JP2675387B2 - 光学式ディスクプレーヤの高域補正回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 （イ） 産業上の利用分野 本発明は、光学式ビデオディスクプレーヤに用いら
れ、ピックアップ及び伝送歪によって生じる高域周波数
劣化をベースバンドもしくはRF段にて補正する回路に関
する。

（ロ） 従来の技術 NTSCカラー映像信号を光学的に記録して成るビデオデ
ィスクレコードを光学再生する現行の光学式ビデオディ
スクプレーヤに付いては、例えば1986年11月１日付株式
会社アスキーより発行された“レーザーディスクテクニ
カルブック”に詳しく開示されている。

この光学式ビデオディスクレコードは、第２図及び第
３図（Ａ）に示す周波数スペクトル図に示す様にNTSCカ
ラー映像信号をシンクチップが7.6MHz、ペデスタルレベ
ルが8.3MHz、ホワイトピークが9.3MHzとなる様にFM変調
することにより4MHz〜13.5MHzの範囲に変調映像信号と
してFM偏移域と上側波帯と下側波帯とを記録している。
また、この光学式ビデオディスクレコードは、必ず２チ
ャンネルの音声信号にてそれぞれ2.3MHzのキャリアと2.
8MHzのキャリアをFM変調している。更にこのFM音声信号
の低域側には、コンパクトディスクレコードと同一フォ
ーマットのディジタル音声信号が周波数多重記録されて
いる。

また、近年映像に対する高細度化の要請が強まってい
るが、ディスクの回転速度を現行のまま、即ち中心周波
数を現行のままで、この高細度化に対応するためには、
映像信号の周波数帯域を広げることが必要となる。この
信号帯域の拡大方式としては、第３図の（Ｂ）乃至
（Ｄ）の３つの方法が考えられる。

第３図（Ｂ）では、FM音声信号を削除し、低域及び高
域共に広げる方式（第１の方式）、（Ｃ）ではFM音声信
号を現行のままにし、高域のみを広げてそのエネルギー
を２倍とする方式（第２の方式）、（Ｄ）ではFM音声信
号を削除し、低域のみを広げてそのエネルギーを２倍と
する方式（第３の方式）が夫々示されているが、第２及
び第３の方式については、ディスクへの記録時にRF段階
での処理が第１の方式に比べ複雑となり、図に示す如き
周波数特性を満足するフィルタを実現することが技術的
に不可能であるため、通常第１の方式を採用して高細度
化を実現することが最適と言える。

ところで、通常のピックアップを用いて光学的に信号
再生を行う場合に、レーザー光のスポットがディスクの
ピット幅より大きいため、信号検出の分解能が落ち、第
４図に示す様に再生RF信号の高域成分が劣化する。この
傾向は例えば角速度一定のCAVディスクではディスク内
周に近づくにつれて、また周波数が高くなるにつれて顕
著である。ここで、CAVディスクの内周側ほど劣化が著
しいのはCAVディスクでは、線速度が内周から外周で10.
75m/s〜32m/sと変化しており、このためにピットの長さ
が同一の信号でも外周の方が長く、最外周では最内周の
３倍の長さとなっていることによる。尚、線速度一定の
CLVディスクでは、全周に亘ってCAVディスクの内周と同
一の高域劣化が生じる。

上述の如く、ピックアップからのRF信号では、高域で
の周波数特性の劣化が著しいため、従来は前記した“レ
ーザーディスクテクニカルブック”のP77乃至P79、ある
いは特開昭61−80603号（G115/035）に開示され、第５
図に示される様にRF信号の高域成分を持ち上げる高域増
幅補正を行う高域増幅補正回路をリミッタの前段に挿入
して対処している。即ち、CAVディスクの再生時に、デ
ィスクの径方向の位置に応じて第６図に示す様なRF補正
特性を有するRF補償器にて高域を持ち上げでおり、実際
には、CAVディスクの内周及びCLVディスクの全域に亘っ
て高域を持ち上げている。

（ハ） 発明が解決しようとする課題 前記従来技術では、RF補償器のRF補正特性は、再生位
置が大概ディスク内周から外周かをアドレスを用いて検
出し、この検出結果より予め複数種類容易された補償量
を第６図の乃至の様に段階的に切換えているに過ぎ
ず、刻々と変化する再生位置に対応してRF補正特性を微
妙に変化させて最適な補正を行うことは困難である。特
に前述の如く高細度化を実現するビデオディスクレコー
ドの如く、高域側に信号記録帯域が広がり高域劣化の影
響が顕著に生じる場合には対応できなくなる。

（ニ） 課題を解決するための手段 本発明は、記録トラックの再生方向に対して先行する
先行側光検出手段と後行する後行光検出手段とから成る
多分割光検出手段と、先行側及び後行側光検出手段出力
の位相差あるいは周波数差を検出する時間差検出回路
と、多分割光検出手段により得られる再生FM信号をFM復
調するFM復調回路と、を備えた光学式ビデオディスクプ
レーヤに、FM復調回路出力の高域成分のみを第１補正量
だけ増幅される高域補正回路、あるいは、再生FM信号の
高域周波数成分を第２補正量だけ増幅補正する高域補正
回路を配設し、時間差検出回路出力に応じて第１または
第２補正量を変化させることを特徴とする。

（ホ） 作用 本発明は上述の如く構成したので、ディスク径方向に
於ける再生位置に応じてベースバンドあるいはRF段での
高域劣化分に対する補正量を、刻々と微妙に変化させ得
るため、高精度な周波数特性の補正が可能となる。

（ヘ） 実施例 以下、図面に従い本発明の一実施例について説明す
る。

第１図は本実施例の全体の回路ブロック図である。
（３）はピックアップを構成する４分割センサーであ
り、ディスクのトラックの接線方向、即ちピットの進行
方向（矢印Ｑ）に対して先行する先行側フォトダイオー
ド（D1）（D2）と後行側フォトダイオード（D3）（D4）
より成る。

先行側フォトダイオード（D1）（D2）の光電変換出力
は加算器（４）に入力されて加算され、また後行側フォ
トダイオード（D3）（D4）の光電変換出力は加算器
（５）にて加算される。

加算器（５）出力は、固定遅延回路（６）にて予め決
定された固定の遅延時間（t1）だけ遅延された後に加算
器（７）に入力され、また加算器（４）出力は可変遅延
回路（８）を通って遅延時間（Ｔ）だけ遅延されて加算
器（７）に入力され、固定遅延回路（６）出力と加算さ
れて再生RF信号となる。

また、可変遅延回路（８）の遅延出力は、同一周波数
の２つの信号の位相を比較する際に通常用いられる90゜
移相器（９）にて予め90゜移相された後に、位相比較器
（10）にて固定遅延回路（６）出力と位相比較され、こ
の比較出力がLPF（200）を経て、両者の比相差に対応し
た制御信号（SC）として可変遅延回路（８）に負帰還さ
れる。ここで、LPF（200）は位相比較器（10）からの高
周波信号の変化を積分動作により緩やかにする働きを為
している。

第14図は、加算器（５）出力と可変遅延回路（８）出
力との間に（t₀）の位相差がある場合の第１図の各回路
出力信号波形を示しており、第14図中の（ａ）乃至
（ｇ）は第１図の点ａ乃至点ｇでの信号波形を示す。
尚、この時、固定遅延回路（６）による遅延時間はゼロ
であるとする。

可変遅延回路（８）は、この制御信号（SC）に応じて
遅延時間（Ｔ）が連続的（アナログ的）に変化し、常に
位相差がゼロ、即ち両遅延回路（６）（８）出力が全く
同位相となる様に遅延時間（Ｔ）の制御が為される。
尚、固定遅延回路（６）は、可変遅延回路（８）の最少
遅延量による制御範囲ズレを修正するために付加された
ものであり、これを省略して、可変遅延回路（８）出力
と加算器（５）出力が、全く同位相となる様に可変遅延
回路の遅延時間（Ｔ）を制御してもよい。

この様に可変遅延回路（８）の遅延時間（Ｔ）を制御
して両遅延回路（６）（８）出力を全く同位相とするこ
とにより、電気的な信号処理上の等価的ビームスポット
径を従来の半分とでき、線速度の相違やフォーカスサー
ボエラーに起因する零点移動及び高域周波数成分の烈火
を従来に比べ軽減することが可能となる。

ここで、上述の零点移動及び高域周波数成分の劣化に
ついて更に詳述すると、通常の光学式ディスクプレーヤ
用のピックアップは、半導体レーザー、対物レンズ、光
検出器及び各種光学素子にて構成され、半導体レーザか
ら発せられたレーザービームは、対物レンズにてディス
クの記録トラック上に焦束照射され、ディスクのピット
形状に応じた反射光が再び対物レンズを経てピックアッ
プ内に入射され、光検出器に照射されて光電変換され再
生信号が得られる。

通常、この光検出器（３）は第18図に示す様に記録ト
ラックの再生方向、即ちピットの進行方向に関して先行
するフォートダイオード（D1）（D2）と後行するフォト
ダイオード（D3）（D4）の４分割センサーにて構成さ
れ、これらのフォトダイオードに映る光の像を光電変換
することにより再生信号が得られる。即ち、先行側のフ
ォトダイオード（D1）（D2）の光電変換出力を加算器
（52）にて加算し、同時に後行側のフォトダイオード
（D3）（D4）の光電変換出力を加算器（53）にて加算
し、これらの両加算結果を更に加算器（54）にて加算し
て４個のフォートダイオードの出力を全て加算して再生
信号を合成している。

前述のピックアップの絞り込んだビームスポット直径
は、通常、半導体レーザー光の波長（λ_０＝780nm）と
対物レンズの開口数（NA＝0.53）より次式の如く求ま
る。

ビーム径＝λ０÷NA ＝780（nm）÷0.53≒1.5μｍ ここで、実際にはビームスポット内の光量が中心部と
周辺部とで第19図に示す様に異なるので、説明を簡略化
するために光量が3dBダウンする0.5μｍのビームスポッ
トの半径、即ちビームスポット径（直径）が1.0μｍと
してビーム内で光量が一定であると仮定すると、このビ
ームスポット径で第18図の回路構成による再生が不能と
なる限界の周波数（F_MAX）は、第20図（Ａ）（Ｂ）
（Ｃ）（この第20図において、（B1）（B2）（B3）（B
4）はフォトダイオード（D1）（D2）（D3）（D4）のビ
ームスポット上における分割領域を示している）に示す
様に再生中にレーザービーム（55）とピット（56）とが
とり得る様々な位置関係より、ピット長（ｌ）がビーム
スポット径（Ｌ）の半分即ちビームスポットの半径と等
価となった時を想定することにより求められる。つま
り、ビームスポットの直系が記録されているパルス信号
の１波長に相当する時の周波数がF_MAXになると考えら
れ、 F_MAX＝（ディスクの線速度）／（ビームスポット径） の式が成立する。

従って、例えばCLVディスクでは、線速度は常に10.7m
/sで一定であるので、 F_MAX＝10.7（m/s）÷10（μｍ）＝10.7MHz と算出される。

またCAVディスクでは、線速度はディスクの径方向の
位置に応じて10.7m/s〜32m/sに変化するため F_MAX＝（10.7m/s〜32m/s）÷1.0μｍ ＝10.7〜32MHz となる。

従って、ビームスポット径を1.0μｍ、線速度を10.7m
/sとした場合の周波数特性は、第２図の実線の如く、1
0.7MHzに零点ができることになる。この零点はディスク
の線速度に応じて変動することになり、言い換えると再
生信号の高域周波数成分が線速度により変調を受けるこ
とになる。

そこで、上述の如く先行側フォトダイオード（D1）
（D2）出力と後行側フォトダイオード（D3）（D4）出力
とを常に同位相とし、電気的な信号処理上の等価的ビー
ムスポット径を従来の半分にすることにより、電気的な
信号処理の面から見たビームスポットとピット（56）と
の位置関係は、第21図に示す様になる。つまり、電気的
にビームスポットの先行側フォトダイオードにて検出さ
れる部分が後行側の部分に重なり、周波数特性は第22図
の鎖線の如くなり、零点は10.7MHzから10.7×2MHzに移
動して、現行のレーザービジョンの使用周波数帯域
（Ｗ）から脱出させることが可能となり、周波数特性の
向上が図られることになる。

第２図の様な記録信号の周波数スペクトラムを有する
現行のレーザービジョンのビデオディスク（LVディス
ク）や、映像信号の帯域幅が4.2MHz（NTSC方式）から6M
Hzに拡大された、より高細度なカラー映像信号（EDTV）
を第23図の様な周波数スペクトラムにてFM変調記録され
たEDTV用LVディスク（EDLV）の再生時に周波数特性劣化
を抑えるのに有効であることは言うまでもなく、更に現
行4:3のアスペクト比を5:3にして画像のワイド化を図る
ために、EDTVの映像信号帯域幅6.0（MHz）を5/4倍して
7.5MHzの帯域を要する画像のワイドスクリーン化を為し
たカラー映像信号（ワイド化されたEDTV）を、第24図に
示す様な周波数スペクトラムにてFM変調して記録したワ
イド化されたEDLVの映像FM搬送波帯（Ｒ）も一点鎖線の
特性により十分にカバーされ再生可能となる。

次に、第15図に、位相比較器（10）及び可変遅延回路
（８）の具体的構成の一例を示す。この図において、可
変遅延回路（８）は、コイル（L1）（L2）（L3）（L4）
（L5）、コンデンサ（C20）（C21）及び可変容量ダイオ
ード（VC1）（VC2）（VC3）を含む。コイル（L1）乃至
（L5）及びコンデンサ（C20）（C21）並びに可変容量ダ
イオード（VC1）乃至（VC3）は、５段のLC遅延線を構成
する。LC遅延線の遅延時間は、コイルのインダクタンス
及びコンデンサの容量により決定される。可変容量ダイ
オード（VC1）乃至（VC3）はカソードに印加される電圧
値により容量値が変化する。

コンデンサ（C22）は、位相比較器（10）からの比較
出力に応じて、可変容量ダイオード（VC1）乃至（VC3）
のカソードへの印加電圧を調整する。より具体的に説明
すると、位相比較器（10）の比較出力は、電流信号であ
り、この電流値に応じてコンデンサ（C22）は充放電す
ることにより、可変容量ダイオード（VC1）乃至（VC3）
のカソードへの印加電圧を制御すると共に、位相比較器
（10）の出力信号を平滑化し、位相差に応じた直流電圧
を可変容量ダイオード（VC1）乃至（VC3）へ与える。可
変容量ダイオード（VC1）乃至（VC3）のカソードには、
一定電圧（V_B）が印加されるが、これは可変容量ダイオ
ード（VC1）乃至（VC3）への印加電圧をバイアスするた
めである。これにより可変容量ダイオード（VC1）乃至
（VC3）の容量値を位相差に応じて増減させることがで
き、可変遅延回路（８）の遅延時間を増減させることが
できる。可変容量ダイオード（VC1）乃至（VC3）のカソ
ードへの印加電圧が一定電圧（V_B）の時に所定の遅延時
間L/2V（v:ディスク内周の線速度、L:ビームスポットの
直径）となる。印加電圧がV_Bより大きくなると、可変容
量ダイオード（VC1）乃至（VC3）の容量値が小さくな
り、遅延時間が所定値より短くなる。印加電圧がV_Bより
小さくなると遅延時間が所定値よりも長くなる。

加算器（４）出力は、入力段のPNPトランジスタ（T3
0）を介して遅延線へ印加される。PNPトランジスタ（T3
0）はコレクタ接地のエミッタフォロア構成であり、出
力抵抗（R41）を介して遅延線入力段のコイル（L1）に
信号を伝達する。遅延線の出力は出力バッファのPNPト
ランジスタ（T31）を介して加算器（７）及び位相比較
器（10）へ伝達される。PNPトランジスタ（T31）は、エ
ミッタフォロア、コレクタ接地構成であり、そのエミッ
タは出力抵抗（R44）及びコンデンサ（C22）を介して加
算器（７）の入力段に結合される。抵抗（R40）及び（R
43）はPNPトランジスタ（T30）（T31）のエミッタ電位
をバイアスする。

位相比較器（52）は、３対の差動的に動作する様に接
続されたNPNトランジスタ（T1）乃至（T6）を含む。ト
ランジスタ（T1）のコレクタはトランジスタ（T3）のコ
レクタと接続され、トランジスタ（T2）のコレクタはト
ランジスタ（T4）のコレクタと接続される。またトラン
ジスタ（T1）と（T2）のエミッタ同士が、更にトランジ
スタ（T3）と（T4）のエミッタ同士が接続される。一
方、トランジスタ（T1）（T2）のエミッタは、トランジ
スタ（T5）のコレクタに、トランジスタ（T3）（T4）の
エミッタはトランジスタ（T6）のコレクタに接続され
る。

トランジスタ（T5）（T6）のエミッタは定電流回路に
接続される。この定電流回路はカレントミラー構成を有
し、NPNトランジスタ（T11）（T12）及び抵抗（R25）
（R26）により構成される。トランジスタ（T11）のベー
スはコレクタと接続され、トランジスタ（T11）のコレ
クタはバイアス抵抗（R12）を介して定電圧（V_A）に接
続され、そのエミッタが抵抗（R26）を介して接地され
る。トランジスタ（T12）はコレクタがトランジスタ（T
5）（T6）のエミッタに接続され、そのエミッタが抵抗
（R26）を介して接地される。トランジスタ（T12）に
は、トランジスタ（T11）が流れる電流と同一電流が流
れる。

位相比較器（10）の２つの入力段として、NPNトラン
ジスタ（T14）乃至（T18）を有する。トランジスタ（T1
5）（T14）はダーリントン接続され増幅段を形成する。
加算器（５）出力はコンデンサ（C1）を介してトランジ
スタ（T15）のベースに与えられる。トランジスタ（T1
5）のベースには抵抗（R10）及び（R21）によりバイア
ス電圧が印加される。トランジスタ（T15）のエミッタ
はコンデンサ（C6）及び抵抗（R22）（R23）が接続され
る。コンデンサ（C6）と抵抗（R22）とは直列に接続さ
れる。コンデンサ（C6）、抵抗（R22）（R23）はトラン
ジスタ（T15）のエミッタ接地増幅率を規定する。

トランジスタ（T14）のエミッタ出力は、抵抗（R
1）、コンデンサ（C1）を介してトランジスタ（T1）及
び（T4）のベースに伝達され、且つ抵抗（R2）、コンデ
ンサ（C2）を介してトランジスタ（T2）（T3）のベース
へ伝達される。抵抗（R2）、コンデンサ（C2）により加
算器（５）の出力信号位相が45゜遅らせられる。抵抗
（R1）及びコンデンサ（C1）は、トランジスタ（T14）
出力と関係なく、一定のバイアス電位をトランジスタ
（T1）（T4）のベースへ与える。

他方の入力段は、NPNトランジスタ（T16）（T17）を
含む。これらのトランジスタ（T16）（T17）はダーリン
トン接続され増幅暖を構成する。可変遅延回路（８）の
出力信号はコンデンサ（C5）を介してトランジスタ（T1
6）のベースへ印加される。トランジスタ（T16）のエミ
ッタにはコンデンサ（C7）、抵抗（R30）（R31）が接続
され、これらの合成インピーダンスによりトランジスタ
（T16）のエミッタ接地増幅率が決定される。トランジ
スタ（T17）のエミッタ出力は、コンデンサ（C3）を介
してトランジスタ（T6）のベース及び抵抗（R4）の一方
端へ伝達される。抵抗（R4）の他方端はNPNトランジス
タ（T18）のエミッタに接続されると共に、抵抗（R27）
を介して接地される。トランジスタ（T18）のエミッタ
には、抵抗（R4）と並列に抵抗（R3）が接続される。ト
ランジスタ（T18）のエミッタは抵抗（R3）を介してト
ランジスタ（T5）のベースに接続される。抵抗（R3）と
並列にコンデンサ（C3）が、抵抗（R3）とトランジスタ
（T5）との間に接続され、トランジスタ（T5）（T6）へ
ベース電流を供給する。トランジスタ（T18）のベース
には、バイアス抵抗（R17）（R28）及びバイアスコンデ
ンサ（C8）が接続される。コンデンサ（C3）、抵抗（R
4）からなる移相段は、可変遅延回路（８）の出力信号
の位相を45゜進ませる。トランジスタ（T5）のベースに
は、コンデンサ（C4）及び抵抗（R3）により、コンデン
サ（C3）出力と関係なく、一定のバイアス電位が印加さ
れる。

比較器（10）の出力段はPNPトランジスタ（T7）乃至
（T10）を含む。トランジスタ（T7）（T8）はカレント
ミラー回路を構成し、ダイオード接続されたトランジス
タ（T7）のコレクタは、トランジスタ（T1）（T3）のコ
レクタに接続される。トランジスタ（T9）（T10）はカ
レントミラー回路を構成し、ダイオード接続されたトラ
ンジスタ（T9）のコレクタは、トランジスタ（T2）（T
4）のコレクタに接続される。そして、トランジスタ（T
10）のコレクタより位相差検出信号が出力される。

トランジスタ（T7）乃至（T10）から成るカレントミ
ラー回路の各々は、更にカレントミラー型定電流回路へ
接続される。このカレントミラー型定電流回路は、NPN
トランジスタ（T19）（T20）及び（T21）により構成さ
れる。トランジスタ（19）のベースは、トランジスタ
（T20）のコレクタに接続され、トランジスタ（T19）の
エミッタは、トランジスタ（T20）（T21）のベースに接
続される。トランジスタ（T20）のコレクタは、トラン
ジスタ（T8）のコレクタに接続され、トランジスタ（T2
1）のコレクタはトランジスタ（T10）のコレクタに接続
される。トランジスタ（T19）により、トランジスタ（T
20）（T21）のベースは常に同一のバイアスが印加され
るので、トランジスタ（T20）（T21）のエミッタ電流は
同一値となる。

次に簡単に動作について説明する。

可変遅延回路（８）の出力信号及び加算器（５）から
の信号は夫々トランジスタ（T16）（T17）及びトランジ
スタ（T15）（T14）で増幅された後に、移相段及び位相
検波段へ与えられる。トランジスタ（T5）及び（T6）
は、可変遅延回路（８）の出力信号に応答して、いずれ
か一方がオン状態となる。同様に、トランジスタ（T1）
（T4）とトランジスタ（T2）（T3）のいずれか一方の対
のトランジスタがオン状態となる。

トランジスタ（T4）とトランジスタ（T6）またはトラ
ンジスタ（T2）とトランジスタ（T5）とが同時にオン状
態となった時にのみ、トランジスタ（T10）にコレクタ
電流が流れる。このトランジスタ（T10）のコレクタ電
流はコンデンサ（C22）を充電し、このコンデンサ（C2
2）の電位を上昇させる。このコレクタ電流が流れる時
間は、トランジスタ（T6）及びトランジスタ（T2）（T
3）の夫々へ与えられる被比較信号の位相差に対応す
る。従って、この位相差が90゜より小さい程、コンデン
サ（C22）への電流注入量が多くなり、コンデンサ（C2
2）の電位が高くなる。これより可変容量ダイオード（V
C1）乃至（VC3）の容量値が小さくなり、可変遅延回路
（８）の遅延時間が短くなる。

一方、トランジスタ（T8）にコレクタ電流が流れるの
は、トランジスタ（T1）及びトランジスタ（T5）または
トランジスタ（T3）及びトランジスタ（T6）が同時にオ
ン状態になった時である。また、トランジスタ（T8）の
コレクタ電流はトランジスタ（T20）を流れる。トラン
ジスタ（T20）及び（T21）は、カレントミラー回路を構
成しているため、トランジスタ（T21）にもトランジス
タ（T20）即ちトランジスタ（T8）と同一の電流が流れ
る。このトランジスタ（T21）を流れる電流はコンデン
サ（C22）から与えられる。この結果、コンデンサ（C2
2）は放電により、その電位が低下し、可変容量ダイオ
ード（VC1）乃至（VC3）の容量値が大きくなり、可変遅
延回路（８）の遅延時間が長くなる。

トランジスタ（T8）と（T10）とは、択一的にコレク
タ電流を流す。このトランジスタ（T8）（T10）がコレ
クタ電流を供給する時間は、被比較信号の位相差により
決定される。即ち、90゜移相器（９）出力と加算器
（５）出力とが位相差90゜の時、トランジスタ（T8）と
トランジスタ（T10）の夫々のオン時間が同一となり、
その位相差が90゜より小さくなると、トランジスタ（T1
0）のオン時間がトランジスタ（T8）のオン時間よりも
長くなる。また逆に90゜より大きくなるとトランジスタ
（T8）のオン時間の方が長くなる。これにより90゜移相
器（９）出力と加算器（５）出力の位相差が90゜より小
さくなると可変遅延回路（８）の遅延時間が短くされ、
90゜よりも大きくなるとその遅延時間が長くされる。こ
うして常に移相器（９）の出力と加算器（５）の出力と
を位相差90゜とすることができる。尚、90゜移相器
（９）は、抵抗（R2）及びコンデンサ（C2）から成る45
゜移相段と、抵抗（R4）及びコンデンサ（C3）から成る
45゜移相段により構成される。

従って、可変遅延回路（８）の出力信号の位相が加算
器（５）の出力信号の位相よりも進んでいる場合、換言
すると、可変遅延回路（８）の遅延時間が所要値よりも
短い場合に、90゜移相器（９）の出力信号の位相と加算
器（５）の出力信号の位相との差は90゜よりも大きくな
り、可変遅延回路（50）の遅延時間は位相比較器（10）
により長くされ、逆の場合、この遅延時間は短かくされ
る。

ここで、CAVディスクの場合、ディスク再生位置が内
周ほど線速度が小さく、加算（４）及び（５）の出力位
相差はディスク内周ほど大きい。このため、可変遅延回
路（８）の遅延時間は、ディスク外周ほど小さくする必
要がある。この場合、ディスク外周に向かうにつれて可
変遅延回路の出力信号は加算器（５）の出力信号より位
相が遅れ易くなるので、90゜移相器（９）出力と加算器
（５）の出力の位相差は90゜より小さくなり、位相比較
器（10）により遅延時間は短くされる。これによりCAV
ディスク再生時には、ディスク内周から外周に向かって
可変遅延回路（８）の遅延時間を短くすることができ
る。この時、可変遅延回路（８）のコンデンサ（C22）
の充電殿域はディスク外周へ向かうほど高くなる。

上述の如き構成により、可変遅延回路（８）の出力信
号と後行側の加算器（５）の出力信号とを常に同一位相
とすることができ、再生信号の高域を拡張することがで
きる。

尚、上記実施例では、信号の位相差を検出して、加算
器（４）出力の遅延時間を制御しているが、第16図に示
す様に、信号の周波数差を検出して遅延時間を決定する
こともできる。即ち、先行側フォトダイオード（D1）
（D2）及び後行側フォトダイオード（D3）（D4）の出力
信号はFM信号であるので、加算器（５）と可変遅延回路
（８）の出力信号の周波数差を周波数差検出回路（20
1）を用いて検出すれば、両出力信号の時間差を検出す
ることができる。従って、この周波数差検出信号を制御
信号として可変遅延回路（８）の遅延時間を調整すれ
ば、先行側フォトダイオード（D1）（D2）の出力と後行
側フォトダイオード（D3）（D4）出力との時間差を０に
することができる。

第17図にこの周波数差検出回路（201）の具体的構成
の一例を示す。図中、周波数差検出回路（201）は、可
変遅延回路（８）からの信号を受け、受けた信号の周波
数を電圧信号に変換する周波数−電圧変換器言（202）
と、加算器（５）からの信号の周波数を電圧信号に変換
する周波数−電圧変換器（203）と、周波数−電圧変換
器（202）（203）からの信号電圧差を検出し、増幅する
増幅器（204）とを含む。増幅器（204）は例えば演算増
幅器で構成され、変換器（202）（203）の信号電圧差に
等しい信号を導出してLPF（200）へ与える。

上述の如く、加算器（５）と可変遅延回路（８）の両
出力の位相差検出（あるいは周波数差検出）により可変
遅延回路（８）の遅延時間を制御して両出力の時間差を
零にした後に加算することにより、スポット径を電気的
に従来の1/2にして高域成分の再生が一応は可能となっ
たが、加算器（７）からの再生RF信号の高域成分の劣化
は避けられず、しかも、この劣化量はCAVディスク再生
時には再生位置のディスク径方向への変化に応じて変化
する。そこで、この劣化を補償するために、加算器
（７）出力は高域補正回路（12）に入力される。高域補
正回路（12）は、具体的には第７図に示す様な回路構成
を有している。即ち、高域のみを増幅するための第１ト
ランジスタ（Tr1）を中心に構成され、この第１トラン
ジスタのエミッタ側には抵抗値（Ｒ）の抵抗（30）と、
この抵抗（30）と並列に可変容量ダイオード（Ｄ）が接
続されている。ここで、可変容量ダイオード（Ｄ）のア
ノードは、第１トランジスタ（Tr1）のエミッタに、ま
たカソードは後述のレベルシフト回路（23）に接続さ
れ、レベルシフト回路（23）出力がカソードに供給され
る。

第１トランジスタ（Tr1）のコレクタは第２トランジ
スタ（Tr2）のベースに接続され、また電源電圧（＋Vc
c）線間に抵抗値（RC）の抵抗（31）が、接続されてい
る。また第１トランジスタ（Tr1）のベースには、抵抗
（85）（86）によりバイアス電位が印加される。

第２トランジスタ（Tr2）は全域に亘って増幅を為す
出力用トランジスタであり、ベースは第１トランジスタ
（Tr1）のコレクタが、エミッタには出力端子（35）
が、コレクタには電源電圧（＋Vcc）線路が接続されて
いる。

尚、第１トランジスタ（Tr1）のベースに接続された
コンデンサ（33）は、入力端子（34）から入力される再
生RF信号、即ち再生FM信号波のみの通過を許容するため
に挿入されている。

第７図に示す回路はエミッタピーキング方法と呼ば
れ、可変容量ダイオード（Ｄ）により高域の負帰還率が
低下され、これにより高域の補償を行う方法である。以
下に、この回路の動作について説明する。

第１トランジスタ（Tr1）のコレクタには、配線容量
（Ｃ）（第７図に鎖線で示す）が不可避的に存在する。
この状態で、レベルシフト回路（23）出力が印加される
と、この出力の電圧レベルが可変容量ダイオード（Ｄ）
の逆方向電圧となり、これに応じて可変用ダイオード
（Ｄ）の静電容量（Ce）が決定する。この時、第１トラ
ンジスタ（Tr1）のコレクタの負荷インピーダンス（Z
c）は、抵抗（31）と寄生容量（Ｃ）との並列インピー
ダンスとなり、抵抗値（Rc）と容量値（Ｃ）にて決定さ
れ、また、この負荷インピーダンス（Zc）と、抵抗（R
e）と静電容量（Ce）にて決まるエミッタ側のインピー
ダンス（Zc）との間にZc/Ze＝一定という関係が満足さ
れると、この第１トランジスタ（Tr1）の電圧利得を一
定にすることができ、電圧利得の高域低下を補償するこ
とが可能となる。即ち、抵抗値（Rc）（Re）及び（Ce）
を適当な値に設定すると、第８図に示す様に第１トラン
ジスタ（Tr1）によるエミッタピーキングの周波数特性
が得られる。

この第８図において、実線（ａ）はCe＝０でピーキン
グが生じていない場合を示し、この状態より容量（Ce）
が徐々に大きくなると鎖線（ｂ）の如くピーキング効果
が現れて、RcC＝ReCeの時、実線（ｃ）の如くフラット
な周波数特性が得られ、更に容量（Ce）を大きくする
と、鎖線（ｄ）の如く高域が持ち上がって高域成分を過
補償させるべき高域にピークを生じさせることが可能と
なる。従って、レベルシフト回路出力の電圧レベルを変
化させ、容量（Ce）を変化させることにより、第１トラ
ンジスタ（Tr1）のベースに入力されるRF信号の高域成
分のみを増幅することが可能となる。

一方、レベルシフト回路（23）は位相比較器（10）ま
たは周波数差検出回路（201）からの制御信号（SC）に
応じて、可変容量ダイオード（Ｄ）の容量（Ce）を最適
値に設定できる電圧レベルの出力を発するものである。
このレベルシフト回路（23）の具体例としては、第15図
のコンデンサ（C22）の充電電位を制御信号（SC）とす
ることにより、エミッタフォロア構成のトランジスタに
より容易に構成することができる。即ち、コンデンサ
（C22）の充電電位は、CAVディスクの再生位置が内周ほ
ど低くなるため、この充電電位を所定ゲインで増幅して
出力する様に構成すればよい。この様に構成することに
よって、レベルシフト回路（23）の出力電圧レベルは、
CAVディスクの内周再生時には低く、外周再生時には高
く、内周から外周に向かうについて徐々に高くなる。ま
たCLVディスクの再生時には、ディスク全周に亘ってCAV
ディスクの最内周再生時と同程度に維持される。即ち、
CAVディスクの内周側を再生している時には、可変遅延
回路（８）の遅延時間を大きくする様な電圧値に、制御
信号（SC）の電圧値が保持され、この制御信号（SC）に
応じてレベルシフト回路（23）の出力電圧は小さくな
る。これにより、可変容量ダイオード（Ｄ）の逆方向電
圧が小さくなり、この可変容量ダイオード（Ｄ）の静電
容量（Ce）は大きくなり、第８図のエミッタピーキング
の周波数特性の（ｄ）の如く高域成分の増幅利得が持ち
上がることになる。この結果、再生FM信号の高域成分の
レベルが高くなり、RF段において高域劣化が顕著な内周
での高域成分の補正量は外周に比べ大きくなる。

また再生位置がディスク内周から外周に向かうにつれ
て、先行側フォトダイオード（D1）（D2）出力と後行側
フォトダイオード（D3）（D4）出力間の位相差または周
波数差は徐々に小さくなり、制御信号（SC）の電圧レベ
ルもこれに対応して変化し、レベルシフト回路（23）の
出力電圧は徐々に高くなり、可変容量ダイオード（Ｄ）
の逆方向電圧が大きくなり、可変容量ダイオード（Ｄ）
の静電容量（Ce）は徐々に小さくなり、高域補正回路
（12）の補正量も徐々に小さくなる。

尚、再生位置がディスク最外周位置である時の周波数
特性は、第８図の実線（ｃ）の如く略平坦であり、補正
量は極めて小さくなる。またCLVディスク再生時には、
全周に亘ってCAVディスクの最内周位置を再生している
場合と略同一の最大の補正量となる。

以上の如く、高域補正回路（12）を通過することによ
り最適な高域補正が施された再生RF信号は、切換スイッ
チ（14）を介して狭帯域BPE（15）または広帯域BPF（1
6）を通過し、切換スイッチ（17）を介して、後段のリ
ミッタ（18）に入力される。狭帯域BPF（15）は第３図
（Ａ）に周波数スペクトラムが示された現行の光学式ビ
デオディスクレコード（以下、LDと称す）のRF信号を抜
き取るためのものであり、広帯域BPF（16）は第３図
（Ｂ）の高細度化ビデオディスクレコード（以下EDLDと
する）のRF信号を抜き取るためのもので、また切換スイ
ッチ（14）（17）はシステムコントロール回路から供給
されるEDLD/LD切換信号（SL）にて同期して切換えが為
され、再生しようとするディスクレコードがLDの場合に
は、RF信号を狭帯域BPA（15）に入力し、このBPF（15）
出力をリミッタ（18）に供給する側に切換わり、EDLDの
場合には、RF信号を広帯域BPF（16）に入力し、このBPF
（16）出力をリミッタ（18）に供給する側に切換わる。

切換スイッチ（17）からのRF信号は、リミッタ回路
（18）を経て、キャリア（Ca）を中心として各周波帯域
の成分が上下対称に平均化される。

このリミッタ（18）出力は、FM検波回路（20）にてFM
検波され更にLPF（21）を経て、ベースバンドの映像信
号にFM復調して出力される。尚、LPF（21）のカットオ
フ周波数は、ベースバンドの映像信号の通過のみを許容
する様に設定されている。

第９図及び第10図は、夫々CAVディスク内周及び外周
を再生する際の第１図の回路ブロック図の各部の信号の
周波数スペクトラムを示すものであり、（Ａ）は加算器
（７）出力を示し、図中（Ca）はキャリア、（Ｌ）は下
側サイドバンド成分、（Ｈ）は上側サイドバンド成分で
ある。第９図（Ａ）と第10図（Ａ）を比較すると、上側
サイドバンド成分（Ｈ）の劣化は、内周再生時の第９図
（Ａ）に顕著である。

（Ｂ）は高域補正回路（12）出力を示しており、前述
の高域成分の補正が為されている。第９図（Ｂ）と第10
図（Ｂ）を較すると、補正量は第９図（Ｂ）の方が大き
くなっており、上側サイドバンド成分（Ｈ）は共に略等
しいレベルになっている。

（Ｃ）はリミッタ回路（18）出力であり、補正後の再
生RF信号がキャリア（Ca）を中心にして上下サイドバン
ド成分（Ｈ）（Ｌ）を平均化して出力されており、
（Ｄ）はFM検波回路（20）出力を示している。

第11図は、他の実施例で、RF段で高域補正に代えて、
FM復調されたベースバンドの映像信号に直接的に高域補
正を施す回路ブロック図を示すもので、第１図と同一部
分には同一符号を付して説明を省略する。第１図の高域
補正回路（12）を削除してRF段での補正を止め、LPF（2
1）の後段に高域補正回路（12）と略同一の構成、即ち
入力端子（34）にLPF（21）出力を入力し、FM波のみの
通過を許容するためのコンデンサ（33）を削除する以外
は、第７図と全く同一構成及び同一動作を為す高域補正
回路（22）を挿入したもので、出力端子（35）に高域補
正が完了したベースバンドの映像信号が出力される。

第12図及び第13図は、夫々CAVディスク内周及び外周
を再生する際の第11図の各部の信号の周波数スペクトラ
ムを示すものであり、（Ａ）は加算器（７）出力を、
（Ｃ）はリミッタ回路（18）出力を、（Ｄ）はFM検波回
路（20）出力を、（Ｅ）は高域補正回路（22）出力を示
しており、高域補正に際しての補正量（ベースに対する
傾き）は、第12図（Ｅ）及び第13図（Ｅ）を比較して明
らかな様に前記実施例と同じくCAVディスク外周側に比
べ内周側で大きく、また内周から外周に向かうにつれて
徐々に小さくなる。

尚、第11図の実施例においても、制御信号（SC）を位
相比較器（10）出力をLPF（200）に通過させた信号とす
るのに代えて、第16図の周波数検出回路（201）出力をL
PF（200）に通過させた信号とすることも可能であるこ
とは言うまでもない。

（ト） 発明の効果 上述の如く本発明によれば、ディスクの径方向の再生
位置に応じて高域劣化に対する補正量が自動的に変更さ
れ、再生位置に関係なしに常に最適で高精度な高域補正
が実現でき、高細度化されたビデオディスク再生時にも
有効である。

【図面の簡単な説明】

第１図、第７図乃至第10図、第14図、第15図、第21図は
本発明の第１実施例に係り第１図は全体の回路ブロック
図、第７図は要部回路図、第８図はエミッタピーキング
の周波数特性図、第９図及び第10図は内部及び外周再生
時の各部の信号の周波数スペクトラム、第14図は各部の
信号波形図、第15図は具体的な回路図、第21図は原理説
明図である。 第16図、第17図は第２実施例の回路ブロック図である。 第11図、第12図及び第13図は第３実施例に係り、第11図
は全体の回路ブロック図、第12図及び第13図は内周及び
外周再生時の各部の信号の周波数スペクトラムである。 また、第２図は現行のビデオディスクレコードの記録信
号の周波数スペクトラム、第３図、第23図及び第24図は
高細度ビデオディスクレコードの記録信号の周波数スペ
クトラム、第４図は従来の再生信号の周波数特性を示す
図、第５図、第18図は従来の再生系の回路ブロック図、
第６図は従来の高域補正特性を示す図、第19図はビーム
スポット内での光量分布を示す図、第20図はビームスポ
ットとピットの位置関係を示す図、第22図は通常のピッ
クアップの周波数特性を示す図である。 （D1）（D2）……先行側フォトダイオード、（D3）（D
4）……後行側フォトダイオード、（４）……４分割セ
ンサー、（10）……位相比較器、（201）……周波数差
検出回路、（20）……FM検波回路、（12）（22）……高
域補正回路

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】記録トラックの再生方向に対して先行する
   先行側光検出手段と後行する後行側光検出手段とから成
   る多分割光検出手段と、 前記先行側及び後行側光検出手段出力の時間差を検出す
   る時間差検出回路と、 前記多分割光検出手段により得られる再生FM信号をFM復
   調するFM復調回路と、 該FM復調回路出力の高域成分のみを第１補正量だけ増幅
   させる高域補正回路とを備え、 前記時間差検出回路出力に応じて前記第１補正量を変化
   させることを特徴とする光学式ディスクプレーヤの高域
   補正回路。
2. 【請求項２】前記先行側及び後行側光検出手段出力の時
   間差は、前記両出力の位相差であることを特徴とする請
   求項１記載の光学式ディスクプレーヤの高域補正回路。
3. 【請求項３】前記先行側及び後行側光検出手段出力の時
   間差は、前記両出力の周波数差であることを特徴とする
   請求項１記載の光学式ディスクプレーヤの高域補正回
   路。
4. 【請求項４】記録トラックの再生方向に対して先行する
   先行側光検出手段と後行する後行側光検出手段とから成
   る多分割光検出手段と、 前記先行側及び後行側光検出手段出力の時間差を検出す
   る時間差検出回路と、 前記多分割光検出手段により得られる再生FM信号の高域
   周波数成分を第２補正量だけ増幅補正する高域補正回路
   と、 前記再生FM信号をFM復調するFM復調回路と、 前記時間差検出回路出力に応じて前記第２補正量を変化
   させることを特徴とする光学式ディスクプレーヤの高域
   補正回路。
5. 【請求項５】前記先行側及び後行側光検出手段出力の時
   間差は、前記両出力の位相差であることを特徴とする請
   求項４記載の光学式ディスクプレーヤの高域補正回路。
6. 【請求項６】前記先行側及び後行側光検出手段出力の時
   間差は、前記両出力の周波数差であることを特徴とする
   請求項４記載の光学式ディスクプレーヤの高域補正回
   路。