JP3772071B2

JP3772071B2 - 誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置

Info

Publication number: JP3772071B2
Application number: JP2000140312A
Authority: JP
Inventors: 広人大石; 二郎大内
Original assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd; Ricoh Co Ltd
Current assignee: Tohoku Ricoh Co Ltd; Ricoh Co Ltd
Priority date: 2000-05-12
Filing date: 2000-05-12
Publication date: 2006-05-10
Anticipated expiration: 2020-05-12
Also published as: US20020003139A1; US6531689B2; JP2001318547A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複写機，プリンタ，ファクシミリ等の画像形成装置における定着装置に関し、さらに詳しく言えば誘導加熱型定着装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
複写機，プリンタ，ファクシミリ等の画像形成装置における定着装置として、定着ローラの周壁（心金）を誘導電流によってジュール発熱させるようにした誘導加熱方式のものが知られている。
【０００３】
誘導加熱型定着装置では、誘導コイルを備えた電磁誘導加熱手段を配置し、これに高周波電流を流して誘導磁束を発生させ、この誘導磁束によりローラ外周部の導電層に誘導電流（渦電流）を発生させ、誘導電流に伴うジュール熱によりローラ表面を所定の温度となるように加熱・制御している。通常、誘導コイルに供給する高周波電流は商用電源の交流を整流回路によって整流し、インバータ回路で高周波に周波数変換して供給するようになっている。
【０００４】
図１１は、従来の定着装置における１００Ｖ用誘導加熱用インバータ回路の一例を示すものである。この図に示す回路において、Ｌ１は誘導加熱用ワークコイルであり、Ｑ１はスイッチング素子、Ｃｒはコンデンサである。電源Ｅは、商用電源を整流した直流電源を表す。なお、破線で囲まれたコイルＬ２及び抵抗Ｒ２は、定着ローラを電気的等価回路で示したものである。スイッチング素子Ｑ１は通常、耐圧、電流容量の面からＩＧＢＴが使用され、Ｄ１はＩＧＢＴに寄生のダイオードを表している。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
図１１の回路において、スイッチング素子Ｑ１を高周波駆動することでワークコイルＬ１に高周波電流を流し、その結果定着ローラ１すなわちコイルＬ２，抵抗Ｒ２に渦電流が流れて定着ローラ１が発熱する。ここで、スイッチング素子Ｑ１のオン幅は、必要電力が供給されるようにパルス幅が変えられる。また、オフ時にはスイッチング素子Ｑ１のコレクタにフライバック電圧が発生するが、これはコイルＬ１とコンデンサＣｒの共振電圧であるため、ゼロ電圧スイッチングが達成されるもののオフ幅はコイルＬ１とコンデンサＣｒの時定数で決まるため、可変不能である。したがって、画像形成に最適な温度になるように定着ローラを制御するためには、Ｑ１のスイッチング周波数を変化させることになる。
【０００６】
このように、従来の誘導加熱用インバータ回路では、定着温度を安定化させるための制御を周波数変化により行っていたが、この場合、周波数が変化することで定着ローラにおける渦電流の浸透度が変化してしまい、最適な定着温度を保つための電力を定着ローラに入れることができないという問題があった。また、渦電流浸透度が変化するため、定着ローラ表面の熱分布が変化し、定着画像の品質に影響を及ぼすという問題もあった。
【０００７】
さらに、このような回路で交流２００Ｖの回路を構成する場合、スイッチング素子Ｑ１としては１００Ｖの素子の２倍の耐電圧を必要とするが、このような素子は現状では１００Ｖ用と同等の形状のものは少なく、あっても耐圧が不充分なため使用することができなかった。耐圧の大きなものとしてはモールドタイプの大きな形状のものがあるが、１００Ｖ用のものより倍以上も大きなパッケージで、小型に作る必要がある定着装置用の高周波インバータとしては使用できるものではなく、２００Ｖ系に対応した小型のインバータを実現するのは困難であった。
【０００８】
また、その他に、従来の回路構成では電力の制御範囲が狭くインバータの負荷が軽い場合にはワークコイルの電流が少なくなり、共振コンデンサの電流を完全に引き抜くことができず、このため、ゼロ電圧スイッチングができなくなり、本来ゼロ電圧スイッチングによって高効率、低ノイズ化を実現していた共振インバータとしての特徴がなくなるという問題があった。
【０００９】
本発明は、従来技術における上記問題を解決し、効率が良く，素子のストレスが少なく，ノイズ発生の少ない誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置を提供することを課題とする。
【００１０】
【課題を解決するための手段】
前記の課題は、本発明により、電源にその一端を接続された誘導加熱コイルの他端を第１スイッチング素子で駆動する誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置において、前記誘導加熱コイルの両端に第１のコンデンサと第２スイッチング素子の直列回路を該第１のコンデンサの一端が電源側に接続されるように並列接続するとともに、前記第２スイッチング素子に並列に第２のコンデンサを接続し、前記誘導加熱コイルを含む負荷と前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの閉ループ回路を動作して共振させ、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がそれぞれ電圧、電流がゼロの点でオン／オフされることにより解決される。
【００１１】
また、前記の課題を解決するため、本発明は、前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコンデンサの直列回路を接続することを提案する。
また、前記の課題を解決するため、本発明は、前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスと第３のスイッチング素子の直列回路を接続することを提案する。
【００１２】
また、前記の課題を解決するため、本発明は、前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコンデンサと第３のスイッチング素子の直列回路を接続することを提案する。
【００１３】
また、前記の課題を解決するため、本発明は、誘導加熱コイルの一端をグランドに接続し、他端に第１スイッチング素子を直列に接続して、電源の正極側が前記第１スイッチング素子となるように接続し、前記誘導加熱コイルの両端に第１のコンデンサと第２スイッチング素子の直列回路を該第１のコンデンサの一端が前記第１スイッチング素子側に接続されるように並列接続するとともに、前記第２スイッチング素子に並列に第２のコンデンサを接続した誘導加熱用インバータ回路を用い、前記誘導加熱コイルを含む負荷と前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの閉ループ回路を動作して共振させ、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がそれぞれ電圧、電流がゼロの点でオン／オフされることを提案する。
また、前記誘導加熱コイル、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの定数は、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを満足するように設定されるとともに、電圧ピーク及び電流ピークを共に低減できるように設定されると好適である。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
図１は、本発明の一実施形態の定着装置における誘導加熱用インバータ回路の構成を示す回路図である。この図において、図１１に示す回路と同じ素子には同一の符号を付している。
【００１５】
図１に示す回路では、追加されたコンデンサＣｓと第２のスイッチング素子Ｑ２（ＩＧＢＴ）が誘導加熱用ワークコイルＬ１に並列接続されている。また、コンデンサＣｓとスイッチング素子Ｑ２の直列回路の接続点より、コンデンサＣ１（第２のコンデンサ）がスイッチング素子Ｑ２と並列接続されている。Ｄｓはスイッチング素子Ｑ２に寄生のダイオードを表している。
【００１６】
この回路では、スイッチング素子Ｑ１がメインスイッチであり、コンデンサＣ１が第一共振コンデンサ、コンデンサＣｓが第二共振コンデンサ、スイッチング素子Ｑ２がサブスイッチ、ダイオードＤｓがサブスイッチの逆導通ダイオードとなる。
【００１７】
本実施形態のインバータ回路の動作原理を図２を参照して説明する。図２（ａ）はモード遷移図で、（ｂ）は動作波形図である。図1の回路では、下記のモード1〜モード5の動作を周期的に繰り返す。なお、図２（ｂ）の動作波形は上から順に、メインスイッチＱ１のコレクタ−エミッタ間電圧，スイッチング素子Ｑ１を流れる電流，サブスイッチＱ２（Ｑｓ）のコレクタ−エミッタ間電圧，Ｑ２を流れる電流，第二共振コンデンサＣｓの電圧，ワークコイルＬ１を流れる電流、の各モードにおける状態を示している。
【００１８】
［mode１］は電力消費＆非共振モードであり、ｔ＝ｔ0でメインスイッチＱ１（ＩＧＢＴ）をターンオンし、誘導過熱負荷に電力を供給しつつワークコイルＬ１にエネルギーを蓄積している。
【００１９】
［mode２］は電力消費＆部分共振モードであり、ｔ＝ｔ1でメインスイッチＱ１（ＩＧＢＴ）をターンオフすることにより、誘導加熱系負荷Ｚ（Ｌ１，Ｌ２，Ｒ２），第一共振コンデンサＣ１，第二共振コンデンサＣｓの閉ループ回路が動作して部分共振モードとなる。この期間中にコンデンサＣ１，Ｃｓに充放電することによりメインスイッチＱ１のｄｖ／ｄｔは軽減され、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）でのターンオフが実現される。
【００２０】
［mode３ａ］は電力消費＆ダイオードＤｓ導通，共振モードであり、ｔ＝ｔ2で第一共振コンデンサＣ１の電圧がゼロになるとサブスイッチＱ２（Ｑｓ）の逆導通ダイオードＤｓがオンとなり、誘導加熱系負荷Ｚ（Ｌ１，Ｌ２，Ｒ２），第二共振コンデンサＣｓ，ダイオードＤｓの閉ループ回路が動作してこのモードに入る。
【００２１】
［mode３ｂ］は電力消費＆サブスイッチＱ２導通，共振モードであり、ｔ＝ｔ3でサブスイッチに流れる電流がゼロになり、この時サブスイッチＱ２はＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）でのターンオンが実現される。このモードでインバータの動作1動作周期の間サブスイッチＱ２をオンすることによって、メインスイッチＱ１の導通時間を可変にしても一定動作周波数で動作することが可能となる。
【００２２】
［mode４］は電力消費＆部分共振モードであり、ｔ＝ｔ4でサブスイッチＱ２をターンオフする。この時、誘導加熱系負荷Ｚ（Ｌ１，Ｌ２，Ｒ２），第一共振コンデンサＣ１，第二共振コンデンサＣｓの閉ループ回路が動作して部分共振モードとなる。この期間中に、コンデンサＣ１，Ｃｓに充放電することによりサブスイッチＱ２のｄｖ／ｄｔは軽減され、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）でのターンオフが実現される。
【００２３】
［mode５］は電力回生＆非共振モードであり、ｔ＝ｔ5で共振コンデンサＣ１，Ｃｓの電圧の和が電源電圧Ｅｄを越えようとしたとき，メインスイッチＱ１の逆導通ダイオードＤ１が順バイアスとなり、このモードとなる。そして、ｔ＝ｔ0でメインスイッチＱ１に流れる電流がゼロとなり、mode１に移行するが、このときＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）でのターンオンが実現される。
【００２４】
このように、本実施形態においては、mode１〜mode５の動作が周期的に繰り返される。この動作から判るように、素子Ｑ２，Ｃｓ，Ｃ１の追加によりオフ時の幅が変えられるように動作するため、周波数を固定したＰＷＭ（パルス幅変調）による電力制御が可能になる。このため、定着ローラの渦電流浸透度を一定にすることが可能となり、画像品質に優れた安定した定着動作を行うことができる。
【００２５】
また、大きな特徴として、オフ時の電圧がサブスイッチＱ２及び第二共振コンデンサＣｓによって抑制されるため、メインスイッチＱ１，サブスイッチＱ２にかかる電圧が小さく、１００Ｖ用の素子が使用可能となり、小型のインバータ回路を実現することができる。これにより、交流入力電圧２００Ｖ系に対応した小型の定着装置を構成することが可能となった。
【００２６】
ところで、特開平９−２４５９５３号公報には、本実施形態に類似の回路構成として、図１におけるコンデンサＣ１をワークコイルＬ１と並列にしたものが記載されている。その特開平９−２４５９５３号公報に記載の回路と本実施形態の回路における補助スイッチング素子Ｑ２にかかる電圧を入力電圧が２８０Ｖの場合についてシュミレーションした制御特性を図３に示す。
【００２７】
図３には、入力電力（Ｐｉｎ）が変わった場合のパルス幅（Ｄｕｔｙ）の変化に対するスイッチング素子Ｑ２の電圧のピークＶceQsを、それぞれ上記従来例（ａ）と本実施形態（ｂ）における特性として示してある。
【００２８】
図３において、例えばＰｉｎ＝３ＫＷの同一入力電力で比較すると、（ａ）の従来方式ではＤｕｔｙ＝０．４８で、このＤｕｔｙにおけるピーク電圧ＶceQsは約６６０Ｖとなることが判る。それに対して、（ｂ）の本実施形態では、Ｐｉｎ＝３ＫＷ時のＤｕｔｙは０．３７５であり、このときのＱ２のピーク電圧ＶceQsは４９０Ｖであり、従来例に比べて１７０Ｖの大きな差となっている。
【００２９】
このように、本実施形態では従来例に比べて大きな電圧差があり（電圧が低く）、一般にスイッチング素子の耐圧が最大でも９００Ｖ程度のものしかないために従来方式では実現できなかった入力電力及び電圧範囲での動作が可能となり、その適用範囲は大きく広がるようになった。
【００３０】
さらに、もう一つの特徴として、Ｑ１，Ｑ２のスイッチング素子はそれぞれ電圧，電流がゼロの点でオン／オフされ、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）及びＺＣＳ（ゼロ電流スイッチング）を実現することができる。したがって、素子のスイッチング損失が少ないため、効率が良く、かつスイッチングノイズの発生の少ない誘導加熱用インバータ回路を実現することができる。
【００３１】
さらに加えて、共振コンデンサＣｓ，Ｃ１が直列に接続されているため、それぞれのコンデンサの耐圧が低いもので回路を構成することができる。周知の通り、耐圧の高いコンデンサはコストも高くサイズも大きなものになりがちであるが、本発明により耐圧の低いコンデンサを使用できる回路構成としたことにより、この面でも小型・低コストの誘導加熱用インバータ回路を実現することができる。
【００３２】
次に、第２実施例について図４を参照して説明する。図４において、図１に示す前記実施例の回路と同じ素子には同一の符号を付している。
図４に示すように、この実施例の誘導加熱用インバータ回路は、直列された新たなインダクタＬａとコンデンサＣａをワークコイルＬ１に並列に付加した構成となっている。これ以外は図１に示す前記実施例の回路と同様である。
【００３３】
この実施例における動作は、図１の前記実施例の回路においてインダクタンスＬ１に流れた電流がインダクタＬａに分流するほかは図１の回路と同様の動作を行う。なお、図４の回路ではインダクタＬａに直列にコンデンサＣａを入れた構成となっているが、動作に問題がない場合はコンデンサＣａを省略することも可能である。
【００３４】
図１の前記実施例の回路では、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が可能な領域は原理的には第一共振コンデンサＣ１の充放電（図１１の従来例では、共振用コンデンサＣｒの充放電）を完全にできるかどうかで決まる。さらに言えば、部分共振モードに入る直前のワークコイルなど（部分共振モードで作る閉回路のインダクタンス分）のコイルに流れている共振初期電流の値によって決まる。このため、図１の前記実施例及び図１１の従来例の回路では、電力を絞っていくとワークコイルＬ１に蓄積する初期電流値（磁気エネルギー）が不足し、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）が不能になる。
【００３５】
そこで、第２実施例では、ワークコイルＬ１と並列にインダクタＬａを付加することによって、共振初期電流の値を大きくし、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）の領域拡大を可能としている。
【００３６】
次に、本発明の第３の実施例について図５を参照して説明する。図５において、図１及び図４に示す前記実施例の回路と同じ素子には同一の符号を付している。
図５に示すように、この実施例の誘導加熱用インバータ回路は、直列されたインダクタＬａとＩＧＢＴなどの第３のスイッチング素子Ｑ３をワークコイルＬ１に並列に付加した構成となっている。これ以外は図１に示す前記実施例の回路と同様である。また、図４の第２実施例と比べると、コンデンサＣａの代わりにスイッチング素子Ｑ３が配置された構成である。第３スイッチング素子Ｑ３にはダイオードＤ３が付設されている。
【００３７】
この実施例では、軽負荷時、あるいはＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）の領域をはずれるような動作条件の場合にのみ第３スイッチング素子Ｑ３をオンとするように動作させる。なお、図５の回路では図４の回路のコンデンサＣａの代わりにスイッチング素子Ｑ３を配置しているが、動作に問題がない場合にはコンデンサＣａを設けたまま、さらに第３スイッチング素子Ｑ３を直列に配置する構成としても良い。
【００３８】
この第３実施例では、軽負荷時、あるいはＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）の領域をはずれるような動作条件の場合にのみ第３のスイッチング素子Ｑ３を駆動して動作させるように構成したので、制御範囲が広がるという特徴を保ちながら、効率も向上させることができる。
【００３９】
次に、本発明の第４の実施例について図６を参照して説明する。図６において、図１に示す前記実施例の回路と同じ素子には同一の符号を付している。
図６の回路では、ワークコイルＬ１の一端をＧＮＤとなるようにし、これと直列に接続されるスイッチング素子Ｑ１を電源の正極側に接続している。また、直列のコンデンサＣｓと第２スイッチング素子Ｑ２とがワークコイルＬ１に並列に接続され、ＣｓとＱ２の接続点よりコンデンサＣ１がＱ２と並列接続されている。Ｄｓはスイッチング素子Ｑ２に寄生のダイオードである。さらに、ワークコイルＬ１の負荷となる定着ローラ１とワークコイルＬ１間のギャップ距離：ｇを３ｍｍ以下となるように構成している。
【００４０】
本実施例は、図１の前記実施例のものと比べると、ワークコイル部とスイッチング素子Ｑ１の上下を逆転させた形であり、その動作は図１の前記実施例のものと同様の動作を行うが、ワークコイルＬ１の一端がＧＮＤ側となっている。
【００４１】
図１の回路では、ワークコイルＬ１には常に、スイッチング素子Ｑ１によって駆動される高周波電圧以外に電源電圧が重畳されており、その分ワークコイルＬ１にかかる電圧は高い値で動作することになる。しかし、図６に示す本実施例の回路では、電源電圧の分だけワークコイルＬ１の電圧は（図１の回路より）低い値で動作する。
【００４２】
一般的な誘導加熱型定着装置の場合、ワークコイル（誘導加熱コイル）の外周にはその負荷となる円筒状導体の定着ローラが同心円状に配置される。このような構成では、定着ローラは導体でフレームＧＮＤとなるため、前記実施形態のようにワークコイルに電源電圧が重畳されるような回路ではワークコイルに高電圧がかかる。そのため、安全規格の絶縁耐圧の点から、ワークコイルと定着ローラの距離をあまり接近させることはできない。しかし、図６に示す本実施例の回路では、ワークコイルＬ１の電圧が低い分だけワークコイルと定着ローラ間のギャップを短くできる。本実施例では、ワークコイルＬ１と定着ローラ間のギャップ：ｇを３ｍｍ以下となるように構成して、効率の良い定着装置を実現することができる。
【００４３】
また、ワークコイルＬ１の一端をＧＮＤ側となるように構成したことにより、これに並列接続される回路素子もＧＮＤ側の接続となり、図１の前記実施例よりもＧＮＤ側の接続素子が多くなり、高周波ノイズの発生を低減させることができる。
【００４４】
ところで、図１，４，５，６に示した各実施例において、スイッチング素子Ｑ１は図２（ｂ）に示したようにスイッチングを繰り返すが、この場合のスイッチング電圧ＶceQ1、及び電流ｉ1 が素子の電圧・電流耐量を越えた場合には、スイッチング素子Ｑ１は破壊する。
【００４５】
このため、インバータの動作は素子の電圧、電流以下となるように第１共振コンデンサＣ１、第２共振コンデンサＣs、及びワークコイルのインダクタンスＬ１の値を決定する必要がある。
【００４６】
しかし、この場合、電圧ピークを低減するためには、Ｌ１を小さく、Ｃsを大きく、Ｃ１を小さくすることが必要で、また、電流ピークを低減するにはＬ１を大きく、Ｃsを小さく、Ｃ１を大きくする必要がある。即ち、これらの素子の定数の選定はスイッチングの電圧・電流ピークに対してそれぞれ相反する関係にあることが分かっている。
【００４７】
また、これらの定数の決定に当たっては更に前述したようにＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）を満足するようにする必要がある。従って、これらの素子の最適定数の決定は実験や単純な計算によって決めることは困難である。
【００４８】
そこで本願発明者は、ＺＶＳ動作を満足するような動作条件での各素子の定数が最適となるような範囲のシミュレーションを行い最適の素子定数を突き止めた。
シミュレーションは通常このクラスの定着装置において使用されるスイッチング素子として一般的な値である、スイッチング電圧が７００Ｖ以下、電流が７０Ａ以下の条件で行ったが、図７はその結果である（なお、スイッチング電圧、電流は上記値に限定されるものではない）。図７はＣ１＝０．１μＦの場合について、Ｃs、Ｌ１を変化させた場合の結果である。この図において、丸印（○）はＺＶＳ条件を表し、四角印（□）は電流条件、三角印（△）は電圧条件を表しており、図中に矢印で示した範囲が全ての条件を満たす素子定数の範囲を示している。
【００４９】
すなわち第１共振コンデンサＣ１の容量値が０．１μＦのときは、各素子の最適な定数は、ワークコイルＬ１が７０〜１００μＨ、第２共振コンデンサＣsが１．８〜５μＦの範囲にあることがわかる。
【００５０】
同様に、図８はＣ１＝０．２μＦの場合についてＣs、Ｌ１を変化させた場合の結果である。図８に矢印で示した範囲が全ての条件を満たす素子定数の範囲を示している。すなわち、第１共振コンデンサＣ１の容量値が０．２μＦのときは、各素子の最適な定数は、ワークコイルＬ１が６５〜１００μＨ、第２共振コンデンサＣsが１．８〜５μＦの範囲にあることがわかる。
【００５１】
また、図９はＣ１＝０．３μＦの場合についてＣs、Ｌ１を変化させた場合の結果である。図９に矢印で示した範囲が全ての条件を満たす素子定数の範囲を示している。すなわち、第１共振コンデンサＣ１の容量値が０．３μＦのときは、各素子の最適な定数は、ワークコイルＬ１が６５〜９５μＨ、第２共振コンデンサＣsが２〜５μＦの範囲にあることがわかる。
【００５２】
さらに、図１０はＣ１＝０．４μＦの場合についてＣs、Ｌ１を変化させた場合の結果である。図１０に矢印で示した範囲が全ての条件を満たす素子定数の範囲を示している。すなわち、第１共振コンデンサＣ１の容量値が０．４μＦのときは、各素子の最適な定数は、ワークコイルＬ１が６５〜８７μＨ、第２共振コンデンサＣsが２．３〜５μＦの範囲にあることがわかる。
【００５３】
このようにして、定数の範囲を決定し、最適な各素子を求めることにより、誘導加熱用インバータを最適な効率で動作させる、小型の定着ユニットを実現することができる。なお、第１共振コンデンサＣ１の値については０．１〜０．４μＦの範囲で設定したが、この範囲はＬ１との関係から、インバータの動作上ほぼ最適なＣ１の範囲となっている。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明の誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置によれば、周波数を固定したＰＷＭ（パルス幅変調）による電力制御において誘導加熱用インバータを最適な効率で動作させることができる。
【００５５】
請求項２の構成により、誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコンデンサの直列回路を接続するので、共振初期電流の値を大きくし、ＺＶＳ（ゼロ電圧スイッチング）の領域拡大を可能とすることができる。
【００５６】
請求項３，４の構成により、誘導加熱コイルと並列にインダクタンスと第３のスイッチング素子の直列回路を接続、または、誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコンデンサと第３のスイッチング素子の直列回路を接続するので、制御範囲が広がるという特徴を保ちながら、効率も向上させることができる。
【００５７】
請求項５の構成により、効率の良い定着装置を実現することができる。また、誘導加熱コイルの一端をＧＮＤ側となるように構成したことにより、これに並列接続される回路素子もＧＮＤ側の接続となり、高周波ノイズの発生を低減させることができる。さらに、周波数を固定したＰＷＭ（パルス幅変調）による電力制御において誘導加熱用インバータを最適な効率で動作させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態の定着装置における誘導加熱用インバータ回路の構成を示す回路図である。
【図２】そのインバータ回路の動作を説明するための、モード遷移図（ａ）と動作波形図（ｂ）である。
【図３】そのインバータ回路と従来例における入力電力制御の特性を示すグラフである。
【図４】第２実施例における誘導加熱用インバータ回路の構成を示す回路図である。
【図５】第３実施例における誘導加熱用インバータ回路の構成を示す回路図である。
【図６】第４実施例における誘導加熱用インバータ回路の構成を示す回路図である。
【図７】本発明の作用を説明するグラフである。
【図８】素子定数を変えた場合の本発明の作用を説明するグラフである。
【図９】素子定数をさらに変えた場合の本発明の作用を説明するグラフである。
【図１０】素子定数をさらに変えた場合の本発明の作用を説明するグラフである。
【図１１】従来の定着装置における誘導加熱用インバータ回路の一例を示す回路図である。
【符号の説明】
１定着ローラ（電気的等価回路）
Ｃ１第２のコンデンサ（第一共振コンデンサ）
Ｃｓコンデンサ（第二共振コンデンサ）
Ｌ１ワークコイル（誘導加熱コイル）
Ｌａインダクタ
Ｑ１メインスイッチ（スイッチング素子）
Ｑ２サブスイッチ（第２スイッチング素子）
Ｑ２第３スイッチング素子

Claims

電源にその一端を接続された誘導加熱コイルの他端を第１スイッチング素子で駆動する誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置において、
前記誘導加熱コイルの両端に第１のコンデンサと第２スイッチング素子の直列回路を該第１のコンデンサの一端が電源側に接続されるように並列接続するとともに、前記第２スイッチング素子に並列に第２のコンデンサを接続し、
前記誘導加熱コイルを含む負荷と前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの閉ループ回路を動作して共振させ、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がそれぞれ電圧、電流がゼロの点でオン／オフされることを特徴とする誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置。
前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコンデンサの直列回路を接続することを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置。
前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスと第３のスイッチング素子の直列回路を接続することを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置。
前記誘導加熱コイルと並列にインダクタンスとコンデンサと第３のスイッチング素子の直列回路を接続することを特徴とする、請求項１に記載の誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置。
誘導加熱コイルの一端をグランドに接続し、他端に第１スイッチング素子を直列に接続して、電源の正極側が前記第１スイッチング素子となるように接続し、
前記誘導加熱コイルの両端に第１のコンデンサと第２スイッチング素子の直列回路を該第１のコンデンサの一端が前記第１スイッチング素子側に接続されるように並列接続するとともに、前記第２スイッチング素子に並列に第２のコンデンサを接続した誘導加熱用インバータ回路を用い、
前記誘導加熱コイルを含む負荷と前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの閉ループ回路を動作して共振させ、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子がそれぞれ電圧、電流がゼロの点でオン／オフされることを特徴とする誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置。
前記誘導加熱コイル、前記第１のコンデンサ及び前記第２のコンデンサの定数は、前記第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを満足するように設定されるとともに、電圧ピーク及び電流ピークを共に低減できるように設定されることを特徴とする、請求項１または５に記載の誘導加熱用インバータ回路を用いた定着装置。