JP2007252143A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることのない電力変換装置を提供する。
【解決手段】モータ１５を駆動するための電力変換装置であって、複数の直流電源１１ａ，１１ｂに接続され、複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することでモータ１５を駆動するための駆動電圧を生成する相と、１つの直流電源に接続され、当該直流電源の出力電圧からパルスを生成することでモータ１５の駆動電圧を生成する相とを備える。
【選択図】図１

Description

この発明は、電力変換装置に関し、特に、電動機を駆動する駆動電力を供給するための電力変換装置に関する。

従来、燃料電池を主電源として高効率にモータを駆動する構成を備えた「燃料電池を有する直流電源」（特許文献１参照）が知られている。
図３９は、従来の「燃料電池を有する直流電源」におけるモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。図３９に示すように、従来のモータ駆動システム１は、燃料電池２ａとバッテリ２ｂとを並列接続して電源システムを構成する。ＤＣ−ＤＣコンバータ３をバッテリ２ｂ側に接続する。燃料電池２ａとバッテリ２ｂとの最大出力比は、前者が全体出力の６５〜８０％になる範囲で設定する。

こうすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ３での損失を抑制し、高いエネルギ効率を実現することができる。つまり、バッテリ２ｂがＤＣ−ＤＣコンバータ３を介して燃料電池２ａと並列に接続されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を制御することで、電源の出力効率を改善することを狙っている。
特開２００２−１１８９８１号公報

しかしながら、従来の「燃料電池を有する直流電源」（特許文献１参照）においては、ＤＣ−ＤＣコンバータ３を使っているため、電源と電力変換装置（インバータ４）及びモータＭを全て含めたシステム全体の体積が大きくなってしまうと共に、バッテリ２ｂを充放電するためにはＤＣ−ＤＣコンバータ３を通過することから、損失が発生してしまうことが避けられなかった。

この発明の目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることのない電力変換装置を提供することである。

上記目的を達成するため、この発明に係る電力変換装置は、多相交流モータを駆動するための電力変換装置であって、複数の直流電源に接続され、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで前記多相交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する相と、１つの直流電源に接続され、当該電源の出力電圧からパルスを生成することで前記多相交流モータの駆動電圧を生成する相とを備えることを特徴としている。

この発明によれば、多相交流モータを駆動するための電力変換装置は、複数の直流電源に接続されて複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することにより多相交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する相と、１つの直流電源に接続されて当該直流電源の出力電圧からパルスを生成することにより多相交流モータの駆動電圧を生成する相とが備えられており、少ない半導体素子で複数の電源電力を利用・配分することが可能となる。また、１つの直流電源に接続する相のスイッチの電気角１周期当たりオン時間平均値とは異なる、複数の直流電源と出力を接続する相のスイッチの電気角１周期当たりオン時間平均値のパルスが生成される。

このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることがない。

以下、この発明を実施するための最良の形態について図面を参照して説明する。
（第１実施の形態）
図１は、この発明の第１実施の形態に係る電力変換器の構成を示す回路図である。図１に示すように、電力変換器１２は、モータ１５の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）毎に、複数組のスイッチ手段を有している。

直流電源１１ａと直流電源１１ｂは、何れも負極側が、共通負極母線１６に接続されており、共通負極母線１６とモータ１５の各相端子間は、一般的なインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ１７ａ，１８ａ，１９ａとダイオード１７ｂ，１８ｂ，１９ｂのそれぞれの組を介して接続されている。直流電源１１ａの正極母線２０とモータ１５の各相端子間は、Ｖ相とＷ相が、半導体スイッチ２１ａ，２２ａとダイオード２１ｂ，２２ｂの組を介して、Ｕ相が、双方向の導通を制御することができる半導体スイッチ２３ａ／２３ｂの組を介して、それぞれ接続されている。

直流電源１１ｂの正極母線２４とモータ１５のＵ相端子間は、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ２５ａ／２５ｂの組を介して接続されている。直流電源１１ａの正極母線２０と共通負極母線１６の間には平滑コンデンサ２６が、直流電源１１ｂの正極母線２４と共通負極母線１６の間には平滑コンデンサ２７が、それぞれ接続されている。

この電力変換器１２のＵ相は、共通負極母線１６、直流電源１１ａの正極母線２０、及び直流電源１１ｂの正極母線２４の３つの電位をもとに、Ｖ相及びＷ相は、共通負極母線１６及び直流電源１１ａの正極母線２０の２つの電位をもとに、それぞれモータ１５に印加する電圧を出力電圧として生成する電力変換器である。モータ１５の各相に設けられた半導体スイッチが、モータ１５の各相に出力する電圧を生成するスイッチ手段であり、これらの電位の中から択一的に接続し、その接続する時間の割合を変化させることで、モータ１５に必要な電圧を供給する。

電力変換器１２は、２つの機能を有する。すなわち、１つは、直流電源の３つの電位電圧を使って、モータ１５に必要な電圧を生成する機能である。もう一つは、直流電源１１ａと直流電源１１ｂそれぞれが供給する電力を任意の値にする機能である。
前者の機能は、モータ１５の動作点に応じてモータ１５に必要な交流電圧を直流電圧よりＰＷＭにより生成するものである。３レベルの電圧からＰＷＭにより交流電圧を生成する。

後者の機能は、本発明の中心となるものである。例えば、直流電源１１ａを燃料電池、直流電源１１ｂを充放電可能なバッテリーとした場合のモータ駆動システムでは、効率の観点、燃料電池の応答性の観点などから、力行の場合には燃料電池から供給する電力とバッテリから供給する電力の割合を任意の値に設定できることが望ましい。本発明の場合、従来技術に比べＶ相、Ｗ相のバッテリー側に相当するスイッチがない構成であるので、燃料電池の電圧から生成される出力電圧は（ｖｕｆ，ｖｖｆ，ｖｗｆ）であるが、バッテリ電圧から生成される出力電圧は（ｖｕｂ，ｖｖｂ，ｖｗｂ）＝（ｖｕｂ，０，０）となる。

従って、電源から供給される電力は以下のように表すことができる。
Ｐ
＝（ｖｕｆ＋ｖｕｂ,ｖｖｆ＋ｖｖｂ,ｖｗｆ＋ｖｗｂ）・（ｉｕ,ｉｖ,ｉｗ）…（５）
＝（ｖｕｆ,ｖｖｆ,ｖｗｆ）・（ｉｕ,ｉｖ,ｉｗ）＋（ｖｕｂ,０,０）・（ｉｕ,ｉｖ,ｉｗ）…（６）

右辺の第１項は直流電源１１ａから供給される電力Ｐｆ
Ｐf＝（ｖｕｆ,ｖｖｆ,ｖｗｆ）・（ｉｕ,ｉｖ,ｉｗ）…（７）
第２項は直流電源１１ｂから供給される電力Ｐｂ
Ｐｂ＝（ｖｕｂ,０,０）・（ｉｕ,ｉｖ,ｉｗ）…（８）
となる。
直流電源１１ｂに接続されているスイッチはＵ相のスイッチ２５ａ、２５ｂだけであるが、式（７）、（８）からわかるように、ＰｆとＰｂは（ｖｕｆ,ｖｖｆ,ｖｗｆ）と（ｖｕｂ,０,０）を調整することで任意の割合に調整することができる。

図２は、第１実施の形態において燃料電池とバッテリで供給電力を分担しながらモータを駆動した時のモータ電流波形（Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv）を示す波形図である。図２に示すように、正常に電流が制御できている様子がわかる。
以上説明したように、本実施例では、従来例と同等な機能を有しながら、スイッチ数を削減できる。また、Ｖ相・Ｗ相の直流電源１１ａにつながるスイッチ２１ａ、２１ｂおよび２２ａ、２２ｂでは逆耐圧が不要となるため、スイッチ２１ｂおよび２２ｂをダイオードで構成可能となる。つまり、素子数の低減、逆阻止機能素子数の低減ができるため、コスト削減、サイズ・重量削減につながる。

図３は、図１の電力変換器の他の構成を示す回路図（その１）である。図３に示すように、この回路は、直流電源１１ｂの正極母線２４とモータ１５のＶ相端子間に、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ２５ｃ／２５ｄの組を介して接続し、直流電源１１ｂに接続される相を２相にした構成である。ここで、電力Ｐｆ，Ｐｂは、
Ｐｆ＝（ｖｕｆ,ｖｖｆ,ｖｗｆ）・（ｉｕ,ｉｖ,ｉｗ）…（９）
Ｐｂ＝（ｖｕｂ,ｖｖｂ,０）・（ｉｕ,ｉｖ,ｉｗ）…（１０）
となる。本構成では、Ｖ相端子間に２個の半導体スイッチ２５ｃ／２５ｄを加え、ダイオード２１ｂを逆耐圧の半導体スイッチに代えており、素子数は第１の実施例（図１参照）より多いが、バッテリのリップル電流が少ないという特徴がある。

図４は、図１の電力変換器の他の構成を示す回路図（その２）である。図４に示すように、本構成は、逆阻止機能が必要なスイッチを、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）とダイオードで構成した場合であって、スイッチ２５ａ、２５ｂを、電源からモータ方向の電流の阻止及び通電を切り換えるＩＧＢＴ２５１ａとモータから電源方向のみの電流を流すことができるダイオード２５２ａからなる組と、モータから電源方向の電流の阻止及び通電を切り換えるＩＧＢＴ２５１ｂと電源からモータ方向のみの電流を流すことができるダイオード２５２ｂからなる組の、直列接続で実現したものである。

このような構成によれば、逆阻止型のＩＧＢＴを用いることなくスイッチ２５ａ、２５ｂを構成できる。同様に、スイッチ２３ａ、２３ｂについても、ＩＧＢＴ２３１ａ、ダイオード２３２ａ、ＩＧＢＴ２３１ｂ、ダイオード２３２ｂにより構成することができる。
図５は、図１の電力変換器の他の構成を示す回路図（その３）である。図５に示すように、本構成は、２つの電源として、一方の電源Ｖｄｃ＿ｂは、４２Ｖ系発電機（オルタネーター）１１０ｂであり、もう一方の電源Ｖｄｃ＿ａは、１４Ｖ系バッテリ１１０ａである。このような２電源系を登載している車両では、通常、エンジン等の原動機に接続された４２Ｖ系発電機１１０ｂの発電電圧の不安定を解消するために、別に４２Ｖ系バッテリーを設ける必要がある。

さらに一般的な車両では、ヘッドライトなどを点灯するための補機用のバッテリである１４Ｖ系バッテリー１１０ａを備えている。この場合、１４Ｖ系バッテリー１１０ａへ電力を充電する場合は、４２Ｖ系発電機１１０ｂの電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ等により降圧して供給する。

本構成では、４２Ｖ系発電機ひとつ、１４Ｖ系バッテリひとつで同様の機能を相することができる。これは、１４Ｖ系バッテリ１１０ａへは、４２Ｖ系発電機１１０ｂからモータ１５に通電されている電力の一部をスイッチ２５ｂを通じて１４Ｖ系バッテリ１１０ａに戻すことで、１４Ｖ系バッテリ１１０ａを充電することが可能であり、４２Ｖ系発電機１１０ａの発電電圧が不安定な場合には、１４Ｖ系バッテリ１１０ｂの電力をスイッチ２５ａを通じてモータに供給することで、モータ駆動が不安定になることを軽減できるからである。

図６は、電力変換器の他の構成を示す回路図（その４）である。図６に示すように、本実施例は、６相モータ用の電力変換器の例である。相の名前を空間的配置の順にＵ１、Ｖ１、Ｕ２、Ｖ２、Ｕ３、Ｖ３と名づける。Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３は、直流電源１１ａの正極母線２０と直流電源１１ｂの正極母線２４と共通負極母線１６と接続されており、複数の直流電源からの電力供給が可能であり、Ｖ１、Ｖ２、Ｖ３は、直流電源１１ａの正極母線２０と共通負極母線１６と接続されており、直流電源１１ａからのみの電力供給が可能である。

具体的には、直流電源１１ａの正極母線２０とモータ１５の各相端子間は、Ｖ1、Ｖ２、Ｖ３相が、半導体スイッチ２１４ａ，２１９ａ、２２４ａとダイオード２１４ｂ，２１９ｂ、２２４ｂの組を介して、Ｕ１、Ｕ２、Ｕ３相が、双方向の導通を制御することができる半導体スイッチ２１２ａ／２１２ｂ、２１７ａ／２１７ｂ、２２２ａ／２２２ｂの組を介して、それぞれ接続されている。

また、直流電源１１ｂの正極母線２４とモータ１５のＵ１、Ｕ２、Ｕ３相端子間は、双方向の導通を制御することができる半導体スイッチ２１１ａ／２１１ｂ、２１６ａ／２１６ｂ、２２１ａ／２２１ｂの２個の半導体スイッチ２５ａ／２５ｂの組を介して接続されている。共通負極母線１６とモータ１５の各相端子間は、一般的なインバータの下アームと同様に、半導体スイッチ２１３ａ，２１５ａ，２１８ａ、２２０ａ、２２３ａ、２２５ａとダイオード２１３ｂ，２１５ｂ，２１８ｂ、２２０ｂ、２２３ｂ、２２５ｂのそれぞれの組を介して接続されている。

このようにすることで、図７に示す電圧ベクトル図からわかるように、出力可能な電圧ベクトルが空間的に対象的にレイアウトされることになる。これにより、電源から供給される電力の歪が小さくなる。また、２つの電源電圧が異なる場合、電力変換器の最大出力電圧を大きくすることができる。よって、６相モータ用の電力変換器の場合、各相の電流ひずみの小さな交流電流を生成することが可能である。

（第２実施の形態）
図８は、この発明の第２実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。図８に示すように、電力変換制御システム１０は、複数（この例では２個）の直流電源１１ａ，１１ｂ、電力変換器（電力変換装置）１２、トルク制御装置１３、及び電力制御装置１４を有しており、電力変換器１２から、モータ（多相交流モータ）１５に必要な電圧を供給する。ここで、モータ１５は、三相交流モータである。

図８に示すように、トルク制御装置１３は、外部より与えられるトルク指令値Ｔｅ^＊とモータ回転速度ωから、モータ１５のｄ軸電流の指令値ｉｄ^＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ^＊を演算する。トルク制御装置１３では、予め作成されたＴｅ^＊，ωを軸としたマップを参照し、ｉｄ^＊，ｉｑ^＊を出力する。

図８に示すように、電力制御装置１４は、電流制御部２８、電力制御・変調率演算部２９、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）パルス生成部３０、駆動信号処理回路部３１、及び３相／ｄｑ変換部３２を有している。電流制御部２８は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊と、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑから、これらを一致させるための電流制御を行う。この制御によって、３相交流の各相の電圧指令値ｖｕ^＊，ｖｖ^＊，ｖｗ^＊を出力する。

図９は、図８の電流制御部の構成を説明するブロック図である。図９に示すように、電流制御部２８は、制御部３３及びｄｑ／３相変換部３４を有している。制御部３３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊に、ｄ軸電流値ｉｄ、ｑ軸電流値ｉｑが追従するように、それぞれＰ（比例）Ｉ（積分）制御によるフィードバック制御を行って、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊を出力する。ｄ軸電流値ｉｄ及びｑ軸電流値ｉｑは、３相／ｄｑ変換部３１によりＵ相電流ｉｕ、Ｖ相電流ｉｖから求められる。

ｄｑ／３相変換部３４は、ｄ・ｑ軸電圧を３相電圧指令に変換する変換手段であり、ｄ軸電圧指令値ｖｄ^＊、ｑ軸電圧指令値ｖｑ^＊を入力とし、Ｕ相電圧指令値ｖｕ^＊、Ｖ相電圧指令値ｖｖ^＊、Ｗ相電圧指令値ｖｗ^＊を出力する。
図８に示すように、電力制御・変調率演算部２９は、直流電源１１ａと直流電源１１ｂから供給される電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ，ｒｔｏ＿ｐｂを用いて、電力制御を行う。電力の分配目標値は、直流電源１１ａと直流電源１１ｂの電力の比率を意味しており、電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ，ｒｔｏ＿ｐｂは、次の関係を有する。
ｒｔｏ＿ｐａ＋ｒｔｏ＿ｐｂ＝１

このため、一方の電力分配目標値が得られれば、上記関係から、もう一方の電力分配目標値を求めることができる。つまり、電力制御・変調率演算部２９への入力は、例えば、直流電源１１ａの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａのみ（図８参照）で良く、電力制御・変調率演算部２９により、上記式に基づいて、直流電源１１ｂの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐｂが演算される。

次に、複数の電源からパルスを生成する相であるＵ相について説明する。
図１０は、電力制御・変調率演算部の構成を詳細に説明するブロック図である。図１０に示すように、電力制御・変調率演算部２９は、減算器３５，３６、乗算器３７、変調率演算手段３８、及び変調率補正手段３９を有している。減算器３５は、入力したＵ相電圧指令値ｖｕ^＊から電圧オフセット補償値ｖ＿０^＊を減算して、電圧指令値ｖｕ＿０^＊を求める。電圧オフセット補償値ｖ＿０^＊の詳細については、後述する。乗算器３７は、電圧指令値ｖｕ＿０^＊に、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを乗算して、直流電源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ＿ａ^＊を求める。

以下、直流電源１１ａから生成する電圧の指令を電源ａ分電圧指令、直流電源１１ｂから生成する電圧の指令を電源ｂ分電圧指令と称する。
ｖｕ＿０^＊＝ｖｕ^＊＋ｖ＿０^＊
ｖｕ＿ａ^＊＝ｖｕ＿０^＊・ｒｔｏ＿ｐａ
一方、直流電源１１ｂ側の電圧指令値は、減算器３６により、モータ電流制御の制御電圧から得られた電圧指令値ｖｕ＿０^＊から直流電源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ＿ａ^＊を減算して求める。
ｖｕ＿ｂ^＊＝ｖｕ＿０^＊−ｖｕ＿ａ^＊

以下、変調率演算とＰＷＭパルス生成の説明は、Ｕ相についてのものであり、Ｖ相、Ｗ相については、電圧指令値ｖｖ^＊，ｖｗ^＊と、Ｖ・Ｗ相レグが接続された直流電源１１ａの電圧Ｖｄｃ＿ａからのみ変調率の演算を行う。
図１１は、変調率演算を説明するブロック図である。図１１に示すように、乗算器４０により、電圧指令値ｖｖ^＊に２／Ｖｄｃ＿ａを乗算して、変調率指令値ｍｖ＿ａ＿ｃ^＊を求める。

図１０に示す変調率演算手段３８は、直流電源１１ａの電圧Ｖｄｃ＿ａ、直流電源１１ｂの電圧Ｖｄｃ＿ｂから、規格化した電圧指令である瞬時変調率指令値ｍｕ＿ａ^＊，ｍｕ＿ｂ^＊を生成する。即ち、変調率演算手段３８は、乗算器４１，４２を有しており、ここでは、Ｕ相の電源ａ分電圧指令ｖｕ＿ａ^＊、電源ｂ分電圧指令ｖｕ＿ｂ^＊を、それぞれの直流電圧の半分の値で正規化することで、電源ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ａ^＊、電源ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ｂ^＊を求める。

ｍｕ＿ａ^＊＝ｖｕ＿ａ^＊／（Ｖｄｃ＿ａ／２）
ｍｕ＿ｂ^＊＝ｖｕ＿ｂ^＊／（Ｖｄｃ＿ｂ／２）
図１２は、図１０に示す変調率補正手段の変調率オフセット演算器における入出力値を説明する説明図である。図１２に示すように、変調率補正手段３９は、変調率オフセット演算器４３により、得られた変調率を出力するために、ＰＷＭ周期の時間幅を配分し、最終的な変調率指令値の演算を行う。

先ず、変調率オフセット演算器４３で、直流電源１１ａの電源電圧Ｖｄｃ＿ａ、直流電源１１ｂの電源電圧Ｖａｃ＿ｂ、及び直流電源１１ａの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａから、次の変調率オフセットｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ０，ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ０を演算する。ここで、直流電源１１ｂの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐｂは、前述の式をもとに演算する。
ｒｔｏ＿ｐｂ＝１−ｒｔｏ＿ｐａ

次に、得られた変調率オフセットｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ０，ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ０は、加算器４４と加算器４５で、それぞれ電源ａ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ａ^＊、電源ｂ分瞬時変調率指令値ｍｕ＿ｂ^＊と加算する。
最終的な変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊，ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊を、以下の式で求める。
ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊＝ｍｕ＿ａ^＊＋ｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ^＊−１
ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊＝ｍｕ＿ｂ^＊＋ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ^＊−１

図１３は、電圧オフセット補償値を演算する電圧オフセット補償値演算器における入出力値を説明する説明図である。図１３に示すように、前述した電圧オフセット補償値ｖ＿ｏ^＊は、電圧オフセット補償値演算器４６により、変調率オフセットｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ０，ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ０と電源電圧を用いて演算する。
図１４は、図２のＵ相についての回路図である。図１４に示すように、出力電圧ｖｕ＿ｏｕｔは、直流電源１１ａ，１１ｂ分で出力されるときに次のような電圧値となる。

直流電源１１ａ分からのみ、即ち、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａ＝１のときには、Ｖ，Ｗ相と同じく、電気角１周期当たりの出力電圧ｖｕ＿ｏｕｔの平均値ｖｕ＿ｏｕｔ＿ａｖｅ１は、次のようになる。
ｖｕ＿ｏｕｔ＿ａｖｅ１＝Ｖｄｃ＿ａ／２
一方、分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを１でない値に設定するときには、直流電源１１ａから出力する電圧平均値と、直流電源１１ｂから出力する電圧の平均値の和となる。
ｖｕ＿ｏｕｔ＿ａｖｅ２＝Ｖｄｃ＿ａ／２・ｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ^＊＋Ｖｄｃ＿ｂ／２・ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ^＊

この出力電圧の差Δｖｕ＿ｏｕｔ＿ａｖｅを求めると、
Δｖｕ＿ｏｕｔ＿ａｖｅ＝Ｖｄｃ＿ａ／２・ｍａ＿ｏｆｆｓｅｔ^＊＋Ｖｄｃ＿ｂ／２・ｍｂ＿ｏｆｆｓｅｔ^＊−Ｖｄｃ＿ａ／２
Δｖｕ＿ｏｕｔ＿ａｖｅが、Ｖ・Ｗ相と比較した場合のオフセット電圧となるため、モータ１５にオフセット電流が流れないように、次の電圧オフセット補償値ｖ＿ｏ^＊を演算する。
ｖ＿ｏ^＊＝Δｖｕ＿ｏｕｔ＿ａｖｅ

図１５は、図８のＰＷＭパルス生成部で用いる三角波の波形説明図である。図１５に示すように、直流電源１１a用のキャリアＣａは、直流電源１１ａの電圧Ｖｄｃ＿ａから電圧パルスを出力するために、各スイッチ手段を駆動するＰＷＭパルスを生成するための三角波キャリアである。同様に、直流電源１１ｂ用のキャリアＣｂとして三角波キャリアを設ける。これら二つの三角波キャリアＣａ，Ｃｂは、上限＋１、下限―１の値をとり、１８０度の位相差を持つ。

ここで、図１４に示すＵ相の各スイッチ手段を駆動する信号Ａ〜Ｅを、次のようにする。
Ａ：直流電源１１aから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｂ：出力端子から負極の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｃ：出力端子から直流電源１１aの方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｄ：直流電源１１ｂから出力端子の方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号
Ｅ：出力端子から直流電源１１ｂの方向へ導通するスイッチ手段を駆動する信号

先ず、直流電源１１ａから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法について述べる。直流電源１１ａからＰＷＭパルスを出力する際に、駆動信号Ａをオン（ＯＮ）状態にする必要がある。直流電源１１ａの正極と直流電源１１ｂの正極の間に電位差があり、直流電源１１ａの電源電圧Ｖｄｃ＿ａが直流電源１１ｂの電源電圧Ｖｄｃ＿ｂより大きい（Ｖｄｃ＿ａ＞Ｖｄｃ＿ｂ）とき、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオン状態になると、両正極間を短絡する電流が流れることになる。

例えば、同時に駆動信号Ａをオン状態からオフ（ＯＦＦ）状態へ、駆動信号Ｅをオフ状態からオン状態へ切り換えた場合、駆動信号Ａが完全にオフ状態になる迄に時間を要するため、駆動信号Ｅのオン状態時と重なり、共にオン状態になる時間が生じて、短絡電流が流れ、この経路に設置された半導体スイッチの発熱量が増加する。

このような発熱の増加を予防するために、駆動信号Ａと駆動信号Ｅが共にオフ状態になる時間を経過した後に、駆動信号Ａと駆動信号Ｅをオフ状態からオン状態へ切り換えるようにする。このように駆動信号に短絡防止時間（デッドタイム）を付加したパルス生成を行う。
この駆動信号Ａと駆動信号Ｅにデッドタイムを付加するのと同様に、駆動信号Ｅと駆動信号Ｃにデッドタイムを付加し、更に、正極と負極の短絡防止のためには、駆動信号Ａと駆動信号Ｂ、駆動信号Ｅと駆動信号Ｂにデッドタイムを付加する。

図１６は、三角波比較による駆動信号Ａと駆動信号Ｅのパルス生成を示す波形説明図である。図１６に示すように、駆動信号Ａと駆動信号Ｅにデッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊からデッドタイム分オフセットした変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｕｐ^＊，ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｄｏｗｎ^＊を、次のように求める。
ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｕｐ^＊＝ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊＋Ｈｄ
ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｄｏｗｎ^＊＝ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊−Ｈｄ
ここで、Ｈｄは、三角波の振幅（底辺から頂点まで）Ｈｔｒと周期Ｔｔｒ、及びデッドタイムＴｄから、次のように求める。
Ｈｄ＝２Ｔｄ×Ｈｔｒ／Ｔｔｒ

キャリアと、各変調率指令値ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊，ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｕｐ^＊，ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｄｏｗｎ^＊の比較を行って、駆動信号Ａと駆動信号Ｅのスイッチの状態を、次のルールに従って求める。
ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｄｏｗｎ^＊≧電源１１ａ用キャリアならば、駆動信号Ａ＝ＯＮ
ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊≦電源１１ａ用キャリアならば、駆動信号Ａ＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ａ＿ｃ^＊≧電源１１ａ用キャリアならば、駆動信号Ｅ＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ａ＿ｃ＿ｕｐ^＊ ≦電源１１ａ用キャリアならば、駆動信号Ｅ＝ＯＮ
このように、駆動信号を生成することで、駆動信号Ａと駆動信号Ｅの間には、デッドタイムＴｄを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。

図１７は、三角波比較による駆動信号Ｄと駆動信号Ｃのパルス生成を示す波形説明図である。図１７に示すように、直流電源１１ｂから電圧パルスを出力する際のパルス生成方法は、直流電源１１ａの場合と同様であり、駆動信号Ｄと駆動信号Ｃにデッドタイムを付加した駆動信号生成を行うため、変調率指令値ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊からデッドタイム分オフセットした変調率指令値ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｕｐ^＊，ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｄｏｗｎ^＊を求め、直流電源１１ｂ用キャリアとの比較を行う。
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｕｐ^＊＝ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊＋Ｈｄ
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｄｏｗｎ^＊＝ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊−Ｈｄ

駆動信号Ｄと駆動信号Ｃのスイッチの状態を、次のルールに従って求める。
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｄｏｗｎ^＊≧電源１１ｂ用キャリアならば、駆動信号Ｄ＝ＯＮ
ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊≦電源１１ｂ用キャリアならば、駆動信号Ｄ＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ｂ＿ｃ^＊≧電源１１ｂ用キャリアならば、駆動信号Ｃ＝ＯＦＦ
ｍｕ＿ｂ＿ｃ＿ｕｐ^＊ ≦電源１１ｂ用キャリアならば、駆動信号Ｃ＝ＯＮ
このようにして、駆動信号Ｄと駆動信号Ｃの間にもデッドタイムＴｄを設けることができ、正極間の短絡を防止することができる。
駆動信号Ｂは、生成された駆動信号Ｅと駆動信号ＣのＡＮＤ処理から生成する。
Ｂ＝Ｅ・Ｃ

図１８は、デッドタイムＴｄが付加されたパルス生成の例を示す波形説明図である。図１８に示すように、駆動信号Ｅは、駆動信号Ａとの間にデッドタイムＴｄを付加した信号であり、駆動信号Ｃは駆動信号Ｄとの間にデッドタイムＴｄを付加した信号である。このため、駆動信号Ｂを、駆動信号Ｅと駆動信号ＣのＡＮＤから生成することで、駆動信号Ｂと駆動信号Ａ、駆動信号Ｂと駆動信号ＥにもデッドタイムＴｄを生成することができる。
これら各スイッチ手段の駆動信号Ａ〜駆動信号Ｅは、駆動信号処理回路部３１に入力する。

図１９は、図８の駆動信号処理回路部の構成を説明する回路図である。ここでは、Ｕ相についての信号処理について説明するが、Ｕ相以外の他の相についても、同様な信号処理が行われる。
図１９に示すように、駆動信号処理回路部３１は、ＮＯＴ回路４７ａ，４７ｂ、ＡＮＤ回路４８ａ，４８ｂ，４８ｃ，４８ｄ，４８ｅ、ＮＯＲ回路４９、及びＯＲ回路５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄを有している。

この駆動信号処理回路部３１は、各スイッチ手段の駆動信号Ａ〜Ｅと運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅを入力とし、各スイッチ手段の駆動信号を出力とする論理回路である。運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅとの論理演算を行う前に、駆動信号ＢとＮＯＴ回路４７ａを通して論理反転した信号と、駆動信号Ａと駆動信号Ｄは、それぞれＡＮＤ回路４８ａとＡＮＤ回路４８ｂにより論理積が演算され、信号Ａ_０，Ｄ_０を出力する。これによって、駆動信号Ａと駆動信号Ｂが同時にオン、駆動信号Ｄと駆動信号Ｂが同時にオンになる信号出力を防止することができ、極間の短絡を防ぐことができる。

また、駆動信号Ｃと駆動信号Ｅが共にオフでありＬ（ロー）の信号であるとき、ＮＯＲ回路４９の出力はＨ（ハイ）となる。これと、元の駆動信号ＥをＯＲ回路５０ａに通すと、ＯＲ回路５０ａから出力される信号ＥoはＨとなる。同様に、駆動信号Ｃも、ＯＲ回路５０ｂに通すことで、ＯＲ回路５０ｂから出力される信号ＣoはＨとなる。即ち、駆動信号処理回路部３１に信号を通すことによって、駆動信号Ｅと駆動信号Ｃが共にオフの信号であるときに、駆動信号Ｅと駆動信号Ｃにより駆動されるスイッチ手段をオンさせることで、モータ１５から電源への電流経路を確保することができる。

運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅと、信号Ａo、Ｄo、及び入力した駆動信号Ｂに基づく信号Ｂoのそれぞれとの論理積を、ＡＮＤ回路４８ｃ，４８ｄ，４８ｅで演算し、駆動信号Ａ，Ｄ，Ｂを出力する。この論理演算によって、運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅがＬのときには、駆動信号Ａ，Ｄ，ＢはＬになって、各信号により駆動されるスイッチ手段はオフとなり、電源から負荷への電力供給を停止することができる。
また、信号Ｃo，Ｅoと、運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅをＮＯＴ回路４７ｂで反転した信号との論理和を、ＯＲ回路５０ｃ，５０ｄで演算し、駆動信号Ｅと駆動信号Ｃを出力する。この論理演算によって、運転・停止判定信号ｐｗｍ＿ｅｎａｂｌｅがＬ、即ち、電力変換器１２の停止信号を受けて、駆動信号Ｃと駆動信号Ｅは共にＨになり、駆動信号Ｃと駆動信号Ｅにより駆動されるスイッチ手段をオンする。

このようにして駆動する電力変換器１２は、直流電源１１ａと直流電源１１ｂの電力配分を操作することが可能であり、従来の「燃料電池を有する直流電源」（特許文献１参照）に示されているような直流電圧を調整するＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに、電源電力を配分制御することができる。このため、電力変換制御システム全体を小形化・高効率化することができる。

また、複数電源からパルスを生成する相にのみ電圧オフセット補償値を加算したことにより、この相のスイッチＡ（半導体スイッチ２３ａ）とＤ（半導体スイッチ２５ａ）の電気角１周期当たりの平均オン時間の和は、Ｖ・Ｗ相のスイッチ（半導体スイッチ２１ａ，２２ａ）とは異なる時間になる。同様に、共通負極母線１６に接続されたスイッチ（半導体スイッチ１７ａ，１８ａ）の平均オン時間は異なるようになる。
このようなスイッチのオン・オフ時間となるように制御することで、異なる電源電圧の直流電源から、出力電圧パルスを分割・配分する場合でも、電気角１周期の各相の平均出力電圧が等しくなり、モータを、通常のインバータ駆動と同様な交流電流波形により駆動することができ、モータ電流に大きなトルクリプルの発生や効率の低下を伴わずに、電源電力の配分を行うことができる。

（第３実施の形態）
次に、この発明の第３実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第２実施の形態との差異のみを説明する。第２実施の形態に係る電力変換制御システムの電力変換器では、Ｕ相のみが複数の電源からパルス生成を行うことができたが、この第３実施の形態に係る電力変換制御システムの電力変換器は、Ｖ相も複数の電源からパルス生成を行うことができるような回路構成としたものである。

図２０は、この発明の第３実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。図２０に示すように、電力変換制御システム５５は、電力制御装置１４の電力制御・変調率演算部２９からＰＷＭパルス生成部３０へ変調率指令値ｍｖ＿ｂ＿ｃ^＊を出力する。また、電力変換器１２とは異なった構成の電力変換器５６を有している。その他の構成及び作用は、第１実施の形態の電力変換制御システム１０と同様である。

図２１は、図２０の電力変換器の構成を示す回路図である。図２１に示すように、電力変換器５６は、直流電源１１ａの正極母線２０とモータ１５のＶ相端子間が、半導体スイッチ２１ａ，５７の組を介して、直流電源１１ｂの正極母線２４とモータ１５のＶ相端子間が、双方向の導通を制御することができる２個の半導体スイッチ５８ａ／５８ｂの組を介して、それぞれ接続されている。
つまり、正極母線２０とモータ１５のＶ相端子間には、ダイオード２１ｂに代えて半導体スイッチ５７が設けられ、正極母線２４とモータ１５のＶ相端子間には、２個の半導体スイッチ５８ａ／５８ｂの組が、新たに設けられている。その他の構成及び作用は、電力変換器１２（図１参照）と同様である。

この第３実施の形態においては、Ｖ相の変調率演算を、乗算器４０（図１１参照）により行うのではなく、Ｕ相の電力制御・変調率演算を行う電力制御・変調率演算部２９（図１０参照）と同様な構成を有する電力制御・変調率演算部により行う。そして、電圧オフセット補償演算も、Ｕ相と同様に行う。

（第４実施の形態）
次に、この発明の第４実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。ここでは、第２実施の形態との差異のみを説明する。この第４実施の形態に係る電力変換制御システムの電力変換器は、電圧オフセット補償値の演算が、第２実施の形態における電力変換器とは一部異なる。
図２２は、この発明の第４実施の形態における変調率オフセット演算部のブロック図である。図２２に示すように、変調率オフセット演算部５９は、電圧オフセット補償値演算器６０、ｄｑ／３相変換部６１、減算器６２、Ｕ相電流制御部６３、及び加算器６４を有している。

電圧オフセット補償値演算器６０は、第１実施の形態における電圧オフセット補償値演算器４６（図１３参照）と同じ演算を行い、電圧オフセット補償値ｖ＿ｏ＿ｆｆ^＊を出力する。更に、相電流のフィードバック制御から、Ｕ相電流制御部６３によりｖ＿ｏ＿ｆｂ^＊を演算する。ここでは、ｄ軸電流指令値ｉｄ^＊、ｑ軸電流指令値ｉｑ^＊と位相θから、ｄｑ／３相変換部６１により座標変換を行って、Ｕ相の相電流指令値ｉｕ^＊を求め、減算器６２により、電流センサで検出したＵ相電流ｉｕとの差分を演算し、Ｐ（比例）Ｉ（積分）制御からなるＵ相電流制御を行って、ｖ＿ｏ＿ｆｂ^＊を求める。そして、電圧オフセット補償値ｖ＿ｏ＿ｆｆ^＊とｖ＿ｏ＿ｆｂ^＊を、加算器６４により加算して変調率オフセット値ｖ＿ｏ^＊を求める。

このように、電源電圧と変調率オフセットからオフセット値を演算すると共に、電流フィードバック制御からもオフセット値を演算することで、スイッチのオン抵抗やオン・オフの時間遅れ等により、出力電圧の差Δｖｕ＿ｏｕｔ＿ａｖｅだけでなく不確定な外乱電圧が加わる場合にも、電流のフィードバック制御によって、電圧のオフセット分を補償し、Ｕ相の出力電圧平均値は他の相と同等となる。このため、電流のオフセットは小さく、トルクリプルの発生や効率の低下を伴うことなく、電源電力の配分を行うことができる。

図２３は、相電流波形を示し、（ａ）は電圧オフセット補償を行わなかった場合の波形図、（ｂ）はこの実施の形態における電圧オフセット補償値の加算を行った場合の波形図である。図２３に示すように、この実施の形態における電圧オフセット補償値の加算を施す前の相電流波形には、電力配分比率ｒｔｏ＿ｐａの変化に伴って、相電流波形にオフセット電流が現れている（（ａ）参照）が、この実施の形態における電圧オフセット補償値の加算を行った場合の相電流波形には、オフセット電流が現れず（（ｂ）参照）、電流オフセットを抑制していることが分かる。

（第５実施の形態）
次に、この発明の第５実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。この第５実施の形態に係る電力変換制御システムの電力変換器は、相電流のフィードバック制御からｖ＿ｏ＿ｆｂ^＊を演算する部分が、第４実施の形態における電力変換器とは異なっている。
図２４は、この発明の第４実施の形態における変調率オフセット演算部のブロック図である。図２４に示すように、変調率オフセット演算部６５は、電圧オフセット補償値演算器６０、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）６６、減算器６２、Ｕ相電流制御部６３、及び加算器６４を有している。

電圧オフセット補償値演算器６０は、電圧オフセット補償値ｖ＿ｏ＿ｆｆ^＊を出力する。ＬＰＦ６６は、電流センサで検出したＵ相電流ｉｕを通過させて電流値ｉｕ０を出力する。電流値ｉｕ０は、Ｕ相電流ｉｕに含まれる直流電流成分を抽出した値となる。この電流値ｉｕ０とＵ相の直流電流成分の指令値ｉｕ０^＊の差を、減算器６２により求め、その後、Ｕ相電流制御部６３により、Ｐ（比例）Ｉ（積分）制御からなるＵ相電流制御を行ってｖ＿ｏ＿ｆｂ^＊を求める。ここで、指令値ｉｕ０^＊＝０とする。そして、電圧オフセット補償値ｖ＿ｏ＿ｆｆ^＊とｖ＿ｏ＿ｆｂ^＊を、加算器６４により加算して変調率オフセット値ｖ＿ｏ^＊を求める。

このように、相電流に含まれる直流電流成分を抽出して、フィードバック制御により０に制御することで、相電流に含まれるオフセット電流は、略０に制御できる。このため、トルクリプルの発生や効率の低下を伴うことなく、電源電力の配分を行うことができる。
（第６実施の形態）
次に、この発明の第６実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。この第６実施の形態に係る電力変換制御システムの電力変換器は、電力制御・変調率演算部の構成が、第１実施の形態における電力変換器とは異なっている。

図２５は、この発明の第６実施の形態における電力制御・変調率演算部のブロック図である。図２５に示すように、電力制御・変調率演算部６７は、乗算器３７、減算器３６，６８，６９、変調率演算手段３８、変調率補正手段３９、及び切換器７０を有している。
この電力制御・変調率演算部６７において、演算した電圧オフセット補償値ｖ＿ｏ^＊は、切換器７０により、直流電源１１ａに加算するか、或いは直流電源１１ｂに加算するかを選択する。即ち、切換器７０からの出力は、減算器６８或いは減算器６９に入力して演算された後、直流電源１１ａ側の電圧指令値ｖｕ＿ａ^＊、或は直流電源１１ｂ側の電圧指令値ｖｕ＿ｂ^＊として、変調率演算手段３８に入力する。切換器７０による切り替えは、直流電源１１ａと直流電源１１ｂから、電圧の高い電源を選択したスイッチ切換信号をもとに行う。

このように、出力電圧の余裕のある電源側に補償電圧を加えることにより、オフセット値相当の電圧パルスを出力する余裕のある電圧の高い電源を用いて電圧指令を実現することができるので、広い運転範囲で補償制御を施すことができる。
（第７実施の形態）
次に、この発明の第７実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。この第７実施の形態に係る電力変換制御システムは、電力制御装置の構成が、上記各実施の形態に係る電力変換制御システムとは異なっている。

図２６は、この発明の第７実施の形態における電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。図２６に示すように、電力変換制御システム７５は、トルク制御装置１３を設けず、電力制御装置７６にトルク制御部７７を備えている。その他の構成及び作用は、第２実施の形態の電力変換制御システム１０と同様である。
図２０に示すように、トルク制御部７７は、外部より与えられるトルク指令値Ｔｅ^＊、モータ回転速度ω、直流電源１１ａの電力指令値Ｐａ^＊、直流電源１１ｂの電力指令値Ｐｂ^＊、及びモータ１５の電気角θから、モータ１５のｄ軸電流の指令値ｉｄ^＊とｑ軸電流の指令値ｉｑ^＊を演算する。

図２７は、図２６のトルク制御部の構成を詳細に示すブロック図である。図２７に示すように、トルク制御部７７は、トルク制御器７８、電力制御器７９、制御モード切替器８０、及び電流指令値切替器８１を有している。トルク制御器７８は、予め作成されたＴｅ^＊，ωを軸としたマップを参照し、ｉｄ１^＊，ｉｑ１^＊を出力する。電力制御器７９は、電力指令値Ｐａ^＊、Ｐｂ^＊と電気角θを入力として、ｉｄ２^＊，ｉｑ２^＊を出力すると共に、電気角θ’と直流電源１１ａの電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを出力する。

また、制御モード切替器８０は、トルクの大きさと回転速度ωが共に０近傍であるときに、電力制御器７９からの出力であるｉｄ２^＊，ｉｑ２^＊を選択し、それ以外のときには、トルク制御器７８からの出力であるｉｄ１^＊，ｉｑ１^＊を選択する。
電力制御器７９では、先ず、直流電源１１ａの電力指令値Ｐａ^＊、直流電源１１ｂの電力指令値Ｐｂ^＊から、電力の分配目標値ｒｔｏ＿ｐａを以下の式を用いて演算する。
ｒｔｏ＿ｐａ＝Ｐａ^＊／（Ｐａ^＊＋Ｐｂ^＊）

図２８は、この発明の第７実施の形態における電力制御器の処理の流れを示すフローチャートである。図２８に示すように、電流指令値と電気角θ’を生成する場合、先ず、モータの位置センサから得た値であるモータ１５の電気角θから演算した｜ｃｏｓθ｜を、所定の値ＴＨ０と比較し、｜ｃｏｓθ｜がＴＨ０より大きいか（｜ｃｏｓθ｜＞ＴＨ０？）否かを判定する（ステップＳ１０１）。

判定の結果、｜ｃｏｓθ｜＞ＴＨ０である（ｙｅｓ）場合、ｃｏｓθの符号（ｃｏｓθ＞０？）を判定する（ステップＳ１０２）。ここで、ｃｏｓθが正である（ｙｅｓ）場合、ｉｄ２^＊の符号を負（ｉｄ２^＊＝負）に設定し（ステップＳ１０３）、ｃｏｓθが正でない（ｎｏ）場合、ｉｄ２^＊の符号を正（ｉｄ２^＊＝正）に設定する（ステップＳ１０４）。

次に、ｉｑ２^＊を、モータ１５がトルクを発しないように、ｉｑ２^＊＝０に設定し、ｉｄ２^＊を、直流電源１１ｂの電力指令値Ｐｂ^＊に基づき、マップを参照することで生成する（ステップＳ１０５）。このマップは、ｉｄ２^＊の大きさを出力する一次元のマップであり、事前に実験的に作成したものを電力制御器７９の内部に記録しておく。
次に、ｉｄ２^＊の符号情報と大きさから、電流指令値ｉｄ２^＊を生成する（ステップＳ１０６）。そして、ｄ・ｑ軸電流制御の座標変換に用いる電気角θ’は、モータ１５の位置センサから得た電気角θを代入して（θ’＝θ）使用し（ステップＳ１０７）、その後処理を終了する。

一方、ステップＳ１０１における判定の結果、｜ｃｏｓθ｜＞ＴＨ０でない（ｎｏ）場合、ｉｄ２^＊，ｉｑ２^＊を、直流電源１１ｂの電力指令値Ｐｂ^＊に基づき、マップを参照することで生成する（ステップＳ１０８）。このマップも、事前に実験的に作成したものを電力制御器７９の内部に記録しておく。

次に、擬似電気角θ”を演算する（ステップＳ１０９）。この擬似電気角θ”は、擬似電気角周波数を元に逐次演算する値であり、擬似電気角周波数は、数百Ｈｚ〜数ｋＨｚの値に設定する。そして、ｄ・ｑ軸電流制御の座標変換に用いる電気角θ’は、擬似電気角θ”を代入して（θ’＝θ”）使用し（ステップＳ１１０）、その後処理を終了する。この場合には、モータで一般的に知られているｄ・ｑ軸電流を制御するのではなく、擬似的に回転する回転座標系での電流制御を行うことになる。

このように制御を行う背景を以下に説明する。
ｄ・ｑ軸電流と三相交流電流は、次の関係を持つ。

電力変換器１２の回路（図１参照）では、Ｕ相が２個の直流電源から電圧を生成する回路構成となっており、Ｕ相の回路を通じてのみ、直流電源１１ｂの電力をモータ１５へ供給することができ、或いは電力を充電することができる。モータ１５が速度０近傍で停止している状態で、モータ１５にトルクを発生させずに直流電源１１ｂを充電するときには、ｉｑ＝０に制御すればよい。
そこで、ｉｑ＝０として、Ｕ相の電流ｉｕに着目すると、
ｉｕ＝ｉｄｃｏｓθ

即ち、ｉｕは、ｄ軸電流ｉｄとロータの位置で求められるｃｏｓθによって決まることが分かる。直流電源１１ｂを充電する方向であるから、Ｕ相電流を負の方向、即ち、モータ１５から電力変換器１２への方向に電流を流せばよく、ｉｕの符号を負にするようにｉｄの符号を選択する。このため、ｃｏｓθが正であればｉｄを負に、ｃｏｓθが負であればｉｄを正に、選択する。

また、この式から、ｃｏｓθが０である場合には、どのようなｉｄを選択しても、Ｕ相を通じて直流電源１１ｂの電力を操作することはできない。そこで、ｃｏｓθが０若しくは０近傍になるときに、ｉｑ，ｉｄを高周波の電流とし、モータ１５の平均トルクを０にした状態でモータ電流を制御する。ｉｄ，ｉｑが十分に高周波であれば、モータ１５にはトルクが生じるものの、短時間での平均トルクが０になるため、モータ１５が一方向に回転することはない。

図２９は、ｄ軸電流の符号選択と高周波電流の選択を概念的に示す説明図である。図２９に示すように、上述した、ｄ軸電流ｉｄの符号選択と高周波電流の選択が行われる。
図３０は、この発明の第７実施の形態における電力制御結果の一例をグラフで示す説明図である。図３０において、モータ１５は停止しており、直流電源１１ａ（電源ａ）は電し直流電源１１ｂ（電源ｂ）を充電するように電力指令値を設定している。本発明により、様々な電気角にモータ１５が停止しても、電力制御を行って、直流電源１１ａと直流電源１１ｂの一方から他方への充電を行うことができる。

この実施の形態では、Ｕ相を複数の電源からパルス生成を行える相としたが、Ｖ相やＷ相であっても、各相の電流が、直流電源１１ｂに接続された経路に電流を流せるように選択すれば、この実施の形態と同様に電力制御が可能である。また、全ての位相において、擬似電気角周波数での電流を流すことによっても電力の制御は可能である。また、本実施の形態のように、擬似電気角周波数とｄ軸電流の切り替えを行うことで、擬似電気角周波数電流によるモータのトルク変動による振動や磁気騒音等が問題になる場合に、その影響が生じる確率を低減することができる。

（第８実施の形態）
次に、この発明の第８実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。この第８実施の形態に係る電力変換制御システム８２は、Ｕ相のみが複数の電源からパルス生成を行えた第７実施の形態とは異なり、Ｖ相も複数の電源からパルス生成を行えるような回路構成を有する電力変換器５６（図２１参照）を用いており、第６実施の形態におけるトルク制御部とは異なった構成のトルク制御部を有している。その他の構成及び作用は、第６実施の形態の電力変換制御システム７５（図２６参照）と同様である。

図３１は、この発明の第８実施の形態における電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。図３１に示すように、電力変換制御システム８２は、電力制御装置８３に、トルク制御部７７（図２６参照）とは異なるトルク制御部８４を備えると共に、電力変換器５６を有している。
図３２は、図３１のトルク制御部の構成を詳細に示すブロック図である。図３２に示すように、トルク制御部８４は、電力制御器７９に代えて、電気角θ’の出力を持たない電力制御器８５を有している他は、トルク制御部７７と同様な構成を有している。

図３３は、この発明の第８実施の形態における電力制御器の処理の流れを示すフローチャートである。図３３に示すように、先ず、モータ１５の電気角θが所定の位相θｔｈ１より大きく所定の位相θｔｈ２より小さいか（θｔｈ１＜θ＜θｔｈ２？）判定する（ステップＳ２０１）。モータ１５の電気角θは、モータ１５の位置センサから得た値であり、この電気角θを所定の位相θｔｈ１，θｔｈ２と比較する。ここでは、θｔｈ１＝−π／６、θｔｈ２＝５π／６とする。

判定の結果、この範囲に電気角θが入っている（ｙｅｓ）場合、ｉｄ２^＊の符号を負（ｉｄ２^＊符号＝負）とし（ステップＳ２０２）、この範囲に電気角θが入っていない（ｎｏ）場合、ｉｄ２^＊の符号を正（ｉｄ２^＊符号＝正）とする（ステップＳ２０３）。次に、ｉｑ２^＊を、モータ１５がトルクを発しないように０に設定（ｉｑ２^＊＝０）し、ｉｄ２^＊を、直流電源１１ｂの電力指令値Ｐｂ^＊を元に、ｉｄ２^＊の大きさを出力する一次元のマップを参照することで生成する（ステップＳ２０４）。このマップは、事前に実験的に作成したものを装置内部に記録しておく。

そして、ｉｄ２^＊の符号情報と大きさ（｜ｉｄ２^＊｜）から、電流指令値ｉｄ２^＊を生成し（ステップＳ２０５）、処理を終了する。
このようにｉｄ２^＊の符号を選択すれば、Ｕ相・Ｖ相の何れか一方は、モータ１５から電源へ電流が流れるようになるため、直流電源１１ｂを充電することが可能になる。このようにすることで、モータ停止時であっても、直流電源１１ｂの充電も含めた電力の配分制御が可能になる。

この実施の形態では、Ｕ相とＶ相を複数の電源からパルス生成ができる相に設定したが、三相の内の他の二相の組み合わせでも可能であり、その際は、所定の位相θｔｈ１，θｔｈ２をその相に合わせて選択すればよい。また、直流電源１１ｂから直流電源１１ａを充電する場合には、ｉｄ^＊の符号の選択を逆にすればよい。
（第９実施の形態）
次に、この発明の第９実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。この第９実施の形態に係る電力変換制御システムは、モータの出力軸に制動装置（ブレーキ）を備えている。

図３４は、この発明の第９実施の形態における電力変換制御システムのモータの出力軸に装着された制動装置を示す説明図である。図３４に示すように、電力変換制御システムのモータ１５の出力軸１５ａには、負荷Ｒが連結されており、出力軸１５ａの途中には、モータ１５を機械的に制動する制動装置８６が装着されている。
図３５は、この発明の第９実施の形態におけるトルク制御部の構成を詳細に示すブロック図である。図３５に示すように、トルク制御部８６は、電力制御器７９に代えて電力制御器８７を有している。この電力制御器８７は、電力制御器７９が出力する電気角θ’の代わりに、制動装置８６の動作信号である制動装置動作信号を出力する。

図３６は、図３５の電力制御器の構成を示すブロック図である。図３６に示すように、電力制御器８７は、ｉｕマップ部８８、ｉｖ，ｉｗ演算部８９、及び座標変換部９０を有している。先ず、ｉｕマップ部８８により、電力指令値Ｐｂ^＊を元にマップを参照して、Ｕ相電流指令値ｉｕ^＊を求める。求めたＵ相電流指令値ｉｕ^＊により、直流電源１１ｂが充電できるように、負の値のマップを作成しておく。
他の相の相電流指令値、即ち、Ｖ相電流指令値ｉｖ^＊及びＷ相電流指令値ｉｗ^＊は、ｉｖ，ｉｗ演算部８９により、三相平衡になるように次の式から演算する。
ｉｖ^＊＝−ｉｕ^＊／２，ｉｗ^＊＝−ｉｕ^＊／２

求めた各相の電流指令値ｉｕ^＊，ｉｖ^＊，ｉｗ^＊と電気角θから、座標変換部９０により、ｄ・ｑ軸電流指令値ｉｄ２^＊，ｉｑ２^＊を演算する。
また、制御モード切替器８０によって、ｄ・ｑ軸電流指令値ｉｄ２^＊，ｉｑ２^＊が選択されるような条件の際には、電力制御器８７から出力された制動装置動作信号によって、制動装置８６を動作させる。これによって、モータ１５にトルクが発生するような電気角θの位置であっても、出力軸１５ａは回転せずに停止した状態を保持することができる。これにより、モータトルク変動を生じさせず、モータ１５の停止状態を保ったまま、一方の電源から他方の電源への充電制御が可能になる。

（第１０実施の形態）
次に、この発明の第１０実施の形態に係る電力変換制御システムについて説明する。この第１０実施の形態に係る電力変換制御システムは、モータの出力軸に、制動装置に代えてクラッチ装置を備えている。その他の構成及び作用は、第１０実施の形態にに係る電力変換制御システムと同様である。
図３７は、この発明の第１０実施の形態における電力変換制御システムのモータの出力軸に装着されたクラッチ装置を示す説明図である。図３７に示すように、電力変換制御システムのモータ１５の出力軸１５ａには、負荷Ｒが連結されており、出力軸１５ａの途中には、モータ１５と負荷軸を機械的に開放するクラッチ装置９１が装着されている。

図３８は、この発明の第１０実施の形態におけるトルク制御部の構成を詳細に示すブロック図である。図３８に示すように、トルク制御部９２は、電力制御器８７に代えて電力制御器９３を有している。この電力制御器９３は、電力制御器８７が出力する制動装置動作信号の代わりに、クラッチ装置９１の動作信号であるクラッチ動作信号を出力する。
電力制御器９３は、電力指令値Ｐｂ^＊を受けて、マップを参照し、ｉｄ２^＊，ｉｑ２^＊を出力する。そして、第７実施の形態における電力制御器７９（図２８参照）の処理と同様に、モータ１５の電気角θから演算した｜ｃｏｓθ｜を、所定の値ＴＨ０と比較し、｜ｃｏｓθ｜がＴＨ０より大きいか（｜ｃｏｓθ｜＞ＴＨ０？）否かを判定する。

判定の結果、｜ｃｏｓθ｜＞ＴＨ０の場合は、ｉｑ２^＊＝０とし、ｉｄ２^＊の符号判定を行う。一方、｜ｃｏｓθ｜＞ＴＨ０でない場合は、ｉｑ２^＊をマップから参照して出力すると共に、クラッチ動作信号を出力して、負荷Ｒとモータ１５の出力軸１５ａを開放する。ｉｑ２^＊の出力により、モータトルクが発生し回転する。これによって、ｄ軸電流を制御することで、電力分配目標値を用いた直流電源１１ａと直流電源１１ｂの充電制御が可能になる。

上述したように、この発明に係る電力変換装置は、多相交流モータを駆動するための電力変換装置であって、複数の直流電源に接続され、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで前記多相交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する相と、１つの直流電源に接続され、当該電源の出力電圧からパルスを生成することで前記多相交流モータの駆動電圧を生成する相とを備えることを特徴とする。
従って、ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることがない。

また、前記複数の電源は電位の異なる直流電源であって、前記複数の直流電源に接続される相のスイッチング手段は、最低電位に接続されるスイッチング手段は逆阻止機能を備えない能動素子とダイオードで構成され、残りは逆阻止機能を持つ素子で構成されており、前記１つの直流電源に接続される相はすべてのアームが逆阻止機能を備えない能動素子とダイオードとで構成されることを特徴とする。

また、前記複数の直流電源は、燃料電池とバッテリもしくはキャパシタを接続することで構成されたものであることを特徴とする。
また、前記１つの直流電源に接続する相のスイッチの電気角１周期当たりオン時間平均値とは異なる、前記複数の直流電源と出力を接続する相のスイッチの電気角１周期当たりオン時間平均値のパルスを生成することを特徴とする。

従って、相電圧パルスを複数の電源からパルスを生成し、合成して出力するため、複数の電源から負荷に対して電力を供給することができる。また、前記複数の電源と出力を接続するスイッチの電気角１周期当たりのオン時間平均値を一つの電源に接続された相の電源と出力を接続するスイッチの電気角１周期当たりのスイッチの駆動信号のオン時間平均値に対して、異なるオン時間平均値のパルスを生成することにより、異なる電圧の電源から交流電圧を出力する場合であっても、一つの電源に接続された相から出力される交流電圧と同じような平均電圧値を出力することができる。このように平均電圧値を同じレベルにすることで、交流電流にオフセット電流を流すことなく、モータのトルクリプルや効率の低下を発生させることなく、モータを運転することができる。

また、前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値と、前記相電圧指令値を前記各直流電源毎に配分する比率から、前記相電圧指令値を前記各直流電源毎に配分する手段を備え、前記各直流電源毎に配分された相電圧指令値に基づいて、前記各直流電源毎に出力電圧パルスを生成することを特徴とする。

従って、複数の電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値と、相電圧指令値を前記電源毎に配分する比率から、前記電源毎に配分された相電圧指令値に基づいて、前記電源毎に出力電圧パルスを生成することで、複数の電源の電力配分を操作することが可能であり、従来の「燃料電池を有する直流電源」（特許文献１参照）に示されているような直流電圧を調整するＤＣ−ＤＣコンバータを用いずに、且つ、電圧指令値をモータ電流に大きなトルクリプルの発生や効率の低下を伴わずに、電源電力の配分を行うことができる。このため、装置全体を小形化・高効率化することができるようになる。

また、前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値は、他の相の相電圧指令値に対してオフセット値を持つことを特徴とする。
従って、複数の電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値を、他の相の相電圧指令値に対してオフセット値を持つことによって、異なる電源電圧の直流電源から、出力電圧パルスを分割・配分する場合でも、電気角１周期の各相の平均出力電圧が等しくなり、モータ電流を通常のインバータ駆動と同様な交流電流波形として駆動することができ、モータ電流に大きなトルクリプルの発生や効率の低下を伴わずに、電源電力の配分を行うことができる。

また、前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値は、前記各直流電源毎に配分する前の相電圧指令値に、他の相の相電圧指令値に対してオフセット値を加算し若しくは減算して得ることを特徴とする。
従って、複数の電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値を、前記電源毎に配分する前の相電圧指令値を他の相の相電圧指令値に対してオフセット値を加算し若しくは減算することによって、モータ電流に大きなトルクリプルの発生や効率の低下を伴わずに、電源電力の配分を行うことができる。また、他の相の制御を一般的に知られているインバータの制御方法から変更することなく、複数の電源からパルスを出力する相のみの制御を本発明の制御方法とすれば良いため、従来の電力変換器の制御に追加するだけの構成とすることができる。

また、前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値は、前記各直流電源毎に配分された相電圧指令値の何れかに、オフセット値を加算し若しくは減算して得ることを特徴とする。
従って、複数の電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値を、電源毎に配分された相電圧指令値の何れかに、オフセット値を加算し若しくは減算することによって、何れかの電源の内、オフセット値相当の電圧パルスを出力する余裕のある電源を用いて電圧指令を実現することができる。

また、前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値は、前記各直流電源の内の電源電圧の高い電源から生成する相電圧指令値に、オフセット値を加算し若しくは減算して得ることを特徴とする。
従って、複数の電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値を、何れか電源電圧の高い電源から生成する相電圧指令値に、オフセット値を加算し若しくは減算することによって、オフセット値相当の電圧パルスを出力する余裕のある電圧の高い電源を用いて電圧指令を実現することができる。

また、前記オフセット値は、前記各直流電源の電圧値と、前記相電圧指令値を前記各直流電源毎に配分する比率から演算することを特徴とする。
従って、オフセット値を、各電源電圧値と、相電圧指令値を前記電源毎に配分する比率から演算することによって、新たに出力誤差電圧を検出することなく、制御装置内に持つ情報を使って、モータ電流に大きなトルクリプルの発生や効率の低下を伴わずに、電源電力の配分を行うことができる。

また、前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電流を検出する手段を備え、前記相の相電流指令値と相電流の差分からフィードバック制御を演算し、前記フィードバック制御の出力をオフセット値とすることを特徴とする。
従って、複数の電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電流指令値と前記相の相電流を検出する手段を備え、相電流指令値と相電流の差分からフィードバック制御を演算し、前記フィードバック制御の出力をオフセット値とすることで、新たに出力誤差電圧を検出することなく、制御装置内に持つ情報を使って、モータ電流に大きなトルクリプルの発生や効率の低下を伴わずに、電源電力の配分を行うことができる。

また、前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電流を検出する手段と、前記相電流の検出値から前記相電流の直流電流成分を抽出する手段とを備え、直流電流指令値と前記相電流の直流電流成分の差分からフィードバック制御を演算し、前記フィードバック制御の出力をオフセット値とすることを特徴とする。
従って、複数の電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電流を検出する手段と、前記相電流の検出値から相電流の直流電流成分を抽出する手段とを備え、直流電流指令値と前記相電流の直流電流成分の差分からフィードバック制御を演算し、前記フィードバック制御の出力をオフセット値とすることで、新たに出力誤差電圧を検出することなく、制御装置内に持つ情報を使って、モータ電流に大きなトルクリプルの発生や効率の低下を伴わずに、電源電力の配分を行うことができる。

また、前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電流を検出する手段を備え、前記相の相電流指令値と相電流の差分からフィードバック制御による演算出力であるオフセット値と、前記複数の直流電源の各電源電圧値、前記各直流電源のパルス幅指令値の平均値、及び他の相のパルス幅指令値の平均値から演算するオフセット値の和を、オフセット値として演算することを特徴とする。

従って、新たに出力誤差電圧を検出することなく、制御装置内に持つ情報を使って、モータ電流に大きなトルクリプルの発生や効率の低下を伴わずに、電源電力の配分を行うことができる。また、電圧値と配分する比率から演算するオフセット値だけで補償しきれないオフセット電流に対して、電流のフィードバック制御を行うことで、オフセット電流を更に小さくすることができる。また、電流のフィードバック制御のみに比べて、オフセット電流抑制の応答性が向上する。

また、前記多相交流モータの電気角、回転速度、及び前記各直流電源の電力指令値から、前記多相交流モータの電流指令値と電源電力の配分比率を生成する手段を備え、
前記多相交流モータの電流指令値に基づいて出力電圧を生成すると共に、前記出力電圧を前記各直流電源毎に配分することを特徴とする。

従って、特定の相が複数の電源からパルスを生成し、合成して出力する回路構成となっていても、電力指令値とモータの電気角と回転速度から、通電する電流指令値を生成しているため、モータがどのような位置・速度にあっても、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電力を制御することができる。これによって、モータが停止しているような場合であっても、複数の電源からパルスを生成・合成することによって、複数電源の電力を配分し、ある電源から他の電源への充電がＤＣ−ＤＣコンバータ等を用いずに実現することができる。

また、前記多相交流モータの電流指令値と電源電力の配分比率を生成する手段は、
ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値の大きさを生成すると共に、前記多相交流モータの電気角の値に基づいて前記ｄ軸電流指令値の符号を切り替えることを特徴とする。
従って、ｄ・ｑ軸電流の指令値を生成し、ｄ軸電流の符号を切り替えることで、モータの位置によらずに、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電力を制御することができる。

また、前記ｄ軸電流指令値の符号は、前記複数の直流電源の電力指令値に基づき、電力を充電する電源へ接続された電流経路を、充電電流が流れる方向に選択するものであることを特徴とする。
従って、ｄ軸電流の符号の切り替えを、電力を充電する経路に電流が流れるように選択することで、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電源の充電電力を制御することができる。

また、前記ｄ軸電流指令値の符号は、前記複数の直流電源の電力指令値と前記多相交流モータの電気角の値に基づいて、前記複数の直流電源から相電圧パルスを生成し、合成して出力する相の相電流を、前記多相交流モータから電源へ流れる方向に切り替えるものであることを特徴とする。
従って、複数の電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電流を、モータから電源の方向に流れるように、ｄ軸電流の符号の切り替えることで、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電源の充電電力を制御することができる。

また、Ｕ相電圧パルスを前記複数の直流電源から生成したパルスを合成して出力し、
前記ｄ軸電流指令値の符号を、前記電気角を用いて求められる余弦が正となる電気角の範囲で前記ｄ軸電流指令値の符号を負とし、前記電気角を用いて求められる余弦が負となる電気角の範囲で前記ｄ軸電流指令値の符号を正とするように、切り替えることを特徴とする。
従って、ｄ軸電流指令値の符号を切り替えを、電気角を用いて求められる余弦が正となる電気角の範囲で、ｄ軸電流指令値の符号を負とし、電気角を用いて求められる余弦が負となる電気角の範囲で、ｄ軸電流指令値の符号を正とするように、ｄ軸電流指令値の符号を切り替えることによって、モータから電源の方向に流れるよう電流符号を選択することができ、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電源の充電電力を制御することができる。

また、相電圧パルスを前記複数の直流電源から生成したパルスを合成して出力する相を複数備え、前記複数の直流電源から生成したパルスを合成して出力する相の内の少なくとも一つの相電流が、前記多相交流モータから電源へ流れる方向に、前記ｄ軸電流指令値の符号を切り替えることを特徴とする。
従って、前記複数の電源からパルスを生成・合成してい出力する相の内の少なくとも一つの相電流を、モータから電源へ流れる方向に、ｄ軸電流指令値の符号を切り替えることによって、モータから電源の方向に流れるよう電流符号を選択することができ、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電源の充電電力を制御することができる。

また、三相の内のＵ相とＶ相の相電圧パルスを前記複数の直流電源から生成したパルスを合成して出力し、残るＷ相の相電圧パルスを前記複数の直流電源の何れか一つから生成したパルスを合成して出力し、前記ｄ軸電流指令値の符号を、前記Ｕ相と前記Ｖ相の少なくとも一方の相電流を前記多相交流モータから電源へ流れる方向に、切り替えることを特徴とする。
従って、ｄ軸電流指令値の符号を切り替えを、Ｕ相とＶ相の少なくとも一方の相電流をモータから電源へ流れる方向に、d軸電流指令値の符号を切り替えることで、Ｕ・Ｖ相何れかを用いて、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電源の充電電力を制御することができる。

また、前記多相交流モータの擬似電気角を生成する手段を備え、前記多相交流モータの電流指令値と電源電力の配分比率を生成する手段は、擬似電気角周波数の電流指令値を生成することを特徴とする。
従って、モータの擬似電気角を生成し、擬似電気角周波数の電流指令値を生成することによって、モータに擬似電気角の周波数の電流を流すことができる。これによって、モータのロータがいかなる位置に停止していたとしても、擬似電気角周波数の電流によって、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電源の充電電力を制御することができる。

また、前記擬似電気角で回転する座標系におけるモータ電流指令値に基づいて、前記回転座標系における電圧指令値を生成する手段を備え、前記回転座標系における電圧指令値を、静止座標系に前記擬似電気角を用いて座標変換することによって、出力電圧指令値を生成することを特徴とする。
従って、擬似電気角で回転する座標系におけるモータ電流指令値に基づいて、前記回転座標系における電圧指令値を生成し、擬似電気角を用いた座標変換によって出力電圧指令値を生成することで、擬似電気角の周波数が高くとも、一般的なベクトル制御と同様に、高周波の電流を精度よく制御することができ、電源の充電電力制御を精度よく行うことができる。また、モータが交流モータであって、ベクトル制御での電流制御を行うものであれば、その制御器をそのまま用いて、擬似電気角での回転座標で制御すればよく、制御装置に追加するものが少なくてすむため、制御装置のコストアップを抑えることができる。

また、前記多相交流モータの電気角に基づく、前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値の大きさと、前記ｄ軸電流指令値の符号の切り替えによる電流指令値と、前記擬似電気角周波数の電流指令値とから、電流指令値を選択することを特徴とする。
従って、モータの電気角に基づいて、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値の大きさの生成と、前記ｄ軸電流指令値の符号を切り替えによる電流指令値と、擬似電気角周波数の電流指令値とから、電流指令値を選択することによって、ｄ軸ｑ軸電流のみで複数の電源の電力を電源毎に配分し、電源の充電電力を制御することもでき、更に、擬似電気角周波数の電流指令値を用いることで、いかなるロータの位置にモータが停止したとしても、電力の制御を実現することが可能になる。

また、前記多相交流モータを機械的に制動する手段を備え、前記多相交流モータの電流指令値を生成すると共に、前記制動する手段を動作させることを特徴とする。
従って、モータを機械的に制動する手段により制動し、モータ電流指令値を生成してモータ電流を通電することで、モータが停止している状態であっても、ロータの位置によらずに、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電源の充電電力を制御することができる。
また、前記多相交流モータと負荷軸を機械的に開放する手段を備え、前記多相交流モータの電流指令値を生成すると共に、前記開放する手段を動作させることを特徴とする。
従って、モータを機械的に開放する手段によって、出力軸に接続された負荷との接続を開放することにより、負荷を停止させた状態でも、モータ電流指令値を生成してモータ電流を通電することで、複数の電源の電力を電源毎に配分し、電源の充電電力を制御することができる。

また、前記多相交流モータの回転速度は、所定の大きさよりも小さい回転速度の範囲であることを特徴とする。
従って、モータが停止状態での電源電力配分を実施する場合に、モータの停止状態の判別をある範囲で判別することによって、回転速度検出にノイズが含まれるような場合であっても、モータ停止状態として判別することができる。

このように、この発明によれば、多相交流モータを駆動するための電力変換装置は、複数の直流電源に接続されて複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することにより多相交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する相と、１つの直流電源に接続されて当該直流電源の出力電圧からパルスを生成することにより多相交流モータの駆動電圧を生成する相とが備えられており、少ない半導体素子で複数の電源電力を利用・配分することが可能となる。また、１つの直流電源に接続する相のスイッチの電気角１周期当たりオン時間平均値とは異なる、複数の直流電源と出力を接続する相のスイッチの電気角１周期当たりオン時間平均値のパルスが生成される。
このため、ＤＣ−ＤＣコンバータを介さずに、複数の電源電力を利用・配分して、全体の体積・損失を低減することができると共に、半導体素子で実現可能な最小オンパルス幅を考慮し、各素子の耐圧を不要に高くすることがない。

つまり、出力電圧の余裕のある電源側に補償電圧を加えることによって、オフセット値相当の電圧パルスを出力する余裕のある電圧の高い電源を用いて電圧指令を実現することができ、広い運転範囲で補償制御を施すことができる。

この発明の第１実施の形態に係る電力変換器の構成を示す回路図である。 第１実施の形態において燃料電池とバッテリで供給電力を分担しながらモータを駆動した時のモータ電流波形（Ｕ相電流ｉu、Ｖ相電流ｉv）を示す波形図である。 図１の電力変換器の他の構成を示す回路図（その１）である。 図１の電力変換器の他の構成を示す回路図（その２）である。 図１の電力変換器の他の構成を示す回路図（その３）である。 図１の電力変換器の他の構成を示す回路図（その４）である。 電圧ベクトル図である。 この発明の第２実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。 図８の電流制御部の構成を説明するブロック図である。 電力制御・変調率演算部の構成を詳細に説明するブロック図である。 変調率演算を説明するブロック図である。 図１０に示す変調率補正手段の変調率オフセット演算器における入出力値を説明する説明図である。 電圧オフセット補償値を演算する電圧オフセット補償値演算器における入出力値を説明する説明図である。 図２のＵ相についての回路図である。 図８のＰＷＭパルス生成部で用いる三角波の波形説明図である。 三角波比較による駆動信号Ａと駆動信号Ｅのパルス生成を示す波形説明図である。 三角波比較による駆動信号Ｄと駆動信号Ｃのパルス生成を示す波形説明図である。 デッドタイムＴｄが付加されたパルス生成の例を示す波形説明図である。 図８の駆動信号処理回路部の構成を説明する回路図である。 この発明の第３実施の形態に係る電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。 図２０の電力変換器の構成を示す回路図である。 この発明の第４実施の形態における変調率オフセット演算部のブロック図である。 相電流波形を示し、（ａ）は電圧オフセット補償を行わなかった場合の波形図、（ｂ）はこの実施の形態における電圧オフセット補償値の加算を行った場合の波形図である。 この発明の第５実施の形態における変調率オフセット演算部のブロック図である。 この発明の第６実施の形態における電力制御・変調率演算部のブロック図である。 この発明の第７実施の形態における電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。 図２６のトルク制御部の構成を詳細に示すブロック図である。 この発明の第７実施の形態における電力制御器の処理の流れを示すフローチャートである。 ｄ軸電流の符号選択と高周波電流の選択を概念的に示す説明図である。 この発明の第７実施の形態における電力制御結果の一例をグラフで示す説明図である。 この発明の第８実施の形態における電力変換制御システムの構成を示すブロック図である。 図３１のトルク制御部の構成を詳細に示すブロック図である。 この発明の第８実施の形態における電力制御器の処理の流れを示すフローチャートである。 この発明の第９実施の形態における電力変換制御システムのモータの出力軸に装着された制動装置を示す説明図である。 この発明の第９実施の形態におけるトルク制御部の構成を詳細に示すブロック図である。 図３５の電力制御器の構成を示すブロック図である。 この発明の第１０実施の形態における電力変換制御システムのモータの出力軸に装着されたクラッチ装置を示す説明図である。 この発明の第１０実施の形態におけるトルク制御部の構成を詳細に示すブロック図である。 従来の「燃料電池を有する直流電源」におけるモータ駆動システムの概略構成を示すブロック図である。

符号の説明

１０，５５，７５，８２ 電力変換制御システム
１１ａ，１１ｂ 直流電源
１２，５６ 電力変換器
１３ トルク制御装置
１４，７６，８３ 電力制御装置
１５ モータ
１６ 共通負極母線
１７ａ，１８ａ，１９ａ，２１ａ，２２ａ，２３ａ，２３ｂ，２５ａ，２５ｂ，５７，５８ａ，５８ｂ，２５ｃ，２５ｄ，２１１ａ，２１１ｂ，２１２ａ，２１２ｂ，２１３ａ，２１４ａ，２１５ａ，２１６ａ，２１６ｂ，２１７ａ，２１７ｂ，２１８ａ，２１９ａ，２２０ａ，２２１ａ，２２１ｂ，２２２ａ，２２２ｂ，２２４ａ，２２３ａ，２２５ａ 半導体スイッチ
１７ｂ，１８ｂ，１９ｂ，２１ｂ，２２ｂ，２１３ｂ，２１４ｂ，２１５ｂ，２１８ｂ，２１９ｂ，２２０ｂ，２２３ｂ，２２４ｂ，２２５ｂ，２３２ａ，２３２ｂ，２５２ａ，２５２ｂ ダイオード
２０，２４ 正極母線
２６，２７ 平滑コンデンサ
２８ 電流制御部
２９，６７ 電力制御・変調率演算部
３０ ＰＷＭパルス生成部
３１ 駆動信号処理回路部
３２ ３相／ｄｑ変換部
３３ 制御部
３４，６１ ｄｑ／３相変換部
３５，３６，６２，６８，６９ 減算器
３７，４０，４１，４２ 乗算器
３８ 変調率演算手段
３９ 変調率補正手段
４３，５９ 変調率オフセット演算器
４４，４５，６４ 加算器
４６，６０ 電圧オフセット補償値演算器
４７ａ，４７ｂ ＮＯＴ回路
４８ａ，４８ｂ，４８ｃ，４８ｄ，４８ｅ ＡＮＤ回路
４９ ＮＯＲ回路
５０ａ，５０ｂ，５０ｃ，５０ｄ ＯＲ回路
６３ Ｕ相電流制御部
６５ 変調率オフセット演算部
６６ ローパスフィルタ
７０ 切換器
７７，８４，９２ トルク制御部
７８ トルク制御器
７９，８５，８７，９３ 電力制御器
８０ 制御モード切替器
８１ 電流指令値切替器
８６ 制動装置
８８ ｉｕマップ部
８９ ｉｖ，ｉｗ演算部
９０ 座標変換部
９１ クラッチ装置
１１０ａ １４Ｖ系バッテリ
１１０ｂ ４２Ｖ系発電機
２３１ａ，２３１ｂ，２５１ａ，２５１ｂ ＩＧＢＴ
Ｒ 負荷

Claims (26)

1. 多相交流モータを駆動するための電力変換装置であって、
   複数の直流電源に接続され、前記複数の電源のそれぞれの出力電圧からパルスを生成・合成することで前記多相交流モータを駆動するための駆動電圧を生成する相と、
   １つの直流電源に接続され、当該電源の出力電圧からパルスを生成することで前記多相交流モータの駆動電圧を生成する相とを備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記複数の電源は電位の異なる直流電源であって、
   前記複数の直流電源に接続される相のスイッチング手段は、最低電位に接続されるスイッチング手段は逆阻止機能を備えない能動素子とダイオードで構成され、残りは逆阻止機能を持つ素子で構成されており、
   前記１つの直流電源に接続される相はすべてのアームが逆阻止機能を備えない能動素子とダイオードとで構成されることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記複数の直流電源は、燃料電池とバッテリもしくはキャパシタを接続することで構成されたものであることを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記１つの直流電源に接続する相のスイッチの電気角１周期当たりオン時間平均値とは異なる、前記複数の直流電源と出力を接続する相のスイッチの電気角１周期当たりオン時間平均値のパルスを生成することを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値と、
   前記相電圧指令値を前記各直流電源毎に配分する比率から、前記相電圧指令値を前記各直流電源毎に配分する手段を備え、
   前記各直流電源毎に配分された相電圧指令値に基づいて、前記各直流電源毎に出力電圧パルスを生成することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値は、
   他の相の相電圧指令値に対してオフセット値を持つことを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
7. 前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値は、
   前記各直流電源毎に配分する前の相電圧指令値に、他の相の相電圧指令値に対してオフセット値を加算し若しくは減算して得ることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
8. 前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値は、
   前記各直流電源毎に配分された相電圧指令値の何れかに、オフセット値を加算し若しくは減算して得ることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
9. 前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電圧指令値は、
   前記各直流電源の内の電源電圧の高い電源から生成する相電圧指令値に、オフセット値を加算し若しくは減算して得ることを特徴とする請求項６に記載の電力変換装置。
10. 前記オフセット値は、
    前記各直流電源の電圧値と、前記相電圧指令値を前記各直流電源毎に配分する比率から演算することを特徴とする請求項６〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
11. 前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電流を検出する手段を備え、
    前記相の相電流指令値と相電流の差分からフィードバック制御を演算し、前記フィードバック制御の出力をオフセット値とすることを特徴とする請求項６〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
12. 前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電流を検出する手段と、
    前記相電流の検出値から前記相電流の直流電流成分を抽出する手段とを備え、
    直流電流指令値と前記相電流の直流電流成分の差分からフィードバック制御を演算し、前記フィードバック制御の出力をオフセット値とすることを特徴とする請求項６〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
13. 前記複数の直流電源からパルスを生成し、合成して出力する相の相電流を検出する手段を備え、
    前記相の相電流指令値と相電流の差分からフィードバック制御による演算出力であるオフセット値と、前記複数の直流電源の各電源電圧値、前記各直流電源のパルス幅指令値の平均値、及び他の相のパルス幅指令値の平均値から演算するオフセット値の和を、オフセット値として演算することを特徴とする請求項６〜９のいずれか一項に記載の電力変換装置。
14. 前記多相交流モータの電気角、回転速度、及び前記各直流電源の電力指令値から、前記多相交流モータの電流指令値と電源電力の配分比率を生成する手段を備え、
    前記多相交流モータの電流指令値に基づいて出力電圧を生成すると共に、前記出力電圧を前記各直流電源毎に配分することを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
15. 前記多相交流モータの電流指令値と電源電力の配分比率を生成する手段は、
    ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値の大きさを生成すると共に、前記多相交流モータの電気角の値に基づいて前記ｄ軸電流指令値の符号を切り替えることを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
16. 前記ｄ軸電流指令値の符号は、
    前記複数の直流電源の電力指令値に基づき、電力を充電する電源へ接続された電流経路を、充電電流が流れる方向に選択するものであることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。
17. 前記ｄ軸電流指令値の符号は、
    前記複数の直流電源の電力指令値と前記多相交流モータの電気角の値に基づいて、前記複数の直流電源から相電圧パルスを生成し、合成して出力する相の相電流を、前記多相交流モータから電源へ流れる方向に切り替えるものであることを特徴とする請求項１６に記載の電力変換装置。
18. Ｕ相電圧パルスを前記複数の直流電源から生成したパルスを合成して出力し、
    前記ｄ軸電流指令値の符号を、前記電気角を用いて求められる余弦が正となる電気角の範囲で前記ｄ軸電流指令値の符号を負とし、前記電気角を用いて求められる余弦が負となる電気角の範囲で前記ｄ軸電流指令値の符号を正とするように、切り替えることを特徴とする請求項１７に記載の電力変換装置。
19. 相電圧パルスを前記複数の直流電源から生成したパルスを合成して出力する相を複数備え、
    前記複数の直流電源から生成したパルスを合成して出力する相の内の少なくとも一つの相電流が、前記多相交流モータから電源へ流れる方向に、前記ｄ軸電流指令値の符号を切り替えることを特徴とする請求項１７に記載の電力変換装置。
20. 三相の内のＵ相とＶ相の相電圧パルスを前記複数の直流電源から生成したパルスを合成して出力し、残るＷ相の相電圧パルスを前記複数の直流電源の何れか一つから生成したパルスを合成して出力し、
    前記ｄ軸電流指令値の符号を、前記Ｕ相と前記Ｖ相の少なくとも一方の相電流を前記多相交流モータから電源へ流れる方向に、切り替えることを特徴とする請求項１９に記載の電力変換装置。
21. 前記多相交流モータの擬似電気角を生成する手段を備え、
    前記多相交流モータの電流指令値と電源電力の配分比率を生成する手段は、擬似電気角周波数の電流指令値を生成することを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
22. 前記擬似電気角で回転する座標系におけるモータ電流指令値に基づいて、前記回転座標系における電圧指令値を生成する手段を備え、
    前記回転座標系における電圧指令値を、静止座標系に前記擬似電気角を用いて座標変換することによって、出力電圧指令値を生成することを特徴とする請求項２１に記載の電力変換装置。
23. 前記多相交流モータの電気角に基づく、前記ｄ軸電流指令値と前記ｑ軸電流指令値の大きさと、前記ｄ軸電流指令値の符号の切り替えによる電流指令値と、前記擬似電気角周波数の電流指令値とから、電流指令値を選択することを特徴とする請求項１５〜２２のいずれか一項に記載の電力変換装置。
24. 前記多相交流モータを機械的に制動する手段を備え、
    前記多相交流モータの電流指令値を生成すると共に、前記制動する手段を動作させることを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
25. 前記多相交流モータと負荷軸を機械的に開放する手段を備え、
    前記多相交流モータの電流指令値を生成すると共に、前記開放する手段を動作させることを特徴とする請求項１４に記載の電力変換装置。
26. 前記多相交流モータの回転速度は、所定の大きさよりも小さい回転速度の範囲であることを特徴とする請求項１４〜２５のいずれか一項に記載の電力変換装置。

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