JP4258939B2 - 非接触電力伝達装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、１次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスを備え、１次巻線が巻回されたコアと２次巻線が巻回されたコアとが非接触の状態でトランスの１次側から２次側へ電力を伝達する非接触電力伝達装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、１次巻線が巻回された１次側コアと２次巻線が巻回された２次側コアとで、１次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスを構成し、１次側コアと２次側コアとが非接触の状態で電磁誘導を利用してトランスの１次側から２次側へ電力を伝達する非接触電力伝達装置の実用化が各所で行われている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来の非接触電力伝達装置は、トランスの２次側の出力端子間に接続される負荷が特定されているものが大半であり、出力端子間に接続可能な負荷として、複数種類の負荷を対象としたり、１種類の負荷であっても負荷電流が大きく変化するような負荷を対象とした非接触電力伝達装置の実用化例は見当たらない。
【０００４】
ところで、この種の非接触電力伝達装置は、電力供給側となる上記トランスの１次側と出力端子間に負荷が接続される２次側との間に電気的絶縁物が介在した状態で１次側から２次側へ電力を伝送するものであるから、トランスの磁気結合度が低く、２次巻線に鎖交する磁束が１次巻線で発生する総磁束よりも少なくなるとともに、漏れ磁束による漏れインダクタンスが生じている。
【０００５】
ここにおいて、この種のトランスの１次巻線へ供給される高周波交流電圧の周波数は一般に可聴域周波数以上の周波数（つまり、約２０ｋＨｚ以上の周波数）であるが、上記分離可能なトランスは磁気結合度が低く漏れインダクタンスがあるので、２次巻線の誘起電圧が低下するとともに漏れインダクタンスによる誘導リアクタンスでの電圧降下が生じるから、結果として、負荷へ供給される電圧（負荷電圧）が所望の負荷電圧よりも小さくなったり、負荷へ流れる電流（負荷電流）が所望の負荷電流よりも小さくなったりすることがある。
【０００６】
具体例で説明すると、負荷電圧が一定で負荷電流が種々異なる複数種類の機器を負荷の対象とする場合、負荷電流が大きな負荷ほど、負荷の両端電圧が低下してしまい、機器本来の性能を発揮できなくなる。
【０００７】
一例として、図２４（ａ）に示すように分離可能なトランスＴの２次側に設けた整流回路２及びチョークコイルＬ_ＣＨを通して可変抵抗よりなる負荷５へ負荷電流Ｉを供給する回路について説明する。なお、整流回路２は、周知の全波整流回路であって、トランスＴの２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設けるとともに、２次巻線ｎ２の両端をそれぞれダイオードＤ２，Ｄ３のアノードに接続し、両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士を接続してある。
【０００８】
両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士の接続点と２次巻線ｎ２のセンタタップ１０との間にはチョークコイルＬ_ＣＨと負荷５との直列回路が接続され、負荷５にはコンデンサＣ３が並列接続されている。
【０００９】
図２４（ａ）に示す回路において、チョークコイルＬ_ＣＨのインダクタンス値を１００μＨ、負荷５に並列接続されたコンデンサＣ３の容量値を１００μＦ、トランスＴの１次側コア８と２次側コア９との間のギャップｇを２ｍｍとし、１次巻線ｎ１に図２４（ｂ）に示すように最大振幅が７０Ｖで周波数が略９７ｋＨｚの方形波状の高周波交流電圧を印加する場合、負荷５の抵抗値を種々変化させて負荷電圧（出力電圧）−負荷電流特性と、負荷電力−負荷電流特性とを測定すると、図２６に示すような特性が得られる。ここに、図２６は横軸が負荷電流Ｉ、左側の縦軸が負荷電圧Ｖ_５、右側の縦軸が負荷電力Ｐであって、同図中のイが負荷電圧、ロが負荷電力を示す。
【００１０】
なお、トランスＴは、図２５に示すような構成を有し、１次巻線ｎ１がＵ型の１次側コア８の脚部２箇所に分けて巻回され、２次巻線ｎ２がＵ型の２次側コア９の脚部２箇所に分けて巻回され、２次巻線ｎ２の中点にセンタタップ１０が設けられている。ここに、このトランスＴの１次側のコイル端子Ａ−Ａ’側から見たインダクタンス値は１１２μＨ、２次側のコイル端子Ｂ−Ｂ’から見たインダクタンス値は４２μＨ、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との相互インダクタンス値は９１μＨである。
【００１１】
図２６から、負荷電流Ｉが増加すると負荷電圧Ｖ_５はほぼ単調に減少し、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉが大きくなるにつれて増加量が小さくなっている（飽和している）ことが分かる。
【００１２】
また、負荷５への充電を行う非接触電力伝達装置では、トランスＴの漏れインダクタンスによる影響を打ち消し合ってトランスＴの１次側から２次側へ取り出す有効電力を増加させる（すなわち、負荷整合による力率の改善）ためにトランスＴの２次巻線ｎ２に並列若しくは直列にコンデンサ（整合用のコンデンサ）が接続されている。
【００１３】
このような整合用のコンデンサを設けることによって、一定の負荷に対しては、電力伝送効率が大幅に向上するので、装置の小型化を図ることができる。したがって、整合用のコンデンサは非接触電力伝達装置の実用化にあたっての重要な構成要素となっている。
【００１４】
しかしながら、上述の整合用のコンデンサを設けた非接触電力伝達装置では、負荷電流Ｉが大きく変化する負荷に対しては、整合用のコンデンサを設けていない場合に比べて負荷電圧Ｖ_５が顕著に低下してしまうという不具合があった。
【００１５】
例えば、上述の図２４（ａ）と略同じ回路構成であって、図２７（ａ）に示すように、分離可能なトランスＴの２次巻線ｎ２に整合用のコンデンサＣ２を並列接続したものにおいて、トランスＴの１次巻線ｎ１へ図２７（ｂ）に示すように最大振幅が７０Ｖで周波数が略９７ｋＨｚの方形波状の高周波交流電圧を供給し、可変抵抗よりなる負荷５の抵抗値を種々変化させると、図２９に示すような負荷電圧（出力電圧）−負荷電流特性と負荷電力−負荷電流特性が得られる。ここに、図２９は横軸が負荷電流Ｉ、左側の縦軸が負荷電圧Ｖ_５、右側の縦軸が負荷電力Ｐであって、同図中のイが負荷電圧、ロが負荷電力を示す。なお、以下では、（負荷電圧Ｖ５の変化幅）／（負荷電流の変化幅）で求められる値を電圧変化率と称す。
【００１６】
図２９から、負荷電圧Ｖ_５は負荷電流Ｉが増加するほど電圧変化率が大きくなっていることが分かる。また、負荷電力Ｐは負荷電流Ｉが増加すると、ある負荷電流値でピークを持つ特性となっていることが分かる。さらに、負荷電流Ｉが非常に小さい負荷電流領域では、負荷電圧Ｖ_５が大きくなっていることが分かる。
【００１７】
なお、図２７（ａ）に示す回路においてトランスＴの２次巻線ｎ２に誘起される電圧を使った２次側換算された等価回路は図２８に示すように表すことができる。ここで、図２７（ａ）における２次巻線ｎ２のダイオードＤ２が接続された一端とセンタタップ１０との間の部分が図２８における高周波交流電源１ａとインダクタンスＬ０３とで等価的に表され、２次巻線ｎ２の他端とセンタタップ１０との間の部分が図２８における高周波交流電源１ｂとインダクタンスＬ０４とで表されている。
【００１８】
図２９に示した特性を有する非接触電力伝達装置において、負荷電圧（入力電圧）が同じで電力が異なる複数種類の負荷、すなわち負荷電流が異なる負荷に対して負荷電圧を定電圧化（安定化）する方法としては、トランスＴの２次側で負荷電圧を検出し、該検出電圧と基準値とを比較して誤差増幅し、誤差増幅された信号をトランスＴの１次側に非接触で伝送し、トランスＴの１次巻線ｎ１に供給される高周波交流電圧の振幅や周波数、デューティなどを制御するフィードバック制御回路を設ける方法や、トランスＴの２次側に独立した安定化電源回路を設けてこれを負荷へ接続する方法などが考えられる。
【００１９】
しかしながら、このようなフィードバック制御回路や安定化電源回路を設けると、部品点数が増加するとともにコストが高くなってしまう。ここにおいて、フィードバック制御回路や安定化電源回路を設けていない状態での負荷電圧の安定度が良好なほど、これらの回路を設けたことによる効果が高まり、追加する部品点数の削減が期待できる。
【００２０】
このため、フィードバック制御回路を追加することなしに、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧（出力電圧）を一定化することができ比較的簡単な回路構成で安価な非接触電力伝達装置の開発が望まれていた。
【００２１】
本発明は上記事由に鑑みて為されたものであり、その目的は、回路構成を複雑化することなく負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる安価な非接触電力伝達装置を提供することにある。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
請求項１の発明は、上記目的を達成するために、１次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスと、該トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサとを備え、トランスの１次巻線に方形波状の高周波交流電圧を供給しトランスの２次巻線を通して負荷へ電力を供給する非接触電力伝達装置であって、負荷へ供給する負荷電流範囲の最大値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの両端電圧が極大値、極小値となる時点とが略一致し、負荷へ供給する負荷電流範囲の最小値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの放電が完了する時点とが略一致するように上記コンデンサの容量値が設定されてなることを特徴とするものであり、フィードバック制御回路を設けることなしに、つまり、回路を複雑化することなしに安価な回路構成で、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるから、負荷電流が大きく変化する負荷や負荷電圧が一定で負荷電流が異なる複数種類の負荷へ略一定の負荷電圧を供給することができる。
【００２３】
ここで、請求項１の発明は、上記トランスの２次側換算された漏れインダクタンスをＬ０２、上記コンデンサの容量値をＣ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとするとき、
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^１／２＝１
の条件式を満たすように回路定数が設定されているので、上記負荷電流範囲の最大値以下の負荷電流に対して出力電圧を定電圧化することができる。
【００２４】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すためのダミー負荷を負荷が接続される出力端子間に接続してあるので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すことができる。
【００２５】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷へ流れる負荷電流が上記負荷電流範囲内のときに上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の周波数が自動的に変化するので、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【００２６】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、上記駆動回路は、負荷電流が大きいほど上記高周波交流電圧の周波数が自動的に高くなることを特徴とし、請求項３の発明と同様の作用を奏する。
【００２７】
請求項５の発明は、請求項３または請求項４の発明において、上記駆動回路は、負荷電流の変化に対応するように上記高周波交流電圧の立ち上がり時間と立ち下がり時間との少なくとも一方が自動的に変化することにより上記高周波交流電圧の周波数が変化するので、請求項３または請求項４の発明と同様の作用を奏する。
【００２８】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続された共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間は、上記共振用コンデンサとインダクタンス成分とによる共振電圧を利用して時間が決まるので、請求項５の発明と同様の作用を奏する。
【００２９】
請求項７の発明は、請求項１または請求項２の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷電流範囲において上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の波形が変化するので、請求項１または請求項２の発明と同様の作用を奏する。
【００３０】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、上記高周波交流電圧は、負荷電流の増減に対応して当該高周波交流電圧の等価電圧振幅が増減するように電圧波形が変化するので、請求項７の発明と同様の作用を奏する。
【００３１】
請求項９の発明は、請求項１ないし請求項８の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、共振型のインバータよりなるので、請求項１ないし請求項８の発明と同様の作用を奏する。
【００３２】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共振用コンデンサを有する部分共振型のインバータであるので、ソフトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【００３３】
請求項１１の発明は、請求項６または請求項１０の発明において、上記駆動回路は、当該駆動回路においてスイッチングされるスイッチング素子のオン時間が一定であり、部分共振が起こっている期間であって上記高周波交流電圧の電圧波形の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間において、負荷電流に対応して当該期間の時間と当該期間での電圧波形との少なくとも一方が変化するので、ソフトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【００３４】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、上記インバータは、ハーフブリッジ型のインバータなので、トランスのコアの利用効率が高くなる。
【００３５】
請求項１３の発明は、請求項１１の発明において、上記インバータは、プッシュプル型のインバータなので、トランスのコアの利用効率が高くなる。
【００３６】
請求項１４の発明は、請求項１２の発明において、上記インバータは、上記トランスの１次巻線にそれぞれ磁気結合した帰還巻線及び補助巻線と、帰還巻線を通して制御端へ入力電圧が与えられる電圧駆動型のスイッチング素子と、補助巻線の両端間に接続され上記入力電圧を制御する充放電回路とを備え、補助巻線の誘起電圧による充電電圧が所定電圧に達したときに上記入力電圧を低下させて上記スイッチング素子をオフさせる自励式のインバータなので、負荷電流に対応してスイッチング素子のオフ期間に生じる１次巻線の電圧の共振状態の変化を利用して電圧の立ち上がり時間と立ち下り時間と波形とが変化するから、広い負荷電流範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【００３７】
請求項１５の発明は、請求項１ないし請求項１４の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すための抵抗を負荷が接続される出力端子間に接続してなるので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すことができ、すべての負荷電流領域において出力電圧を自動的に定電圧化することができる。
【００３８】
【発明の実施の形態】
（実施形態１）
図１に本実施形態の非接触電力伝達装置の要部回路図を示す。本実施形態の非接触電力伝達装置の構成は図２７（ａ）に示した従来構成と同じであり、図１に示すように、分離可能なトランスＴの２次側に２次巻線ｎ２の出力を全波整流する整流回路２が設けられ、整流回路２の出力端間にチョークコイルＬ_ＣＨと抵抗よりなる負荷５との直列回路が接続され、負荷５にコンデンサＣ３が並列接続されている。また、トランスＴの２次巻線ｎ２には、整合用のコンデンサＣ２が並列接続されている。ここに、トランスＴの１次巻線ｎ１には図示しない駆動回路から高周波交流電圧が供給される。
【００３９】
なお、整流回路２は、周知の全波整流回路であって、トランスＴの２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設けるとともに、２次巻線ｎ２の両端をそれぞれダイオードＤ２，Ｄ３のアノードに接続し、両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士を接続してある。また、トランスＴの構成は図２５で説明した従来構成と同じである。
【００４０】
ところで、本願発明者は、図２７（ａ）に示す回路において、負荷５の抵抗値を種々変化させて上述の図２９に示すような負荷電圧（出力電圧）−負荷電流特性、負荷電力−負荷電流特性などの出力特性を測定するにあたって、コンデンサＣ２の容量値を変化させると、出力特性がいろいろな形をとるが、コンデンサＣ２の容量値を適宜選択することにより、負荷電流の変化に対する負荷電圧（出力電圧）の変動を小さくできる領域がある（つまり、上述の電圧変化率を小さくできる領域がある）ことを発見した。このような出力特性の例を図２、図３にそれぞれ示す。
【００４１】
図２、図３は、図２７（ａ）に示す回路において、チョークコイルＬ_ＣＨのインダクタンス値を１００μＨ、負荷５に並列接続されたコンデンサＣ３の容量値を１００μＦ、トランスＴの１次側コア８と２次側コア９との間のギャップｇを２ｍｍとし、１次巻線ｎ１に上述の図２４（ｂ）に示すように最大振幅が７０Ｖで周波数が略９７ｋＨｚの方形波状の高周波交流電圧を印加し、負荷５の抵抗値を種々変化させて得られた出力特性である。ここに、図２及び図３は、横軸が負荷電流、左側の縦軸は負荷電圧Ｖ_５、右側の縦軸は負荷電力Ｐであり、各図中のイが負荷電圧、ロが負荷電力を示す。
【００４２】
図２及び図３からは、上述の図２９の出力特性に比べて上述の電圧変化率（負荷電圧Ｖ_５の変化幅／負荷電流Ｉの変化幅）が比較的小さな負荷電流範囲が存在している。ここにおいて、図２及び図３それぞれでは、上述の電圧変化率が比較的小さな負荷電流範囲における負荷電流Ｉの最大値（以下、最大負荷電流値と称す）をＩmax、該負荷電流範囲における負荷電流Ｉの最小値（以下、最小負荷電流値と称す）をＩminとして表記してある。
【００４３】
図２及び図３それぞれの負荷電圧−負荷電流特性において最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲における電圧変化率は約０．６Ｖ／Ａである。これに対して、上述の図２９の負荷電圧−負荷電流特性では、負荷電流値が１〜４Ａの負荷電流範囲における電圧変化率が約２．５Ｖ／Ａ程度であるから、図２及び図３に示す負荷電圧−負荷電流特性は図２９に示す負荷電圧−負荷電流特性に比べて電圧変化率が十分小さくなっていることが分かる。つまり、図２及び図３に示す負荷電圧−負荷電流特性では、最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲において負荷電圧Ｖ_５が略安定しているので、この負荷電流範囲において負荷電圧を定電圧化することができる。
【００４４】
そこで、本願発明者は、鋭意研究の結果、負荷電圧−負荷電流特性において負荷電圧Ｖ_５が略安定する負荷電流範囲が得られる場合において、図４〜図６を参照しながら説明する以下のような共通の特徴を有することを見出した。なお、図４〜図６は、図２８に示した図２７（ａ）の回路の２次側換算の等価回路における各部の動作波形説明図であって、図４〜図６の（ａ）は１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_１Ｓ、（ｂ）は電源部１ａの両端電圧Ｅ_３Ｓ、（ｃ）はコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２、（ｄ）はインダクタンスＬ０３の両端電圧Ｖ_Ｌ０３、（ｅ）はインダクタンスＬ０４の両端電圧Ｖ_Ｌ０４、（ｆ）は整流回路２の出力端間の電圧Ｅ_Ｌ、（ｇ）はインダクタンスＬ０３に流れる電流Ｉ_Ｌ０３、（ｈ）はインダクタンスＬ０４に流れる電流Ｉ_Ｌ０４、（ｉ）はコンデンサＣ２に流れる電流Ｉ_Ｃ２、（ｊ）はダイオードＤ２に流れる電流Ｉ_ｄ２、（ｋ）はダイオードＤ３に流れるＩ_ｄ３、（ｌ）は負荷５に流れる負荷電流Ｉ、をそれぞれ示す。
【００４５】
まず、負荷電流Ｉの大きさが最大負荷電流値Ｉmaxのときの回路状態では、図４（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_Ｓ１の極性反転時点（例えば時刻ｔ１，ｔ３）と、図４（ｃ）に示すコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２が極大値、極小値になる時点（時刻ｔ１，ｔ３）とが略一致する。なお、この条件が非接触電力伝送における負荷整合条件になることは、既に特願平１１−４５４２２号に提案している。
【００４６】
一方、負荷電流Ｉの大きさが最小負荷電流値Ｉminのときの回路状態では、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２が図５（ｃ）に示すように充放電において放電が完了する時点（つまり、コンデンサＣ２の充放電においてコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２が略ゼロボルトの状態からコンデンサＣ２の充電が開始してコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２が極大値または極小値に達してコンデンサＣ２の放電が開始されコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２が略ゼロボルトに戻った時点ｔ１、ｔ３）で図５（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_１Ｓ（及び２次側換算の誘起電圧Ｅ_３Ｓ）の極性が反転する。すなわち、負荷電流Ｉの大きさが最小負荷電流値Ｉminのときの回路状態では、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_１Ｓの極性反転時点と、コンデンサＣ２の充放電においてコンデンサＣ２の放電が完了する時点（言い換えれば、コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２の振動波形の１周期が完了する時点）とが略一致する。なお、１周期が完了とは、図５（ｃ）に示すようにコンデンサＣ２の両端電圧ＶＣ２が略ゼロボルトから振動を開始して極大値または極小値を１回経過して再び略ゼロボルトに戻ることを意味している。
【００４７】
また、負荷電流Ｉの大きさが上述の最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの間の任意の電流値となるときの動作波形は、負荷電流Ｉが最小負荷電流値Ｉminとなる条件を満たすときの波形と負荷電流Ｉが最大負荷電流値Ｉmaxとなる条件を満たすときの波形との間の中間的な波形となる。ところで、負荷電圧Ｖ_５の定電圧化が必要なのは、通常、負荷機器の無負荷時から全負荷時までの領域であるから、図３に示すような出力特性を持ち、負荷電流範囲を当該出力特性の最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの範囲とすることが望ましい。この場合、負荷電流Ｉが最小負荷電流値Ｉminに近い電流値となる回路状態（つまり、無負荷時に近い状態）において、１次巻線ｎ１に供給される高周波交流電圧の波形を方形波と見なせるとすると、各部の動作波形が図６に示すような特徴を有することを見出した。
【００４８】
図６の特徴は、図６（ｃ）に示すコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２の振動波形の振動が開始する時点が図６（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_１Ｓの極性反転時（例えば時刻ｔ１、ｔ３）に略一致し、また図６（ａ）に示す１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_１Ｓの極性反転時にコンデンサＣ２に流れる電流Ｉ_Ｃ２が図６（ｉ）に示すように略ゼロになっていることにある。
【００４９】
コンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２の振動開始時点が、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_１Ｓの極性反転時点に一致するだけであれば図３に示した出力特性以外に多様な形の出力特性が得られるが、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_１Ｓの極性反転時にコンデンサＣ２の電流Ｉ_Ｃ２も略ゼロとなる場合は唯一存在し、これらの特徴を持つときのみ図３に示すような略無負荷時の最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲に対して負荷電圧Ｖ_５を定電圧化（安定化）できる。
【００５０】
このような特徴を満たす回路条件は、トランスＴの２次側換算された漏れインダクタンスをＬ０２、トランスＴ１の１次巻線ｎ１に供給する高周波交流電圧の周波数（駆動周波数）をｆ、コンデンサＣ２の容量値をＣ２とすると、下記（１）式を満たす場合であることが分かった。
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^１／２＝１…（１）
ここに、漏れインダクタンスＬ０２は、図２８に示した等価回路における漏れインダクタンスＬ０３のインダクタンス値と漏れインダクタンスＬ０４のインダクタンス値との和であるから、図３に示すような特性を得るためのコンデンサＣ２の容量値は、下記（２）式で求めることができる。
Ｃ２＝（１／Ｌ０２）・｛１／（４・π・ｆ）｝^２…（２）
また、上述のように２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設けて整流を行う場合には、２次側換算の漏れインダクタンスが図２８に示すように漏れインダクタンスＬ０３と漏れインダクタンスＬ０４との２つに分けて表され、トランスＴの２次巻線ｎ２をセンタタップ１０に対して両側で均等に巻いた場合には、両漏れインダクタンスＬ０３，Ｌ０４のインダクタンス値は略等しく、図３に示すような出力特性を得るためのコンデンサＣ２の容量値は、下記（３）式で求めることができる。
Ｃ２＝｛１／（２・Ｌ０３）｝・｛１／（４・π・ｆ）｝^２…（３）
なお、漏れインダクタンスＬ０２のインダクタンス値は、図２５に示すトランスＴの構成において、１次巻線ｎ１のコイル端子Ａ−Ａ’間を短絡して、２次巻線ｎ２のコイル端子Ｂ−Ｂ’側から見たインダクタンス値を測定することで得られる。また、図示していないが、１次巻線ｎ１に供給される高周波交流電圧の電圧波形が方形波と見なせない場合、例えば台形波状の電圧波形の場合でも、これらの式（１）〜（３）の関係を満たすように回路定数を設定することにより図３に示すような出力特性を得ることができる。ただし、この場合には必ずしも１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_１Ｓの極性反転時にコンデンサＣ２の電流Ｉ_Ｃ２が略ゼロになっている必要はない。
【００５１】
以上まとめると、本実施形態の非接触電力伝達装置の構成は図２７（ａ）に示した従来構成と同じであって、図１に示す回路において、負荷５へ供給する負荷電流範囲の最大値である最大負荷電流値Ｉmaxを規定するためにトランスＴの１次巻線ｎ１の両端電圧Ｅ_１Ｓの極性反転時点とコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２が極大値、極小値となる時点とが略一致し、負荷５へ供給する負荷電流範囲の最小値である最小負荷電流値Ｉminを規定するために１次巻線の両端電圧Ｅ_１Ｓの極性反転時点とコンデンサＣ２の放電が完了する時点とが略一致するようにコンデンサＣ２の容量値を設定してある点に特徴がある。
【００５２】
しかして、本実施形態の非接触電力伝達装置では、図２７（ａ）に示した従来構成の非接触電力伝達装置に対して上述のフィードバック制御回路や安定化電源回路を設けることなしに、つまり、回路を複雑化することなしに安価な回路構成で、負荷電流Ｉの広い範囲にわたって負荷電圧Ｖ_５を定電圧化することができるから、負荷電流Ｉが大きく変化する負荷５や負荷電圧Ｖ_５が一定で負荷電流Ｉが異なる複数種類の負荷５へ略一定の負荷電圧Ｖ_５を供給することができる。
【００５３】
ここにおいて、トランスＴの２次側換算された漏れインダクタンス値をＬ０２、コンデンサＣ２の容量値をＣ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとするとき、
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^１／２＝１
の条件式を満たすように回路定数が設定されているので、最大負荷電流値Ｉmax以下の負荷電流Ｉに対して負荷電圧（出力電圧）Ｖ_５を定電圧化することができる。
【００５４】
また、図１の回路の実用回路を考えた場合、無負荷領域では、負荷５にほとんど電流が流れないので、図２９に示したように負荷電圧Ｖ_５が大きい領域が生じる場合がある。この対策としては、負荷５が接続される出力端子間にダミー抵抗を設け、無負荷状態でも確実に負荷最小電流値Ｉminの電流が流れるようにすればよい。要するに、言い換えれば、最小負荷電流値Ｉminより小さい負荷電流領域でも最小負荷電流値Ｉmin以上の電流を流すためのダミー負荷を負荷５が接続される出力端子間に接続しておけば、最小負荷電流値Ｉminより小さい負荷電流領域でも最小負荷電流値Ｉmin以上の電流を流すことができる。
【００５５】
（実施形態２）
図７（ａ）に本実施形態の非接触電力伝達装置の要部回路図を示す。図７（ａ）に示した非接触電力伝達装置の構成は図１に示した実施形態１と同じであり、出力端子間に接続される負荷５として２次電池を用い、２次電池を充電する充電装置として利用される点が相違する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００５６】
ところで、図７（ａ）に示す回路のように負荷５として２次電池のような定電圧負荷を接続した場合、２次巻線ｎ２に並列接続された整合用のコンデンサＣ２の容量値と負荷電流Ｉとの関係を表す特性は図８に示すような傾向を持つ。図８に示す特性において、コンデンサＣ２の容量値を変化させ負荷電流Ｉが最大になるときのコンデンサＣ２の容量値をＣ２maxと称す。要するに、コンデンサＣ２の容量値をＣ２maxとしたときに負荷電流（充電電流）Ｉの最大値を得ることができ、コンデンサＣ２の容量値をＣ２maxからずらすと充電電流Ｉが減少する。
【００５７】
ところで、図７（ａ）に示した回路構成において１次巻線ｎ１に供給する図７（ｂ）に示すような方形波の高周波交流電圧の周波数（以下、駆動周波数と称す）を変化すると、コンデンサＣ２の容量値に対する負荷電流特性は例えば図９中のイ、ロ、ハ、ニのように変化する。ここに、図９は、イ、ロ、ハ、ニの順に駆動周波数が低くなる（イ、ロ、ハ、ニの中ではニが最も駆動周波数が低い）。すなわち、駆動周波数を変化させるとＣ２maxも変化し、駆動周波数を高くするほどＣ２maxは小さな容量値となる。
【００５８】
したがって、図１０に示すように、駆動周波数が高いイの負荷電流特性でコンデンサＣ２の容量値がＣ２maxになるように選ぶと、駆動周波数を低い方から高い方へ変化させることにより、負荷５である２次電池への充電電流Ｉを増加させることができる。また、図１１に示すように、駆動周波数が低い条件でコンデンサＣ２の容量値がＣ２maxになるように選ぶと、駆動周波数を低い方から高い方へ変化させることにより、負荷５である２次電池への充電電流Ｉを減少させることができる。
【００５９】
上述の各特性は、負荷電圧Ｖ_５が一定の場合における特性であるが、負荷５として図２７に示すような抵抗負荷や、平滑コンデンサを設けた負荷などのように、負荷電流Ｉが増加すると負荷電圧Ｖ_５が低下するような負荷を用いる場合には、負荷電流Ｉの変化に対応させて駆動周波数を変化させれば、負荷電圧Ｖ_５を略一定値に保つことができることを示している。
【００６０】
具体的には、全負荷条件（最大負荷条件）において駆動周波数を最も高くし且つ無負荷条件において駆動周波数を最も低くするような周波数制御を行う場合、全負荷条件において安定化したい（所望の）負荷電圧Ｖ_５になるようにコンデンサＣ２の容量値をＣ２maxに設定し、負荷５が軽くなるに従い駆動周波数を低くしていくようにすれば無負荷から全負荷まで広範囲の負荷（状態）において負荷電圧Ｖ_５を略一定に保つことができる。ここに、コンデンサＣ２の容量値Ｃ２maxは、１次巻線ｎ１の自己インダクタンス、２次巻線ｎ２の自己インダクタンス、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との間の相互インダクタンス、駆動周波数（最も高い駆動周波数）に応じて設定される。したがって、駆動周波数を負荷電流Ｉに対応するように自動的に変化できる必要がある。
【００６１】
また、一般に、負荷電圧Ｖ_５が一定の場合、１次巻線ｎ１の電圧振幅の大きさは負荷電流Ｉに比例する。したがって、負荷電圧（出力電圧）Ｖ_５を定電圧化（安定化）させる方法として、負荷電流Ｉの変化による負荷電圧Ｖ_５の変化に応じて１次巻線ｎ１の入力電圧（高周波交流電圧）の電圧振幅を制御する方法が考えられる。この具体的方法として、図１２（ａ）に示すような回路において、トランスＴの１次巻線ｎ１に供給する高周波交流電圧の電圧波形を、図１２（ｃ）に示すよう方形波の電圧波形から図１２（ｂ）に示すような台形波状の電圧波形（若しくは図示しない正弦波状の電圧波形）まで変化させる方法がある（ここにおける電圧波形を変化させるとは、高周波交流電圧の立ち上がり時および立ち下り時の傾きを変化させることを意味する）。
【００６２】
これは、図１３、図１４にそれぞれ示す電圧Ｅ_１Ｓ（高周波交流電圧）のように最大振幅Ｅmaxが同じでも電圧波形が方形波から台形波になり立ち上がり及び立ち下りの傾きが小さくなるほど等価的な電圧平均振幅（等価振幅電圧）が小さくなる性質を利用するものである。ここに、図１３に示す方形波の電圧平均振幅Ｅｅ１は最大振幅Ｅmaxに等しく、図１４に示す台形波の電圧平均振幅Ｅｅ２は最大振幅Ｅmaxよりも小さい。すなわち、負荷電流Ｉが小さい時は１次巻線ｎ１の入力電圧を台形波状にして１次巻線ｎ１に印加される等価電圧振幅を小さくして負荷電圧Ｖ_５の上昇を抑え、負荷電流Ｉが大きくなるほど方形波状の波形に近づけて１次巻線ｎ１に印加される等価電圧振幅を大きくして負荷電圧Ｖ_５の低下を抑えることで、広い範囲の負荷電流Ｉに対して負荷電圧Ｖ_５の定電圧化（安定化）を図れる。この方法は、最大振幅は同じで等価電圧振幅のみを変えることができればよいから、方形波から変化させる波形は台形波には限らない。したがって、この実用化には、負荷電流Ｉに対応させて自動的に波形を変化させ１次巻線ｎ１に印加される高周波交流電圧の等価電圧振幅が自動的に制御される手段が必要となる。
【００６３】
以下、駆動周波数と高周波交流電圧の電圧波形を負荷電流Ｉの変化に対応させて自動的に変化させることができる非接触電力伝達装置について説明する。
【００６４】
まず、図１５に示すように、トランスＴの１次巻線ｎ１へ高周波交流電圧を供給する駆動回路１をハーフブリッジ型のインバータにより構成した例について説明する。なお、実施形態１と同様の構成要素には同一の符号を付してある。
【００６５】
図１５に示す構成の非接触電力伝達装置は、１次巻線ｎ１と２次巻線ｎ２との間が分離可能なトランスＴと、直流電源Ｅと、直流電源Ｅの出力端間に接続され直流電源Ｅの電圧を高周波交流電圧に変換してトランスＴの１次巻線ｎ１へ供給するハーフブリッジ型のインバータよりなる駆動回路１と、トランスＴの２次巻線ｎ２に並列接続された整合用のコンデンサＣ２と、トランスＴ２の２次巻線ｎ２に発生する電圧を整流して負荷５へ供給する整流回路２と、整流回路２と負荷５との間に挿入されたチョークコイルＬ_ＣＨと、負荷５に並列接続されたコンデンサＣ３とを備えている。
【００６６】
駆動回路１は、上述のようにハーフブリッジ型のインバータであって、一対のコンデンサＣａ，Ｃｂの直列回路と一対のパワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路とが直流電源Ｅの出力端間に互いに並列に接続されるとともに、両コンデンサＣａ，Ｃｂの接続点と両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点との間にトランスＴの１次巻線ｎ１が挿入されている。なお、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に逆並列に接続された還流用ダイオードＤ_Ｓ１，Ｄ_Ｓ２は各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２それぞれのＭＯＳＦＥＴのボディダイオードにより構成されるが、別途に設けてもよい。また、直流電源Ｅは、例えば、商用電源を整流平滑することにより得られる。
【００６７】
この駆動回路１は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が図示しない制御回路により交互にオンオフされることでトランスＴの１次巻線ｎ１に方形波の高周波交流電圧を印加する。
【００６８】
整流回路２は、周知の全波整流回路であって、トランスＴの２次巻線ｎ２にセンタタップ１０を設けるとともに、２次巻線ｎ２の両端をそれぞれダイオードＤ２，Ｄ３のアノードに接続し、両ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士を接続してある。ここにおいて、ダイオードＤ２，Ｄ３のカソード同士の接続点と負荷５の一端との間に上記チョークコイルＬ_ＣＨが挿入され、センタタップ１０が負荷５の他端に接続されている。なお、チョークコイルＬ_ＣＨは負荷電流Ｉの連続化、平滑化のために必要であるが、コンデンサＣ３は必ずしも設ける必要はない。
【００６９】
次に、図１５に示す回路構成の非接触電力伝達装置におけるトランスＴの１次巻線ｎ１に並列接続されたコンデンサＣ１を有する非接触電力伝達装置の回路図を図１６に示す。図１６に示す例では、コンデンサＣ１の容量値を比較的大きくとり、１次巻線ｎ１のインダクタンス成分Ｌ１など（実際は１次巻線ｎ１側から負荷５側を見た回路全体が対象であり、１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２、相互インダクタンス、さらには２次側のコンデンサＣ２、負荷５によって共振状態は変化する）との共振を利用する。なお、コンデンサＣ１は、必ずしも１次巻線ｎ１に並列接続する必要はなく、等価回路的にこれと同じ構成になるものは同様とみなす。例えば、図１６に示す回路では、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２に並列にコンデンサを設けても等価回路的に同じである。図１７は図１６の回路の各部の動作波形を示し、（ａ）は１次巻線ｎ１の両端電圧Ｖ_Ｌ、（ｂ）は１次巻線ｎ１に流れる電流Ｉ_Ｌ、（ｃ）はスイッチング素子Ｓ２の両端電圧ＶＤ２、（ｄ）はスイッチング素子Ｓ２に流れる電流（ドレイン電流）ＩＤ２、（ｅ）はスイッチング素子Ｓ１の両端電圧ＶＤ１、（ｆ）はスイッチング素子Ｓ１に流れる電流（ドレイン電流）ＩＤ１、（ｇ）はスイッチング素子Ｓ１のオンオフ、（ｈ）はスイッチング素子Ｓ２のオンオフ、をそれぞれ示す。
【００７０】
ところで、図１６に示す非接触電力伝達装置において、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が交互にオンオフする間に図１７（ｇ），（ｈ）に示すように両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２が共にオフとなる期間（この期間の時間幅をデッドタイムと称す）を設けると、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｖ_Ｌは図１７（ａ）に示すようにデッドタイムの間に１次巻線ｎ１のインダクタンス成分Ｌ１などとコンデンサＣ１の共振回路により共振電圧が発生し、電源電圧やＧＮＤレベルになるまで電圧が変化し、電源電圧やＧＮＤレベルになると、還流用ダイオードＤ_Ｓ１，Ｄ_Ｓ２により電圧がクランプされる。これは、部分共振技術またはソフトスイッチング技術として、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のターンオン損失をなくすのに有効な周知の方法である。
【００７１】
しかし、この損失低減が目的であれば、コンデンサＣ１の容量値を大きくする必要はなく、ＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の寄生容量などを利用することで、コンデンサＣ１を省いても損失低減を実現できる。
【００７２】
これに対し、本発明は、比較的大きな容量値を持つコンデンサＣ１を利用して上記インダクタンス成分Ｌ１などとコンデンサＣ１による共振周期を大きくすることで、図１７（ａ）に示すように１次巻線ｎ１の両端電圧Ｖ_Ｌの波形を台形波状とすることに特徴がある。そして、この台形波の立ち上がり、立ち下り（ともにデッドタイムの期間）を形成する共振電圧を得るためのコンデンサＣ１の容量値を特定の容量値に選ぶと、無負荷では、立ち上がり時間および立ち下り時間が比較的長く、全負荷では立ち上がり時間および立ち下り時間が比較的短く（ただし、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン期間は負荷範囲内で一定とする）なり、駆動周波数は無負荷時では低く全負荷では高くなり、負荷電圧Ｖ_５を安定化させる方向に働く。また、１次巻線ｎ１の両端電圧Ｖ_Ｌの波形が台形波〜方形波で変化することで、無負荷時の１次巻線ｎ１に印加される電圧の等価電圧振幅は方形波の場合よりも低下して、負荷電圧Ｖ_５の上昇が抑えられる。
【００７３】
この１次巻線ｎ１の両端電圧Ｖ_Ｌの立ち上がり時間、立ち下がり時間を決める共振は、上述のようにコンデンサＣ１とインダクタンス成分Ｌ１のみでは決まらず、コンデンサＣ１と、インダクタンス成分Ｌ１側から負荷側を見た１次巻線ｎ１、２次巻線ｎ２、相互インダクタンス、さらに２次側のコンデンサＣ２と負荷５を含むた回路との共振になる。さらに整流平滑方式にも影響を受ける。したがって、負荷５の状態変化（例えば、負荷５が抵抗の場合には、抵抗値の変化）が回路方式と相互作用することによって共振周期の変化として反映され、結果として立ち上がり時間および立ち下がり時間と波形を自動的に変化させられるものと考えられる。
【００７４】
（実施形態３）
図１８に本実施形態の非接触電力伝達装置の回路図を示す。実施形態２で説明した図１７の回路における駆動回路１は他励式のハーフブリッジ型のインバータであったが、本実施形態の非接触電力伝達装置における駆動回路１は、自励式の部分共振インバータにより構成されている。すなわち、本実施形態においてはＭＯＳＦＥＴのような電圧駆動型のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２をオンオフするために発振回路を備えた制御回路を別に設ける必要がない。なお、トランスＴの構成およびトランスＴの２次巻線ｎ２の出力を整流する整流回路２の構成は実施形態２と同じなので、実施形態２と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００７５】
駆動回路１は、一対のコンデンサＣａ，Ｃｂの直列回路と一対のパワーＭＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路とが直流電源ＥとスイッチＳＷとの直列回路に互いに並列に接続されるとともに、両コンデンサＣａ，Ｃｂの接続点と両スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の接続点との間にトランスＴの１次巻線ｎ１が挿入され、１次巻線ｎ１にコンデンサＣ１が並列接続されている。なお、各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２にはＭＯＳＦＥＴのボディダイオードよりなる還流用ダイオード（図示せず）が逆並列に接続される。また、直流電源Ｅは、例えば、商用電源を整流平滑することにより得られる。
【００７６】
また、駆動回路１は、トランスＴの１次巻線ｎ１にそれぞれ磁気結合した各２つの帰還巻線ｎｆ１，ｎｆ２及び補助巻線ｎｓ１，ｎｓ２を備えている。また、各スイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の両端間には、抵抗Ｒ７，Ｒ８とコンデンサＣ５，Ｃ６との直列回路が接続されており、抵抗Ｒ７，Ｒ８とコンデンサＣ５，Ｃ６との接続点とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の制御端との間に上記帰還巻線ｎｆ１，ｎｆ２と抵抗Ｒ１，Ｒ４との直列回路が挿入されている。要するに、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２は上記帰還巻線ｎｆ１，ｎｆ２を通して制御端へ入力電圧が与えられる。また、補助巻線ｎｓ１，ｎｓ２の両端間はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の入力電圧を制御する充放電回路が接続されている。ここに、補助巻線ｎｓ１の両端間に接続される充放電回路は、抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ１０、ダイオードＤ１１，Ｄ１２，Ｄ１６，Ｄ２１、コンデンサＣ７，Ｃ８、トランジスタＴｒ１により構成され、ダイオードＤ２１とトランジスタＴｒ１とが放電回路を構成している。また、補助巻線ｎｓ２の両端間に接続される充放電回路は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ１１、ダイオードＤ１３，Ｄ１４，Ｄ１７，Ｄ２２、コンデンサＣ９，Ｃ１０、トランジスタＴｒ２により構成され、ダイオードＤ２２とトランジスタＴｒ２とが放電回路を構成している。
【００７７】
以下、本実施形態の非接触電力伝達装置の動作について説明する。
【００７８】
スイッチＳＷを投入すると、抵抗Ｒ７，Ｒ８を介してコンデンサＣ５，Ｃ６が充電される。このコンデンサＣ５，Ｃ６の電圧はスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のゲートに印加されており、コンデンサＣ５，Ｃ６のいずれかの電圧がスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のしきい値電圧に達すると、例えば、コンデンサＣ５の電圧がスイッチング素子Ｓ１のしきい値電圧に達すると、スイッチング素子Ｓ１がオンし、１次巻線ｎ１に電流Ｉ_Ｌが流れ始める。
【００７９】
すると、帰還巻線ｎｆ１にスイッチング素子Ｓ１のオンを継続する方向に誘起電圧が発生するので、スイッチング素子Ｓ１は安定なオン状態を保つ。この誘起電圧はコンデンサＣ６の電位に重畳される。このとき、抵抗Ｒ７とスイッチング素子Ｓ１との間に接続されたダイオードＤ２１によりコンデンサＣ５の電圧はグランドレベルまで放電されるが、帰還巻線ｎｆ１の誘起電圧だけでもスイッチング素子Ｓ１のオン状態を十分維持することができる。ところで、帰還巻線ｎｆ１の誘起電圧の発生とともに補助巻線ｎｓ１にも誘起電圧が発生する。この補助巻線ｎｓ１には、上述の充放電回路が接続されているから、補助巻線ｎｓ１に誘起電圧が発生すると、ダイオードＤ１１、抵抗Ｒ２を通してコンデンサＣ７が充電されるとともに、トランジスタＴｒ１のベース・エミッタ間に接続されたコンデンサＣ８がダイオードＤ１５を通して充電される。
【００８０】
コンデンサＣ７，Ｃ８の充電が進み、やがてトランジスタＴｒ１がオンとなり、トランジスタＴｒ１がオンすると、スイッチング素子Ｓ１のゲート電圧が低下するので、スイッチング素子Ｓ１がオフになる。スイッチング素子Ｓ１がオフになると、それまで流れていた１次巻線ｎ１の電流Ｉ_Ｌはその電流を維持しようとしてコンデンサＣ１へ転流し、ここでコンデンサＣ１と１次巻線ｎ１のインダクタンス成分Ｌ１側から負荷側を見た回路との自由振動（便宜上、共振と呼ぶ）を始める。この共振がはじまり、やがてスイッチング素子Ｓ１の両端電圧ＶＤ１が電源電圧Ｖ_Ｅになるとスイッチング素子Ｓ２のボディダイオードよりなる還流用ダイオード（図示せず）を通じて電源電圧Ｖ_Ｅにクランプされる。
【００８１】
一方、電圧Ｖ_Ｌの極性反転、電流Ｉ_Ｌの電流方向変換により、帰還巻線ｎｆ１および補助巻線ｎｓ１には逆電圧が誘起され、スイッチング素子Ｓ１のオフを維持するとともに、補助巻線ｎｓ１の逆誘起電圧はダイオードＤ１２と抵抗Ｒ３を通じてコンデンサＣ７の電荷を引き抜き略ゼロ電位にする。このときコンデンサＣ８の電荷も抵抗Ｒ１０を通して徐々に放電される。この動作と同時に帰還巻線ｎｆ２と補助巻線ｎｓ２には正の誘起電圧が発生する。帰還巻線ｎｆ２に誘起電圧が発生しても抵抗Ｒ４とスイッチング素子Ｓ２の入力容量とにより遅延時間が発生するのでスイッチング素子Ｓ２は遅れてオン状態となり、オン状態を維持する。この共振による電圧変化期間と上記遅延とにより、スイッチング素子Ｓ１とスイッチング素子Ｓ２とが共にオフとなる期間、つまり、デッドタイムが設けられる。帰還巻線ｎｆ２に誘起した電圧はダイオードＤ１３と抵抗Ｒ５を通してコンデンサＣ９，Ｃ１０を充電していく。そして、コンデンサＣ１０の充電電圧が時間経過とともに増加してトランジスタＴｒ２がオンし、スイッチング素子Ｓ２がオフとなる。以後、同様の動作を繰り返し自励発振を継続する。この回路はデッドタイムが変化しても各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン期間の時間幅を略一定にできる。
【００８２】
本実施形態の非接触電力伝達装置においても、コンデンサＣ２の容量値は、上述の式（１）を満たすように設定されている。すなわち、コンデンサＣ２の容量値は、
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^１／２＝１
の条件を満たすように設定されている。
【００８３】
図１８の回路においてコンデンサＣ２の容量値Ｃ２を０．０６２μＦ、コンデンサＣ１の容量値を０．０２２μＦとして負荷５の抵抗値を変化させて負荷電圧−負荷電流特性および負荷電力−負荷電流特性を測定した結果を図１９に示す。
【００８４】
図１９において負荷電流Ｉの最小負荷電流値Ｉminから最大負荷電流値Ｉmaxまでの負荷電流範囲における電圧変化率は０．４Ｖ／Ａ程度であり、実施形態１で説明した図３の出力特性における電圧変化率（０．６Ｖ／Ａ）よりもさらに改善されていることが分かる。この改善に関与した無負荷に近い負荷電流時の波形例と全負荷近くの電流時の波形例とをそれぞれ図２０，図２１に示す。ここに、図２０、図２１の（ａ）は１次巻線ｎ１の両端電圧Ｖ_Ｌ、（ｂ）はコンデンサＣ２の両端電圧Ｖ_Ｃ２、（ｃ）は負荷５に流れる負荷電流Ｉ、（ｄ）は負荷電圧Ｖ_５、をそれぞれ示す。
【００８５】
図２０の無負荷に近い負荷電流Ｉでは１次巻線ｎ１の電圧波形は台形波状で周波数が約７０ｋＨｚであり、図２１の全負荷時では１次巻線ｎ１の電圧波形が台形波状で周波数が約８０ｋＨｚになっている。要するに、周波数が自動的に１０ｋＨｚ程度変化しており、また、波形も自動的に立ち上がり時および立ち上がり時の傾きなどの形状の変化を実現できている。なお、このときの各スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２のオン時間は略４μｓで一定であった。
【００８６】
本実施形態では、上述のようにデッドタイムを設け、その期間を、共振を利用してその共振電圧の立ち上がり時間、立ち下り時間（いずれも共振の開始時点から電源電圧またはグランド電位にクランプされる時点までの時間）やその電圧波形を負荷に応じて自動的に変化できるようにする各回路定数の組み合わせは試行錯誤で見つけることができる。具体的には無負荷に近い状態の負荷と全負荷の波形を各々観測すれば、周期的にまたは波形的に適当に変化する定数の組み合わせを見出すことができる。
【００８７】
図１９の出力特性において負荷電流Ｉが最小負荷電流値Ｉminよりも小さい電流領域では負荷電圧Ｖ_５が大きくなっている。このようなことは実際よくあることなので、この最小負荷電流値Ｉminに相当する負荷電流が流れるように予めダミー負荷として抵抗などを出力端子（負荷接続端子）間に接続しておけばよい。
【００８８】
（実施形態４）
本実施形態の非接触電力伝達装置の基本構成は実施形態１および実施形態２と略同じであって、図２２に示すように、分離可能なトランスＴの１次巻線ｎ１へ高周波交流電圧を供給する駆動回路１としてプッシュプル型のインバータを用いた点に特徴がある。実施形態２と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００８９】
（実施形態５）
本実施形態の非接触電力伝達装置の基本構成は実施形態１および実施形態２と略同じであって、図２３に示すように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２に直列且つ還流用ダイオードＤＳ１，ＤＳ２に逆向きに接続されるダイオードＤｆ１，Ｄｆ２を設けて、１次巻線ｎ１の電圧が電源電圧やグランドレベルでクランプされないようにすることで共振電圧を正弦波状の波形として動作させる点に特徴がある。実施形態２と同様の構成要素には同一の符号を付して説明を省略する。
【００９０】
なお、本願発明の技術思想は、磁気結合度が低く漏れインダクタンスが大きい特性を必然的に有する分離可能なトランスを電力伝達に用いる非接触電力伝達装置に関するものであるが、磁気結合度を低下させた状態で使う固定式のトランスを電力伝達に用いる場合にも適用することができ、フィードバック制御回路を設けることなしに、広い範囲の負荷電流変化に対して負荷電圧の安定化を図れ、フィードバック制御回路を設けてもその追加部品の数やコストアップを少なくすることができる。
【００９１】
【発明の効果】
請求項１の発明は、１次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスと、該トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサとを備え、トランスの１次巻線に方形波状の高周波交流電圧を供給しトランスの２次巻線を通して負荷へ電力を供給する非接触電力伝達装置であって、負荷へ供給する負荷電流範囲の最大値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの両端電圧が極大値、極小値となる時点とが略一致し、負荷へ供給する負荷電流範囲の最小値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの放電が完了する時点とが略一致するように上記コンデンサの容量値が設定されてなるものであり、フィードバック制御回路を設けることなしに、つまり、回路を複雑化することなしに安価な回路構成で、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるから、負荷電流が大きく変化する負荷や負荷電圧が一定で負荷電流が異なる複数種類の負荷へ略一定の負荷電圧を供給することができるという効果がある。
【００９２】
ここで、請求項１の発明は、上記トランスの２次側換算された漏れインダクタンスをＬ０２、上記コンデンサの容量値をＣ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとするとき、
４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２）^１／２＝１
の条件式を満たすように回路定数が設定されているので、上記負荷電流範囲の最大値以下の負荷電流に対して出力電圧を定電圧化することができるという効果がある。
【００９３】
請求項２の発明は、請求項１の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すためのダミー負荷を負荷が接続される出力端子間に接続してあるので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すことができるという効果がある。
【００９４】
請求項３の発明は、請求項１または請求項２の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷へ流れる負荷電流が上記負荷電流範囲内のときに上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の周波数が自動的に変化するので、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるという効果がある。
【００９５】
請求項４の発明は、請求項３の発明において、上記駆動回路は、負荷電流が大きいほど上記高周波交流電圧の周波数が自動的に高くなることを特徴とし、請求項３の発明と同様の効果がある。
【００９６】
請求項５の発明は、請求項３または請求項４の発明において、上記駆動回路は、負荷電流の変化に対応するように上記高周波交流電圧の立ち上がり時間と立ち下がり時間との少なくとも一方が自動的に変化することにより上記高周波交流電圧の周波数が変化するので、請求項３または請求項４の発明と同様の効果がある。
【００９７】
請求項６の発明は、請求項５の発明において、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続された共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間は、上記共振用コンデンサとインダクタンス成分とによる共振電圧を利用して時間が決まるので、請求項５の発明と同様の効果がある。
【００９８】
請求項７の発明は、請求項１または請求項２の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷電流範囲において上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の波形が変化するので、請求項１または請求項２の発明と同様の効果がある。
【００９９】
請求項８の発明は、請求項７の発明において、上記高周波交流電圧は、負荷電流の増減に対応して当該高周波交流電圧の等価電圧振幅が増減するように電圧波形が変化するので、請求項７の発明と同様の効果がある。
【０１００】
請求項９の発明は、請求項１ないし請求項８の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、共振型のインバータよりなるので、請求項１ないし請求項８の発明と同様の効果がある。
【０１０１】
請求項１０の発明は、請求項９の発明において、上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共振用コンデンサを有する部分共振型のインバータであるので、ソフトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができる。
【０１０２】
請求項１１の発明は、請求項６または請求項１０の発明において、上記駆動回路は、当該駆動回路においてスイッチングされるスイッチング素子のオン時間が一定であり、部分共振が起こっている期間であって上記高周波交流電圧の電圧波形の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間において、負荷電流に対応して当該期間の時間と当該期間での電圧波形との少なくとも一方が変化するので、ソフトスイッチングを維持しながら、負荷電流の広い範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるという効果がある。
【０１０３】
請求項１２の発明は、請求項１１の発明において、上記インバータは、ハーフブリッジ型のインバータなので、トランスのコアの利用効率が高くなるという効果がある。
【０１０４】
請求項１３の発明は、請求項１１の発明において、上記インバータは、プッシュプル型のインバータなので、トランスのコアの利用効率が高くなるという効果がある。
【０１０５】
請求項１４の発明は、請求項１２の発明において、上記インバータは、上記トランスの１次巻線にそれぞれ磁気結合した帰還巻線及び補助巻線と、帰還巻線を通して制御端へ入力電圧が与えられる電圧駆動型のスイッチング素子と、補助巻線の両端間に接続され上記入力電圧を制御する充放電回路とを備え、補助巻線の誘起電圧による充電電圧が所定電圧に達したときに上記入力電圧を低下させて上記スイッチング素子をオフさせる自励式のインバータなので、負荷電流に対応してスイッチング素子のオフ期間に生じる１次巻線の電圧の共振状態の変化を利用して電圧の立ち上がり時間と立ち下り時間と波形とが変化するから、広い負荷電流範囲にわたって負荷電圧を定電圧化することができるという効果がある。
【０１０６】
請求項１５の発明は、請求項１ないし請求項１４の発明において、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すための抵抗を負荷が接続される出力端子間に接続してなるので、上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すことができ、負荷の負荷電流領域において出力電圧を自動的に定電圧化することができるという効果がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施形態１を示す要部回路図である。
【図２】 同上を説明するための出力特性図である。
【図３】 同上を説明するための出力特性図である。
【図４】 同上を説明するための動作説明図である。
【図５】 同上を説明するための動作説明図である。
【図６】 同上を説明するための動作説明図である。
【図７】 実施形態２を示す要部回路図である。
【図８】 トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。
【図９】 トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。
【図１０】 トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。
【図１１】 トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサの容量値と負荷電流との関係説明図である。
【図１２】 同上の他の構成例の要部回路図である。
【図１３】 同上の他の構成例の動作説明図である。
【図１４】 同上の他の構成例の動作説明図である。
【図１５】 同上の別の構成例の回路図である。
【図１６】 同上のさらに別の構成例の回路図である。
【図１７】 同上の動作説明図である。
【図１８】 実施形態３を示す回路図である。
【図１９】 同上の出力特性図である。
【図２０】 同上の動作説明図である。
【図２１】 同上の動作説明図である。
【図２２】 実施形態４を示す回路図である。
【図２３】 実施形態５を示す回路図である。
【図２４】 従来例を示す要部回路図である。
【図２５】 同上のトランスの概略構成図である。
【図２６】 同上の特性説明図である。
【図２７】 他の従来例を示す要部回路図である。
【図２８】 同上の等価回路図である。
【図２９】 同上の特性説明図である。
【符号の説明】
１ 駆動回路
２ 整流回路
５ 負荷
Ｃ２ コンデンサ
ｎ１ １次巻線
ｎ２ ２次巻線
Ｔ トランス

Claims (15)

1. １次巻線と２次巻線との間が分離可能なトランスと、該トランスの２次巻線に並列接続されたコンデンサとを備え、トランスの１次巻線に方形波状の高周波交流電圧を供給しトランスの２次巻線を通して負荷へ電力を供給する非接触電力伝達装置であって、負荷へ供給する負荷電流範囲の最大値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの両端電圧が極大値、極小値となる時点とが略一致し、負荷へ供給する負荷電流範囲の最小値が負荷電流として流れる回路状態において、上記１次巻線の両端電圧の極性反転時点と上記コンデンサの放電が完了する時点とが略一致するように上記コンデンサの容量値が設定されてなり、上記トランスの２次側換算された漏れインダクタンスをＬ０２、上記コンデンサの容量値をＣ２、上記高周波交流電圧の周波数をｆとするとき、
   ４・π・ｆ・（Ｌ０２・Ｃ２） ^１／２ ＝１
   の条件式を満たすように回路定数が設定されてなることを特徴とする非接触電力伝達装置。
2. 上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すためのダミー負荷を負荷が接続される出力端子間に接続してなることを特徴とする請求項１記載の非接触電力伝達装置。
3. 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷へ流れる負荷電流が上記負荷電流範囲内のときに上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の周波数が自動的に変化することを特徴とする請求項１または請求項２記載の非接触電力伝達装置。
4. 上記駆動回路は、負荷電流が大きいほど上記高周波交流電圧の周波数が自動的に高くなることを特徴とする請求項３記載の非接触電力伝達装置。
5. 上記駆動回路は、負荷電流の変化に対応するように上記高周波交流電圧の立ち上がり時間と立ち下がり時間との少なくとも一方が自動的に変化することにより上記高周波交流電圧の周波数が変化することを特徴とする請求項３または請求項４記載の非接触電力伝達装置。
6. 上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続された共振用コンデンサを備え、上記高周波交流電圧の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間は、上記共振用コンデンサとインダクタンス成分とによる共振電圧を利用して時間が決まることを特徴とする請求項５記載の非接触電力伝達装置。
7. 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記負荷電流範囲において上記トランスの２次側で負荷へ供給される出力電圧が定電圧化されるように上記高周波交流電圧の波形が変化することを特徴とする請求項１または請求項２記載の非接触電力伝達装置。
8. 上記高周波交流電圧は、負荷電流の増減に対応して当該高周波交流電圧の等価電圧振幅が増減するように電圧波形が変化することを特徴とする請求項７記載の非接触電力伝達装置。
9. 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、共振型のインバータよりなることを特徴とする請求項１ないし請求項８のいずれかに記載の非接触電力伝達装置。
10. 上記１次巻線へ上記高周波交流電圧を供給する駆動回路を備え、上記駆動回路は、上記１次巻線に並列接続され上記１次巻線との間で共振を起こす共振用コンデンサを有する部分共振型のインバータであることを特徴とする請求項９記載の非接触電力伝達装置。
11. 上記駆動回路は、当該駆動回路においてスイッチングされるスイッチング素子のオン時間が一定であり、部分共振が起こっている期間であって上記高周波交流電圧の電圧波形の立ち上がり期間と立ち下がり期間との少なくとも一方の期間において 、負荷電流に対応して当該期間の時間と当該期間での電圧波形との少なくとも一方が変化することを特徴とする請求項６または請求項１０記載の非接触電力伝達装置。
12. 上記インバータは、ハーフブリッジ型のインバータであることを特徴とする請求項１１記載の非接触電力伝達装置。
13. 上記インバータは、プッシュプル型のインバータであることを特徴とする請求項１１記載の非接触電力伝達装置。
14. 上記インバータは、上記トランスの１次巻線にそれぞれ磁気結合した帰還巻線及び補助巻線と、帰還巻線を通して制御端へ入力電圧が与えられる電圧駆動型のスイッチング素子と、補助巻線の両端間に接続され上記入力電圧を制御する充放電回路とを備え、補助巻線の誘起電圧による充電電圧が所定電圧に達したときに上記入力電圧を低下させて上記スイッチング素子をオフさせる自励式のインバータであることを特徴とする請求項１２記載の非接触電力伝達装置。
15. 上記負荷電流範囲の最小値より小さい負荷電流領域でも上記最小値以上の電流を流すための抵抗を負荷が接続される出力端子間に接続してなることを特徴とする請求項１ないし請求項１４のいずれかに記載の非接触電力伝達装置。

Images