JP3760768B2 - 電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、多相負荷をインバータ主回路によって駆動する電力変換装置及び多相負荷の駆動制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
図２５は、例えば電気自動車の走行に使用される多相交流モータを駆動するインバータ装置の電気的構成を示すものである。この図２５において、６つのＩＧＢＴ１〜６が三相ブリッジ接続されてインバータ主回路７が構成され、そのインバータ主回路７の直流母線７ａ，７ｂは、駆動用バッテリ８の正極端子，負極端子に夫々接続されている。その、インバータ主回路７の出力端子７ｕ，７ｖ，７ｗは三相の多相交流モータ（例えば、同期モータやインダクションモータ，ブラシレスモータなど）９の各相巻線（図示せず）に夫々接続されている。また、各ＩＧＢＴ１〜６のコレクタエミッタ間には、フリーホイールダイオードＤ１〜Ｄ６が逆ｚ並列接続されている。
【０００３】
指令値発生器１０は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のデータが記憶されているＲＯＭを中心として構成されており、例えば、インバータ主回路７の出力端子７ｕ〜７ｗと多相交流モータ（以下、単にモータと称す）９の各相巻線との間に配置される電流センサ（図示せず）の出力信号におけるゼロクロス点や、ロータリエンコーダ或いはレゾルバなどの出力信号に基づいて交流モータ９を構成するロータの位相θを検出し、その位相に基づいてＵ，Ｖ，Ｗ各相についての電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を読み出し、ＰＷＭ波形発生器１１に出力するようになっている。尚、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、例えば正弦波の振幅に基づく指令値である。
【０００４】
図２６は、ＰＷＭ波形発生器１１の詳細な電気的構成を示す機能ブロック図である。指令値発生器１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊は、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの非反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの反転入力端子に与えられており、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅの反転入力端子並びにコンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆの非反転入力端子には、搬送波発生器１３より出力されるＰＷＭ変調の搬送波（三角波）が与えられている。
【０００５】
尚、コンパレータ１２ａ〜１２ｆは、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊及び搬送波が何れもデジタルデータとして出力される場合はマグニチュードコンパレータであり、両者が何れもアナログデータとして出力される場合はアナログコンパレータである。
【０００６】
そして、コンパレータ１２ａ，１２ｃ，１２ｅからは、搬送波のレベルよりも電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のレベルが高い場合にハイレベルとなる信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５が出力され、コンパレータ１２ｂ，１２ｄ，１２ｆからは、信号Ｃ１，Ｃ３，Ｃ５の反転信号Ｃ２，Ｃ４，Ｃ６が出力されてデッドタイム発生器１４に与えられる。デッドタイム発生器１４は、例えば、１つのアームについて正側，負側のＩＧＢＴが同時にオン状態となることを防止するために、両者何れもがオフ状態となるデッドタイムを設けるため、信号Ｃ１／Ｃ３／Ｃ５，Ｃ２／Ｃ４／Ｃ６間のオンオフタイミングを修正するものである。
【０００７】
デッドタイム発生器１４からは、ゲート信号Ｇ１′〜Ｇ６′が出力され、それらのゲート信号Ｇ１′〜Ｇ６′は、フォトカプラなどからなるドライバ１５を介して各ＩＧＢＴ１〜６のゲートにゲート信号Ｇ１〜Ｇ６として与えられるようになっている。
【０００８】
この制御方式では、例えばＵ相について考えると、指令値Ｕ＊が搬送波である三角波より大きい場合はＩＧＢＴ１がオン，ＩＧＢＴ２がオフとなり、ＤＣ電源の正側の電位が出力される。逆にＵ＊が三角波より小さい場合はＩＧＢＴ１がオフ、ＩＧＢＴ２がオンとなり、ＤＣ電源の負側の電位が出力される。この動作により各搬送波の周期で指令値に比例した時間の間、ＤＣ電源の正側の電圧が出力される。
【０００９】
そして、図２７に示すように、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊が正弦波ならばパルス幅が正弦波にＰＷＭ変調された電圧が出力され出力電流を略正弦波にすることができる。また、搬送波の周波数が高いほどより理想的な正弦波の波形に近い電流を出力でき、当該周波数を１５ｋＨｚ以上にすれば、モータ９の磁気的騒音を大幅に低減することができる。そのため、インバータ主回路７には、このような高速スイッチングが可能であるＩＧＢＴ１〜６が使用されている。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、インバータ主回路７が大電力で駆動される場合には電力変換損失による発熱が大きいため、水冷などによる冷却が必要であり、システムの小型化、低コスト化の障害となっている。また、電力変換損失には、ＩＧＢＴ１〜６におけるスイッチング損失が大きな割合を占めている。スイッチング損失は、スイッチング周波数が高くなるほど増加するので、十分高い周波数で使用することができないという問題がある。
【００１１】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、インバータ主回路を構成するスイッチング素子について、スイッチング損失の発生を極力抑制することができる電力変換装置、及び多相負荷の駆動制御方法を提供することにある。
【００１２】
【課題を解決するための手段】
請求項１記載の電力変換装置によれば、指令値出力手段が、多相負荷に対して各相毎に電圧指令値を出力すると、指令値変換手段は、それらの電圧指令値の内少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間に、それら二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換して出力する。そして、制御信号出力手段は、指令値変換手段に出力される電圧指令値により搬送波をパルス幅変調することで、前記多相負荷を駆動するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する。
【００１３】
即ち、少なくとも二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間では、それらの電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換されることで、制御信号出力手段における変換された電圧指令値に基づく変調度は１００％または０％となる。つまり、前記少なくとも二相のスイッチング素子についてはスイッチングが停止されることになり、トータルでのスイッチング回数が低減される。従って、スイッチング周波数を低下させることなくスイッチング損失を抑制することができ、冷却用の機構を小形化，簡素化することができるので装置全体を小型に構成することができる。
【００１４】
そして、制御信号出力手段はパルス幅変調を行うので、多相負荷の駆動周期に比較すると極めて高い周波数によって多数回のスイッチングを行う制御方式ついて、本発明を有効に適用することができる。
【００１５】
請求項２記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、変換対象以外の相についての電圧指令値を、変換対象とする相の電圧指令値夫々との線間電圧の平均値として出力する。従って、電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換が行われた場合でも、相電流波形の歪みを抑制することができると共に、トータルでの駆動電力を指令値の変換前と略同等に維持することができる。
【００１６】
請求項３記載の電力変換装置によれば、多相交流モータが負荷である場合に、本発明を適用することができる。
請求項４記載の電力変換装置によれば、一般に広く使用される三相交流モータを駆動する構成について、本発明を適用することができる。
【００１７】
請求項５記載の電力変換装置によれば、指令値出力手段が、多相負荷に対して各相毎に電圧指令値を出力すると、指令値変換手段は、それらの電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、その内の一相の電圧指令値のみを最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力する。そして、制御信号出力手段は、指令値変換手段に出力される電圧指令値により搬送波を変調することで、前記多相負荷を駆動するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する。
【００１８】
即ち、少なくとも何れか二相の電圧指令値の変調度が１００％または０％となる第１変換期間と、そのうちの一相の電圧指令値の変調度が１００％または０％となる第２変換期間とが交互に実行されることになり、多相負荷の相電流の歪みをより低減しながらスイッチングの回数を低減することができる。従って、多相負荷をより低振動且つ低騒音で駆動することができる。
【００１９】
請求項６記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、変換期間を搬送波周期の整数倍に設定するので、変換処理を搬送波に同期したタイミングで容易に実行することができる。更に、第１変換期間と第２変換期間との切替え時にスイッチングが発生することを防止できる。
【００２０】
請求項７記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、第２変換期間において変換対象とする相を、変換対象以外の相についての電圧指令値との線間電圧が最大となる相に設定する。斯様に設定することで、当該電圧指令値を最大または最小となるように変換した場合の歪みの影響をより軽減することが可能となる。
【００２１】
請求項８記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、第２変換期間を第１変換期間のｎ倍とし、第１変換期間では、変換対象以外の相についての電圧指令値を第２変換期間で変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、第２変換期間では、第１変換期間においてのみ変換対象となる相についての電圧指令値を、第２変換期間で変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を（１＋１／ｎ）倍とするようにレベルシフトする。
【００２２】
従って、第１，第２変換期間の夫々において電圧指令値が最大または最小に変換されることで生じる歪みを、変換対象以外の指令値をレベルシフトすることにより補正することができる。また、例えば、第２変換期間を第１変換期間のｎ （＞１）倍とすれば、第２変換期間における指令値のレベルシフトは前記線間電圧の２倍未満となるので、過変調状態となって相電流波形に歪みが生じることを防止できる。
【００２３】
請求項９記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段はｎの値を“１”に設定するので、第１変換期間，第２変換期間は夫々等しい時間となることから、制御が容易となる。
【００２４】
請求項１０記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、第１変換期間と第２変換期間との比を変化させるので、電圧指令値の差が変化することに対応して線間電圧の補正量を変化させることが可能となる。従って、過変調状態を防止するように調整を行うことができる。
【００２５】
請求項１１記載の電力変換装置によれば、指令値変換手段は、指令値出力手段によって出力される第１変換期間における変換対象の変換前の電圧指令値の差が大となるにつれて、第２変換期間を相対的に長く設定する。即ち、前記電圧指令値の差が大きくなるのに応じて線間電圧の補正（レベルシフト）量も増加させることが望ましい。しかしながら、レベルシフト量を増加させると過変調状態に至るおそれがある。そこで、前記電圧指令値の差が大きくなるのに応じて第２変換期間を長く設定すればｎの値が大となるので、その分レベルシフト量は低下することになる。従って、過変調状態となることを有効に防止することができる。
【００２６】
請求項１２記載の電力変換装置によれば、一般に広く使用される三相交流負荷駆動する構成について、請求項５乃至１０の何れかに記載の発明を適用することができる。
【００２７】
請求項１３記載の電力変換装置によれば、指令値出力手段が、多相負荷の各相に対応する電圧指令値を出力すると、指令値変換手段は、それらの電圧指令値の大小関係に基づいて少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しくなる時点を含む特定の期間に、当該少なくとも二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換して出力する。そして、制御信号出力手段は、指令値変換手段に出力される電圧指令値により搬送波をパルス幅変調することで、前記多相負荷を駆動するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する。
【００２８】
即ち、指令値変換手段は、少なくとも二相の電圧指令値がほぼ等しくなるように固定する特定の期間を電圧指令値の大小関係のみに基づいて簡単に決定することができる。従って、多相負荷の駆動周波数が高い領域においては、前記特定期間を短時間で決定して追従することが可能となる。
【００２９】
請求項１４記載の電力変換装置によれば、指令値出力手段は、正弦波の振幅変化に基づく電圧指令値を出力するので、多相負荷の相電流波形を略正弦波とすることができ、前記モータを極めて低振動且つ低騒音で駆動することが可能となる。
【００３０】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明の第１実施例について図１乃至図４を参照して説明する。尚、図２５及び図２６と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。電気的構成の機能ブロックを示す図１において、指令値発生器（指令値出力手段）１０とＰＷＭ波形発生器（制御信号出力手段）１１との間には、指令値変換器（指令値変換手段）２１が介挿されている。
【００３１】
指令値変換器２１は、指令値発生器１０及びＰＷＭ波形発生器１１と共に例えばＤＳＰ(Digital Signal Processor)などで構成されており、図２に示すフローチャートの演算プログラムに従って、指令値発生器１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊より新たな電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成し、ＰＷＭ波形発生器１１に出力するように構成されている。その他の構成は、図２５，図２６と同様である。
【００３２】
次に、本実施例の作用について図２乃至図４をも参照して説明する。指令値変換器２１における演算プログラムのフローチャートを示す図２において、指令値変換器２１は、先ず、指令値発生器１０より出力される電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を読み込むと（ステップＡ１）、それらの内何れか二相の電圧指令値の振幅レベルの差の絶対値が所定値ｘよりも小であるか否かを、ステップＡ２，Ａ６及びＡ１０において夫々判断する。
【００３３】
ここで、図４（ａ）は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の波形データと、ＰＷＭ波形発生器１１においてＰＷＭ変調される搬送波の波形を重ねて示すものであるが、図示の都合上、搬送波の周期は実際よりも長くなっている。また、縦軸の振幅を±１としているが、実際のデータは、例えば８ビットであれば−１〜＋１の振幅レベルを“０〜２５５”にシフトして出力するようにしている。
【００３４】
図４（ｂ）は、図４（ａ）中に矢印で示した部分を拡大して示すもので、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊の値が交差している近傍であり、両者の値が比較的近似している領域である。図２のフローチャートでは、この図４（ｂ）に示すように、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊の差の絶対値が所定値ｘよりも小である期間においては、指令値レベルを“０”に変換した指令値Ｖ**，Ｗ**を出力するようになっている。
【００３５】
即ち、例えば、図４（ｂ）に示す期間においては、指令値変換器２１はステップＡ６で「ＹＥＳ」と判断し、続いて、電圧指令値Ｕ＊の極性が正であるか（８ビットデータ値が“１２７”よりも大か）否かを判断する（ステップＡ７）。指令値Ｕ＊の極性が正であれば（「ＹＥＳ」）、指令値変換器２１は、電圧指令値Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する（ステップＡ８）。
Ｖ**＝Ｗ**＝−１（データ値“０”） …（１）
に変換する。こうすることでＶ相とＷ相とＰＷＭ信号の変調度が０％，即ちデューティが０％となってＶ相とＷ相はスイッチングされなくなる。このとき残りのＵ相については、線間電圧のＶ相、Ｗ相との線間電圧のずれが最小となるように以下のようにレベルシフトした電圧指令値Ｕ**に変換する。
Ｕ**＝Ｕ＊−（Ｖ＊＋Ｗ＊）／２−１ …（２）
即ち、（２）式における指令値Ｕ**のレベルシフトは、電圧指令値Ｕ＊と、Ｖ＊，Ｗ＊との各線間電圧の平均値をとるようにしたものである。そして、ステップＡ１５に移行すると、変換した電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**をＰＷＭ波形発生器１１に出力する。
【００３６】
また、上記２式はＵ相が正でＶ相、Ｗ相が負で交差している場合の変換式であるが、逆に、Ｕ相が負でＶ相、Ｗ相が正で交差している場合の変換式は（ステップＡ７，ＮＯ）、（１），（２）式に代えて以下の（３），（４）式を用いて変換した後（ステップＡ９）、ステップＡ１５に移行する。
【００３７】
Ｖ**＝Ｗ**＝＋１（データ値“２５５”） …（３）
Ｕ**＝Ｕ＊−（Ｖ＊＋Ｗ＊）／２＋１ …（４）
こうすることでＶ相とＷ相とＰＷＭ信号の変調度が１００％，即ちデューティが１００％となってＶ相とＷ相はスイッチングされなくなる。
【００３８】
尚、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊の差の絶対値が所定値ｘよりも小である期間においては、指令値変換器２１はステップＡ２において「ＹＥＳ」と判断し、ステップＡ３〜Ａ５においてステップＡ７〜Ａ９に対応する処理を相を入れ替えて行うようにする。即ち、指令値Ｗ＊の極性が正であれば（ステップＡ３，「ＹＥＳ」）、指令値変換器２１は、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する（ステップＡ４）。
Ｕ**＝Ｖ**＝−１ …（５）
Ｗ**＝Ｗ＊−（Ｕ＊＋Ｖ＊）／２−１ …（６）
また、指令値Ｗ＊の極性が負であれば（ステップＡ３，「ＮＯ」）、指令値変換器２１は、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を（７），（８）式のように変換する （ステップＡ５）。
Ｕ**＝Ｖ**＝１ …（７）
Ｗ**＝Ｗ＊−（Ｕ＊＋Ｖ＊）／２＋１ …（８）
【００３９】
同様に、電圧指令値Ｗ＊，Ｕ＊の差の絶対値が所定値ｘよりも小である期間では、指令値変換器２１はステップＡ１０において「ＹＥＳ」と判断し、ステップＡ１１〜Ａ１３においてステップＡ７〜Ａ９に対応する処理を相を入れ替えて行うようにする。即ち、指令値Ｖ＊の極性が正であれば（ステップＡ１１，「ＹＥＳ」）、指令値変換器２１は、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する（ステップＡ１２）。
Ｕ**＝Ｗ**＝−１ …（９）
Ｖ**＝Ｖ＊−（Ｗ＊＋Ｕ＊）／２−１ …（１０）
また、指令値Ｖ＊の極性が負であれば（ステップＡ１１，「ＮＯ」）、指令値変換器２１は、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を（１１），（１２）式のように変換する（ステップＡ１３）。
Ｕ**＝Ｗ**＝１ …（１１）
Ｖ**＝Ｖ＊−（Ｗ＊＋Ｕ＊）／２＋１ …（１２）
【００４０】
そして、指令値変換器２１がステップＡ２，Ａ６及びＡ１２の何れにおいても「ＮＯ」と判断した場合はステップＡ１４に移行し、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊をそのまま電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**としてステップＡ１５に移行する。以上のようにして指令値変換器２１により変換された電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**の波形を、図３（ｄ），（ｅ），（ｆ）に示す。
【００４１】
以上のように本実施例によれば、指令値変換器２１は、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内、何れか二相の指令値レベルが所定値ｘよりも小である期間において、それら二相の指令値レベルを最大（＋１）または最小（−１）に固定するように変換したので、その期間内では当該二相についてスイッチングが行われなくなる。
【００４２】
従って、搬送波の周波数を下げることなく、ＰＷＭ制御によりインバータ主回路７のＩＧＢＴ（スイッチング素子）１〜６について行われるスイッチングの回数を減らしてスイッチング損失を低減することができる。故に、冷却を行うための機構を小形化，簡素化することができ、装置を小形化及び低コスト化することができる。また、スイッチング周波数をより高く設定することも可能となる。
【００４３】
また、本実施例によれば、変換対象以外の残りの一相についての電圧指令値を、変換対象とする二相の電圧指令値夫々との線間電圧の平均値として出力するので、モータ（多相交流モータ，多相負荷）９の相電流波形の歪みを抑制すると共に、駆動電力を変換前の電圧指令値によって駆動する場合とほぼ同等にすることができる。更に、本実施例によれば、指令値発生器１０は、正弦波の振幅変化に基づく電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を出力するので、モータ９の相電流波形を略正弦波とすることができ、モータ９を極めて低振動且つ低騒音で駆動することが可能となる。
【００４４】
尚、本実施例のように、二相の電圧指令値をある期間だけ固定することによって出力電流に若干の歪みを生じるが、電気自動車やハイブリッド電気自動車のように比較的大なる負荷を駆動する系においては、若干の歪みは特に問題とならない。
【００４５】
（第２実施例）
図５乃至図１１は本発明の第２実施例を示すものであり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。ＰＷＭ波形発生器１１に代わるＰＷＭ波形発生器（制御信号出力手段）２２は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２を指令値変換器２１に代わる指令値変換器（指令値変換手段）２３に出力するようになっている。
【００４６】
ここで、図６を参照して、クロック信号ｃｋ１は、周期がＰＷＭ信号の搬送波周期の２倍であって、前記搬送波のレベルが“０”の時点に同期して立ち上がるクロック信号である。また、クロック信号ｃｋ２は、そのクロック信号ｃｋ１に対して位相が９０°遅れとなるクロック信号である。そして、指令値変換器２３は、クロック信号ｃｋ１，ｃｋ２のレベルをも参照して電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の変換処理を行うようになっている。
【００４７】
次に、第２実施例の作用について図７乃至図１１をも参照して説明する。図７乃至図９は、指令値変換器２３における変換処理のフローチャートの一部を示すもので、図７は、第１実施例におけるステップＡ３以降，図８は、ステップＡ７以降，図９は、ステップＡ１１以降の処理を部分的に変更したものである。
【００４８】
先ず、図８に示す部分について説明する。指令値変換器２３は、ステップＡ７において「ＹＥＳ」と判断すると、指令値Ｖ＊とＷ＊との差の結果が負（Ｖ＊＜Ｗ＊）であるか否かを判断し（ステップＡ２３）、負である場合は（「ＹＥＳ」）ステップＡ２４に移行して、クロック信号ｃｋ２のレベルが“１（ハイレベル）”であるか否かを判断する。
【００４９】
クロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ２５に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（１３）
Ｖ**＝Ｗ**＝−１ …（１４）
尚、電圧指令値Ｕ**は、元の指令値におけるＵ相とＶ相との線間電圧を維持するようにレベルシフトされている。
【００５０】
一方、ステップＡ２４においてクロック信号ｃｋ２のレベルが“０（ロウレベル）”であれば（「ＮＯ」）ステップＡ２６に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｖ＊−１ …（１５）
Ｖ**＝−１ …（１６）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（１７）
この場合、電圧指令値Ｗ**は、元の指令値におけるＷ相とＶ相との線間電圧の２倍の電圧を出力するようにレベルシフトされている。即ち、１つ前の搬送波周期において指令値Ｗ**が“−１”に固定された分を補うためである。
【００５１】
また、ステップＡ２３において、指令値Ｖ＊とＷ＊との差の結果が正（Ｖ＊＞Ｗ＊）である場合は（「ＮＯ」）ステップＡ２７に移行して、ステップＡ２４と同様にクロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であるか否かを判断する。クロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ２８に移行して、（１３）式を（１８）式に置き換えて実行する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｗ＊−１ …（１８）
【００５２】
一方、ステップＡ２７においてクロック信号ｃｋ２のレベルが“０”であれば（「ＮＯ」）ステップＡ２９に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝Ｕ＊−Ｗ＊−１ …（１９）
Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｗ＊）−１ …（２０）
Ｗ**＝−１ …（２１）
即ち、ステップＡ２８及びＡ２９における処理は、ステップＡ２５及びＡ２６の処理に対して指令値Ｖ＊とＷ＊との大小関係が入れ替わることに基づくものである。
【００５３】
このようにして変換生成された電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を図１０に示す。即ち、期間ｄにおいて電圧指令値Ｖ＊とＷ＊とが交差して両者の大小関係が入れ替わるため、前半の期間ａ〜ｄではＶ＊＜Ｗ＊であり、後半の期間ｄ〜ｇではＶ＊＞Ｗ＊となっている。そして、期間ｂ，ｄ，ｆ（クロック信号ｃｋ２のレベルが“１”の時）においては、電圧指令値Ｖ**，Ｗ**を最小レベルに固定し電圧指令値Ｕ**のみで一相変調を行う（第１変換期間）。
【００５４】
一方、クロック信号ｃｋ２のレベルが“０”となる前半の期間ａ，ｃでは、電圧指令値Ｖ**だけを最小レベルに固定し、電圧指令値Ｕ**，Ｗ**で二相変調を行い、後半の期間ｅ，ｇにおいては、電圧指令値Ｗ**だけを最小レベルに固定し電圧指令値Ｕ**，Ｖ**のみで一相変調を行う（第２変換期間）。従って、一相変調と二相変調とが搬送波周期毎に交互に実行されるようになる（即ち、ｎ＝１である）。
【００５５】
尚、電圧指令値Ｕ＊が負であり、ステップＡ７において「ＮＯ」と判断される場合については具体的には図示していないが、第１実施例と同様に、上記（１３）〜（２１）式において、“Ａ**＝−１”と記述されている式を
“Ａ**＝１”
に代え、“Ａ**＝Ｂ＊−Ｃ＊−１”，或いは、“Ａ**＝２（Ｂ＊−Ｃ＊）−１”と記述されている式を
“Ａ**＝Ｂ＊−Ｃ＊＋１”，或いは、“Ａ**＝２（Ｂ＊−Ｃ＊）＋１”
のように一部の符号だけを変更すれば良い（尚、Ａ，Ｂ，ＣはＵ，Ｖ，Ｗ何れかの相）。但し、この場合はクロック信号ｃｋ２に代えてクロック信号ｃｋ１を参照する。また、ステップＡ２３に相当するステップは“Ａ＊−Ｂ＊＜０”と、“Ａ＊−Ｂ＊＞０”とする。
【００５６】
同様に、図７においては、指令値変換器２３は、ステップＡ３において「ＹＥＳ」と判断すると、指令値Ｕ＊とＶ＊との差の結果が負（Ｕ＊＜Ｖ＊）であるか否かを判断し（ステップＡ１６）、負である場合は（「ＹＥＳ」）ステップＡ１７に移行する。そして、クロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ１８に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝Ｖ**＝−１ …（２２）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊−１ …（２３）
【００５７】
一方、ステップＡ１７においてクロック信号ｃｋ２のレベルが“０”であれば（「ＮＯ」）ステップＡ１９に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝−１ …（２４）
Ｖ**＝２（Ｖ＊−Ｕ＊）−１ …（２５）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｕ＊−１ …（２６）
また、Ｕ＊＞Ｖ＊の場合のステップＡ２１においては、ステップＡ１８における（２３）式を以下の（２７）式に代えて変換を行い、
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（２７）
ステップＡ２２においては、（２４）〜（２６）式に代えて、以下の（２８）〜（３０）式により変換を行う。
Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｖ＊）−１ …（２８）
Ｖ**＝−１ …（２９）
Ｗ**＝Ｗ＊−Ｖ＊−１ …（３０）
【００５８】
また、図９においては、指令値変換器２３は、ステップＡ１１において「ＹＥＳ」と判断すると、指令値Ｗ＊とＵ＊との差の結果が負（Ｗ＊＜Ｕ＊）であるか否かを判断し（ステップＡ３０）、負である場合は（「ＹＥＳ」）ステップＡ３１に移行する。そして、クロック信号ｃｋ２のレベルが“１”であれば（「ＹＥＳ」）ステップＡ３２に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝Ｗ**＝−１ …（３１）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｗ＊−１ …（３２）
【００５９】
一方、ステップＡ３１においてクロック信号ｃｋ２のレベルが“０”であれば（「ＮＯ」）ステップＡ３３に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を以下のように変換生成する。
Ｕ**＝２（Ｕ＊−Ｗ＊）−１ …（３３）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｗ＊−１ …（３４）
Ｗ**＝−１ …（３５）
また、Ｗ＊＞Ｕ＊の場合のステップＡ３５においては、ステップＡ３２における（３２）式を以下の（３６）式に代えて変換を行い、
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊−１ …（３６）
ステップＡ３６においては、（３３）〜（３５）式に代えて、以下の（３７）〜（３９）式により変換を行う。
Ｕ**＝−１ …（３７）
Ｖ**＝Ｖ＊−Ｕ＊−１ …（３８）
Ｗ**＝２（Ｗ＊−Ｕ＊）−１ …（３９）
【００６０】
以上のように変換生成された電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**の指令値１周期分の電圧波形を図１１に示す。また、図１２（ａ），（ｂ）は、夫々第１実施例，第２実施例の電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**によって出力される相電流波形のシミュレーション結果を示すものである。両者を比較すると、第１実施例による電流波形には若干歪みが目立つが、第２実施例による電流波形では歪みが殆ど生じておらず、改善されていることが分かる。
【００６１】
以上のように第２実施例によれば、指令値変換器２３は、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内、何れか二相の指令値レベルが所定値ｘよりも小である期間において、それら二相の指令値レベルを最大または最小に固定し一相変調を行う第１変換期間と、それら二相の内何れか一相の指令値レベルを最大または最小に固定して二相変調を行う第２変換期間とを同一の時間比率で交互に実行するようにした。
【００６２】
そして、第１変換期間では、変換対象以外の相（例えば、（１３）〜（１７）式の例ではＵ相）の電圧指令値を、第２変換期間で変換対象とする相（同Ｖ相）の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、第２変換期間では、変換対象とする相（Ｖ）を、変換対象以外の相（Ｕ，Ｗ）についての電圧指令値との線間電圧が最大となる相に設定すると共に、第１変換期間でのみ変換対象となる相（Ｗ）の電圧指令値を、第２変換期間で変換対象とする相（Ｖ）の電圧指令値との線間電圧を２倍とするようにレベルシフトした。
【００６３】
従って、従来よりもスイッチングの回数を減少することができると共に、第１，第２変換期間の夫々において電圧指令値が最大または最小に変換されることで生じる歪み（線間電圧の不足）を変換対象以外の指令値をレベルシフトすることで補正して、モータ９に出力される相電流波形を歪みがより少ないものにすることができるので、モータ９の駆動を一層低振動且つ低騒音で行うことが可能となる。また、指令値変換器２３は、変換期間を搬送波周期の２倍に設定するので、変換処理を搬送波に同期したタイミングで容易に実行することができる。
【００６４】
（第３実施例）
図１３は本発明の第３実施例を示すものである。第２実施例では、二相の電圧指令値を最大または最小に固定して一相変調を行う第１変換期間と、一相の電圧指令値を固定して二相変調を行う第２変換期間とを搬送波周期毎に交互に実行するようにしたが、第３実施例では、第１，第２変換期間の比率を１：２として実行するようにしている。
【００６５】
この場合、第２変換期間においては、第２実施例の例えばステップＡ２６に対応する処理として、（１７）式を（４０）式に置き換えて実行する。
Ｗ**＝１．５（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（４０）
また、ステップＡ２９に対応する処理として、（２０）式を（４１）式に置き換えて実行する。
Ｖ**＝１．５（Ｖ＊−Ｗ＊）−１ …（４１）
【００６６】
ここでの係数“１．５”は、二相変調を行う第２変換期間が第１変換期間の２倍の長さになったため、その分、元の指令値におけるＷ相，Ｖ相の線間電圧の補正量を減らしているからである。即ち、第１，第２変換期間の比率が１：ｎである場合には、例えば（４０）式は以下のように表される。
Ｗ**＝（１＋１／ｎ）（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（４０ａ）
また、逆に、第１，第２変換期間の比率がｍ：１である（或いは、１：ｎとしてｎを１未満とする）場合には、その分線間電圧の補正量を増やす必要があり、 （４０）式は以下のように表される。
Ｗ**＝（１＋ｍ）（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（４０ｂ）
【００６７】
尚、第１，第２変換期間のタイミングの取り方としては、例えば、クロック信号ｃｋ２を逓倍して搬送波と同じ周期のクロック信号を生成し、そのクロック信号の立上がりエッジの入力により“１〜３”を繰り返しカウントするステートカウンタを用いる。そして、カウント値が“１”であれば第１変換期間とし、カウント値が“２，３”であれば第２変換期間として実行すれば良い。
【００６８】
以上のように第３実施例によれば、一相変調を行う第１変換期間と二相変調を行う第２変換期間との比率を例えば１：２として実行するので、第２実施例と同様の効果が得られる。そして、二相変調を行う第２変換期間を第１変換期間に対して相対的に長くするのに応じて線間電圧の補正（レベルシフト）量を減少させるようにしたので、過変調状態となって相電流波形に歪みが生じることを防止できる。
【００６９】
（第４実施例）
図１４は、本発明の第４実施例を示すものである。第４実施例は、第１，第２変換期間の時間比率をダイナミックに変化させるようにしたもので、図１４に示す期間ａ，ｃにおいては比率を１：２とし、期間ｂにおいては比率を１：１としている。即ち、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊の差が大となるのに応じて、第２変換期間を相対的に長く設定するようにダイナミックに変化させている。
【００７０】
ここで、例えば図４（ｂ）に示すように、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊は、両者が所定値ｘ以内で略等しくなる期間において、指令値のカーブが交差する時点を基準として値の差が漸次大きくなっている。従って、その差が大きくなるのに応じて線間電圧の補正（レベルシフト）量も増加させることが望ましいが、レベルシフト量を増加させると過変調状態に至るおそれがある。
【００７１】
そこで、第４実施例では、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊の差が大きくなるのに応じて第２変換期間を長く設定することで、（４０ａ）式におけるｎの値が大となるのでその分レベルシフト量を低下させることができ、過変調状態となることを有効に防止することができる。また、第２実施例や第３実施例では、両期間の比率を１：１や１：２に固定したことにより、その電圧信号の変化周期（搬送波周期の１／２，１／３）に応じて、装置より発生する不要輻射の周波数スペクトラムが特定のポイントに比較的大きなピークを持つことが予想される。
【００７２】
これに対して、第４実施例によれば、電圧信号の変化周期をダイナミックに変化させるため、周波数スペクトラムを分散させて特定のポイントに集中することを回避できるようになり、不要輻射対策をより容易に行うことができる。
【００７３】
（第５実施例）
図１５は本発明の第５実施例を示すものである。第５実施例では、第３実施例とは逆に、第１，第２変換期間の比率を２：１として実行するようにしている。この場合、第２変換期間においては、（４０）式を（４２）式に置き換えて実行する。
Ｗ**＝３（Ｗ＊−Ｖ＊）−１ …（４２）
また、（４１）式を（４３）式に置き換えて実行する。
Ｖ**＝３（Ｖ＊−Ｗ＊）−１ …（４３）
【００７４】
以上のように第５実施例によれば、一相変調を行う第１変換期間と二相変調を行う第２変換期間との比率を２：１として実行するので、第３実施例と同様の効果が得られる。
【００７５】
（第６実施例）
図１６乃至図１８は本発明の第６実施例を示すものであり、第１実施例と異なる部分についてのみ説明する。図１６に示す第６実施例の構成は、第１実施例における指令値変換器２１を指令値変換器（指令値変換手段）２４に置き換えたものであり、その指令値変換器２４には、指令値発生器１０と共に位相指令値θ＊が与えられている。その他の構成は第１実施例と同様である。ここで、位相指令値θ＊は、交流モータ９のロータの位相θに基づいて図示しない位相指令値発生器において生成されるものであり、交流モータ９の駆動状態に応じて位相θに進み成分や遅れ成分が付加されている。尚、位相指令値θ＊に代えて第１実施例と同様に位相θをそのまま用いても良い。
【００７６】
次に、第６実施例の作用について図１７及び図１８をも参照して説明する。指令値発生器１０は、Ｕ相の電圧指令値Ｕ＊の位相を位相指令値θ＊の変化に同期させて出力しており、電圧指令値Ｖ＊，Ｗ＊は、電圧指令値Ｕ＊の値を夫々２π／３遅れ，２π／３進んだ値として出力している。そして、指令値変換器２４は、図１７に示すステップＢ１において、各相電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊と共に位相指令値θ＊を読み込む。以降のステップＢ２〜Ｂ７においては、位相指令値θ＊が何れの区間（電気角）内にあるのかを判定する。
【００７７】
即ち、ステップＢ２〜Ｂ７における６つの区間は、何れも三相の指令値の内何れか二相の指令値がほぼ等しくなる区間であり、電気角π／６，π／２，５π／６，７π／６，３π／２，１１π／６を中心とする範囲である（図１８参照）。また、各ステップＢ２〜Ｂ７における“±φ”は、第１実施例における所定値ｘに対応する電気角である。
【００７８】
そして、指令値変換器２４は、ステップＢ２において「ＹＥＳ」と判断するとステップＢ８（ステップＡ１３に対応）に移行し、新たな電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成する。それから、ステップＡ１５と同様の処理を行うステップＢ１５に移行して、電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**をＰＷＭ波形発生器１１に出力する。
【００７９】
同様に、指令値変換器２４は、ステップＢ３において「ＹＥＳ」と判断するとステップＡ８に対応するステップＢ９に移行し電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成するとステップＢ１５に移行する。また、ステップＢ４において「ＹＥＳ」と判断するとステップＡ５に対応するステップＢ１０に移行し、ステップＢ５において「ＹＥＳ」と判断するとステップＡ１２に対応するステップＢ１１に、ステップＢ６において「ＹＥＳ」と判断するとステップＡ９に対応するステップＢ１２に、ステップＢ７において「ＹＥＳ」と判断するとステップＡ４に対応するステップＢ１３に移行する。
【００８０】
その他の場合は（ステップＢ２〜Ｂ７において何れも「ＮＯ」）、ステップＡ１４と同様のステップＢ１４に以降して、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊をそのまま電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**としてステップＢ１５に移行する。
【００８１】
以上のように第６実施例によれば、指令値変換器２４は、位相指令値θ＊に基づいて新たな電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を変換生成するので、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００８２】
（第７実施例）
図１９及び図２０は本発明の第７実施例を示すものであり、第２，第５実施例と異なる部分についてのみ説明する。図１９に示す第７実施例の構成は、第２実施例における指令値変換器２１を指令値変換器（指令値変換手段）２５に置き換えたものであり、その指令値変換器２５には、第５実施例の指令値変換器２４と同様に位相指令値θ＊が与えられている。その他の構成は第２実施例と同様である。
【００８３】
次に、第７実施例の作用について図２０をも参照して説明する。第７実施例は、第２実施例の処理を第５実施例と同様に位相指令値θ＊に基づいて行うものである。即ち、図２０に示すように、指令値変換器２５は、ステップＢ７において「ＹＥＳ」と判断した場合、第２実施例のステップＡ２において「ＹＥＳ」と判断した場合と同様にステップＡ１６〜Ａ２２を実行する。
【００８４】
その他の場合については具体的には図示しないが、ステップＢ３において「ＹＥＳ」と判断した場合は、ステップＡ６において「ＹＥＳ」と判断した場合と同様にステップＡ２５〜Ａ２９を実行し、ステップＢ５において「ＹＥＳ」と判断した場合は、ステップＡ１０において「ＹＥＳ」と判断した場合と同様にステップＡ３２〜Ａ３６を実行する。その他の場合は第５実施例と同様である。
【００８５】
以上のように第７実施例によれば、指令値変換器２５は、位相指令値θ＊に基づいて、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内、何れか二相の電圧指令値レベルが比較的近似する期間において、それら二相の指令値レベルを最大または最小に固定し一相変調を行う第１変換期間と、それら二相の内何れか一相の指令値レベルを最大または最小に固定して二相変調を行う第２変換期間とを同一の時間比率で交互に実行するようにしたので、第２実施例と同様の効果が得られる。
【００８６】
（第８実施例）
図２１は本発明の第８実施例を示すものであり、例えば電気自動車の駆動用に用いられるブラシレスモータ（多相交流モータ）を駆動制御するための周知の制御系（電流制御）に本発明を適用した場合の機能ブロック図である。即ち、電流指令値ｉｑ＊は、スロットルの開度信号やモータの回転速度等に応じてＥＣＵ(Electronic Control Unit) により与えられるトルク指令値であり、電流指令値ｉｄ＊は、指令値ｉｑ＊に応じてテーブルより読み出されて与えられる磁束指令値である。
【００８７】
これらの電流指令値ｉｄ＊，ｉｑ＊は、減算器２６ａ，２６ｂに被減算値として夫々与えられている。電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、インバータ主回路の出力電流を電流センサにより検出したものであり、ｕｖｗ／ｄ−ｑ変換部２７に与えられている。ｕｖｗ／ｄ−ｑ変換部２７は、位相検出値θに基づいて電流検出値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをｄ−ｑ軸（回転座標軸）のベクトル成分に変換（三相／二相変換）し、二相電流値ｉｄ，ｉｑを減算器２６ａ，２６ｂに減算値として出力する。
【００８８】
減算器２６ａ，２６ｂの出力信号は、例えばＰＩ制御などを行う電流制御部２８ａ，２８ｂに与えられて電圧指令値ｖｄ′＊，ｖｑ′＊に変換され、減算器２９ａ，加算器２９ｂに被減算値，被加算値として夫々与えられている。非干渉化部３０は、ｕｖｗ／ｄ−ｑ変換部２７が出力する二相電流値ｉｄ，ｉｑに基づいてブラシレスモータに発生する逆起電力を検出すると、その逆起電力を減算器２９ａ，加算器２９ｂに減算値，加算値として出力する。そして、減算器２９ａ，加算器２９ｂの出力信号は、電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊としてｄ−ｑ／ｕｖｗ変換部３１に与えられている。
【００８９】
ｄ−ｑ／ｕｖｗ変換部３１は、位相検出値θに基づいて電圧指令値ｖｄ＊，ｖｑ＊を三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊に変換し（二相／三相変換）し、その電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を指令値変換器（指令値変換手段）３２に出力する。ここでの指令値変換器３２は、第１乃至第７実施例の何れに用いられている指令値変換手段でも良い。そして、指令値変換器３２は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**に変換してＰＷＭパターン発生器１１に出力する。以降の構成は第１実施例等と同様である。尚、第８実施例の構成は、ハードウエア，ソフトウエアの何れによっても可能である。
【００９０】
以上のように第８実施例によれば、本発明をブラシレスモータの電流制御を行う場合にも適用することができる。
【００９１】
（第９実施例）
図２２及び図２３は、本発明の第９実施例を示すものであり、第１実施例又は第６実施例と異なる部分についてのみ説明する。第９実施例は、第１実施例と同様に電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の値を参照して一相変調を行う期間を決定するものである。即ち、図２２に示すフローチャートにおいて、指令値変換器２１は、ステップＡ１と同様に電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を読込むと（ステップＣ１）、以降の各判断ステップＣ２〜Ｃ７において、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊間に夫々の関係が成り立つか否かを判断する。
ステップＣ２ ： （Ｗ＊＞Ｕ＊）・（Ｕ＊≧０）
ステップＣ３ ： （Ｗ＊＞Ｖ＊）・（Ｗ＊≦０）
ステップＣ４ ： （Ｕ＊＞Ｖ＊）・（Ｖ＊≧０）
ステップＣ５ ： （Ｕ＊＞Ｗ＊）・（Ｕ＊≦０）
ステップＣ６ ： （Ｖ＊＞Ｗ＊）・（Ｗ＊≧０）
ステップＣ７ ： （Ｖ＊＞Ｕ＊）・（Ｖ＊≦０）
【００９２】
ここで、各判断ステップＣ２〜Ｃ７において夫々の条件が成り立つ場合（「ＹＥＳ」）は、図２３に示す電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊のパターンに示す位相期間▲１▼〜▲６▼に対応しており、各位相期間▲１▼〜▲６▼は、電圧指令値Ｕ＊の位相θを基準として以下に示す期間となっている。
【００９３】
位相期間▲１▼ ： ０ ＜θ＜ π／６
位相期間▲２▼ ： π／３＜θ＜ π／２
位相期間▲３▼ ： ２π／３＜θ＜ ５π／６
位相期間▲４▼ ： π ＜θ＜ ７π／６
位相期間▲５▼ ： ４π／３＜θ＜ ３π／２
位相期間▲６▼ ： ５π／３＜θ＜１１π／６
【００９４】
そして、各判断ステップＣ２〜Ｃ７において夫々の条件が成り立つ場合（「ＹＥＳ」）は、第６実施例のステップＢ８〜Ｂ１３と同内容のステップＣ８〜Ｃ１３に移行する。その後は、また、何れの判断ステップＣ２〜Ｃ７においても夫々の条件が成り立たなかった場合（「ＮＯ」）は、ステップＢ１４と同内容のステップＣ１４を実行する。
尚、図２２に示す各相電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を示す式に示されている“Ｖa ”は、電圧指令値の振幅レベルを変化させるためのパラメータである。
【００９５】
以上のように処理を行った結果、三相の電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊の内二相を固定して一相のみＰＷＭ変調を行う期間は、第１実施例の期間に対してπ／１２（１５°）進むことになる。この場合、出力電流波形の歪みは若干大きくなるが、例えば、交流モータ９の振動等が多少大きくても問題がないようなアプリケーションについては適用が可能である。
【００９６】
また、例えば電気自動車に適用することを想定すると、電気自動車が比較的低速で走行する場合は、出力電流波形の歪みが大きくなると交流モータ９の振動レベルが高くなり、乗員の乗り心地に大きく影響を及ぼす。しかし、電気自動車が比較的高速で走行する場合は出力電流波形の歪みが多少大きくなったとしても、その歪みに基づく交流モータ９の振動が乗員の乗り心地に大きく影響を及ぼすことはない。そして、第９実施例は、電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊間の大小関係のみによって一相変調を行う期間の判定を短時間に行うことができるため、交流モータ９の駆動周波数が高い領域において実行するには極めて有効である。
【００９７】
（第１０実施例）
図２４は本発明の第１０実施例を示すものである。第１０実施例は、第７実施例と第９実施例とを組み合わせた例である。即ち、第７実施例において図２０に示した部分については、ステップＢ７及びＡ１６に代えてステップＣ７及びＣ７′を配置している。ステップＣ７′は、以下の条件が成立するか否かを判断するステップである。
（Ｖ＊≦Ｕ＊）・（Ｕ＊＜０）
そして、ステップＣ７において「ＹＥＳ」と判断した場合はステップＡ１７に移行し、ステップＣ７で「ＮＯ」，ステップＣ７′で「ＹＥＳ」と判断した場合はステップＡ２０に移行する。また、ステップＣ７′で「ＮＯ」と判断した場合はステップＢ１４（Ｃ１４）に移行する。
【００９８】
また、第７実施例において図２０のように第２実施例からの置き換えを行うその他の部分についても、図２４に示すものと同様にして各相電圧指令値を入れ替えて実施すれば良い。
【００９９】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、次のような変形または拡張が可能である。
第６実施例において、指令値出力手段と指令値変換手段とを一体に構成しても良い。
第８実施例において、非干渉化部３０は必要に応じて設ければ良い。また、第８実施例の電流制御に限ることなく、速度制御や位置制御、またはブラシレスモータに対するものとは全く異なる制御方式でも、最終的に電圧指令値を出力するものであれば適用できる。
第９実施例において、位相期間▲１▼〜▲６▼を夫々π／６遅れ方向にずらして実施しても良い。また、第６実施例と同様に位相指令値θ＊または位相θを読み込んで、その値に応じて同様の位相期間を判定しても良い。
【０１００】
電圧指令値は必ずしも正弦波の振幅変化に基づくものでなくても良く、その他の電圧波形でも良い。
また、以上の各実施例では、三角波比較ＰＷＭで説明したが、変調方式はこのような搬送波をベースにしたものに限ることはなく、スイッチングによってパルス幅を変えることで電力を変換するものであれば他の変調方式でも良い。
デジタル制御する場合は、二相を固定することによる線間電圧の不足分をメモリに蓄えておき、１相のみ固定する期間にリアルタイムで重畳させるようにしても良い。
スイッチング素子はＩＧＢＴに限ることなく、例えばパワートランジスタやパワーＭＯＳＦＥＴなどでも良い。
電流センサやホールＩＣ，ロータリエンコーダやレゾルバなどを用いてモータ９のロータの位置情報を得るものに限らず、例えばモータ９の誘起電圧を分圧抵抗やコンパレータなどにより検出してロータの位置情報を得る、所謂センサレス駆動方式を採用しても良い。
【０１０１】
ｎ＝１，２に限ることなく、ｎは正の実数に適宜設定すれば良い。また、ｍについても同様であり、ｍ，ｎは、損失，歪み等、状況に応じて適宜設定すれば良い。
指令値変換手段を中心とする構成は、ＤＳＰを用いるものに限らず、ＣＰＵを用いて構成するものでも良い。
例えば、三相交流モータにおいて何れか一相のみを固定し、二相だけで変調を行う二相変調方式を常時行っているものについて、その状態から更に一相を固定することにより、上記各実施例と同様に所定の期間だけ二相を固定するようにしても良い。この場合、スイッチング回数を更に低減することができる。
四相以上の多相交流モータに適用しても良い。
電気自動車やハイブリッド電気自動車などに使用される多相交流モータに限ること無く、ＵＰＳ(Uninterruptible Power Supply ：無停電電源) など多相の線間電圧を出力するものであれば適用が可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施例であり、電力変換装置の電気的構成を示す機能ブロック図
【図２】指令値変換器の制御内容を示すフローチャート
【図３】（ａ）〜（ｃ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を示し、（ｄ）〜（ｆ）は電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す
【図４】（ａ）は電圧指令値Ｕ＊，Ｖ＊，Ｗ＊を重ね合わせて示す図、（ｂ）は（ａ）の一部を拡大して示す図、（ｃ）は（ｂ）に対応する電圧指令値Ｕ**，Ｖ**，Ｗ**を示す図
【図５】本発明の第２実施例であり、要部の電気的構成図
【図６】（ａ）はＰＷＭ変調の搬送波、（ｂ）は搬送波に同期したクロック信号ｃｋ１、（ｃ）はクロック信号ｃｋ１に対して９０°遅れ位相のクロック信号ｃｋ２を示す
【図７】要部の図２相当図（その１）
【図８】要部の図２相当図（その２）
【図９】要部の図２相当図（その３）
【図１０】図４（ｃ）相当図
【図１１】図３相当図
【図１２】（ａ）は第１実施例，（ｂ）は第２実施例による相電流波形のシミュレーション結果を示す
【図１３】本発明の第３実施例を示す図４（ｃ）相当図
【図１４】本発明の第４実施例を示す図４（ｃ）相当図
【図１５】本発明の第５実施例を示す図４（ｃ）相当図
【図１６】本発明の第６実施例を示す図１相当図
【図１７】図２相当図
【図１８】図４相当図
【図１９】本発明の第７実施例を示す図１相当図
【図２０】要部を示す図１７相当図
【図２１】本発明の第８実施例であり、電気自動車の駆動用に用いられるブラシレスモータを駆動制御する制御系に本発明を適用した場合の機能ブロック図
【図２２】本発明の第９実施例を示す図１相当図
【図２３】図１７相当図
【図２４】本発明の第１０実施例を示す図２０相当図
【図２５】従来技術を示す図１相当図
【図２６】図５相当図
【図２７】図４（ａ），（ｂ）相当図
【符号の説明】
１〜６はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、７はインバータ主回路、９は多相交流モータ、１０は指令値発生器（指令値出力手段）、１１はＰＷＭ波形発生器 （制御信号出力手段）、２１は指令値変換器（指令値変換手段）、２２はＰＷＭ波形発生器（制御信号出力手段）、２３，２４，２５及び３２は指令値変換器 （指令値変換手段）を示す。

Claims (28)

1. 多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路と、
   各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、
   この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換して出力する指令値変換手段と、
   この指令値変換手段により出力される電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手段とを備えてなることを特徴とする電力変換装置。
2. 前記指令値変換手段は、変換対象外の相についての電圧指令値を、変換対象とする相の電圧指令値夫々との線間電圧の平均値として出力することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記多相負荷は多相交流モータであることを特徴とする請求項１または２記載の電力変換装置。
4. 前記多相交流モータの相数は三であることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
5. 多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路と、
   各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、
   この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間において、
   当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換する第１変換期間と、その内の一相の電圧指令値のみを最大または最小となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力する指令値変換手段と、
   この指令値変換手段により出力される電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手段とを備えていることを特徴とする電力変換装置。
6. 前記指令値変換手段は、前記変換期間を前記搬送波周期の整数倍に設定することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
7. 前記指令値変換手段は、前記第２変換期間において変換対象とする相を、変換対象以外の相についての電圧指令値との線間電圧が最大となる相に設定することを特徴とする請求項５または６記載の電力変換装置。
8. 前記指令値変換手段は、前記第２変換期間を前記第１変換期間のｎ（ｎは、正の実数）倍とし、
   前記第１変換期間においては、変換対象以外の相についての電圧指令値を、前記第２変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、
   前記第２変換期間においては、前記第１変換期間においてのみ変換対象となる相についての電圧指令値を、第２変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を（１＋１／ｎ）倍とするようにレベルシフトすることを特徴とする請求項５乃至７の何れかに記載の電力変換装置。
9. 前記指令値変換手段は、ｎ＝１に設定することを特徴とする請求項８記載の電力変換装置。
10. 前記指令値変換手段は、前記第１変換期間と第２変換期間との比を変化させることを特徴とする請求項５乃至８の何れかに記載の電力変換装置。
11. 前記指令値変換手段は、前記指令値出力手段によって出力される、前記第１変換期間の変換対象の変換前の電圧指令値の差が大となるにつれて、前記第２変換期間を相対的に長く設定することを特徴とする請求項１０記載の電力変換装置。
12. 前記多相負荷の相数は三であることを特徴とする請求項５乃至１１の何れかに記載の電力変換装置。
13. 多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路と、
    各相毎に電圧指令値を出力する指令値出力手段と、
    この指令値出力手段によって出力される電圧指令値の大小関係に基づいて、少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しくなる時点を含む特定の期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換して出力する指令値変換手段と、
    この指令値変換手段により出力される電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、前記インバータ主回路にスイッチング制御信号を出力する制御信号出力手段とを備えてなることを特徴とする電力変換装置。
14. 前記指令値出力手段は、正弦波の振幅変化に基づく電圧指令値を出力することを特徴とする請求項１乃至１３の何れかに記載の電力変換装置。
15. 多相負荷に対して各相毎に電圧指令値を出力し、
    これらの電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換し、
    前記電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、前記多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出力することを特徴とする多相負荷の駆動制御方法。
16. 変換対象以外の相についての電圧指令値を、変換対象とする相の電圧指令値夫々との線間電圧の平均値として出力することを特徴とする請求項１５記載の多相負荷の駆動制御方法。
17. 前記多相負荷は多相交流モータであることを特徴とする請求項１５または１６記載の多相負荷の駆動制御方法。
18. 前記多相交流モータの相数を三とすることを特徴とする請求項１７記載の多相負荷の駆動制御方法。
19. 多相負荷に対して各相毎に電圧指令値を出力し、
    前記電圧指令値の内、少なくとも何れか二相の電圧指令値がほぼ等しくなる期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく一定となるように変換する第１変換期間と、その内の一相の電圧指令値のみを一定となるように変換する第２変換期間とを交互に繰り返すように出力し、
    前記電圧指令値によって搬送波を変調することで、前記多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出力することを特徴とする多相負荷の駆動制御方法。
20. 前記変換期間を前記搬送波周期の整数倍に設定することを特徴とする請求項１９記載の多相負荷の駆動制御方法。
21. 前記第２変換期間において変換対象とする相を、変換対象以外の相についての電圧指令値との線間電圧が最大となる相に設定することを特徴とする請求項１９または２０記載の多相負荷の駆動制御方法。
22. 前記第２変換期間を前記第１変換期間のｎ（ｎは、正の実数）倍とし、
    前記第１変換期間においては、変換対象以外の相についての電圧指令値を、前記第２変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を維持するようにレベルシフトし、
    前記第２変換期間においては、前記第１変換期間においてのみ変換対象となる相についての電圧指令値を、第２変換期間において変換対象とする相の電圧指令値との線間電圧を（１＋１／ｎ）倍とするようにレベルシフトすることを特徴とする請求項１９乃至２１の何れかに記載の多相負荷の駆動制御方法。
23. ｎ＝１に設定することを特徴とする請求項２２記載の多相負荷の駆動制御方法。
24. 変換対象の二相について、前記第１変換期間と第２変換期間との比を変化させることを特徴とする請求項１９乃至２２の何れかに記載の多相負荷の駆動制御方法。
25. 変換対象の二相について変換前の電圧指令値の差が大となるにつれて、前記第２変換期間を相対的に長く設定することを特徴とする請求項２４記載の多相負荷の駆動制御方法。
26. 前記多相負荷の相数は三であることを特徴とする請求項１９乃至２５の何れかに記載の多相負荷の駆動制御方法。
27. 多相負荷の各相に対応する電圧指令値を出力し、
    これらの電圧指令値の大小関係に基づいて、少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しくなる時点を含む特定の期間において、当該少なくとも何れか二相の電圧指令値が等しく最大または最小となるように変換し、
    前記電圧指令値によって搬送波をパルス幅変調することで、前記多相負荷にスイッチング素子を介して相電圧を印加するインバータ主回路にスイッチング制御信号を出力することを特徴とする多相負荷の駆動制御方法。
28. 前記指令値出力手段は、正弦波の振幅変化に基づく電圧指令値を出力することを特徴とする請求項１５乃至２７の何れかに記載の多相負荷の駆動制御方法。

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