JP2010081737A - Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、リアクトルを流れる電流が変動してもＤＣ／ＤＣコンバータの制御の応答性を安定させることができるようにする。
【解決手段】制御装置２４は、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｂを取得する電流値取得手段と、出力電圧ＶＨが指令電圧Ｖｄｃに一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータ１４をフィードバック制御するときの制御ゲインＫを、電流値取得手段により取得された電流Ｉｂに基づいて調整し、その調整した制御ゲインＫを用いて出力電圧ＶＨが指令電圧Ｖｄｃに一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータ１４をフィードバック制御する制御手段３０とを有する。この構成により、制御装置２４は、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｂが変動してもＤＣ／ＤＣコンバータ１４の制御の応答性を安定させることができる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に関する。

リアクトルとスイッチング素子とを有し、スイッチング素子のスイッチング動作によりリアクトルにおけるエネルギの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換（昇圧または降圧）して直流出力電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータが知られている。

下記特許文献１には、バッテリの出力要求からリアクトルを流れる目標リアクトル電流を算出し、算出された目標リアクトル電流からスイッチング素子を効率よくスイッチング動作させるためのキャリア周波数を設定して、このキャリア周波数を用いてリアクトルに目標リアクトル電流が流れるようにＤＣ／ＤＣコンバータを制御する制御装置が記載されている。

特開２００３−１１６２８０号公報

ところで、従来のＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、リアクトルを流れる電流が増大すると磁束が飽和して自己インダクタンスが低下してしまい、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御の応答性が不安定になってしまうという問題があった。ＤＣ／ＤＣコンバータの制御の応答性を安定させるために、リアクトルを流れる電流が増大しても自己インダクタンスが低下しにくいリアクトルを採用することができるが、その構造は複雑であり高価なものになってしまう。

本発明は、安価で簡易な構造のリアクトルを用いて、リアクトルを流れる電流が変動してもＤＣ／ＤＣコンバータの制御の応答性を安定させることができるＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を提供することにある。

本発明は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、スイッチング素子のスイッチング動作によりリアクトルにおけるエネルギの蓄積と放出を繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、直流出力電圧が指令電圧に一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータをフィードバック制御するときの制御ゲインを、電流値取得手段により取得された電流値に基づいて調整し、その調整した制御ゲインを用いて直流出力電圧が指令電圧に一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータをフィードバック制御する制御手段と、を有することを特徴とする。

また、制御手段は、電流値取得手段により取得された電流値が増大するにつれて低くなるように制御ゲインを調整することができる。

また、電流値取得手段を、リアクトルを流れる電流を直接検出する電流センサとすることができる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータの一端がインバータを介してモータとジェネレータに電気的に接続され、その他端が電源に電気的に接続され、電流値取得手段は、モータの駆動パワーとジェネレータの発電パワーと電源の電位差とに基づいてリアクトルの電流値を取得することができる。

さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータの一端がコンデンサと、インバータを介してモータとジェネレータとに電気的に接続され、その他端が電源に電気的に接続され、電流値取得手段は、モータの駆動パワーとジェネレータの発電パワーとコンデンサの供給パワーと電源の電位差とに基づいてリアクトルの電流値を取得することができる。

本発明のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置によれば、安価で簡易な構造のリアクトルを用いて、リアクトルを流れる電流が変動してもＤＣ／ＤＣコンバータの制御の応答性を安定させることができる。

以下、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置の実施形態について図を用いて説明する。一例として、モータとエンジンとの出力により走行するハイブリッド車両を挙げ、この車両に搭載されたＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置について説明する。なお、本発明は、ハイブリッド車両に搭載されたＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置に限らず、モータの出力のみにより走行する電気自動車に搭載されたＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置にも適用することができる。

図１は、本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を搭載するハイブリッド車両（以下、単に車両と記す）１０の概略構成を示す図である。

車両１０は、バッテリ１２、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４、第１及び第２インバータ１６，１８、第１及び第２モータ２０，２２、および制御装置２４を有する。

バッテリ１２は、充放電可能な二次電池、例えばニッケル水素二次電池またはリチウムイオン二次電池などで構成される。バッテリ１２は、複数のセルを直列に接続して構成されるモジュールを複数有し、これらのモジュールをさらに直列接続している。すなわち、バッテリ１２は、直列接続されたモジュールに含まれるセルをすべて直列接続している。これにより、バッテリ１２は、車両１０を駆動するのに必要な高電圧を確保する。なお、バッテリ１２は、大容量コンデンサとすることもできる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、リアクトルとスイッチング素子とを有し、スイッチング素子のスイッチング動作によりリアクトルにおけるエネルギの蓄積と放出とを繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得る装置である。図１においては、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、昇圧および降圧を行う双方向ＤＣ／ＤＣコンバータである。

具体的には、図１において、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、リアクトルＬ１と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と、ダイオードＤ１，Ｄ２とを有する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、パワートランジスタ、サイリスタ等から構成される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、第１及び第２インバータ１６，１８の電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。上アームのスイッチング素子Ｑ１のコレクタは電源ラインに接続され、下アームのスイッチング素子Ｑ２のエミッタはアースラインに接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１のエミッタとスイッチング素子Ｑ２のコレクタの接続点にはリアクトルＬ１の一端が接続される。このリアクトルＬ１の他端は、バッテリ１２の正極に接続される。また、スイッチング素子Ｑ２のエミッタは、バッテリ１２の負極に接続される。また、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のコレクタとエミッタとの間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すようにダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ配置される。

リアクトルＬ１の他端とアースラインとの間には平滑用コンデンサＣ１が接続される。また、スイッチング素子Ｑ１のコレクタとアースラインとの間には平滑用コンデンサＣ２が接続される。これらのコンデンサＣ１，Ｃ２は、電解コンデンサまたはフィルムコンデンサからなる。コンデンサＣ１は、バッテリ１２から供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ１４へ供給する。一方、コンデンサＣ２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を第１及び第２インバータ１６，１８へ供給する。

第１及び第２インバータ１６，１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４に対し並列に接続される。第１インバータ１６は、第１モータ２０に電気的に接続され、第２インバータ１８は、第２モータ２２に電気的に接続される。第１及び第２モータ２０，２２は、３相の永久磁石モータである。以下、第１及び第２インバータ１６，１８と第１及び第２モータ２０，２２と構成について説明する。

第１インバータ１６は、電源ラインとアースラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相はスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の直列接続からなり、Ｖ相はスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の直列接続からなり、Ｗ相はスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の直列接続からなる。スイッチング素子Ｑ３−Ｑ８は、ＩＧＢＴ、パワートランジスタ、サイリスタ等から構成される。各スイッチング素子Ｑ３−Ｑ８のコレクタとエミッタとの間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ３−Ｄ８がそれぞれ配置されている。

各相アームの中間点は、第１モータ２０の各相コイルの各相端に接続されている。具体的には、Ｕ相アームのスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ３のエミッタとスイッチング素子Ｑ４のコレクタの接続点は、第１モータ２０のＵ相コイルの一端に接続される。また、Ｖ相アームのスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ５のエミッタとスイッチング素子Ｑ６のコレクタの接続点は、第１モータ２０のＶ相コイルの一端に接続される。また、Ｗ相アームのスイッチング素子Ｑ７，Ｑ８の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ７のエミッタとスイッチング素子Ｑ８のコレクタの接続点は、第１モータ２０のＷ相コイルの一端に接続される。第１モータ２０は、これの各相コイルの他端が中点に共通に接続されて構成される。

第１インバータ１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４からコンデンサＣ２を介して直流電力が供給されると、直流電力を交流電力に変換して第１モータ２０を駆動させる。また、第１インバータ１６は、車両１０の回生制動時、第１モータ２０が発電した交流電力を直流電力に変換し、その変換した直流電力を、コンデンサＣ２を介してＤＣ／ＤＣコンバータ１４へ供給する。

第２インバータ１８は、第１インバータ１６と同じ構成からなる。すなわち、電源ラインとアースラインとの間に互いに並列に配置されるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各アームから構成される。Ｕ相はスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の直列接続からなり、Ｖ相はスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の直列接続からなり、Ｗ相はスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の直列接続からなる。スイッチング素子Ｑ９−Ｑ１４は、ＩＧＢＴ、パワートランジスタ、サイリスタ等から構成される。各スイッチング素子Ｑ９−Ｑ１４のコレクタとエミッタとの間には、エミッタ側からコレクタ側に電流を流すダイオードＤ９−Ｄ１４がそれぞれ配置されている。

各相アームの中間点は、第２モータ２２の各相コイルの各相端に接続されている。具体的には、Ｕ相アームのスイッチング素子Ｑ９，Ｑ１０の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ９のエミッタとスイッチング素子Ｑ１０のコレクタの接続点は、第２モータ２２のＵ相コイルの一端に接続される。また、Ｖ相アームのスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１１のエミッタとスイッチング素子Ｑ１２のコレクタの接続点は、第２モータ２２のＶ相コイルの一端に接続される。また、Ｗ相アームのスイッチング素子Ｑ１３，Ｑ１４の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１３のエミッタとスイッチング素子Ｑ１４のコレクタの接続点は、第２モータ２２のＷ相コイルの一端に接続される。第２モータ２２は、これの各相コイルの他端が中点に共通に接続されて構成される。

第２インバータ１８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４からコンデンサＣ２を介して直流電力が供給されると、直流電力を交流電力に変換して第２モータ２２を駆動させる。また、第２インバータ１８は、車両１０の回生制動時、第２モータ２２が発電した交流電力を直流電力に変換し、その変換した直流電力を、コンデンサＣ２を介してＤＣ／ＤＣコンバータ１４へ供給する。

制御装置２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４と、第１及び第２インバータ１６，１８とを制御して、第１及び第２モータ２０，２２の駆動および回生を制御するものである。制御装置２４は、一つの態様では、ハードウェア資源とソフトウェアとの協働により実現され、例えば電子制御ユニット（ＥＣＵ：Electronic Control Unit）である。具体的には、制御装置２４の機能は、記録媒体に記録された制御プログラムがメインメモリに読み出されてＣＰＵ（Central Processing Unit）により実行されることによって実現される。制御プログラムは、コンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録されて提供されることも可能であり、また、データ信号として通信により提供されることも可能である。ただし、制御装置２４は、ハードウェアのみにより実現されてもよい。また、制御装置２４は、物理的に１つの装置により実現されてもよいし、複数の装置により実現されてもよい。

制御装置２４には、別のＥＣＵ（図示せず）が接続されている。このＥＣＵは、第１及び第２モータ２０，２２のトルク指令値を制御装置２４へ出力する。

また、制御装置２４には、対象機器の状態を検出する各種センサが接続されている。具体的には、制御装置２４には、第１及び第２モータ２０，２２の回転速度を検出する回転速度センサ２６が接続される。また、制御装置２４には、リアクトルＬ１を流れる電流を検出する電流センサ２８が接続されている。さらに、制御装置２４には、コンデンサＣ２の両端の電圧を検出する電圧センサ３０が接続されている。これらのセンサ２６，２８，３０は、検出値を制御装置２４へ出力する。

制御装置２４は、別のＥＣＵから入力されたトルク指令値、回転速度センサ２６から入力された回転速度、電流センサ２８から入力された電流および電圧センサ３０から入力された電圧に基づいてＤＣ／ＤＣコンバータ１４と第１及び第２インバータ１６，１８とを制御するための信号を生成し、その生成した信号をＤＣ／ＤＣコンバータ１４と第１及び第２インバータ１６，１８とにそれぞれ出力する。

制御装置２４の信号に基づくＤＣ／ＤＣコンバータ１４と第１及び第２インバータ１６，１８との動作について詳しく説明する。なお、第１インバータ１６と第２インバータ１８は、それぞれ構成が同じである。そこで、本実施形態においては、例として第１インバータ１６の動作について説明する。

第１モータ２０の駆動時には、制御装置２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４を制御して、バッテリ１２の直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ１４へ供給する。具体的には、制御装置２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン・オフさせる制御を行う。スイッチング素子Ｑ２がオンになると、スイッチング素子Ｑ２を介してリアクトルＬ１に電流が流れ、バッテリ１２からの直流電力がリアクトルＬ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、リアクトルＬ１に蓄積された直流電力がダイオードＤ１を介して第１インバータ１６側に出力される。また、制御装置２４は、第１インバータ１６のスイッチング素子Ｑ３−Ｑ８のスイッチング動作を制御することにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４からの直流電力を第１インバータ１６により交流電力に変換し、得られた交流電力を第１モータ２０に供給する。これにより、第１モータ２０が回転駆動される。

一方、第１モータ２０の回生時には、制御装置２４は、第１インバータ１６のスイッチング素子Ｑ３−Ｑ８のスイッチング動作を制御することにより、第１モータ４０で発電された交流電力を第１インバータ１６により直流電力に変換し、得られた直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ１４に供給する。また、制御装置２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４を制御して、第１インバータ１６から直流電力をＤＣ／ＤＣコンバータ１４により降圧してバッテリ１２を充電する。具体的には、制御装置２４は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン・オフさせる制御を行う。スイッチング素子Ｑ１がオンになると、スイッチング素子Ｑ１を介してリアクトルＬ１に電流が流れ、第１インバータ１６からの直流電力がリアクトルＬ１に蓄積される。そして、スイッチング素子Ｑ１がオフになると、リアクトルＬ１の起電力によりダイオードＤ２を介して電流が還流し、これによりリアクトルＬ１に蓄積された直流電力がバッテリ１２に供給される。これにより、バッテリ１２が充電される。

従来技術で述べたように、安価で簡易な構造のリアクトルを用いたＤＣ／ＤＣコンバータにおいては、図２に示すように、リアクトルを流れる電流Ｉｂが増大するにつれて自己インダクタンスＬｎが徐々に低下する。そうすると、自己インダクタンスＬｎの変化により、ＤＣ／ＤＣコンバータの制御の応答性が不安定になってしまうという問題があった。

そこで、この問題を解決するために、本発明に係るＤＣ／ＤＣコンバータ１４の制御装置２４は、直流出力電圧が指令電圧に一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータ１４をフィードバック制御するときの制御ゲインＫを、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｂに基づいて調整し、その調整した制御ゲインＫを用いて直流出力電圧が指令電圧に一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータ１４をフィードバック制御する制御手段３０を有する。

制御手段３０の構成について図３を用いて説明する。制御手段３０は、指令電圧演算部３２と、電圧フィードバック演算部３４とを有する。

指令電圧演算部３２は、第１及び第２モータ２０，２２のトルク指令値と回転速度に基づいて第１及び第２インバータ１６，１８に入力する電圧の最適値（目標値）、すなわち指令電圧Ｖｄｃを演算し、その演算した指令電圧Ｖｄｃを電圧フィードバック演算部３４へ出力する。

電圧フィードバック演算部３４は、指令電圧演算部３２から指令電圧Ｖｄｃを受け、電流センサ２８からリアクトルＬ１を流れる電流Ｉｂを受け、電圧センサ３０からＤＣ／ＤＣコンバータ１４の出力電圧ＶＨを受ける。そして、電圧フィードバック演算部３４は、指令電圧Ｖｄｃと出力電圧ＶＨとの偏差ΔＶｄｃを演算するとともに、出力電圧ＶＨが指令電圧Ｖｄｃに一致するようにフィードバック制御するときの制御ゲインを電流Ｉｂに応じて後述する方法により補正する。そうすると、電圧フィードバック演算部３４は、演算した偏差ΔＶｄｃと、補正した制御ゲインとに基づいて、後述する方法によりフィードバック指令電圧Ｖｄｃ＿ｆｂを演算し、この演算したフィードバック指令電圧Ｖｄｃ＿ｆｂに基づいてデューティ比を演算してＤＣ／ＤＣコンバータ１４へ出力する。

電圧フィードバック演算部３４の構成について詳しく説明する。電圧フィードバック演算部３４は、減算器３６と、制御ゲイン補正部３８と、ＰＩ制御部４０とを有する。

減算器３６は、指令電圧演算部３２からの指令電圧Ｖｄｃと電圧センサ３０からの出力電圧ＶＨとを受け、指令電圧Ｖｄｃから出力電圧ＶＨを減算する。そして、減算器３６は、減算した結果を偏差ΔＶｄｃとしてＰＩ制御部４０へ出力する。

制御ゲイン補正部３８は、制御ゲインＫを保持しており、電流センサ２８からリアクトルＬ１を流れる電流Ｉｂを受ける。制御ゲインＫは、出力電圧ＶＨが指令電圧Ｖｄｃに一致するようにフィードバック制御するときに、出力電圧ＶＨの応答特性が良好になるように決定されたゲインである。出力電圧ＶＨの応答特性が良好であるということは、出力電圧ＶＨの応答特性が発散したり、振動したりすることなく、出力電圧ＶＨが指令電圧Ｖｄｃにスムーズに一致することである。

そして、制御ゲイン補正部３８は、制御ゲインＫを電流Ｉｂに応じて補正し、その補正した補正制御ゲインＫｐｉをＰＩ制御部４０へ出力する。

図４は、補正係数ＫｃとリアクトルＬ１を流れる電流Ｉｂとの関係を示す図である。補正係数Ｋｃは、電流Ｉｂに応じて制御ゲインＫを補正するための補正係数である。図に示すように、補正係数Ｋｃは、電流Ｉｂが増大すると、それに伴って徐々に小さくなる。この補正係数Ｋｃと電流Ｉｂとの関係は、予め実験により求めることができる。

図３に戻り、制御ゲイン補正部３８は、図４に示す補正係数Ｋｃと電流Ｉｂとの関係を示すマップを保持しており、電流センサ２８から電流Ｉｂを受けると、その受けた電流Ｉｂに対応する補正係数Ｋｃをマップから抽出し、その抽出した補正係数Ｋｃを制御ゲインＫに乗算して補正制御ゲインＫｐｉを決定する。そして、制御ゲイン補正部３８は、補正制御ゲインＫｐｉをＰＩ制御部４０へ出力する。

補正係数Ｋｃは、図４に示すように電流Ｉｂの増加に伴って小さくなるので、制御ゲイン補正部３８は、電流Ｉｂの増加に伴って補正制御ゲインＫｐｉを低く設定する。つまり、制御ゲイン補正部３８は、電流Ｉｂが増大するにつれて値が小さくなるように制御ゲインＫを調整する。

ＰＩ制御部４０は、減算器３６から偏差ΔＶｄｃを受け、制御ゲイン補正部３８から補正制御ゲインＫｐｉを受ける。そして、ＰＩ制御部４０は、偏差ΔＶｄｃと補正制御ゲインＫｐｉとに基づいてフィードバック指令電圧Ｖｄｃ＿ｆｂを演算し、この演算したフィードバック指令電圧Ｖｄｃ＿ｆｂに基づいてデューティ比を演算してＤＣ／ＤＣコンバータ１４へ出力する。そして、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＰＩ制御部４０からの信号に基づいてオン・オフされる。これによって、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、出力電圧ＶＨが指令電圧Ｖｄｃに一致するように入力直流電圧を出力直流電圧に変換する。

このように、制御装置２４の制御手段３０は、電流センサ２８からの電流Ｉｂを受けると、この電流Ｉｂに応じて出力電圧ＶＨのフィードバック制御における制御ゲインＫを調整し、この調整した制御ゲインＫ、すなわち補正制御ゲインＫｐｉを用いて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の出力電圧ＶＨが指令電圧Ｖｄｃに一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータ１４における電圧変換をフィードバック制御する。これにより、制御装置２４は、リアクトルＬ１を流れる電流Ｉｂが変動してもＤＣ／ＤＣコンバータ１４の制御の応答性を安定させることができる。

本実施形態においては、電流センサ２８を用いてリアクトルＬ１を流れる電流Ｉｂを取得する場合について説明したが、第１及び第２モータ２０，２２のパワーバランスから電流Ｉｂを取得することができる。ここで、第１モータ２０が回転駆動し、第２モータ２２が発電しているときのパワーバランスから電流Ｉｂを取得する方法について説明する。

第１モータ２０が駆動するために必要な駆動パワーＰｍと、第２モータ２２が発電した電力である発電パワーＰｇと、ＤＣ/ＤＣコンバータ１４が第１モータ２０に供給する電力である供給パワーＰｂには、次式の関係が成立する。
Ｐｍ＝Ｐｇ＋Ｐｂ・・・（１）
なお、駆動パワーＰｍと発電パワーＰｇは、モータの回転速度にトルク指令値を乗じて求めることができる。

ここで、電流Ｉｂは、供給パワーＰｂからバッテリ１２の電位差Ｖｂを除したものである。よって、電流Ｉｂは、次の式（２）によって、駆動パワーＰｍと発電パワーＰｇと電位差Ｖｂとに基づいて推定することができる。
Ｉｂ＝（Ｐｍ−Ｐｇ）／Ｖｂ・・・（２）

このように、第１及び第２モータ２０，２２のパワーバランスから電流Ｉｂを取得することができるので、電流センサ２８を省くことができる。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１４からの出力電圧ＶＨが過渡的に変化する場合には、コンデンサＣ２に蓄積される電力である蓄積パワーＰｃが発生する。これにより、式（２）により算出する電流Ｉｂの値が実際の値とずれてしまう。そこで、上述した第１及び第２モータ２０，２２のパワーバランスに、コンデンサＣ２の蓄積パワーＰｃを加えることで、電流Ｉｂをより正確に取得することができる。

第１モータ２０が駆動するために必要な駆動パワーＰｍと、第２モータ２２が発電した電力である発電パワーＰｇと、ＤＣ/ＤＣコンバータ１４が第１モータ２０に供給する電力である供給パワーＰｂと、コンデンサＣ２に蓄積される電力である蓄積パワーＰｃには、次式の関係が成立する。
Ｐｍ＋Ｐｃ＝Ｐｇ＋Ｐｂ・・・（３）

なお、蓄積パワーＰｃは、次の式（４）によって求めることができる。
Ｐｃ＝{Ｃ×（ＶＨ＋ΔＶＨ）^２−Ｃ×ＶＨ^２}／（２×ΔＴ）・・・（４）
ここで、Ｃはコンデンサ容量であり、ΔＴはサンプリング時間である。

ここで、上述したように、電流Ｉｂは、供給パワーＰｂからバッテリ１２の電位差Ｖｂを除したものである。よって、電流Ｉｂは、次の式（５）によって、駆動パワーＰｍと発電パワーＰｇと蓄積パワーＰｃと電位差Ｖｂとに基づいて推定することができる。
Ｉｂ＝（Ｐｍ＋Ｐｃ−Ｐｇ）／Ｖｂ・・・（５）

このように、式（５）によれば、第１及び第２モータ２０，２２のパワーバランスに、コンデンサＣ２の蓄積パワーＰｃを考慮しているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４からの出力電圧ＶＨが過渡的に変化してもリアクトルＬ１を流れる電流Ｉｂをより正確に取得することができる。よって、電流センサ２８を省くことが可能となる。

本実施形態に係るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置を搭載するハイブリッド車両の概略構成を示す図である。 リアクトルを流れる電流と自己インダクタンスとの関係を示す図である。 制御装置の制御手段の構成を示す図である。 補正係数とリアクトルを流れる電流との関係を示す図である。

符号の説明

１０ ハイブリッド車両、１２ バッテリ、１４ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１６ 第１インバータ、１８ 第２インバータ、２０ 第１モータ、２２ 第２モータ、２４ 制御装置、２８ 電流センサ、３０ 制御手段。

Claims (5)

1. リアクトルとスイッチング素子とを有し、
   スイッチング素子のスイッチング動作によりリアクトルにおけるエネルギの蓄積と放出を繰り返し、直流入力電圧を変換して直流出力電圧を得るＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   リアクトルの電流値を取得する電流値取得手段と、
   直流出力電圧が指令電圧に一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータをフィードバック制御するときの制御ゲインを、電流値取得手段により取得された電流値に基づいて調整し、その調整した制御ゲインを用いて直流出力電圧が指令電圧に一致するようにＤＣ／ＤＣコンバータをフィードバック制御する制御手段と、
   を有することを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
2. 請求項１に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   制御手段は、電流値取得手段により取得された電流値が増大するにつれて低くなるように制御ゲインを調整する、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
3. 請求項１及び２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   電流値取得手段は、リアクトルを流れる電流を直接検出する電流センサである、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
4. 請求項１及び２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの一端がインバータを介してモータとジェネレータに電気的に接続され、その他端が電源に電気的に接続され、
   電流値取得手段は、モータの駆動パワーとジェネレータの発電パワーと電源の電位差とに基づいてリアクトルの電流値を取得する、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。
5. 請求項１及び２に記載のＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置において、
   ＤＣ／ＤＣコンバータの一端がコンデンサと、インバータを介してモータとジェネレータとに電気的に接続され、その他端が電源に電気的に接続され、
   電流値取得手段は、モータの駆動パワーとジェネレータの発電パワーとコンデンサの供給パワーと電源の電位差とに基づいてリアクトルの電流値を取得する、
   ことを特徴とするＤＣ／ＤＣコンバータの制御装置。

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