圧時において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を交互にオン・オフするものを例示したが、スイッチング素子Ｑ１をオン・オフ制御し、スイッチング素子Ｑ２については常にオフ状態としてもよい。

また、上記実施の形態では、電流上昇区間、電流下降区間の順で電流値を取得する場合を例示したが、電流下降区間、電流上昇区間の順で電流値を取得してもよい。

また、制御装置の制御対象は、双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに限られず、昇圧コンバータまたは降圧コンバータであってもよい。例えば、リアクトルＬ１と昇圧用スイッチング素子Ｑ２と昇圧用ダイオードＤ１とを有する昇圧コンバータであってもよいし、リアクトルＬ１と降圧用スイッチング素子Ｑ１と降圧用ダイオードＤ２とを有する降圧コンバータであってもよい。

実施の形態に係るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置を含む電気自動車の概略構成を示す図である。 ＤＣ−ＤＣコンバータおよび制御装置の動作を説明するためのタイムチャートである。 第１の態様における制御装置の機能構成を示すブロック図である。 リアクトル電流の中心値を推定するための式を説明するための図である。 電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎおよび中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}の推定値の一例を示す図である。 電流値ＩＬ_ｕｐ，ＩＬ_ｄｏｗｎおよび中心値ＩＬ_{ｃｅｎｔｅｒ}の推定値の別の一例を示す図である。 第１の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第２の態様における制御装置の機能構成を示すブロック図である。 第２の態様におけるタイミングの補正を説明するための図である。 第２の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第３の態様における制御装置の機能構成を示すブロック図である。 第３の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第４の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第５の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第６の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 第７の態様における制御装置の動作の一例を示すフローチャートである。 ２系統のＤＣ−ＤＣコンバータを含む電気自動車の概略構成を示す図である。

符号の説明

１，２ 電気自動車、１０，１０Ａ，１０Ｂ 蓄電装置、２０，２０Ａ，２０Ｂ ＤＣ−ＤＣコンバータ、２１ 電流センサ、３０，３０Ａ，３０Ｂ インバータ、４０，４０Ａ，４０Ｂ 走行用モータ、５０，５０Ａ，５０Ｂ 制御装置、Ｌ１ リアクトル、Ｃ１，Ｃ２ 平滑用コンデンサ。

Claims (7)

1. リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記スイッチング素子のスイッチング周期の１／２の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、
   前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流の中心値を推定する中心値推定手段と、
   を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記電流下降区間で取得された電流値から前記電流上昇区間で取得された電流値を減算して得られる値が正である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、前記値が負である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正するタイミング補正手段を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
3. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングと前記リアクトルの電流の中心値のタイミングとの誤差を推定するタイミング誤差推定手段と、
   前記推定された誤差に基づいて、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを補正するタイミング補正手段と、
   を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
4. 請求項３に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記電流値を取得し、前記誤差を推定し、前記タイミングを補正する処理を、繰り返し実行することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
5. リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記スイッチング素子のスイッチング周期の１／２の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、
   前記電流下降区間で取得された電流値から前記電流上昇区間で取得された電流値を減算して得られる値が正である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを遅らせる方向に補正し、前記値が負である場合には、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを進ませる方向に補正するタイミング補正手段と、
   を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
6. リアクトルとスイッチング素子とを有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記スイッチング素子のスイッチング周期の１／２の時間間隔で、前記リアクトルの電流波形における電流上昇区間と電流下降区間とで、前記リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、
   前記電流上昇区間で取得された電流値と前記電流下降区間で取得された電流値とに基づき、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングと前記リアクトルの電流の中心値のタイミングとの誤差を推定するタイミング誤差推定手段と、
   前記推定された誤差に基づいて、前記リアクトルの電流値を取得するタイミングを補正するタイミング補正手段と、
   を有することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。
7. 請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置であって、
   前記電流値を取得し、前記誤差を推定し、前記タイミングを補正する処理を、繰り返し実行することを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御装置。

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