JP4103081B2 - 誘導加熱調理器 - Google Patents

Description

この発明は、一般家庭において使用される誘導加熱調理器に関するものである。

従来、加熱コイルと共振コンデンサを直列に接続した負荷回路と、一対のスイッチング素子とを有し、その一対のスイッチング素子を一定周期で導通比を変えて交互にオン、オフすることにより加熱出力を制御する誘導加熱調理器が開示されている。特許文献１では、スイッチング素子のオン、オフ一周期に対して、スイッチング素子がオン状態である時間の割合（導通比と呼ぶ）が０．５のときに出力電力が最大になること、また、共振コンデンサと並列にダイオードを設けることによりスイッチング素子の零電流零電圧スイッチングを可能として、スイッチング損失の増大を防ぐこと（特に図１３〜１５を参照）が示されている。特許文献２では、２個のスイッチング素子を交互に導通させる駆動部と、２個のスイッチング素子の制御を、一定の周波数で導通比を変化させながら導通させる方法と、導通比一定で周波数を変化させながら導通させる方法とに切り替える制御方法切り替え手段を有するインバータ回路の制御回路を備えた誘導加熱調理器が示されている。

特開２００２−７５６２３ 特開平５−３１５０６９

従来の誘導加熱調理器において一定の周波数で導通比を変化させる場合の周波数は、誘導加熱調理器上に載置される鍋により加熱コイルと共振コンデンサで構成される負荷回路のインピーダンスが大きく変動するため、そのインピーダンスが大きくなる磁性ＳＵＳ製の大鍋でも大きな火力出力が可能な周波数に設定される。一定周波数で導通比を変えて加熱出力を制御する場合、スイッチング回数が少ないほうがスイッチング素子における損失が少なくなるので、法定の動作周波数（２０ｋＨｚ〜１００ｋＨｚ）の範囲で低い周波数（２０ｋＨｚ〜２３ｋＨｚ）が一般に選択される。前記のように負荷回路のインピーダンスが大きくなる鍋に合わせてインバータ回路の駆動周波数を設定すると、非磁性ＳＵＳ製の鍋等を誘導加熱調理器に載置して負荷回路のインピーダンスが小さくなる場合には、火力を抑制するために２つのスイッチング素子の導通比の差を大きくする必要が生じる。その結果、共振コンデンサと並列に接続したダイオードを経由して加熱コイルに直流成分の電流が流れる。この直流成分の電流は誘導加熱調理器上に載置された鍋に誘導電流を発生させないため、誘導加熱調理器周辺部に漏洩する磁束が増加する問題点があった。この発明は、上記問題点を解決するためになされたもので、加熱コイルに流れる直流成分の電流を低減し、周辺部に漏洩する磁束を抑制した誘導加熱調理器を得ることを目的としている。

本発明に係る誘導加熱調理器は、交流電源を整流して直流に変換する直流電源回路と、直列に接続された２つのスイッチング素子を含み、その２つのスイッチング素子を交互にオンオフして高周波電流を発生するインバータ回路と、前記２つのスイッチング素子の何れか一方と並列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサからなる負荷回路と、前記共振コンデンサと並列に接続されたクランプダイオードと、前記２つのスイッチング素子へ駆動信号を出力するインバータ制御回路とを有し、前記インバータ制御回路は、前記２つのスイッチング素子の内、高電位側のスイッチング素子の導通時間を一定に保持した状態で、低電位側のスイッチング素子の導通時間を調整し、導通比及び周波数をともに変化させることにより電力制御する第１の制御方法、前記高電位側及び前記低電位側の双方のスイッチング素子を一定の周波数で導通比を調整することにより電力制御する第２の制御方法、及び 前記高電位側及び前記低電位側の双方のスイッチング素子の導通時間を調整し、導通比及び周波数をともに変化させることにより電力制御する第３の制御方法を有し、前記高電位側のスイッチング素子の導通比が、所定の範囲内のときには前記第２の制御方法を選択し、前記所定の範囲の下限値未満のときには前記第１の制御方法を選択し、前記所定の範囲の上限値超のときには前記第３の制御方法を選択するものである。

この発明は、インバータ制御回路の制御切り替え手段が、負荷回路のインピーダンスが大きくなる磁性ＳＵＳ製の大鍋に対して大きな火力出力を行う場合には、導通比と周波数をともに変化させながら導通させる制御を行って大火力出力を可能とするとともに、そのほかの場合には、大火力出力時よりも高い一定の周波数で導通比を変化させながら導通させる制御に切り替えて、共振コンデンサと並列に接続したダイオードを経由して加熱コイル流れる直流電流を低減し、誘導加熱調理器周辺に漏洩する磁束を抑制することができる。

実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１における誘導加熱調理器の構成を示す図である。図において、１は交流電源、２は交流電源を整流する整流ダイオードブリッジ３と平滑コンデンサ４からなる直流電源回路、５は直流電源回路への入力電力を検出する入力電力検出回路である。７と８は直流電源回路２の正負母線間に直列に接続された２つのスイッチング素子（ＩＧＢＴ）、９と１０はそのスイッチング素子とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードであり、７〜１０はインバータ回路６を形成している。１１は加熱出力を設定する操作入力部、１２は入力電力検出回路５で検出する加熱電力が操作入力部１１で設定された加熱出力になるように、２つのスイッチング素子７、８を交互にオンオフする駆動信号を出力するインバータ制御回路である。

１３は加熱コイル１４と共振コンデンサ１５からなる負荷回路で、前記インバータ回路６を構成する低電位側スイッチング素子８と並列に接続されている。この負荷回路１３のインピーダンスや共振周波数は、誘導加熱調理器上に載置されて加熱コイル１４と磁気結合する鍋の形状や材質により大きく変化する。１６は共振コンデンサ１５と並列に接続されたクランプダイオードで、加熱コイル１４と共振コンデンサ１５の接続点電位が直流電源回路２の負側母線の電位を下回らないようにクランプしている。このクランプダイオード１６を設けることにより、前記のように負荷回路１３のインピーダンスや共振周波数が変化しても、一定周波数によるデューティ制御でゼロ電流ゼロ電圧スイッチングを可能として、スイッチング素子の損失増加を回避している。

前記のように構成された誘導加熱調理器において、図２は高電位側スイッチング素子への駆動信号の導通比と周波数の関係と２つのスイッチング素子に出力する駆動信号の波形例を示す図であり、図３はインバータ制御回路の加熱出力制御方法を示すフローチャートである。これらの図を用いて動作を説明する。図２において、Ｌ１は小さい加熱出力を行う場合の駆動信号制御ラインで、高電位側スイッチング素子のオン時間を一定に保ったまま、低電位側スイッチング素子のオン時間を変化させることにより、周波数（２０．２ｋＨｚ〜２４．６ｋＨｚ）と導通比（５％〜７％未満）の両方を変化させている。Ｌ２は周波数一定（２４．６ｋＨｚ）で導通比（７％〜４６％）を変化させる制御ラインであり、Ｌ３は大きな加熱出力を行う場合の制御ラインで、導通比（４６％超〜５０％）と周波数（２４．６ｋＨｚ〜２０．２ｋＨｚ）をともに変化させる。なお、高電位側スイッチング素子のデューティ５％（最小出力）、７％（一定周波数・デューティ制御の最小出力）、４６％（一定周波数・デューティ制御の最大出力）、および５０％時（最大出力）の２つのスイッチング素子７、８への駆動信号波形を、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）、（ｄ）に示す。

次に加熱出力の制御フローを説明する。図３において、出力中駆動信号の高電位側スイッチング素子導通比を判断する（ステップ１）。その導通比が７％以下の場合には、制御ラインＬ１に沿った低火力出力時の制御である。操作入力部から設定された火力と入力電力検出手段で検出した電力を比較し（ステップ２）、設定火力のほうが大きい場合には低電位側スイッチング素子の導通時間をｉ短くし（ステップ３）、検出火力のほうが大きい場合には低電位側スイッチング素子の導通時間をｉ長くする（ステップ４）ことにより、導通比と周波数を変えている。ｉは予め決めた値、または、ステップ２で比較した設定電力と検出電力の差により設定した値である。図５に制御ラインＬ１（高電位側スイッチング素子導通比：７％未満）における駆動波形と、加熱コイルとクランプダイオードに流れる電流波形の例を示す。Ｌ１では、高電位側スイッチング素子への駆動信号のオン時間を最小の一定時間に保ったまま、低電位側スイッチング素子のオン時間を変化させている。低電位側スイッチング素子のオン時間を長くすると、全体の周期が長くなって、高電位側スイッチング素子の導通比、周波数ともに低くなる。この時、クランプダイオードを経由して加熱コイルに直流電流の流れる誘導加熱が行われない期間が増えるので、加熱出力は小さくなる。加熱コイルに流れる直流電流成分による漏洩磁束は、電流が小さいため、低いレベルである。制御ラインＬ１では、低火力出力時のスイッチング回数を減らして損失を低減しているので、特に低火力の場合の加熱効率低下を抑制している。なお、制御ラインＬ１に沿って制御した場合、駆動周波数が変化するので複数のインバータ回路を近接して動作させた場合に周波数差による干渉音が発生する可能性があるが、出力電流のレベルが低いため、気になるレベルにいたらない。

高電位側スイッチング素子７の導通比が４６％超の場合には、制御ラインＬ３に沿った高火力出力時の制御である。操作入力部から設定された火力と入力電力検出手段で検出した電力を比較し（ステップ５）、設定火力のほうが大きい場合には、高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の導通時間をそれぞれ２ｊ、ｊだけ長くし（ステップ６）、検出電力の方が大きい場合にはそれぞれ２ｊ、ｊだけ短くする（ステップ７）ことにより、導通比と周波数を変えている。ｊは予め決めた値、または、ステップ５で比較した設定電力と検出電力の差により設定した値である。導通比５０％、周波数２０ｋＨｚ強でインバータ回路を駆動することも可能なので、負荷回路のインピーダンスが大きくなる磁性ＳＵＳ製の大鍋に対しても大きな加熱出力を得ることができる。この制御ラインＬ３の駆動信号でインバータ回路を駆動した場合、加熱出力が大きく、加熱に伴って水が沸騰する音や、肉や野菜が炒められている音が発生するので、複数のインバータ回路を異なる周波数で駆動することにより発生する干渉音はマスキングされる。なお、前記説明では高電位側スイッチング素子と低電位側スイッチング素子の導電時間の変化比率は２：１としているが、他の比率でもよく、高電位側スイッチング素子の導通時間のみを変化させてもよい。

高電位側スイッチング素子７の導通比が７％〜４６％の場合には、制御ラインＬ２に沿った制御になる。操作入力部から設定された火力と入力電力検出手段で検出した電力を比較し（ステップ８）、設定火力のほうが大きい場合には、高電位側スイッチング素子の導通時間をｋ長くするとともに、低電位側スイッチング素子の導通時間をｋ短くし（ステップ９）、検出電力の方が大きい場合には高電位側スイッチング素子の導通時間をｋ短くするとともに、低電位側スイッチング素子の導通時間をｋ長くする（ステップ１０）ことにより、周波数一定で導通比を変えた制御を行っている。ｋは予め決めた値、または、ステップ８で比較した設定電力と検出電力の差により設定した値である。

図５に負荷回路が比較的低いインピーダンスになる鍋を載置した場合に加熱コイルとクランプダイオードに流れる電流波形の例を示す。（ａ）は制御ラインＬ２における駆動波形と加熱コイル電流波形、クランプダイオード電流波形であり、（ｂ）は（ａ）と同じ負荷条件で同じ加熱出力を２０．２ｋＨｚで発生させた場合の波形である。いずれの場合も低電位側スイッチング素子をオンしている間に共振コンデンサの充電電荷が放電してクランプダイオードが導通し、加熱コイルに直流電流が流れているが、周波数の高い（ａ）の方が高電位側スイッチング素子の導通比が大きく、低電位側スイッチング素子の導通比が小さくなり、加熱コイルを流れる電流の振幅は少し小さくなるため、クランプダイオードを経由して加熱コイルに直流電流の流れる時間は短くなり、また、その電流の振幅も小さくなる。クランプダイオードを経由して加熱コイルと低電位側スイッチング素子に電流が流れる状態では、加熱コイルに印加される電圧が無いので、加熱コイルに流れる電流は加熱コイルの銅損やスイッチング素子のオン抵抗等により僅かに減少する程度で、大きな変動は生じず、流れ続ける。一方、鍋に発生していた誘導渦電流は鍋の抵抗により熱に変換されて減少するため、クランプダイオード・加熱コイル・低電位側スイッチング素子のループで流れ続ける電流で発生する磁束は打ち消されることなく、誘導加熱調理器周辺部へ漏洩磁束となるが、周波数を高くすることにより漏洩磁束を小さくしている。

なお、制御ラインＬ２の周波数（一定周波数）は、加熱効率と漏洩磁束を勘案し、２４ｋＨｚ〜３０ｋＨｚ程度に設定するのがよい。

実施の形態２．
実施の形態１では、図２において、高電位側スイッチング素子の導通比の最大値を５０％以下としたが、図６に示すように高電位側スイッチング素子への駆動信号の導通比と周波数を設定し、導通比５０％超の駆動信号を出力可能としてもよい。図６において、Ｌ１は小さい加熱出力を行う場合の駆動信号制御ラインで、高電位側スイッチング素子のオン時間を一定に保ったまま、低電位側スイッチング素子のオン時間を変化させることにより、周波数（２０．２ｋＨｚ〜２４．６ｋＨｚ）と導通比（５％〜７％未満）の両方を変化させている。Ｌ２は周波数一定（２４．６ｋＨｚ）で導通比（７％〜５０％弱）を変化させる制御ラインであり、Ｌ３は大きな加熱出力を行う場合の制御ラインで、導通比（５０％弱〜５３％）と周波数（２４．６ｋＨｚ〜２０．２ｋＨｚ）をともに変化させる。

図７（ａ）に示すように高電位側スイッチング素子の導通比５０％、周波数２０．２ｋＨｚでインバータ回路を駆動した場合に、加熱コイルにクランプダイオードを経由した大きな直流電流成分が流れる場合には、図７（ｂ）に示すように導通比を５０％超に設定することにより、加熱コイルにクランプダイオードを経由して直流電流の流れる期間を短くして直流電流成分を抑制するとともに、加熱コイルに流れる電流の振幅を大きくすることができる。その結果、誘導加熱調理器周辺部に漏洩する磁束を抑制できるとともに、誘導加熱調理器上に載置した鍋に、より大きな加熱出力を得ることができる。なお、図６におけるＬ３制御ラインの導通比最大値を５３％程度としているが、この値は使用する鍋や、加熱コイルと鍋との間の距離等を考慮して、５０％〜６０％程度の範囲で設定するとよい。

上記の実施の形態１と２では、低導通比（７％以下）において、周波数と導通比を制御する例を示したが、高導通比（５０％近傍）を除き周波数一定で導通比のみを変化させるように制御を切り替える構成としてもよい。

この発明の実施の形態１〜２における誘導加熱調理器の構成を示す図である。 この発明の実施の形態1を示す誘導加熱調理器のインバータ制御回路が出力する駆動信号の周波数と導通比の関係を示す図である。 この発明の実施の形態1を示す誘導加熱調理器において、低火力出力時の駆動信号波形と加熱コイルの電流波形等を示した図である。 この発明の実施の形態1を示す誘導加熱調理器において、低火力出力時の駆動信号波形と加熱コイルの電流波形等を示した図である。 この発明の実施の形態1を示す誘導加熱調理器において、一定周波数導通比制御時の駆動信号波形と加熱コイルの電流波形等を示した図である。 この発明の実施の形態２を示す誘導加熱調理器のインバータ制御回路が出力する駆動信号の周波数と導通比の関係を示す図である。 この発明の実施の形態２を示す誘導加熱調理器において、高火力出力時の駆動信号波形と加熱コイルの電流波形等を示した図である。

符号の説明

１ 交流電源、２ 直流電源回路、６ インバータ回路、１１ 操作入力部、１２ インバータ制御回路、１４ 加熱コイル、１５ 共振コンデンサ、１６ クランプダイオード。

Claims (2)

1. 交流電源を整流して直流に変換する直流電源回路と、
   直列に接続された２つのスイッチング素子を含み、その２つのスイッチング素子を交互にオンオフして高周波電流を発生するインバータ回路と、
   前記２つのスイッチング素子の何れか一方と並列に接続された加熱コイル及び共振コンデンサからなる負荷回路と、
   前記共振コンデンサと並列に接続されたクランプダイオードと、
   前記２つのスイッチング素子へ駆動信号を出力するインバータ制御回路とを有し、
   前記インバータ制御回路は、
   前記２つのスイッチング素子の内、高電位側のスイッチング素子の導通時間を一定に保持した状態で、低電位側のスイッチング素子の導通時間を調整し、導通比及び周波数をともに変化させることにより電力制御する第１の制御方法、
   前記高電位側及び前記低電位側の双方のスイッチング素子を一定の周波数で導通比を調整することにより電力制御する第２の制御方法、及び
   前記高電位側及び前記低電位側の双方のスイッチング素子の導通時間を調整し、導通比及び周波数をともに変化させることにより電力制御する第３の制御方法を有し、
   前記高電位側のスイッチング素子の導通比が、所定の範囲内のときには前記第２の制御方法を選択し、前記所定の範囲の下限値未満のときには前記第１の制御方法を選択し、前記所定の範囲の上限値超のときには前記第３の制御方法を選択することを特徴とする誘導加熱調理器。
2. 前記インバータ制御回路は、前記第１の制御方法及び前記第３の制御方法における周波数を、前記第２の制御方法における周波数以下に制御することを特徴とする請求項１記載の誘導加熱調理器。

Images