JP2002209386A - 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 電力変換装置のインバータ主回路を構成する
スイッチング素子におけるスイッチング損失の発生を極
力抑制する。 【解決手段】 指令値変換器は、指令値発生器より出力
される三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内、何れか
二相の指令値レベルが所定値ｘよりも小である期間にお
いて（ステップＡ２，Ａ６，Ａ１０：ＹＥＳ）、それら
二相の指令値レベルを最大（ステップＡ５，Ａ９，Ａ１
３）または最小（ステップＡ４，Ａ８，Ａ１２）に固定
するように変換する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、多相負荷をインバ
ータ主回路によって駆動する電力変換装置及び多相負荷
の駆動制御方法に関する。

【０００２】

【従来の技術】図２５は、例えば電気自動車の走行に使
用される多相交流モータを駆動するインバータ装置の電
気的構成を示すものである。この図２５において、６つ
のＩＧＢＴ１〜６が三相ブリッジ接続されてインバータ
主回路７が構成され、そのインバータ主回路７の直流母
線７ａ，７ｂは、駆動用バッテリ８の正極端子，負極端
子に夫々接続されている。その、インバータ主回路７の
出力端子７ｕ，７ｖ，７ｗは三相の多相交流モータ（例
えば、同期モータやインダクションモータ，ブラシレス
モータなど）９の各相巻線（図示せず）に夫々接続され
ている。また、各ＩＧＢＴ１〜６のコレクタエミッタ間
には、フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が逆ｚ並列
接続されている。

【０００３】指令値発生器１０は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ
＊，Ｗ＊のデータが記憶されているＲＯＭを中心として
構成されており、例えば、インバータ主回路７の出力端
子７ｕ〜７ｗと多相交流モータ（以下、単にモータと称
す）９の各相巻線との間に配置される電流センサ（図示
せず）の出力信号におけるゼロクロス点や、ロータリエ
ンコーダ或いはレゾルバなどの出力信号に基づいて交流
モータ９を構成するロータの位相θを検出し、その位相
に基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相についての電圧指令値Ｕ＊，
Ｖ＊，Ｗ＊を読み出し、ＰＷＭ波形発生器１１に出力す
るようになっている。尚、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊
は、例えば正弦波の振幅に基づく指令値である。

【０００４】図２６は、ＰＷＭ波形発生器１１の詳細な
電気的構成を示す機能ブロック図である。指令値発生器
１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、コ
ンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの非反転入力端子並
びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの反転入力端
子に与えられており、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１
２ｅの反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２
ｄ，１２ｆの非反転入力端子には、搬送波発生器１３よ
り出力されるＰＷＭ変調の搬送波（三角波）が与えられ
ている。

【０００５】尚、コンパレータ１２ａ〜１２ｆは、電圧
指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊及び搬送波が何れもデジタルデ
ータとして出力される場合はマグニチュードコンパレー
タであり、両者が何れもアナログデータとして出力され
る場合はアナログコンパレータである。

【０００６】そして、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１
２ｅからは、搬送波のレベルよりも電圧指令値Ｕ＊，Ｖ
＊，Ｗ＊のレベルが高い場合にハイレベルとなる信号Ｃ
１，Ｃ３，Ｃ５が出力され、コンパレータ１２ｂ，１２
ｄ，１２ｆからは、信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５の反転信号Ｃ
２，Ｃ４，Ｃ６が出力されてデッドタイム発生器１４に
与えられる。デッドタイム発生器１４は、例えば、１つ
のアームについて正側，負側のＩＧＢＴが同時にオン状
態となることを防止するために、両者何れもがオフ状態
となるデッドタイムを設けるため、信号Ｃ１／Ｃ３／Ｃ
５，Ｃ２／Ｃ４／Ｃ６間のオンオフタイミングを修正す
るものである。

【０００７】デッドタイム発生器１４からは、ゲート信
号Ｇ１′〜Ｇ６′が出力され、それらのゲート信号Ｇ
１′〜Ｇ６′は、フォトカプラなどからなるドライバ１
５を介して各ＩＧＢＴ１〜６のゲートにゲート信号Ｇ１
〜Ｇ６として与えられるようになっている。

【０００８】この制御方式では、例えばＵ相について考
えると、指令値Ｕ＊が搬送波である三角波より大きい場
合はＩＧＢＴ１がオン，ＩＧＢＴ２がオフとなり、ＤＣ
電源の正側の電位が出力される。逆にＵ＊が三角波より
小さい場合はＩＧＢＴ１がオフ、ＩＧＢＴ２がオンとな
り、ＤＣ電源の負側の電位が出力される。この動作によ
り各搬送波の周期で指令値に比例した時間の間、ＤＣ電
源の正側の電圧が出力される。

【０００９】そして、図２７に示すように、電圧指令値
Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊が正弦波ならばパルス幅が正弦波にＰ
ＷＭ変調された電圧が出力され出力電流を略正弦波にす
ることができる。また、搬送波の周波数が高いほどより
理想的な正弦波の波形に近い電流を出力でき、当該周波
数を１５ｋＨｚ以上にすれば、モータ９の磁気的騒音を
大幅に低減することができる。そのため、インバータ主
回路７には、このような高速スイッチングが可能である
ＩＧＢＴ１〜６が使用されている。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、インバ
ータ主回路７が大電力で駆動される場合には電力変換損
失による発熱が大きいため、水冷などによる冷却が必要
であり、システムの小型化、低コスト化の障害となって
いる。また、電力変換損失には、ＩＧＢＴ１〜６におけ
るスイッチング損失が大きな割合を占めている。スイッ
チング損失は、スイッチング周波数が高くなるほど増加
するので、十分高い周波数で使用することができないと
いう問題がある。

【００１１】本発明は上記事情に鑑みてなされたもので
あり、その目的は、インバータ主回路を構成するスイッ
チング素子について、スイッチング損失の発生を極力抑
制することができる電力変換装置、及び多相負荷の駆動
制御方法を提供することにある。

【００１２】

【課題を解決するための手段】請求項１記載の電力変換
装置によれば、指令値出力手段が、多相負荷に対して各
相毎に電圧指令値を出力すると、指令値変換手段は、そ
れらの電圧指令値の内少なくとも何れか二相の電圧指令
値がほぼ等しくなる期間に、それら二相の電圧指令値が
等しく最大または最小となるように変換して出力する。
そして、制御信号出力手段は、指令値変換手段に出力さ
れる電圧指令値により搬送波をパルス幅変調すること
で、前記多相負荷を駆動するインバータ主回路にスイッ
チング制御信号を出力する。

【００１３】即ち、少なくとも二相の電圧指令値がほぼ
等しくなる期間では、それらの電圧指令値が等しく最大
または最小となるように変換されることで、制御信号出
力手段における変換された電圧指令値に基づく変調度は
１００％または０％となる。つまり、前記少なくとも二
相のスイッチング素子についてはスイッチングが停止さ
れることになり、トータルでのスイッチング回数が低減
される。従って、スイッチング周波数を低下させること
なくスイッチング損失を抑制することができ、冷却用の
機構を小形化，簡素化することができるので装置全体を
小型に構成することができる。

【００１４】そして、制御信号出力手段はパルス幅変調
を行うので、多相負荷の駆動周期に比較すると極めて高
い周波数によって多数回のスイッチングを行う制御方式
ついて、本発明を有効に適用することができる。

【００１５】請求項２記載の電力変換装置によれば、指
令値変換手段は、変換対象以外の相についての電圧指令
値を、変換対象とする相の電圧指令値夫々との線間電圧
の平均値として出力する。従って、電圧指令値が等しく
最大または最小となるように変換が行われた場合でも、
相電流波形の歪みを抑制することができると共に、トー
タルでの駆動電力を指令値の変換前と略同等に維持する
ことができる。

【００１６】請求項３記載の電力変換装置によれば、多
相交流モータが負荷である場合に、本発明を適用するこ
とができる。請求項４記載の電力変換装置によれば、一
般に広く使用される三相交流モータを駆動する構成につ
いて、本発明を適用することができる。

【００１７】請求項５記載の電力変換装置によれば、指
令値出力手段が、多相負荷に対して各相毎に電圧指令値
を出力すると、指令値変換手段は、それらの電圧指令値
の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しく
なる期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指
令値が等しく最大または最小となるように変換する第１
変換期間と、その内の一相の電圧指令値のみを最大また
は最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰
り返すように出力する。そして、制御信号出力手段は、
指令値変換手段に出力される電圧指令値により搬送波を
変調することで、前記多相負荷を駆動するインバータ主
回路にスイッチング制御信号を出力する。

【００１８】即ち、少なくとも何れか二相の電圧指令値
の変調度が１００％または０％となる第１変換期間と、
そのうちの一相の電圧指令値の変調度が１００％または
０％となる第２変換期間とが交互に実行されることにな
り、多相負荷の相電流の歪みをより低減しながらスイッ
チングの回数を低減することができる。従って、多相負
荷をより低振動且つ低騒音で駆動することができる。

【００１９】請求項６記載の電力変換装置によれば、指
令値変換手段は、変換期間を搬送波周期の整数倍に設定
するので、変換処理を搬送波に同期したタイミングで容
易に実行することができる。更に、第１変換期間と第２
変換期間との切替え時にスイッチングが発生することを
防止できる。

【００２０】請求項７記載の電力変換装置によれば、指
令値変換手段は、第２変換期間において変換対象とする
相を、変換対象以外の相についての電圧指令値との線間
電圧が最大となる相に設定する。斯様に設定すること
で、当該電圧指令値を最大または最小となるように変換
した場合の歪みの影響をより軽減することが可能とな
る。

【００２１】請求項８記載の電力変換装置によれば、指
令値変換手段は、第２変換期間を第１変換期間のｎ倍と
し、第１変換期間では、変換対象以外の相についての電
圧指令値を第２変換期間で変換対象とする相の電圧指令
値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、第２
変換期間では、第１変換期間においてのみ変換対象とな
る相についての電圧指令値を、第２変換期間で変換対象
とする相の電圧指令値との線間電圧を（１＋１／ｎ）倍
とするようにレベルシフトする。

【００２２】従って、第１，第２変換期間の夫々におい
て電圧指令値が最大または最小に変換されることで生じ
る歪みを、変換対象以外の指令値をレベルシフトするこ
とにより補正することができる。また、例えば、第２変
換期間を第１変換期間のｎ（＞１）倍とすれば、第２変
換期間における指令値のレベルシフトは前記線間電圧の
２倍未満となるので、過変調状態となって相電流波形に
歪みが生じることを防止できる。

【００２３】請求項９記載の電力変換装置によれば、指
令値変換手段はｎの値を“１”に設定するので、第１変
換期間，第２変換期間は夫々等しい時間となることか
ら、制御が容易となる。

【００２４】請求項１０記載の電力変換装置によれば、
指令値変換手段は、第１変換期間と第２変換期間との比
を変化させるので、電圧指令値の差が変化することに対
応して線間電圧の補正量を変化させることが可能とな
る。従って、過変調状態を防止するように調整を行うこ
とができる。

【００２５】請求項１１記載の電力変換装置によれば、
指令値変換手段は、指令値出力手段によって出力される
第１変換期間における変換対象の変換前の電圧指令値の
差が大となるにつれて、第２変換期間を相対的に長く設
定する。即ち、前記電圧指令値の差が大きくなるのに応
じて線間電圧の補正（レベルシフト）量も増加させるこ
とが望ましい。しかしながら、レベルシフト量を増加さ
せると過変調状態に至るおそれがある。そこで、前記電
圧指令値の差が大きくなるのに応じて第２変換期間を長
く設定すればｎの値が大となるので、その分レベルシフ
ト量は低下することになる。従って、過変調状態となる
ことを有効に防止することができる。

【００２６】請求項１２記載の電力変換装置によれば、
一般に広く使用される三相交流負荷駆動する構成につい
て、請求項５乃至１０の何れかに記載の発明を適用する
ことができる。

【００２７】請求項１３記載の電力変換装置によれば、
指令値出力手段が、多相負荷の各相に対応する電圧指令
値を出力すると、指令値変換手段は、それらの電圧指令
値の大小関係に基づいて少なくとも何れか二相の電圧指
令値が等しくなる時点を含む特定の期間に、当該少なく
とも二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるよ
うに変換して出力する。そして、制御信号出力手段は、
指令値変換手段に出力される電圧指令値により搬送波を
パルス幅変調することで、前記多相負荷を駆動するイン
バータ主回路にスイッチング制御信号を出力する。

【００２８】即ち、指令値変換手段は、少なくとも二相
の電圧指令値がほぼ等しくなるように固定する特定の期
間を電圧指令値の大小関係のみに基づいて簡単に決定す
ることができる。従って、多相負荷の駆動周波数が高い
領域においては、前記特定期間を短時間で決定して追従
することが可能となる。

【００２９】請求項１４記載の電力変換装置によれば、
指令値出力手段は、正弦波の振幅変化に基づく電圧指令
値を出力するので、多相負荷の相電流波形を略正弦波と
することができ、前記モータを極めて低振動且つ低騒音
で駆動することが可能となる。

【００３０】

【発明の実施の形態】（第１実施例）以下、本発明の第
１実施例について図１乃至図４を参照して説明する。
尚、図２５及び図２６と同一部分には同一符号を付して
説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。
電気的構成の機能ブロックを示す図１において、指令値
発生器（指令値出力手段）１０とＰＷＭ波形発生器（制
御信号出力手段）１１との間には、指令値変換器（指令
値変換手段）２１が介挿されている。

【００３１】指令値変換器２１は、指令値発生器１０及
びＰＷＭ波形発生器１１と共に例えばＤＳＰ(Digital S
ignal Processor)などで構成されており、図２に示すフ
ローチャートの演算プログラムに従って、指令値発生器
１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊より新
たな電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成し、ＰＷＭ
波形発生器１１に出力するように構成されている。その
他の構成は、図２５，図２６と同様である。

【００３２】次に、本実施例の作用について図２乃至図
４をも参照して説明する。指令値変換器２１における演
算プログラムのフローチャートを示す図２において、指
令値変換器２１は、先ず、指令値発生器１０より出力さ
れる電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を読み込むと（ステッ
プＡ１）、それらの内何れか二相の電圧指令値の振幅レ
ベルの差の絶対値が所定値ｘよりも小であるか否かを、
ステップＡ２，Ａ６及びＡ１０において夫々判断する。

【００３３】ここで、図４（ａ）は、電圧指令値Ｕ＊，
Ｖ＊，Ｗ＊の波形データと、ＰＷＭ波形発生器１１にお
いてＰＷＭ変調される搬送波の波形を重ねて示すもので
あるが、図示の都合上、搬送波の周期は実際よりも長く
なっている。また、縦軸の振幅を±１としているが、実
際のデータは、例えば８ビットであれば−１〜＋１の振
幅レベルを“０〜２５５”にシフトして出力するように
している。

【００３４】図４（ｂ）は、図４（ａ）中に矢印で示し
た部分を拡大して示すもので、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊の
値が交差している近傍であり、両者の値が比較的近似し
ている領域である。図２のフローチャートでは、この図
４（ｂ）に示すように、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊の差の絶
対値が所定値ｘよりも小である期間においては、指令値
レベルを“０”に変換した指令値Ｖ**，Ｗ**を出力する
ようになっている。

【００３５】即ち、例えば、図４（ｂ）に示す期間にお
いては、指令値変換器２１はステップＡ６で「ＹＥＳ」
と判断し、続いて、電圧指令値Ｕ＊の極性が正であるか
（８ビットデータ値が“１２７”よりも大か）否かを判
断する（ステップＡ７）。指令値Ｕ＊の極性が正であれ
ば（「ＹＥＳ」）、指令値変換器２１は、電圧指令値Ｖ
**，Ｗ**を以下のように変換生成する（ステップＡ
８）。 Ｖ**＝Ｗ**＝−１（データ値“０”） …（１） に変換する。こうすることでＶ相とＷ相とＰＷＭ信号の
変調度が０％，即ちデューティが０％となってＶ相とＷ
相はスイッチングされなくなる。このとき残りのＵ相に
ついては、線間電圧のＶ相、Ｗ相との線間電圧のずれが
最小となるように以下のようにレベルシフトした電圧指
令値Ｕ**に変換する。 Ｕ**＝Ｕ＊−（Ｖ＊＋Ｗ＊）／２−１ …（２） 即ち、（２）式における指令値Ｕ**のレベルシフトは、
電圧指令値Ｕ＊と、Ｖ＊，Ｗ＊との各線間電圧の平均値
をとるようにしたものである。そして、ステップＡ１５
に移行すると、変換した電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を
ＰＷＭ波形発生器１１に出力する。

【００３６】また、上記２式はＵ相が正でＶ相、Ｗ相が
負で交差している場合の変換式であるが、逆に、Ｕ相が
負でＶ相、Ｗ相が正で交差している場合の変換式は（ス
テップＡ７，ＮＯ）、（１），（２）式に代えて以下の
（３），（４）式を用いて変換した後（ステップＡ
９）、ステップＡ１５に移行する。

【００３７】 Ｖ**＝Ｗ**＝＋１（データ値“２５５”） …（３） Ｕ**＝Ｕ＊−（Ｖ＊＋Ｗ＊）／２＋１ …（４） こうすることでＶ相とＷ相とＰＷＭ信号の変調度が１０
０％，即ちデューティが１００％となってＶ相とＷ相は
スイッチングされなくなる。

【００３８】尚、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊の差の絶対値が
所定値ｘよりも小である期間においては、指令値変換器
２１はステップＡ２において「ＹＥＳ」と判断し、ステ
ップＡ３〜Ａ５においてステップＡ７〜Ａ９に対応する
処理を相を入れ替えて行うようにする。即ち、指令値Ｗ
＊の極性が正であれば（ステップＡ３，「ＹＥＳ」）、
指令値変換器２１は、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以
下のように変換生成する（ステップＡ４）。 Ｕ**＝Ｖ**＝−１ …（５） Ｗ**＝Ｗ＊−（Ｕ＊＋Ｖ＊）／２−１ …（６） また、指令値Ｗ＊の極性が負であれば（ステップＡ３，
「ＮＯ」）、指令値変換器２１は、電圧指令値Ｕ**，Ｖ
**，Ｗ**を（７），（８）式のように変換する（ステッ
プＡ５）。 Ｕ**＝Ｖ**＝１ …（７） Ｗ**＝Ｗ＊−（Ｕ＊＋Ｖ＊）／２＋１ …（８）

【００３９】同様に、電圧指令値Ｗ＊，Ｕ＊の差の絶対
値が所定値ｘよりも小である期間では、指令値変換器２
１はステップＡ１０において「ＹＥＳ」と判断し、ステ
ップＡ１１〜Ａ１３においてステップＡ７〜Ａ９に対応
する処理を相を入れ替えて行うようにする。即ち、指令
値Ｖ＊の極性が正であれば（ステップＡ１１，「ＹＥ
Ｓ」）、指令値変換器２１は、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，
Ｗ**を以下のように変換生成する（ステップＡ１２）。 Ｕ**＝Ｗ**＝−１ …（９） Ｖ**＝Ｖ＊−（Ｗ＊＋Ｕ＊）／２−１ …（１０） また、指令値Ｖ＊の極性が負であれば（ステップＡ１
１，「ＮＯ」）、指令値変換器２１は、電圧指令値Ｕ*
*，Ｖ**，Ｗ**を（１１），（１２）式のように変換す
る（ステップＡ１３）。 Ｕ**＝Ｗ**＝１ …（１１） Ｖ**＝Ｖ＊−（Ｗ＊＋Ｕ＊）／２＋１ …（１２）

【００４０】そして、指令値変換器２１がステップＡ
２，Ａ６及びＡ１２の何れにおいても「ＮＯ」と判断し
た場合はステップＡ１４に移行し、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ
＊，Ｗ＊をそのまま電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**として
ステップＡ１５に移行する。以上のようにして指令値変
換器２１により変換された電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**
の波形を、図３（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示す。

【００４１】以上のように本実施例によれば、指令値変
換器２１は、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内、
何れか二相の指令値レベルが所定値ｘよりも小である期
間において、それら二相の指令値レベルを最大（＋１）
または最小（−１）に固定するように変換したので、そ
の期間内では当該二相についてスイッチングが行われな
くなる。

【００４２】従って、搬送波の周波数を下げることな
く、ＰＷＭ制御によりインバータ主回路７のＩＧＢＴ
（スイッチング素子）１〜６について行われるスイッチ
ングの回数を減らしてスイッチング損失を低減すること
ができる。故に、冷却を行うための機構を小形化，簡素
化することができ、装置を小形化及び低コスト化するこ
とができる。また、スイッチング周波数をより高く設定
することも可能となる。

【００４３】また、本実施例によれば、変換対象以外の
残りの一相についての電圧指令値を、変換対象とする二
相の電圧指令値夫々との線間電圧の平均値として出力す
るので、モータ（多相交流モータ，多相負荷）９の相電
流波形の歪みを抑制すると共に、駆動電力を変換前の電
圧指令値によって駆動する場合とほぼ同等にすることが
できる。更に、本実施例によれば、指令値発生器１０
は、正弦波の振幅変化に基づく電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，
Ｗ＊を出力するので、モータ９の相電流波形を略正弦波
とすることができ、モータ９を極めて低振動且つ低騒音
で駆動することが可能となる。

【００４４】尚、本実施例のように、二相の電圧指令値
をある期間だけ固定することによって出力電流に若干の
歪みを生じるが、電気自動車やハイブリッド電気自動車
のように比較的大なる負荷を駆動する系においては、若
干の歪みは特に問題とならない。

【００４５】（第２実施例）図５乃至図１１は本発明の
第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分に
は同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分につ
いてのみ説明する。ＰＷＭ波形発生器１１に代わるＰＷ
Ｍ波形発生器（制御信号出力手段）２２は、クロック信
号ｃｋ１，ｃｋ２を指令値変換器２１に代わる指令値変
換器（指令値変換手段）２３に出力するようになってい
る。

【００４６】ここで、図６を参照して、クロック信号ｃ
ｋ１は、周期がＰＷＭ信号の搬送波周期の２倍であっ
て、前記搬送波のレベルが“０”の時点に同期して立ち
上がるクロック信号である。また、クロック信号ｃｋ２
は、そのクロック信号ｃｋ１に対して位相が９０°遅れ
となるクロック信号である。そして、指令値変換器２３
は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２のレベルをも参照して
電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の変換処理を行うようにな
っている。

【００４７】次に、第２実施例の作用について図７乃至
図１１をも参照して説明する。図７乃至図９は、指令値
変換器２３における変換処理のフローチャートの一部を
示すもので、図７は、第１実施例におけるステップＡ３
以降，図８は、ステップＡ７以降，図９は、ステップＡ
１１以降の処理を部分的に変更したものである。

【００４８】先ず、図８に示す部分について説明する。
指令値変換器２３は、ステップＡ７において「ＹＥＳ」
と判断すると、指令値Ｖ＊とＷ＊との差の結果が負（Ｖ
＊＜Ｗ＊）であるか否かを判断し（ステップＡ２３）、
負である場合は（「ＹＥＳ」）ステップＡ２４に移行し
て、クロック信号ｃｋ２のレベルが“１（ハイレベ
ル）”であるか否かを判断する。

【００４９】クロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であ
れば（「ＹＥＳ」）ステップＡ２５に移行して、電圧指
令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。 Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（１３） Ｖ**＝Ｗ**＝−１ …（１４） 尚、電圧指令値Ｕ**は、元の指令値におけるＵ相とＶ相
との線間電圧を維持するようにレベルシフトされてい
る。

【００５０】一方、ステップＡ２４においてクロック信
号ｃｋ２のレベルが“０（ロウレベル）”であれば
（「ＮＯ」）ステップＡ２６に移行して、電圧指令値Ｕ
**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。 Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（１５） Ｖ**＝−１ …（１６） Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（１７） この場合、電圧指令値Ｗ**は、元の指令値におけるＷ相
とＶ相との線間電圧の２倍の電圧を出力するようにレベ
ルシフトされている。即ち、１つ前の搬送波周期におい
て指令値Ｗ**が“−１”に固定された分を補うためであ
る。

【００５１】また、ステップＡ２３において、指令値Ｖ
＊とＷ＊との差の結果が正（Ｖ＊＞Ｗ＊）である場合は
（「ＮＯ」）ステップＡ２７に移行して、ステップＡ２
４と同様にクロック信号ｃｋ２のレベルが“１”である
か否かを判断する。クロック信号ｃｋ２のレベルが
“１”であれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ２８に移行し
て、（１３）式を（１８）式に置き換えて実行する。 Ｕ**＝Ｕ＊−Ｗ＊−１ …（１８）

【００５２】一方、ステップＡ２７においてクロック信
号ｃｋ２のレベルが“０”であれば（「ＮＯ」）ステッ
プＡ２９に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以
下のように変換生成する。 Ｕ**＝Ｕ＊−Ｗ＊−１ …（１９） Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｗ＊）−１ …（２０） Ｗ**＝−１ …（２１） 即ち、ステップＡ２８及びＡ２９における処理は、ステ
ップＡ２５及びＡ２６の処理に対して指令値Ｖ＊とＷ＊
との大小関係が入れ替わることに基づくものである。

【００５３】このようにして変換生成された電圧指令値
Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を図１０に示す。即ち、期間ｄにおい
て電圧指令値Ｖ＊とＷ＊とが交差して両者の大小関係が
入れ替わるため、前半の期間ａ〜ｄではＶ＊＜Ｗ＊であ
り、後半の期間ｄ〜ｇではＶ＊＞Ｗ＊となっている。そ
して、期間ｂ，ｄ，ｆ（クロック信号ｃｋ２のレベルが
“１”の時）においては、電圧指令値Ｖ**，Ｗ**を最小
レベルに固定し電圧指令値Ｕ**のみで一相変調を行う
（第１変換期間）。

【００５４】一方、クロック信号ｃｋ２のレベルが
“０”となる前半の期間ａ，ｃでは、電圧指令値Ｖ**だ
けを最小レベルに固定し、電圧指令値Ｕ**，Ｗ**で二相
変調を行い、後半の期間ｅ，ｇにおいては、電圧指令値
Ｗ**だけを最小レベルに固定し電圧指令値Ｕ**，Ｖ**の
みで一相変調を行う（第２変換期間）。従って、一相変
調と二相変調とが搬送波周期毎に交互に実行されるよう
になる（即ち、ｎ＝１である）。

【００５５】尚、電圧指令値Ｕ＊が負であり、ステップ
Ａ７において「ＮＯ」と判断される場合については具体
的には図示していないが、第１実施例と同様に、上記
（１３）〜（２１）式において、“Ａ**＝−１”と記述
されている式を “Ａ**＝１” に代え、“Ａ**＝Ｂ＊−Ｃ＊−１”，或いは、“Ａ**＝
２（Ｂ＊−Ｃ＊）−１”と記述されている式を“Ａ**＝
Ｂ＊−Ｃ＊＋１”，或いは、“Ａ**＝２（Ｂ＊−Ｃ＊）
＋１”のように一部の符号だけを変更すれば良い（尚、
Ａ，Ｂ，ＣはＵ，Ｖ，Ｗ何れかの相）。但し、この場合
はクロック信号ｃｋ２に代えてクロック信号ｃｋ１を参
照する。また、ステップＡ２３に相当するステップは
“Ａ＊−Ｂ＊＜０”と、“Ａ＊−Ｂ＊＞０”とする。

【００５６】同様に、図７においては、指令値変換器２
３は、ステップＡ３において「ＹＥＳ」と判断すると、
指令値Ｕ＊とＶ＊との差の結果が負（Ｕ＊＜Ｖ＊）であ
るか否かを判断し（ステップＡ１６）、負である場合は
（「ＹＥＳ」）ステップＡ１７に移行する。そして、ク
ロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であれば（「ＹＥ
Ｓ」）ステップＡ１８に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ
**，Ｗ**を以下のように変換生成する。 Ｕ**＝Ｖ**＝−１ …（２２） Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊−１ …（２３）

【００５７】一方、ステップＡ１７においてクロック信
号ｃｋ２のレベルが“０”であれば（「ＮＯ」）ステッ
プＡ１９に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以
下のように変換生成する。 Ｕ**＝−１ …（２４） Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）−１ …（２５） Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊−１ …（２６） また、Ｕ＊＞Ｖ＊の場合のステップＡ２１においては、
ステップＡ１８における（２３）式を以下の（２７）式
に代えて変換を行い、 Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（２７） ステップＡ２２においては、（２４）〜（２６）式に代
えて、以下の（２８）〜（３０）式により変換を行う。 Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｖ＊）−１ …（２８） Ｖ**＝−１ …（２９） Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（３０）

【００５８】また、図９においては、指令値変換器２３
は、ステップＡ１１において「ＹＥＳ」と判断すると、
指令値Ｗ＊とＵ＊との差の結果が負（Ｗ＊＜Ｕ＊）であ
るか否かを判断し（ステップＡ３０）、負である場合は
（「ＹＥＳ」）ステップＡ３１に移行する。そして、ク
ロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であれば（「ＹＥ
Ｓ」）ステップＡ３２に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ
**，Ｗ**を以下のように変換生成する。 Ｕ**＝Ｗ**＝−１ …（３１） Ｖ**＝Ｖ＊−Ｗ＊−１ …（３２）

【００５９】一方、ステップＡ３１においてクロック信
号ｃｋ２のレベルが“０”であれば（「ＮＯ」）ステッ
プＡ３３に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以
下のように変換生成する。 Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｗ＊）−１ …（３３） Ｖ**＝Ｖ＊−Ｗ＊−１ …（３４） Ｗ**＝−１ …（３５） また、Ｗ＊＞Ｕ＊の場合のステップＡ３５においては、
ステップＡ３２における（３２）式を以下の（３６）式
に代えて変換を行い、 Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊−１ …（３６） ステップＡ３６においては、（３３）〜（３５）式に代
えて、以下の（３７）〜（３９）式により変換を行う。 Ｕ**＝−１ …（３７） Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊−１ …（３８） Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｕ＊）−１ …（３９）

【００６０】以上のように変換生成された電圧指令値Ｕ
**，Ｖ**，Ｗ**の指令値１周期分の電圧波形を図１１に
示す。また、図１２（ａ），（ｂ）は、夫々第１実施
例，第２実施例の電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**によって
出力される相電流波形のシミュレーション結果を示すも
のである。両者を比較すると、第１実施例による電流波
形には若干歪みが目立つが、第２実施例による電流波形
では歪みが殆ど生じておらず、改善されていることが分
かる。

【００６１】以上のように第２実施例によれば、指令値
変換器２３は、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の
内、何れか二相の指令値レベルが所定値ｘよりも小であ
る期間において、それら二相の指令値レベルを最大また
は最小に固定し一相変調を行う第１変換期間と、それら
二相の内何れか一相の指令値レベルを最大または最小に
固定して二相変調を行う第２変換期間とを同一の時間比
率で交互に実行するようにした。

【００６２】そして、第１変換期間では、変換対象以外
の相（例えば、（１３）〜（１７）式の例ではＵ相）の
電圧指令値を、第２変換期間で変換対象とする相（同Ｖ
相）の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベル
シフトし、第２変換期間では、変換対象とする相（Ｖ）
を、変換対象以外の相（Ｕ，Ｗ）についての電圧指令値
との線間電圧が最大となる相に設定すると共に、第１変
換期間でのみ変換対象となる相（Ｗ）の電圧指令値を、
第２変換期間で変換対象とする相（Ｖ）の電圧指令値と
の線間電圧を２倍とするようにレベルシフトした。

【００６３】従って、従来よりもスイッチングの回数を
減少することができると共に、第１，第２変換期間の夫
々において電圧指令値が最大または最小に変換されるこ
とで生じる歪み（線間電圧の不足）を変換対象以外の指
令値をレベルシフトすることで補正して、モータ９に出
力される相電流波形を歪みがより少ないものにすること
ができるので、モータ９の駆動を一層低振動且つ低騒音
で行うことが可能となる。また、指令値変換器２３は、
変換期間を搬送波周期の２倍に設定するので、変換処理
を搬送波に同期したタイミングで容易に実行することが
できる。

【００６４】（第３実施例）図１３は本発明の第３実施
例を示すものである。第２実施例では、二相の電圧指令
値を最大または最小に固定して一相変調を行う第１変換
期間と、一相の電圧指令値を固定して二相変調を行う第
２変換期間とを搬送波周期毎に交互に実行するようにし
たが、第３実施例では、第１，第２変換期間の比率を
１：２として実行するようにしている。

【００６５】この場合、第２変換期間においては、第２
実施例の例えばステップＡ２６に対応する処理として、
（１７）式を（４０）式に置き換えて実行する。 Ｗ**＝１．５（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（４０） また、ステップＡ２９に対応する処理として、（２０）
式を（４１）式に置き換えて実行する。 Ｖ**＝１．５（Ｖ＊−Ｗ＊）−１ …（４１）

【００６６】ここでの係数“１．５”は、二相変調を行
う第２変換期間が第１変換期間の２倍の長さになったた
め、その分、元の指令値におけるＷ相，Ｖ相の線間電圧
の補正量を減らしているからである。即ち、第１，第２
変換期間の比率が１：ｎである場合には、例えば（４
０）式は以下のように表される。 Ｗ**＝（１＋１／ｎ）（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（４０ａ） また、逆に、第１，第２変換期間の比率がｍ：１である
（或いは、１：ｎとしてｎを１未満とする）場合には、
その分線間電圧の補正量を増やす必要があり、（４０）
式は以下のように表される。 Ｗ**＝（１＋ｍ）（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（４０ｂ）

【００６７】尚、第１，第２変換期間のタイミングの取
り方としては、例えば、クロック信号ｃｋ２を逓倍して
搬送波と同じ周期のクロック信号を生成し、そのクロッ
ク信号の立上がりエッジの入力により“１〜３”を繰り
返しカウントするステートカウンタを用いる。そして、
カウント値が“１”であれば第１変換期間とし、カウン
ト値が“２，３”であれば第２変換期間として実行すれ
ば良い。

【００６８】以上のように第３実施例によれば、一相変
調を行う第１変換期間と二相変調を行う第２変換期間と
の比率を例えば１：２として実行するので、第２実施例
と同様の効果が得られる。そして、二相変調を行う第２
変換期間を第１変換期間に対して相対的に長くするのに
応じて線間電圧の補正（レベルシフト）量を減少させる
ようにしたので、過変調状態となって相電流波形に歪み
が生じることを防止できる。

【００６９】（第４実施例）図１４は、本発明の第４実
施例を示すものである。第４実施例は、第１，第２変換
期間の時間比率をダイナミックに変化させるようにした
もので、図１４に示す期間ａ，ｃにおいては比率を１：
２とし、期間ｂにおいては比率を１：１としている。即
ち、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊の差が大となるのに応じて、
第２変換期間を相対的に長く設定するようにダイナミッ
クに変化させている。

【００７０】ここで、例えば図４（ｂ）に示すように、
電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊は、両者が所定値ｘ以内で略等し
くなる期間において、指令値のカーブが交差する時点を
基準として値の差が漸次大きくなっている。従って、そ
の差が大きくなるのに応じて線間電圧の補正（レベルシ
フト）量も増加させることが望ましいが、レベルシフト
量を増加させると過変調状態に至るおそれがある。

【００７１】そこで、第４実施例では、電圧指令値Ｖ
＊，Ｗ＊の差が大きくなるのに応じて第２変換期間を長
く設定することで、（４０ａ）式におけるｎの値が大と
なるのでその分レベルシフト量を低下させることがで
き、過変調状態となることを有効に防止することができ
る。また、第２実施例や第３実施例では、両期間の比率
を１：１や１：２に固定したことにより、その電圧信号
の変化周期（搬送波周期の１／２，１／３）に応じて、
装置より発生する不要輻射の周波数スペクトラムが特定
のポイントに比較的大きなピークを持つことが予想され
る。

【００７２】これに対して、第４実施例によれば、電圧
信号の変化周期をダイナミックに変化させるため、周波
数スペクトラムを分散させて特定のポイントに集中する
ことを回避できるようになり、不要輻射対策をより容易
に行うことができる。

【００７３】（第５実施例）図１５は本発明の第５実施
例を示すものである。第５実施例では、第３実施例とは
逆に、第１，第２変換期間の比率を２：１として実行す
るようにしている。この場合、第２変換期間において
は、（４０）式を（４２）式に置き換えて実行する。 Ｗ**＝３（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（４２） また、（４１）式を（４３）式に置き換えて実行する。 Ｖ**＝３（Ｖ＊−Ｗ＊）−１ …（４３）

【００７４】以上のように第５実施例によれば、一相変
調を行う第１変換期間と二相変調を行う第２変換期間と
の比率を２：１として実行するので、第３実施例と同様
の効果が得られる。

【００７５】（第６実施例）図１６乃至図１８は本発明
の第６実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部
分についてのみ説明する。図１６に示す第６実施例の構
成は、第１実施例における指令値変換器２１を指令値変
換器（指令値変換手段）２４に置き換えたものであり、
その指令値変換器２４には、指令値発生器１０と共に位
相指令値θ＊が与えられている。その他の構成は第１実
施例と同様である。ここで、位相指令値θ＊は、交流モ
ータ９のロータの位相θに基づいて図示しない位相指令
値発生器において生成されるものであり、交流モータ９
の駆動状態に応じて位相θに進み成分や遅れ成分が付加
されている。尚、位相指令値θ＊に代えて第１実施例と
同様に位相θをそのまま用いても良い。

【００７６】次に、第６実施例の作用について図１７及
び図１８をも参照して説明する。指令値発生器１０は、
Ｕ相の電圧指令値Ｕ＊の位相を位相指令値θ＊の変化に
同期させて出力しており、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊は、電
圧指令値Ｕ＊の値を夫々２π／３遅れ，２π／３進んだ
値として出力している。そして、指令値変換器２４は、
図１７に示すステップＢ１において、各相電圧指令値Ｕ
＊，Ｖ＊，Ｗ＊と共に位相指令値θ＊を読み込む。以降
のステップＢ２〜Ｂ７においては、位相指令値θ＊が何
れの区間（電気角）内にあるのかを判定する。

【００７７】即ち、ステップＢ２〜Ｂ７における６つの
区間は、何れも三相の指令値の内何れか二相の指令値が
ほぼ等しくなる区間であり、電気角π／６，π／２，５
π／６，７π／６，３π／２，１１π／６を中心とする
範囲である（図１８参照）。また、各ステップＢ２〜Ｂ
７における“±φ”は、第１実施例における所定値ｘに
対応する電気角である。

【００７８】そして、指令値変換器２４は、ステップＢ
２において「ＹＥＳ」と判断するとステップＢ８（ステ
ップＡ１３に対応）に移行し、新たな電圧指令値Ｕ**，
Ｖ**，Ｗ**を変換生成する。それから、ステップＡ１５
と同様の処理を行うステップＢ１５に移行して、電圧指
令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**をＰＷＭ波形発生器１１に出力す
る。

【００７９】同様に、指令値変換器２４は、ステップＢ
３において「ＹＥＳ」と判断するとステップＡ８に対応
するステップＢ９に移行し電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**
を変換生成するとステップＢ１５に移行する。また、ス
テップＢ４において「ＹＥＳ」と判断するとステップＡ
５に対応するステップＢ１０に移行し、ステップＢ５に
おいて「ＹＥＳ」と判断するとステップＡ１２に対応す
るステップＢ１１に、ステップＢ６において「ＹＥＳ」
と判断するとステップＡ９に対応するステップＢ１２
に、ステップＢ７において「ＹＥＳ」と判断するとステ
ップＡ４に対応するステップＢ１３に移行する。

【００８０】その他の場合は（ステップＢ２〜Ｂ７にお
いて何れも「ＮＯ」）、ステップＡ１４と同様のステッ
プＢ１４に以降して、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊をそ
のまま電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**としてステップＢ１
５に移行する。

【００８１】以上のように第６実施例によれば、指令値
変換器２４は、位相指令値θ＊に基づいて新たな電圧指
令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成するので、第１実施例
と同様の効果が得られる。

【００８２】（第７実施例）図１９及び図２０は本発明
の第７実施例を示すものであり、第２，第５実施例と異
なる部分についてのみ説明する。図１９に示す第７実施
例の構成は、第２実施例における指令値変換器２１を指
令値変換器（指令値変換手段）２５に置き換えたもので
あり、その指令値変換器２５には、第５実施例の指令値
変換器２４と同様に位相指令値θ＊が与えられている。
その他の構成は第２実施例と同様である。

【００８３】次に、第７実施例の作用について図２０を
も参照して説明する。第７実施例は、第２実施例の処理
を第５実施例と同様に位相指令値θ＊に基づいて行うも
のである。即ち、図２０に示すように、指令値変換器２
５は、ステップＢ７において「ＹＥＳ」と判断した場
合、第２実施例のステップＡ２において「ＹＥＳ」と判
断した場合と同様にステップＡ１６〜Ａ２２を実行す
る。

【００８４】その他の場合については具体的には図示し
ないが、ステップＢ３において「ＹＥＳ」と判断した場
合は、ステップＡ６において「ＹＥＳ」と判断した場合
と同様にステップＡ２５〜Ａ２９を実行し、ステップＢ
５において「ＹＥＳ」と判断した場合は、ステップＡ１
０において「ＹＥＳ」と判断した場合と同様にステップ
Ａ３２〜Ａ３６を実行する。その他の場合は第５実施例
と同様である。

【００８５】以上のように第７実施例によれば、指令値
変換器２５は、位相指令値θ＊に基づいて、三相の電圧
指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内、何れか二相の電圧指令値
レベルが比較的近似する期間において、それら二相の指
令値レベルを最大または最小に固定し一相変調を行う第
１変換期間と、それら二相の内何れか一相の指令値レベ
ルを最大または最小に固定して二相変調を行う第２変換
期間とを同一の時間比率で交互に実行するようにしたの
で、第２実施例と同様の効果が得られる。

【００８６】（第８実施例）図２１は本発明の第８実施
例を示すものであり、例えば電気自動車の駆動用に用い
られるブラシレスモータ（多相交流モータ）を駆動制御
するための周知の制御系（電流制御）に本発明を適用し
た場合の機能ブロック図である。即ち、電流指令値ｉｑ
＊は、スロットルの開度信号やモータの回転速度等に応
じてＥＣＵ(Electronic Control Unit) により与えられ
るトルク指令値であり、電流指令値ｉｄ＊は、指令値ｉ
ｑ＊に応じてテーブルより読み出されて与えられる磁束
指令値である。

【００８７】これらの電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊は、減
算器２６ａ，２６ｂに被減算値として夫々与えられてい
る。電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、インバータ主回路
の出力電流を電流センサにより検出したものであり、ｕ
ｖｗ／ｄ−ｑ変換部２７に与えられている。ｕｖｗ／ｄ
−ｑ変換部２７は、位相検出値θに基づいて電流検出値
ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄ−ｑ軸（回転座標軸）のベクトル
成分に変換（三相／二相変換）し、二相電流値ｉｄ，ｉ
ｑを減算器２６ａ，２６ｂに減算値として出力する。

【００８８】減算器２６ａ，２６ｂの出力信号は、例え
ばＰＩ制御などを行う電流制御部２８ａ，２８ｂに与え
られて電圧指令値ｖｄ′＊，ｖｑ′＊に変換され、減算
器２９ａ，加算器２９ｂに被減算値，被加算値として夫
々与えられている。非干渉化部３０は、ｕｖｗ／ｄ−ｑ
変換部２７が出力する二相電流値ｉｄ，ｉｑに基づいて
ブラシレスモータに発生する逆起電力を検出すると、そ
の逆起電力を減算器２９ａ，加算器２９ｂに減算値，加
算値として出力する。そして、減算器２９ａ，加算器２
９ｂの出力信号は、電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊としてｄ
−ｑ／ｕｖｗ変換部３１に与えられている。

【００８９】ｄ−ｑ／ｕｖｗ変換部３１は、位相検出値
θに基づいて電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を三相の電圧指
令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊に変換し（二相／三相変換）し、
その電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を指令値変換器（指令
値変換手段）３２に出力する。ここでの指令値変換器３
２は、第１乃至第７実施例の何れに用いられている指令
値変換手段でも良い。そして、指令値変換器３２は、電
圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ
**に変換してＰＷＭパターン発生器１１に出力する。以
降の構成は第１実施例等と同様である。尚、第８実施例
の構成は、ハードウエア，ソフトウエアの何れによって
も可能である。

【００９０】以上のように第８実施例によれば、本発明
をブラシレスモータの電流制御を行う場合にも適用する
ことができる。

【００９１】（第９実施例）図２２及び図２３は、本発
明の第９実施例を示すものであり、第１実施例又は第６
実施例と異なる部分についてのみ説明する。第９実施例
は、第１実施例と同様に電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の
値を参照して一相変調を行う期間を決定するものであ
る。即ち、図２２に示すフローチャートにおいて、指令
値変換器２１は、ステップＡ１と同様に電圧指令値Ｕ
＊，Ｖ＊，Ｗ＊を読込むと（ステップＣ１）、以降の各
判断ステップＣ２〜Ｃ７において、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ
＊，Ｗ＊間に夫々の関係が成り立つか否かを判断する。 ステップＣ２ ： （Ｗ＊＞Ｕ＊）・（Ｕ＊≧０） ステップＣ３ ： （Ｗ＊＞Ｖ＊）・（Ｗ＊≦０） ステップＣ４ ： （Ｕ＊＞Ｖ＊）・（Ｖ＊≧０） ステップＣ５ ： （Ｕ＊＞Ｗ＊）・（Ｕ＊≦０） ステップＣ６ ： （Ｖ＊＞Ｗ＊）・（Ｗ＊≧０） ステップＣ７ ： （Ｖ＊＞Ｕ＊）・（Ｖ＊≦０）

【００９２】ここで、各判断ステップＣ２〜Ｃ７におい
て夫々の条件が成り立つ場合（「ＹＥＳ」）は、図２３
に示す電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のパターンに示す位
相期間〜に対応しており、各位相期間〜は、電
圧指令値Ｕ＊の位相θを基準として以下に示す期間とな
っている。

【００９３】 位相期間 ： ０ ＜θ＜ π／６ 位相期間 ： π／３＜θ＜ π／２ 位相期間 ： ２π／３＜θ＜ ５π／６ 位相期間 ： π ＜θ＜ ７π／６ 位相期間 ： ４π／３＜θ＜ ３π／２ 位相期間 ： ５π／３＜θ＜１１π／６

【００９４】そして、各判断ステップＣ２〜Ｃ７におい
て夫々の条件が成り立つ場合（「ＹＥＳ」）は、第６実
施例のステップＢ８〜Ｂ１３と同内容のステップＣ８〜
Ｃ１３に移行する。その後は、また、何れの判断ステッ
プＣ２〜Ｃ７においても夫々の条件が成り立たなかった
場合（「ＮＯ」）は、ステップＢ１４と同内容のステッ
プＣ１４を実行する。尚、図２２に示す各相電圧指令値
Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を示す式に示されている“Ｖa ”は、
電圧指令値の振幅レベルを変化させるためのパラメータ
である。

【００９５】以上のように処理を行った結果、三相の電
圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内二相を固定して一相のみ
ＰＷＭ変調を行う期間は、第１実施例の期間に対してπ
／１２（１５°）進むことになる。この場合、出力電流
波形の歪みは若干大きくなるが、例えば、交流モータ９
の振動等が多少大きくても問題がないようなアプリケー
ションについては適用が可能である。

【００９６】また、例えば電気自動車に適用することを
想定すると、電気自動車が比較的低速で走行する場合
は、出力電流波形の歪みが大きくなると交流モータ９の
振動レベルが高くなり、乗員の乗り心地に大きく影響を
及ぼす。しかし、電気自動車が比較的高速で走行する場
合は出力電流波形の歪みが多少大きくなったとしても、
その歪みに基づく交流モータ９の振動が乗員の乗り心地
に大きく影響を及ぼすことはない。そして、第９実施例
は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊間の大小関係のみによ
って一相変調を行う期間の判定を短時間に行うことがで
きるため、交流モータ９の駆動周波数が高い領域におい
て実行するには極めて有効である。

【００９７】（第１０実施例）図２４は本発明の第１０
実施例を示すものである。第１０実施例は、第７実施例
と第９実施例とを組み合わせた例である。即ち、第７実
施例において図２０に示した部分については、ステップ
Ｂ７及びＡ１６に代えてステップＣ７及びＣ７′を配置
している。ステップＣ７′は、以下の条件が成立するか
否かを判断するステップである。 （Ｖ＊≦Ｕ＊）・（Ｕ＊＜０） そして、ステップＣ７において「ＹＥＳ」と判断した場
合はステップＡ１７に移行し、ステップＣ７で「Ｎ
Ｏ」，ステップＣ７′で「ＹＥＳ」と判断した場合はス
テップＡ２０に移行する。また、ステップＣ７′で「Ｎ
Ｏ」と判断した場合はステップＢ１４（Ｃ１４）に移行
する。

【００９８】また、第７実施例において図２０のように
第２実施例からの置き換えを行うその他の部分について
も、図２４に示すものと同様にして各相電圧指令値を入
れ替えて実施すれば良い。

【００９９】本発明は上記し且つ図面に記載した実施例
にのみ限定されるものではなく、次のような変形または
拡張が可能である。第６実施例において、指令値出力手
段と指令値変換手段とを一体に構成しても良い。第８実
施例において、非干渉化部３０は必要に応じて設ければ
良い。また、第８実施例の電流制御に限ることなく、速
度制御や位置制御、またはブラシレスモータに対するも
のとは全く異なる制御方式でも、最終的に電圧指令値を
出力するものであれば適用できる。第９実施例におい
て、位相期間〜を夫々π／６遅れ方向にずらして実
施しても良い。また、第６実施例と同様に位相指令値θ
＊または位相θを読み込んで、その値に応じて同様の位
相期間を判定しても良い。

【０１００】電圧指令値は必ずしも正弦波の振幅変化に
基づくものでなくても良く、その他の電圧波形でも良
い。また、以上の各実施例では、三角波比較ＰＷＭで説
明したが、変調方式はこのような搬送波をベースにした
ものに限ることはなく、スイッチングによってパルス幅
を変えることで電力を変換するものであれば他の変調方
式でも良い。デジタル制御する場合は、二相を固定する
ことによる線間電圧の不足分をメモリに蓄えておき、１
相のみ固定する期間にリアルタイムで重畳させるように
しても良い。スイッチング素子はＩＧＢＴに限ることな
く、例えばパワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴな
どでも良い。電流センサやホールＩＣ，ロータリエンコ
ーダやレゾルバなどを用いてモータ９のロータの位置情
報を得るものに限らず、例えばモータ９の誘起電圧を分
圧抵抗やコンパレータなどにより検出してロータの位置
情報を得る、所謂センサレス駆動方式を採用しても良
い。

【０１０１】ｎ＝１，２に限ることなく、ｎは正の実数
に適宜設定すれば良い。また、ｍについても同様であ
り、ｍ，ｎは、損失，歪み等、状況に応じて適宜設定す
れば良い。指令値変換手段を中心とする構成は、ＤＳＰ
を用いるものに限らず、ＣＰＵを用いて構成するもので
も良い。例えば、三相交流モータにおいて何れか一相の
みを固定し、二相だけで変調を行う二相変調方式を常時
行っているものについて、その状態から更に一相を固定
することにより、上記各実施例と同様に所定の期間だけ
二相を固定するようにしても良い。この場合、スイッチ
ング回数を更に低減することができる。四相以上の多相
交流モータに適用しても良い。電気自動車やハイブリッ
ド電気自動車などに使用される多相交流モータに限るこ
と無く、ＵＰＳ(Uninterruptible Power Supply ：無停
電電源) など多相の線間電圧を出力するものであれば適
用が可能である。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の第１実施例であり、電力変換装置の電
気的構成を示す機能ブロック図

【図２】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート

【図３】（ａ）〜（ｃ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊
を示し、（ｄ）〜（ｆ）は電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**
を示す

【図４】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を重ね合
わせて示す図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す
図、（ｃ）は（ｂ）に対応する電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，
Ｗ**を示す図

【図５】本発明の第２実施例であり、要部の電気的構成
図

【図６】（ａ）はＰＷＭ変調の搬送波、（ｂ）は搬送波
に同期したクロック信号ｃｋ１、（ｃ）はクロック信号
ｃｋ１に対して９０°遅れ位相のクロック信号ｃｋ２を
示す

【図７】要部の図２相当図（その１）

【図８】要部の図２相当図（その２）

【図９】要部の図２相当図（その３）

【図１０】図４（ｃ）相当図

【図１１】図３相当図

【図１２】（ａ）は第１実施例，（ｂ）は第２実施例に
よる相電流波形のシミュレーション結果を示す

【図１３】本発明の第３実施例を示す図４（ｃ）相当図

【図１４】本発明の第４実施例を示す図４（ｃ）相当図

【図１５】本発明の第５実施例を示す図４（ｃ）相当図

【図１６】本発明の第６実施例を示す図１相当図

【図１７】図２相当図

【図１８】図４相当図

【図１９】本発明の第７実施例を示す図１相当図

【図２０】要部を示す図１７相当図

【図２１】本発明の第８実施例であり、電気自動車の駆
動用に用いられるブラシレスモータを駆動制御する制御
系に本発明を適用した場合の機能ブロック図

【図２２】本発明の第９実施例を示す図１相当図

【図２３】図１７相当図

【図２４】本発明の第１０実施例を示す図２０相当図

【図２５】従来技術を示す図１相当図

【図２６】図５相当図

【図２７】図４（ａ），（ｂ）相当図

【符号の説明】

１〜６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、７はインバー
タ主回路、９は多相交流モータ、１０は指令値発生器
（指令値出力手段）、１１はＰＷＭ波形発生器（制御信
号出力手段）、２１は指令値変換器（指令値変換手
段）、２２はＰＷＭ波形発生器（制御信号出力手段）、
２３，２４，２５及び３２は指令値変換器（指令値変換
手段）を示す。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5H007 AA03 BB06 CA01 CB05 CC03 DA05 DA06 DB02 DC02 EA02 5H576 AA15 BB02 BB03 BB04 CC04 DD02 DD04 DD05 EE01 EE14 EE15 GG01 GG04 HA03 HA04 HB01 JJ03 JJ17 JJ29 LL05 LL07 LL10 LL15 LL22 LL25 LL39 LL41 LL58

Claims (28)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 多相負荷にスイッチング素子を介して相
   電圧を印加するインバータ主回路と、 各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、 この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の
   内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくな
   る期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令
   値が等しく最大または最小となるように変換して出力す
   る指令値変換手段と、 この指令値変換手段により出力される電圧指令値によっ
   て搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主
   回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手
   段とを備えてなることを特徴とする電力変換装置。
2. 【請求項２】 前記指令値変換手段は、変換対象外の相
   についての電圧指令値を、変換対象とする相の電圧指令
   値夫々との線間電圧の平均値として出力することを特徴
   とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 【請求項３】 前記多相負荷は多相交流モータであるこ
   とを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
4. 【請求項４】 前記多相交流モータの相数は三であるこ
   とを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 【請求項５】 多相負荷にスイッチング素子を介して相
   電圧を印加するインバータ主回路と、 各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、 この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の
   内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくな
   る期間において、 当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大ま
   たは最小となるように変換する第１変換期間と、その内
   の一相の電圧指令値のみを最大または最小となるように
   変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力す
   る指令値変換手段と、 この指令値変換手段により出力される電圧指令値によっ
   て搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主
   回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手
   段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
6. 【請求項６】 前記指令値変換手段は、前記変換期間を
   前記搬送波周期の整数倍に設定することを特徴とする請
   求項５記載の電力変換装置。
7. 【請求項７】 前記指令値変換手段は、前記第２変換期
   間において変換対象とする相を、変換対象以外の相につ
   いての電圧指令値との線間電圧が最大となる相に設定す
   ることを特徴とする請求項５または６記載の電力変換装
   置。
8. 【請求項８】 前記指令値変換手段は、前記第２変換期
   間を前記第１変換期間のｎ（ｎは、正の実数）倍とし、 前記第１変換期間においては、変換対象以外の相につい
   ての電圧指令値を、前記第２変換期間において変換対象
   とする相の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレ
   ベルシフトし、 前記第２変換期間においては、前記第１変換期間におい
   てのみ変換対象となる相についての電圧指令値を、第２
   変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線
   間電圧を（１＋１／ｎ）倍とするようにレベルシフトす
   ることを特徴とする請求項５乃至７の何れかに記載の電
   力変換装置。
9. 【請求項９】 前記指令値変換手段は、ｎ＝１に設定す
   ることを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
10. 【請求項１０】 前記指令値変換手段は、前記第１変換
    期間と第２変換期間との比を変化させることを特徴とす
    る請求項５乃至８の何れかに記載の電力変換装置。
11. 【請求項１１】 前記指令値変換手段は、前記指令値出
    力手段によって出力される、前記第１変換期間の変換対
    象の変換前の電圧指令値の差が大となるにつれて、前記
    第２変換期間を相対的に長く設定することを特徴とする
    請求項１０記載の電力変換装置。
12. 【請求項１２】 前記多相負荷の相数は三であることを
    特徴とする請求項５乃至１１の何れかに記載の電力変換
    装置。
13. 【請求項１３】 多相負荷にスイッチング素子を介して
    相電圧を印加するインバータ主回路と、 各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、 この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の大
    小関係に基づいて、少なくとも何れか二相の電圧指令値
    が等しくなる時点を含む特定の期間において、当該少な
    くとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小
    となるように変換して出力する指令値変換手段と、 この指令値変換手段により出力される電圧指令値によっ
    て搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主
    回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手
    段とを備えてなることを特徴とする電力変換装置。
14. 【請求項１４】 前記指令値出力手段は、正弦波の振幅
    変化に基づく電圧指令値を出力することを特徴とする請
    求項１乃至１３の何れかに記載の電力変換装置。
15. 【請求項１５】 多相負荷に対して各相毎に電圧指令値
    を出力し、 これらの電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧
    指令値がほぼ等しくなる期間において、当該少なくとも
    何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となる
    ように変換し、 前記電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調すること
    で、前記多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を
    印加するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出
    力することを特徴とする多相負荷の駆動制御方法。
16. 【請求項１６】 変換対象以外の相についての電圧指令
    値を、変換対象とする相の電圧指令値夫々との線間電圧
    の平均値として出力することを特徴とする請求項１５記
    載の多相負荷の駆動制御方法。
17. 【請求項１７】 前記多相負荷は多相交流モータである
    ことを特徴とする請求項１５または１６記載の多相負荷
    の駆動制御方法。
18. 【請求項１８】 前記多相交流モータの相数を三とする
    ことを特徴とする請求項１７記載の多相負荷の駆動制御
    方法。
19. 【請求項１９】 多相負荷に対して各相毎に電圧指令値
    を出力し、 前記電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令
    値がほぼ等しくなる期間において、当該少なくとも何れ
    か二相の電圧指令値が等しく一定となるように変換する
    第１変換期間と、その内の一相の電圧指令値のみを一定
    となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返す
    ように出力し、 前記電圧指令値によって搬送波を変調することで、前記
    多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加する
    インバータ主回路にスイッチング制御信号を出力するこ
    とを特徴とする多相負荷の駆動制御方法。
20. 【請求項２０】 前記変換期間を前記搬送波周期の整数
    倍に設定することを特徴とする請求項１９記載の多相負
    荷の駆動制御方法。
21. 【請求項２１】 前記第２変換期間において変換対象と
    する相を、変換対象以外の相についての電圧指令値との
    線間電圧が最大となる相に設定することを特徴とする請
    求項１９または２０記載の多相負荷の駆動制御方法。
22. 【請求項２２】 前記第２変換期間を前記第１変換期間
    のｎ（ｎは、正の実数）倍とし、 前記第１変換期間においては、変換対象以外の相につい
    ての電圧指令値を、前記第２変換期間において変換対象
    とする相の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレ
    ベルシフトし、 前記第２変換期間においては、前記第１変換期間におい
    てのみ変換対象となる相についての電圧指令値を、第２
    変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線
    間電圧を（１＋１／ｎ）倍とするようにレベルシフトす
    ることを特徴とする請求項１９乃至２１の何れかに記載
    の多相負荷の駆動制御方法。
23. 【請求項２３】 ｎ＝１に設定することを特徴とする請
    求項２２記載の多相負荷の駆動制御方法。
24. 【請求項２４】 変換対象の二相について、前記第１変
    換期間と第２変換期間との比を変化させることを特徴と
    する請求項１９乃至２２の何れかに記載の多相負荷の駆
    動制御方法。
25. 【請求項２５】 変換対象の二相について変換前の電圧
    指令値の差が大となるにつれて、前記第２変換期間を相
    対的に長く設定することを特徴とする請求項２４記載の
    多相負荷の駆動制御方法。
26. 【請求項２６】 前記多相負荷の相数は三であることを
    特徴とする請求項１９乃至２５の何れかに記載の多相負
    荷の駆動制御方法。
27. 【請求項２７】 多相負荷の各相に対応する電圧指令値
    を出力し、 これらの電圧指令値の大小関係に基づいて、少なくとも
    何れか二相の電圧指令値が等しくなる時点を含む特定の
    期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値
    が等しく最大または最小となるように変換し、 前記電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調すること
    で、前記多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を
    印加するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出
    力することを特徴とする多相負荷の駆動制御方法。
28. 【請求項２８】 前記指令値出力手段は、正弦波の振幅
    変化に基づく電圧指令値を出力することを特徴とする請
    求項１５乃至２７の何れかに記載の多相負荷の駆動制御
    方法。