ES2211441T3

ES2211441T3 - Motor capaz de producir un rendimietno elevado y procedimiento de control de dicho motor.

Info

Publication number: ES2211441T3
Application number: ES00126476T
Authority: ES
Inventors: Taizou Kimura; Kiyotaka Nishijima; Hiroyuki Yamai; Akio Yamagiwa; Kazunobu Ooyama; Nobuki Kitano
Original assignee: Daikin Industries Ltd
Current assignee: Daikin Industries Ltd
Priority date: 1994-07-25
Filing date: 1995-07-24
Publication date: 2004-07-16
Anticipated expiration: 2015-07-24
Also published as: KR100377905B1; US5739650A; CN1063887C; DE69532252T2; DE69532252D1; TW289182B; EP1083649A3; EP0723332A1; MY114099A; EP1083649B1; CN1135271A; WO1996003797A1; DE69523134T2; CN1290996A; ES2167444T3; KR960705394A; EP1083649A2; JP3643597B2; DE69523134D1; EP0723332B1

Abstract

Un método para controlar un motor CC sin escobillas que incluye los pasos de detectar una velocidad de giro y una posición del rotor de un motor CC sin escobillas (803, 913) excitado mediante un inversor alimentado en voltaje (802, 912), caracterizado por los pasos de: establecer una amplitud de voltaje de salida del inversor alimentado en voltaje (802, 912) en una amplitud especifica que se determina sobre la base de la velocidad de giro detectada y establecer, en respuesta a una diferencia entre una orden de la velocidad de giro dada al motor CC sin escobillas (803, 913) y la velocidad de giro detectada, una orden de conmutación para el inversor alimentado en voltaje (802, 912) tal que la fase relativa al voltaje contraelectromotriz del motor se establezca en una fase específica y tal que una anchura de conducción de voltaje terminal del inversor alimentado en voltaje (802, 912) se establezca en 180º en ángulos eléctricos.

Description

Motor capaz de producir un rendimiento elevado y procedimiento de control de dicho motor.

Campo técnico

La presente invención se refiere a un sistema motor CC sin escobillas capaz de operar con alto rendimiento y también a un método de control para tal motor.

Estado de la técnica

Los motores CC sin escobillas han sido convencionalmente investigados y desarrollados para su aplicación en diversos campos y, también, llevados a la práctica, aprovechando su característica de no presentar pérdidas en el cobre secundario, de forma que es teóricamente posible un aumento de rendimiento.

El método para controlar motores CC sin escobillas para conseguir un alto rendimiento se puede clasificar, a grosso modo, según los dos siguientes:

(i) Un método en el que se controla la corriente del motor de modo que se aumente la relación par/corriente, mediante la detección del valor instantáneo de la corriente del motor y;

(ii) Un método en el que se detecta la velocidad de giro del motor y se controla el inversor alimentado por voltaje en respuesta a la velocidad de giro detectada de forma que el voltaje de salida del inversor se lleva a una fase, con relación a la fase del voltaje contraelectromotriz, que permite el funcionamiento del motor CC alrededor de su máxima potencia.

Según el método (i) anterior, cuando se utiliza un motor CC sin escobillas en el que se monta un imán permanente en la superficie del rotor (de aquí en adelante motor CC con imán de superficie), la corriente de motor se controla de modo que la corriente según el eje d (una corriente de la misma dirección que la del flujo magnético de entrehierro) que es irrelevante en cuanto a la generación de par, se reduzca a cero (ver "Theory and Practical Design of AC servo systems", de Sugimoto et al., publicado por Sogodenshi Shuppansha K.K., p. 74). También, cuando se utiliza un motor CC sin escobillas en el que se monta un imán permanente de modo que quede enterrado en el rotor (de aquí en adelante motor CC con imán enterrado), la corriente de motor se controla sobre la base de que el par generado es la suma del par magnético (un par proporcional a la corriente del eje q, que es una corriente de dirección perpendicular a la del flujo magnético de entrehierro) y el par de reluctancia (un par proporcional al producto de las corrientes según los ejes d y q), de manera tal que se obtienen los valores óptimos de las corrientes según los ejes d y q, a través de los pasos de detectar el estado de carga (par) y realizar secuencialmente operaciones aritméticas para calcular los valores óptimos de las corrientes según los ejes d y q (ver "High Efficiendy Control of Brushless DC Motors for Energy Saving", de Morimoto et al., T.IEE Japan, Vol. 112-D, No. 3, '92, en particular, las ecuaciones (14) y (15)).

El método (i) permite una fácil aplicación a aquellos campos en los que se demande una respuesta de par de alta velocidad, por ejemplo, los sistemas de actuación por motor CC sin escobillas utilizados en máquinas herramientas, robots industriales y similares, en los que se provee previamente a un inversor alimentado por voltaje de un detector de corriente instantáneo para implementar un sistema de control de alta velocidad de forma que no haya necesidad de proporcionar un dispositivo especial para conseguir un alto rendimiento. Es debido a que la respuesta en corriente se hace generalmente igual a la respuesta en par en los motores CC sin escobillas, el que se implemente el sistema de control de corriente de alta velocidad. Esto permite conseguir una respuesta de par de alta velocidad.

Sin embargo, los sistemas de accionamiento por motor CC sin escobillas de los aparatos eléctricos del hogar tales como acondicionadores de aire, lavadoras y secadoras, están basados en un sistema de control simple en el que la forma de onda de voltaje se controla mediante sólo un inversor alimentado por voltaje en respuesta a una señal de posición derivada de la detección de la posición del rotor del motor CC sin escobillas. Por lo tanto, el método (i) anterior, si se aplica, haría necesario no sólo proporcionar de nuevo un detector de corriente instantánea sino, también, mejorar la función de operación de control, particularmente en el caso de que se utilice un motor CC de imán enterrado. Como resultado, se necesita sustituir el, o añadir al, microcomputador, un microcomputador de altas prestaciones, lo que provoca un gran incremento en el coste.

A la vista de estos y otros problemas, se ha propuesto adoptar una estructura, en los sistemas de accionamiento por motor CC sin escobillas de los aparatos eléctricos del hogar tales como acondicionadores de aire, lavadoras y secadoras, en la que el inversor alimentado por voltaje se controla de modo que la fase de salida del inversor se establezca en una fase determinada con relación a la fase del voltaje contraelectromotriz del motor, en respuesta a la velocidad de giro del motor CC sin escobillas, adicionalmente al sistema de control simple en el que la forma de onda de voltaje se controla mediante sólo un inversor alimentado por voltaje en respuesta a la señal de posición resultante de la detección de la posición del rotor del motor CC sin escobillas. La adopción de esta estructura no implica ni un detector de corriente instantánea, ni un microcomputador de altas prestaciones, de modo que el anteriormente mencionado aumento de coste puede ser reducido ampliamente.

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Como se describió anteriormente, con la estructura en la que el inversor alimentado por voltaje se controla de modo que la fase de salida del inversor se establece en una fase determinada con relación a la fase del voltaje contraelectromotriz del motor, en respuesta a la velocidad de giro del motor CC sin escobillas, el motor es capaz de conseguir una operación de alta eficiencia siempre y cuando la operación se limite al entorno del punto de diseño. Sin embargo, el motor funciona generalmente bastante lejos del punto de diseño durante un tiempo considerablemente mayor de lo que lo hace alrededor del punto de diseño. En la operación durante el anterior período, el valor de la corriente no bajaría incluso si se redujera la amplitud del voltaje con una carga menor, de forma que pasaría una corriente mayor de la necesaria. Como resultado, el motor sólo puede ser operado, insatisfactoriamente, con rendimientos menores a su mejor rendimiento posible (rendimiento pico a diferentes condiciones de carga).

Entrando en detalle, si se excita un motor CC con imán enterrado, de una inductancia según el eje d Ld de 65 mH y una inductancia según el eje q Lq de 15,0 mH y un coeficiente de voltaje contraelectromotriz Ke de 0,105 Vs/rad, a una velocidad de giro de 90 rps. y si se establecen la fase del voltaje contraelectromotriz del motor y la fase del voltaje de salida del inversor en 50º y 80º, respectivamente, entonces se puede apreciar en la figura 1, que representa la característica de salida del motor y la característica de corriente del motor en relación con la amplitud del voltaje de línea del inversor alimentado por voltaje, que aunque se puede operar un motor CC sin escobillas con mayores valores de salida haciendo mayores los valores de la fase \delta, el valor de la corriente no mostraría apenas una disminución incluso aunque se redujera la amplitud del voltaje de línea del inversor alimentado por voltaje (amplitud de los componentes fundamentales de la onda) con menores cargas.

También, cuando se midió el rendimiento pico del motor a diferentes velocidades de giro, con la carga establecida en 10 kgf.cm y la fase \delta ajustada manualmente, se obtuvo una característica como la marcada mediante círculos blancos en la figura 2. En contraste, cuando se midió el rendimiento del motor a baja carga y a diferentes velocidades de giro, con una fase \delta óptima para una carga alta (20 kgf.cm), se obtuvo una característica como la marcada mediante triángulos blancos en la figura 2, por lo tanto, se puede entender que el rendimiento del motor disminuye una gran cantidad cuando el motor es operado a baja carga. Además, cuanto mayor sea la resistencia del devanado, más apreciable será la bajada de rendimiento del motor.

La figura 3 es un diagrama de bloques que muestra esquemáticamente un sistema motor CC sin escobillas convencional y la figura 4, es un diagrama de bloques que muestra la parte principal del circuito de control de la figura 3. Como se muestra en la figura 3, el sistema motor CC sin escobillas convencional se dispone de forma que un voltaje CA 91 sea convertido en un voltaje CC mediante un conversor 92a de un inversor alimentado en voltaje 92 y, después, convertido en un voltaje AC mediante una parte principal del inversor 92b y, como tal, suministrada a un motor DC sin escobillas 93, en donde se detecta la posición del polo magnético del rotor del motor DC sin escobillas 93, mediante un circuito sensor de posición 94 y se genera una orden de conmutación mediante un circuito de control 96 en respuesta a una señal de detección de posición de polo magnético y, después, se alimenta al inversor alimentado en voltaje 92.

También, como se muestra en la figura 4, el circuito de control 96 comprende una sección de salida de orden de amplitud 96a que recibe entradas de, por ejemplo, una velocidad de giro real y una orden de velocidad de giro, que se obtienen sobre la base del intervalo de tiempo en el que se dan como salida las señales de detección de posición del polo magnético por parte del circuito sensor de posición 94, y una tabla de fase 96b para dar como salida una orden de fase correspondiente a la velocidad de giro real tomando la velocidad de giro real como una dirección leída, con lo que una orden de amplitud y una orden de fase se alimentan a un circuito PWM, no mostrado, de modo que se genere una orden de conmutación.

La sección de salida de orden de amplitud 96a calcula, por ejemplo, una diferencia \DeltaY entre una orden de velocidad de giro Y* y una velocidad de giro real Y, y realiza una operación PI de V* = Kp.\DeltaY + KI.\sigma(\DeltaY) utilizando la diferencia resultante \DeltaY, determinando y dando así, como salida, una orden de amplitud V*, en donde Kp y KI son, cada una, una constante dada por, por ejemplo, valores obtenidos experimentalmente.

Por lo tanto, se genera una orden de conmutación mediante la alimentación tanto de una orden de amplitud V*, calculada a partir de la diferencia entre una orden de velocidad de giro Y* y una velocidad de giro real Y, como de una orden de fase leída de la tabla de fases 96b hacia el circuito PWM, con lo que la velocidad de giro real Y puede ser aproximada e igualada a la orden de velocidad de giro Y*.

Sin embargo, cuando se adopta el circuito de control de un motor CC sin escobillas como el anteriormente descrito, el rendimiento del motor a baja carga se deterioraría en gran extremo. También, sobre la zona de alta velocidad en la que el voltaje inducido del motor CC sin escobillas sin carga se hace mayor que la amplitud del voltaje de salida del inversor (una región en la que se impide el aumento del voltaje inducido del motor mediante la utilización de la reacción estátor / armadura, esto es, se efectúa un control de debilitamiento del flujo magnético), no se podría controlar el motor, de forma tal que se minimice la corriente del motor, fijando el voltaje del inversor en el máximo.

En lo que sigue se describen estos puntos con más detalle.

La figura 5 muestra un circuito equivalente de una parte de una fase del motor CC sin escobillas. Como se muestra en la figura, este circuito equivalente tiene una resistencia de devanado de motor R, una reactancia Xq en el eje q y un voltaje inducido (más exactamente, un voltaje resultante de añadir el producto de una diferencia entre la reactancia Xq del eje q y la reactancia Xd del eje d por una componente Id según el eje d de la corriente de motor, al voltaje contraelectromotriz E) conectado en serie de con el voltaje |V| de la onda fundamental del inversor, en este orden. Se hace notar que j representa, en la figura 5, un número imaginario.

Según esta disposición, asumiendo que la frecuencia de la onda fundamental del inversor es \omega (en donde el número de vueltas es \omega/n en el caso de un motor CC sin escobillas con n pares de polos magnéticos), las inductancias según los ejes d y q son, respectivamente, Ld y Lq, el coeficiente de voltaje contraelectromotriz es Ke, y la corriente de motor es I, la componente según el eje d y la componente según el eje q de la corriente de motor I son, respectivamente, Id y Iq, el par de salida es T, la componente según el eje d y la componente según el eje q del voltaje V de la onda fundamental del inversor son, respectivamente, Vd y Vq, y que la resistencia de devanado R del motor es substancialmente menor que la magnitud |X| de la reactancia, entonces se obtienen las siguientes ecuaciones que los relacionan:

|I| =(Id^{2}+iq^{2})^{1/2} = [{(Vd/\omega)/Xq}^{2} + {(Vq/\omega-Ke)/Xd}^{2}]^{1/2}

T = n{E+(Xq-Xd).Id}.Iq/\omega = n{Ke.Iq + (Lq-Ld).Id.Iq}

Entonces, para un motor CC sin escobillas con las constantes de motor Ld= 6,5 mH va, Lq= 15,0 mH, Ke= 0,15 Vs/rad, cuando se calcularon el par de salida y la amplitud de la corriente de motor mientras se variaba el voltaje de la onda fundamental del inversor |V|=(Vd^{2}+vq^{2})^{1/2}, se obtuvieron unos resultados como los que se muestran en las figuras 6 A y 6 B, en donde el número de pares de polos del motor era 2 y la velocidad de giro se estableció en 90 rps.

Las desventajas anteriormente descritas se darían similarmente en ambos casos de motor CC sin escobillas; en los que se dispone de un imán en el interior del rotor (motor con imán enterrado) y motores CC sin escobillas en los que se dispone gran imán permanente en la superficie del rotor (motores con imán de superficie).

EP 0 427 571 A2 divulga un dispositivo de control para un motor sin escobillas que comprende una fuente de potencia CC y medios de inversión para convertir dicha potencia CC en potencia AC y suministra el voltaje AC al motor, que comprende adicionalmente unos medios de detección de corriente para detectar la corriente que fluye de dicha fuente de potencia a CC hacia dichos medios inversores y generar una señal representativa del flujo de corriente;

Medios de cálculo del factor de potencia conectados a los medios de detección de corriente para calcular el factor de potencia de motor a partir de la corriente detectada y producir una señal de factor de potencia correspondiente;

Medios de cálculo de voltaje y frecuencia que reciben, como señales de entrada, la señal calculada de factor potencia y una señal de establecimiento de velocidad y produce señales de control calculadas a partir de las señales de entrada y;

Medios de control que reciben dicha señales de control y generan señales de guiado para controlar los medios inversores sobre la base de las señales de control.

Dado que se detecta una señal de detección de corriente de un circuito de muestreo de corriente como señales de corriente para cada fase, se podría, por tanto, adoptar una estructura para realizar, por ejemplo, un control PWM de los medios de inversión, como convencionalmente se hace, obteniendo una señal de orden de corriente mediante la detección de la diferencia entre la señal de orden de velocidad y la señal de velocidad del motor sin escobillas detectada. El control PWL se realiza entonces, de acuerdo con la magnitud de un valor de desviación de corriente obtenido mediante el cálculo de la desviación entre esta señal de orden de corriente que es así obtenida y las corrientes que fluyen en cada fase del motor sin escobillas.

EP 0 363 073 A2 divulga un método y un aparato para la excitación de motores sin escobillas.

El método de excitación de un motor sin escobillas de n fases y m polos (n y m son enteros) comprende los pasos de:

Detectar un componente armónico de la contra-fem inducida en las fases del motor;

Obtener señales de energización de fase a partir de la componente armónica; y

Utilizar las señales de energización de fase para energizar las fases de un motor según una secuencia predeterminada. El paso de detectar una componente armónica puede incluir generar una señal simulada en respuesta a las señales de energización de fase aplicadas a las fases del motor; proporcionar a partir del motor una señal compuesta real que tenga una componente de contra-fem inducida y una componente de señal de energización de fase; y obtener la diferencia entre las señales compuestas simulada y real para producir una señal diferencia.

El aparato para la excitación de un motor sin escobillas de n fases y m polos (n y m son enteros) comprende:

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medios de detección de armónicos para detectar un componente armónico de la contra-fem inducida en las fases del motor;

medios de energización de fase que responden a la componente armónica para generar señales de energización de fase para energizar las fases seleccionadas del motor; y

medios de corriente de guiado para suministrar corriente de excitación a aquellas fases energizadas mediante las señales de energización de fase.

US 4 641 066 A, divulga un aparato de control que detecta un punto de arranque adecuado durante la oscilación rotacional de un rotor en el arranque de un motor sin escobillas mediante la combinación de la polaridad de una fuerza contraelectromotriz generada en una bobina de armadura de un devanado de inducido del motor sin escobillas para una fase no excitada debido a la oscilación rotacional del rotor (cuando se excitan las bobinas de la armadura para unas fases particulares en el arranque del motor sin escobillas) con el borde de pulso de una señal de conmutación de excitación obtenida del potencial de un punto neutro del devanado de inducido que tienen las bobinas de la armadura conectadas según una conexión estrella y de un punto neutro de un circuito resistivo detector que tiene las resistencias conectadas según una conexión estrella. Cada una de las resistencias del circuito resistivo se dispone en paralelo con una de las bobinas correspondientes de la armadura del devanado de inducido. Mediante la excitación del motor sin escobillas desde el punto de arranque adecuado detectado, es posible conseguir un control suave y rápido de la operación de arranque del motor sin escobillas.

Descripción de la invención

La presente invención se ha llevado a cabo a la vista de los problemas anteriormente mencionados. Un primer objeto de la presente invención es, por tanto, con relación a un sistema motor CC sin escobillas en el que el motor CC sin escobillas se controla mediante el control de la forma de onda de voltaje únicamente con un inversor alimentado en voltaje en respuesta a una señal de posición, para conseguir una operación de alto rendimiento independientemente de las variaciones de la carga y para implementar un intervalo de operación ampliado y una operación de alto rendimiento sin proporcionar adicionalmente ningún dispositivo especial y, además, para reducir la capacidad de corriente necesaria de los dispositivos de conmutación, o similares, del inversor alimentado en voltaje.

Un objetivo adicional de la presente invención es proporcionar un sistema motor CC sin escobillas que pueda ser operado a rendimiento pico mientras que se impida el desacompasamiento de cada motor.

La presente invención proporciona un método de acuerdo con la reivindicación 1.

Con el objeto de poner en práctica este método de control, se proporciona un sistema motor CC sin escobillas de acuerdo con la reivindicación 4 que tiene medios de control del inversor para establecer una orden de conmutación al inversor alimentado en voltaje de la forma descrita anteriormente.

Las formas de realización preferentes de la invención se indican en las reivindicaciones dependientes.

Por lo tanto, de acuerdo con la presente invención, no hay necesidad de márgenes para el ajuste de la amplitud del voltaje de salida tal como en el caso en el que la velocidad de giro se controla mediante el ajuste de la amplitud del voltaje de salida del inversor alimentado en voltaje, de manera que el motor pueda ser operado en un intervalo mayor mediante el control de la velocidad de giro con la amplitud del voltaje de salida del inversor alimentado en voltaje fijada al máximo.

También, dado que se puede reducir la amplitud de la corriente del motor mediante la reducción del par de salida, el rendimiento del motor puede mejorarse en gran extremo a cargas bajas. Además, dado que se puede reducir la amplitud de la corriente del motor, los dispositivos de conmutación o similares del inversor alimentado en voltaje pueden ser de capacidad de corriente reducida. Más aún, dado que el ancho de conducción del inversor alimentado en voltaje es de 180º, en ángulos eléctricos, se puede reducir el período de no control a 0º, en ángulos eléctricos. Como resultado, se pueden incrementar los voltajes terminales del motor, de manera que se pueda operar el motor en un intervalo más amplio. Más aún, sobre la base del hecho de que se pueden incrementar los voltajes terminales del motor, la cantidad de aumento de la corriente del motor puede reducirse hasta ser pequeña, de manera que el rendimiento del motor CC sin escobillas se puede aumentar mediante la supresión del aumento de pérdidas por efecto joule en los devanados del motor, que la corriente puede ser hecha pasar según una dirección deseada en un intervalo de 180º en algunos eléctricos del imán permanente montado en el rotor del motor CC escobillas y, más aún, que se puede evitar la disminución de la relación de uso del flujo magnético. De esta forma, se puede aumentar el rendimiento del motor CC sin escobillas.

Según una forma de realización, el rotor del motor CC sin escobillas es un rotor que tiene un imán permanente dispuesto en su interior. En este caso, se genera no sólo un par debido al imán sino también un par debido a la reluctancia, de manera que el par generado por el conjunto se puede incrementar sin incrementar la corriente de motor. También, se puede incrementar la inductancia de los devanados del motor (por ejemplo, se puede incrementar el efecto de debilitación del campo magnético) en comparación con los motores de imán de superficie, el motor puede ser operado a velocidades más altas que los motores de imán de superficie. Además, sobre la base de la inductancia incrementada de los devanados del motor, se pueden reducir las fluctuaciones de corriente debidas a los componentes armónicos de bajo orden del inversor, de manera que se reduzcan también las fluctuaciones de par.

Según una forma de realización, un método controlar un motor CC sin escobillas comprende los pasos de obtener un primer voltaje de punto neutro mediante la conexión de las resistencias, que están conectadas en uno de sus extremos, respectivamente, a los terminales de salida de las fases individuales del inversor alimentado en voltaje, y entre sí en el otro extremo, obtener un segundo voltaje de punto neutro mediante la conexión entre sí en un extremo de los devanados del estátor de las fases individuales del motor CC sin escobillas, y detectar una posición de polo magnético del rotor del motor CC sin escobillas sobre la base de una diferencia entre el voltaje del primer punto neutro y el voltaje del segundo punto neutro.

Un sistema motor CC sin escobillas para la puesta en práctica de este método comprende adicionalmente unas resistencias que están conectadas por un extremo, respectivamente, a los terminales de salida de las fases individuales del inversor alimentado en voltaje y están conectadas entre sí en el otro extremo, unos medios de salida de un voltaje diferencia para recibir, como entradas, el voltaje de un primer punto neutro obtenido en el otro extremo de la resistencias y el voltaje de un segundo punto neutro obtenido en un extremo de los devanados del estátor de las fases individuales del motor CC sin escobillas en el que los devanados del estátor están conectados entre sí, y para suministrar, como una salida, un voltaje diferencia entre los voltajes de los dos puntos neutros, y unos medios sensores de la posición del rotor para detectar una posición del polo magnético del motor CC sin escobillas (913) sobre la base del voltaje diferencia.

Con esta disposición, se puede detectar la posición del polo magnético del rotor independientemente de la velocidad de giro (exceptuando cuando está en reposo), la anchura de conducción y la amplitud de corriente, sin tener que proporcionar ningún sensor especial para detectar la posición del polo magnético del rotor.

Cuando se adopta el sistema motor CC sin escobillas según cualquiera de las anteriormente mencionadas formas de realización como fuente de accionamiento de un aparato eléctrico, el motor puede ser operado en un intervalo operacional ampliado sin traer consigo un aumento del tamaño de la fuente de accionamiento debido a la ampliación del intervalo operacional del motor CC sin escobillas que actúa como fuente de accionamiento. Más aún, se puede reducir el consumo de energía debido al rendimiento mejorado del motor CC sin escobillas que actúa como fuente de accionamiento.

Breve descripción de las figuras

La figura 1 es un gráfico que muestra las características de salida del motor y de corriente del motor en función de la amplitud del voltaje de línea del inversor alimentado en voltaje;

La figura 2 es un gráfico que muestra los resultados de la medida de los rendimientos del motor a velocidades de giro puntuales mediante el ajuste manual de la fase, y los resultados de la medida del rendimiento del motor a cargas bajas, a velocidades de giro puntuales y con una fase óptima para cargas altas;

La figura 3 es un diagrama de bloques que muestra esquemáticamente la disposición de un sistema motor CC sin escobillas convencional;

La figura 4 es un diagrama de bloques que muestra parte del circuito de control del sistema motor CC sin escobillas de la figura 3;

La figura 5 es un diagrama que muestra el circuito equivalente de la parte correspondiente a una fase de un motor CC sin escobillas;

Las figuras 6A y 6B son gráficos que muestran, respectivamente, la característica par-fase y la característica amplitud de corriente-fase;

La figura 7 es un diagrama de bloques que muestra esquemáticamente una primera forma de realización del sistema motor CC sin escobillas según la presente invención;

La figura 8 es un diagrama de bloques que muestra parte del circuito de control del sistema motor CC sin escobillas de la figura 7;

Las figuras 9A y 9B son gráficos que representan, respectivamente, la característica par-fase y la característica amplitud de corriente-fase;

La figura 10 es un gráfico que muestra las zonas de operación cuando el motor de imán enterrado se excita mediante el circuito de control de la primera forma de realización y cuando se excita mediante el circuito de control convencional;

La figura 11 es un gráfico que muestra la característica rendimiento-velocidad de giro cuando el motor de imán enterrado se excita mediante el circuito de control de la primera forma de realización y cuando se excita mediante el circuito de control convencional;

La figura 12 es un diagrama de bloques que muestra esquemáticamente una segunda forma de realización de un sistema motor CC sin escobillas según la presente invención;

La figura 13 es un diagrama de bloques que muestra la arquitectura interna del microprocesador de la figura 12;

La figura 14 es un diagrama de flujo que explica en detalle el contenido del procesamiento de la gestión de interrupción A mostrada en la figura 13;

La figura 15 es un diagrama del flujo que explica en detalle el contenido del procesamiento de la gestión de interrupción A mostrada en la figura 13;

La figura 16 es un diagrama que muestra las formas de onda de señal y los contenidos del procesamiento de los componentes individuales del sistema motor CC sin escobillas de la figura 12; y

La figura 17 es un diagrama que muestra las formas de onda de señal de los componentes individuales, para explicar la operación de detección de posición del amplificador, el integrador y del comparador de paso por cero del sistema motor CC sin escobillas de la figura 12.

Mejor modo de puesta en práctica de la invención

En lo que sigue se describirán en detalle las formas de realización según la presente invención con referencia a los dibujos adjuntos.

Primera forma de realización

La figura 7 es un diagrama de bloques esquemático de un sistema motor CC sin escobillas según una primera forma de realización de la presente invención. Tras la conversión de un voltaje de salida de una fuente de alimentación CA 801 en un voltaje CC mediante un conversor 802a de un inversor alimentado en voltaje 802, el voltaje convertido se aplica a la parte principal del inversor 802b del inversor alimentado en voltaje 802, y se aplica un voltaje de salida de la unidad principal del inversor 802b a un motor CC sin escobillas (de aquí en adelante se hará referencia a él simplemente como motor) 803. El aparato incluye un circuito sensor de posición 804 que detectada una posición del rotor del motor 803 tras la recepción de un voltaje de entrada a través de los terminales del motor 803, y un circuito de control 806 que genera una orden de conmutación tras la recepción de entradas de una señal de detección de posición de salida del circuito sensor de posición 804 y un valor de orden de velocidad de rotación dado externamente y proporciona la orden de conmutación a la unidad principal del inversor 802b del inversor alimentado en voltaje 802.

El circuito de control 806 recibe una entrada de una señal de detección de posición de salida del circuito sensor de posición 804 con el objeto de calcular una fase de un voltaje contraelectromotriz del motor, y calcula un ciclo de la posición de señal de detección con el objeto de calcular una velocidad de giro del motor 803 en respuesta al ciclo. En respuesta al ciclo calculado, velocidad de giro y valor de orden de velocidad de giro, se establece una fase relativa al voltaje contraelectromotriz del motor en una fase determinada a la que se opera el motor 803 a rendimiento pico bajo las condiciones correspondientes, de modo que se consiga la fase. Con el objeto de establecer un período de conducción de 180º y conseguir una amplitud de voltaje de salida especificada determinada únicamente en función de la velocidad de giro calculada, el circuito de control genera una orden de conmutación en respuesta a la velocidad de rotación calculada y da como salida la orden de conmutación al inversor alimentado voltaje 802.

La figura 8 es un diagrama de bloques de una parte del circuito de control 806. El circuito de control 806 incluye una tabla de amplitudes 806a que recibe como una entrada (leer dirección) una velocidad de giro del motor 803 y da como salida una amplitud de voltaje de salida especifica, y un calculador de valor de orden de fase 806b que recibe como entradas la velocidad de giro y la orden de velocidad de giro y realiza un cálculo PI de \DeltaY = Y*-Y y \phi* = Kp. \DeltaY + KI. S (\DeltaY) de forma que se calcule una orden de fase \phi* y se de como salida el resultado. Hay que hacer notar que la amplitud de voltaje de salida y el valor de orden de fase se suministran a un circuito PWM (no mostrado). Además, en la ecuación anterior, Y* es la orden de velocidad de giro, Y es una velocidad de giro, \DeltaY es una diferencia entre la orden de velocidad de giro y la velocidad de giro, y Kp y KI son constantes. Además, la velocidad de giro Y se corresponde con un número inverso a un ciclo X de la señal de detección de posición.

En el presente caso, la búsqueda de la tabla de amplitudes 806a se realiza cada ciclo en el que se calcula la orden de fase mediante el calculador de valor de orden de fase 806b. Sin embargo, la búsqueda de la tabla de amplitudes 806a se puede realizar, por ejemplo, en concordancia con los tiempos de variación de la velocidad de giro del motor CC 803.

En la presente forma de realización, durante la operación del motor 803, se detecta una posición del rotor del motor 803 mediante el circuito sensor de posición 804 y luego se suministra al circuito de control 806. Después, se calcula un ciclo de la señal de detección de posición en el circuito de control 806 y, en respuesta al cálculo del ciclo, se calcula la velocidad de giro. En el circuito de control 806, se establece una fase del inversor alimentado en voltaje relativa a la fase del voltaje contraelectromotriz del motor con el propósito de operar el motor a rendimiento de pico bajo las correspondientes condiciones, de modo que se consiga la fase. También, se establece un período de conducción de 180º, y se genera una orden de conmutación para conseguir una amplitud de voltaje de salida específica determinada únicamente en función de la velocidad de giro y se suministra al inversor alimentado en voltaje 802. Consecuentemente, el motor 803 puede ser operado en un estado en el que se establece la fase del voltaje de salida del inversor alimentado en voltaje 802 relativa a la fase del voltaje contraelectromotriz del motor en la fase anteriormente mencionada y en el que la amplitud del voltaje de salida se establece en la amplitud de voltaje de salida especifica determinada únicamente en función de la velocidad de giro, permitiéndose así que el rendimiento del motor sea el rendimiento pico bajo las correspondientes condiciones de carga. Además, el motor puede ser operado fijando la amplitud de voltaje de salida del inversor al máximo en una zona de alta velocidad en la que el voltaje contraelectromotriz del motor en el momento de carga cero es mayor que la amplitud de voltaje de salida del inversor alimentado en voltaje, permitiéndose así la ampliación del intervalo de operación. También, se puede realizar un control para minimizar una corriente de motor (aumentar el rendimiento) en el estado anteriormente mencionado.

La figura 9A es un gráfico de una característica par-fase en un estado en el que se establece una amplitud |V| de una onda fundamental de un voltaje de salida del inversor alimentado en voltaje 802 que excita un motor de imán enterrado en el que la inductancia Ld según el eje d y la inductancia Lq según el eje q son, respectivamente, 6,5 mH y 15,0 mH, el coeficiente Ke de voltaje contraelectromotriz es 0,15 V.s/rad y el número de pares de polos n es 2, igual al producto de una velocidad de giro \omega por el coeficiente Ke de voltaje contraelectromotriz. Se puede entender que el par y la amplitud de corriente aumentan cuando se aumenta la fase y, a la inversa, el par y la amplitud de corriente disminuyen cuando se disminuye la fase. Se hace notar aquí que la fase viene dada por tan^{-1}(Vd/Vq), mientras que el par T y la amplitud de corriente del motor vienen ambos dados por la ecuación anteriormente mencionada.

Se comparó un caso en el que el motor de imán enterrado de una inductancia Ld según el eje d y una inductancia Lq según el eje q de 6,5 mH y 15,0 mH, respectivamente, un coeficiente Ke de voltaje contraelectromotriz de 0,15 V.s/rad y un número de pares de polos n de 2, se excita mediante el aparato de control según la presente forma de realización, con un caso en el que el motor se excita mediante el aparato de control de la técnica anterior, en relación a sus áreas de operación (por ejemplo, áreas de trabajo), siendo el resultado de la comparación el mostrado en la figura 10 (en donde una línea sólida indica el caso en el que el motor se excita mediante el aparato de control según la presente forma de realización, mientras que una línea de puntos indica el caso en el que el motor es excitado mediante el aparato de control de la técnica anterior mostrado en la figura 4). Se puede entender que el área de operación se ha extendido hacía el lado de alta velocidad mediante la excitación del motor CC sin escobillas mediante el aparato de control según la presente forma de realización. Se hace notar que, en el aparato de control de la técnica anterior, se diseña un sistema de control de modo que el voltaje máximo del inversor en la etapa continua (etapa de alta velocidad) se reduce en alrededor de 110% en comparación con el aparato de control de la presente forma de realización teniendo en cuenta un margen de control.

Adicionalmente, la figura 11 es un gráfico que muestra una característica rendimiento-velocidad de giro en un caso en el que el motor de imán enterrado de una inductancia Ld según el eje d y una inductancia Lq según el eje q de 6,5 mH y 15,0 mH respectivamente, un coeficiente Ke de voltaje contraelectromotriz de 0,15 V.s/rad y un número de pares de polos n de 2, se excita mediante el aparato de control según la presente forma de realización y un caso en el que el motor se excita mediante el aparato de control de la técnica anterior mostrado en la figura 4. En la figura 11, el carácter de referencia A indica un caso en el que el motor se excita mediante el aparato de control según la presente forma de realización y un caso en el que el motor se excita mediante el aparato de control de la técnica anterior, estableciéndose un par de carga de 20 kgf.cm en ambos casos (en donde en el aparato de control según la presente forma de realización se fija la amplitud de voltaje, mientras que en el aparato de control según la técnica anterior se fija la fase, de forma que se alcance un rendimiento idéntico con el par de carga de 20 kgf.cm). En la figura 11, el carácter de referencia B indica un caso en el que el motor se excita mediante el aparato de control según la presente forma de realización cuando se establece el par de carga en 10 kgf.cm. En la figura 11, el carácter de referencia C indica un caso en el que el motor se excita mediante el aparato de control según la técnica anterior cuando el par de carga se establece en 10 kgf.cm. Como se desprende de la figura 11, cuando el par de carga se reduce, el rendimiento se reduce significativamente cuando se excita el motor mediante el aparato de control según la técnica anterior. Sin embargo, en el caso en el que el motor se excita mediante el aparato de control según la presente forma de realización, la corriente de motor necesaria se reduce junto con el par de carga, con lo que se reduce una pérdida por efecto Joule en los devanados, con el resultado de un ligero incremento del rendimiento.

Además, en una zona de control de flujo magnético debilitado, se puede conseguir una operación de alto rendimiento en la que la amplitud del voltaje de salida del inversor alimentado en voltaje se maximiza, y la corriente de motor se reduce en un grado correspondiente al incremento del rendimiento. Por lo tanto, se consigue un margen en relación con la capacidad de corriente de un elemento de conmutación del inversor alimentado en voltaje 802, y demás, permitiéndose consecuentemente la ampliación del intervalo de operación. A la inversa, cuando no se amplía el intervalo de operación aprovechándose del margen en la capacidad de corriente, se puede emplear un elemento de conmutación que tenga una capacidad de corriente reducida en ese margen, consiguiéndose, en consecuencia, una reducción de costes.

Además, no se requiere la incorporación de ningún dispositivo especial para realizar el control anteriormente mencionado, evitándose así un aumento de costes.

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Segunda forma de realización

La figura 12 es un diagrama de bloques que muestra esquemáticamente una segunda forma de realización del sistema motor CC sin escobillas según la presente invención, mientras que la figura 13 es un diagrama que muestra una estructura interna de un microprocesador 918 mostrado en la figura 12.

Según el presente sistema motor sin escobillas, tres pares de transistores de conmutación 912u1, 912u2, 912v1, 912v2, 912w1 y 912w2 están conectados en serie por pares respectivos a una fuente de alimentación CC 911 (formada mediante la conexión en serie de fuentes de alimentación CC que tienen voltajes mutuos iguales y la puesta a tierra de un punto de conexión de las fuentes) para formar un inversor 902 y, los voltajes de los puntos de conexión de los respectivos pares de transistores de conmutación se aplican respectivamente a los devanados del estator conectados en estrella 913u, 913v y 913w en las fases respectivas del motor CC sin escobillas (de aquí en adelante, se hará referencia a él simplemente como un motor) 913. Los voltajes de los puntos de conexión de los respectivos pares de los transistores de conmutación son también aplicados respectivamente a las resistencias conectadas en estrella 914u, 914v y 914w. A través de los terminales de colector y emisor de los transistores de conmutación 912u1, 912u2, 912v1, 912v2, 912w1 y 912w2, se conectan diodos de realimentación de corriente 912u1d, 912u2d, 912v1d, 912v2d, 912w1d y 912w2d. Un numeral de referencia 913e denota un rotor del motor 913. Los caracteres sufijos u, v y w se corresponden respectivamente con la fase u, la fase v y la fase w del motor 913.

Se suministra un voltaje de un punto neutro 913d de los devanados del estátor conectados en estrella 913u, 913v y 913w a un terminal de entrada invertida de un amplificador 915 vía una de resistencia 915a, mientras que se suministra un voltaje de un punto neutro 914d de las resistencias conectadas en estrella 914u, 914v y 914w, a un terminal de entrada no invertida del amplificador 915. Además, una resistencia 915b está conectada entre un terminal de salida y el terminal de entrada invertida del amplificador 915, de manera que se hace operar al amplificador 915 como un amplificador diferencial. Una señal de salida procedente del terminal de salida del amplificador 915 es suministrada a un integrador 916 formado mediante la conexión en serie de una resistencia 916 y un condensador 916 b.

Se suministra una señal de salida del integrador 916 (un voltaje en un punto de conexión de la resistencia 916a y el condensador 916b) a un terminal de entrada no invertido de un comparador de cruce por cero 917 que recibe en su terminal de entrada invertida el voltaje del punto neutro 913d.

Por lo tanto, se da una señal de detección de posición de polo magnético a la salida de un terminal de salida del comparador de cruce por cero 917. En otras palabras, los anteriormente mencionados amplificador diferencial, integrador 916 y el comparador de cruce por cero, constituyen un sensor de posición para detectar la posición del polo magnético del rotor 913e del motor 913. Se hace notar que se puede adoptar un sensor de posición que comprenda un codificador en lugar del sensor de posición de la construcción mencionada arriba. La señal de detección de fijación de polo magnético, salida del sensor de posición, se suministra a un terminal de interrupción externo del microprocesador 918. En el microprocesador 918, se efectúa una gestión de interrupción (gestión de interrupción A, ver figura 14) en un temporizador de corrección de fase 918a y un temporizador de medida de ciclo 918b en respuesta a la señal de detección de posición de polo magnético suministrada al terminal de interrupción externo. Se establece un valor de temporizador del temporizador de corrección de fase 918a mediante un calculador de valor de temporizador 919ª, descrito más adelante. El temporizador de medida de ciclo 918b suministra el valor de temporizador a un calculador de ciclo de señal de posición 919b incluido en una CPU 919. El calculador de ciclo de señal de posición 919b calcula un valor de temporizador por ángulo eléctrico de 1º sobre la base de un valor de temporizador correspondiente a, por ejemplo, un ángulo eléctrico de 60º. El temporizador de corrección de fase 918a suministra una señal de término de conteo a un selector de modo de un inversor de conducción de 180º 919c incluido en la CPU 919, de modo que se ejecute una gestión de interrupción (gestión de interrupción B, ver figura 15). El selector de modo del inversor de conducción de 180º 919c lee un patrón de voltaje correspondiente de una memoria 918c y lo da como salida. En la CPU 919 se ejecuta un cálculo basado en el valor de temporizador mediante el calculador de ciclo de señal de posición 919b para dar como salida una señal de ciclo de señal de posición al calculador de valor de temporizador 919a y al calculador de velocidad 919e. El calculador de valor de temporizador 919a calcula un valor de temporizador que se ha establecido en el temporizador de corrección de fase 918a sobre la base de una señal de ciclo de señal de posición del calculador de ciclo de señal de posición 919b y de una señal de velocidad diferencial procedente de un calculador de orden de fase 919f, descrito posteriormente. El calculador de velocidad 919e calcula la velocidad actual sobre la base de la señal de ciclo de señal de posición procedente del calculador de ciclo de señal de posición 919b, y da como salida una orden de voltaje (orden de amplitud de voltaje de salida) sobre la base de la velocidad actual, al tiempo que suministra la velocidad actual al calculador de orden de fase 919f. El calculador de orden de fase 919f, a quien también le es suministrada una orden de velocidad, y calcula una orden de fase mediante, por ejemplo, el anteriormente mencionado cálculo PI sobre la base de la orden de velocidad y la velocidad actual dada por el calculador de velocidad 919e, y suministra la orden de fase a calculador de valor de temporizador 919a. Después, se suministran un patrón de voltaje de salida del selector de modo del inversor de conducción de 180º 919c y una orden de voltaje de salida del calculador de velocidad 919e a un modulador PWM 918d (modulación por ancho de pulso) que da como salida señales de modulación PWM para las tres fases. Las señales de modulación PWM son suministradas a un circuito de excitación de base 920, y el circuito de excitación de base en 920 da como salida señales de control que serán suministradas a los terminales de base de los transistores de conmutación 912u1, 912u2, 912v1, 912v2, 912w1 y 912w2. En la descripción anterior sólo se muestran, como componentes de la CPU 919, las partes funcionales que permiten conseguir las funciones correspondientes y, por lo tanto, los componentes no se encuentran dentro de la CPU 919 de forma tal que se puedan reconocer los componentes claramente.

En lo que sigue se muestran los patrones de voltaje correspondientes a los modos de inversor, en la tabla 1. Se hace notar que los patrones de voltaje se representan mediante estados ON/OFF de los transistores de conmutación 912u1, 912u2, 912v1, 912v2, 912w1 y 912w2, en donde "1" se corresponde con el estado ON, mientras que "0" se corresponde con el estado OFF.

TABLA 1

1

Ahora, se describirá la operación del sistema de control y excitación del motor CC sin escobillas de la figura 12 con referencia al diagrama de formas de onda mostrado en la figura 16.

En la figura 16, como se indica por (A), (B) y (C), los voltajes inducidos Eu, Ev y Ew de la fase u, la fase v y la fase w del motor CC sin escobillas varían desplazadas en fase a intervalos de 120º y, por lo tanto, una señal Vnm salida del amplificador 915 varía de la manera que se muestra en la figura 16 (D) y una forma de onda fVnmdt, integral de esta señal, integrada mediante el integrador 91,6 varía de la manera que se muestra en la figura 16 (E).

Cuando se suministra la forma de onda integral al comparador de cruce por cero 917, se da como salida una señal de conmutación de excitación que sube o cae en el punto de cruce por cero de la forma de onda integral de la manera mostrada en la figura 16 (F). El proceso de gestión de interrupción A se ejecuta con la subida y caída de la señal de conmutación de excitación, y se inicia el temporizador de corrección de fase 918a (ver los puntos de comienzo (puntos negros) de las flechas en la figura 16 (G) ). El valor de temporizador del temporizador de corrección de fase 918a se establece mediante el calculador de valor de temporizador 919a, y el temporizador finaliza, o termina de contar, después de que se complete una operación de conteo de tiempo correspondiente a un valor de temporizador establecido (ver los puntos de final de las flechas en la figura 16 (G) ). Después, cada vez que finaliza el temporizador de corrección de fase 918a, se lleva a cabo el proceso de gestión de interrupción B, y el selector de modo 919c del inversor de conducción de 180º incrementa el modo del inversor en un paso. Esto es, como se muestra en la figura 16 (N), el modo del inversor se selecciona en el orden "1" "2" "3" "4" "5" "0" "1" "2".... Después, al incrementar el modo del inversor en un paso con la finalización del temporizador de corrección de fase 918a, los estados ON/OFF de los transistores de conmutación 912u1, 912u2, 912v1, 912v2, 912w1 y 912w2 se controlan de la manera que se muestra en las figuras16 (H) a (M), en correspondencia con cada modo del inversor. Consecuentemente, el motor CC sin escobillas 913 puede ser excitado con el periodo de conducción establecido en 180º, y el voltaje del inversor alimentado en voltaje puede ponerse en un estado en el que su fase se adelante a la fase del voltaje inducido del motor. En el presente caso, la cantidad de adelanto de fase del inversor alimentado en voltaje puede ser controlada mediante el temporizador de corrección de fase 918a.

La figura 14 es un diagrama de flujo para explicar en detalle el contenido del proceso de gestión de interrupción A, en el que se recibe un requerimiento de interrupción externo con cada uno de los bordes anteriores y los bordes posteriores de la señal de detección de posición de polo magnético del sensor de posición. Después, se calcula un valor del temporizador de corrección de fase 918a en el paso SP1 sobre la base de una señal de ciclo de señal de posición obtenida mediante el calculador de ciclo de señal de posición 919b y de la velocidad diferencial obtenida mediante el calculador de orden de fase 219f, se establece un valor de temporizador de corrección en el temporizador de corrección de fase 918a en el paso SP2, el temporizador de corrección de fase se inicia en el paso SP3. Después, se para un temporizador de medición de ciclo iniciado en el proceso de gestión de interrupción A precedente en el paso SP4, y el valor de temporizador de medida de ciclo es leído (almacenado) en el paso SP5. Se hace notar que los procesos del paso SP4 y del paso SP5 son procesos para detectar el ciclo de los bordes de la señal de conmutación de polo magnético. Por lo tanto, el temporizador de medida de ciclo es puesto a cero inmediatamente, para la siguiente medición de ciclo, tras haber leído un valor de temporizador de medición de ciclo y, después, es iniciado. Después, se ejecuta un cálculo del ciclo de señal de posición almacenado (por ejemplo, el cálculo del número de conteos por cada ángulo eléctrico de 1º) en el paso SP6, se calcula una velocidad de giro actual del motor 913 sobre la base de un resultado del cálculo de ciclo de señal de posición en el paso SP7, se da como salida una orden de voltaje determinada únicamente en función de la velocidad de giro actual en el paso SP8 y, después, el flujo del programa vuelve a la etapa de procesamiento original.

En la práctica, cuando un valor de conteo correspondiente a intervalos de las señales de detección de posición de polo magnético es, por ejemplo, 360, como resultado de la medida real por medio del temporizador de medida de ciclo 918a, entonces un valor de conteo por ciclo del voltaje de salida del inversor es 360 x 6 = 2160, dado que el número de modos del inversor es 6. Entonces, dado que el valor de 2160 se corresponde con 360º, un valor de conteo por 1º es 2160 / 360 = 6. Cuando una orden de cantidad de fase calculada sobre la base de la velocidad diferencial es de 40º, el valor de conteo (valor de temporizador) correspondiente a la orden de cantidad de fase es 6 x (90 - 40) = 300. Por lo tanto, se establece el valor de 300 en el temporizador de corrección de fase 918a y se inicia el temporizador de corrección de fase 918a.

La figura 15 es un diagrama de flujo para explicar en detalle el contenido del proceso de gestión de interrupción B. Cuando finaliza el temporizador de corrección de fase 918a que había comenzado durante el proceso de gestión de interrupción A, o finaliza la cuenta, se lleva a cabo el proceso de gestión de interrupción B. El modo del inversor establecido anteriormente en la memoria 918c se incrementa en un paso en el paso SP11, se da como salida un patrón de voltaje correspondiente al modo del inversor incrementado en el paso SP12 y, después, el flujo del programa vuelve al estado de procesamiento original.

Se describirá ahora con más detalle una operación de detección de la posición del polo magnético ejecutada mediante el amplificador 915, el integrador 916 y el comparador de cruce por cero, mostrados en la figura 12.

Con relación a la detección de la posición de polo magnético efectuada mediante la detección del voltaje de motor, de acuerdo con un método de detección de polo magnético que utiliza un voltaje inducido que aparece en los intervalos on-off superior e inferior para un modo de conducción de 120º adoptado en un equipo eléctrico tal como un acondicionador de aire, se hace imposible detectar un voltaje inducido cuando se incrementa una corriente eléctrica con una carga alta y es, adicionalmente, imposible, realizar el proceso de detección de la posición del polo magnético.

Suponiendo que el tiempo de corte de la corriente que fluye a través del devanado del estator es t, que el ángulo eléctrico de un inversor en el intervalo de 180º es \alpha [rad] y que una frecuencia de salida es f, una expresión condicional para la determinación de si la detección del voltaje inducido está habilitada, o no, es:

T < (\pi-\alpha) / (4\pi f)

Como se desprende a partir de las condiciones mencionadas arriba, se puede encontrar que la detección del voltaje inducido es teóricamente imposible cuando se adopta la conducción de 180º. Además, cuando se requiere un par mayor, es necesario incrementar la amplitud de la corriente. Sin embargo, cuando se incrementa la amplitud de la corriente, se tiene como resultado una mayor corriente residual debida a la inductancia del motor y, en el peor de los casos, no se puede cortar la corriente que fluye a través de los devanados del estátor. Por lo tanto, con objeto de asegurar el corte de la corriente que fluye a través de los devanados del estátor en el intervalo de 180º, se requiere la limitación de la amplitud de la corriente. Por lo tanto, cuando la velocidad de giro es alta o cuando el tiempo de conducción es prolongado, no se puede incrementar la amplitud de la corriente.

Sin embargo, cuando se adopta la construcción mostrada en la figura 12, un voltaje E_{N-0} en un punto neutro 913d de los devanados del estátor 913u, 913v y 913w se expresa mediante:

E_{N-0} = (1/3){(V_{u-0} - E_{u-0}) + (V_{v-0} - E_{v-0}) + (V_{w-0} - E_{w-0})}

Lo que representa una suma de 3n componentes armónicos (n: entero) (ver la figura 17) contenidos en las formas de onda de salida del inversor (ver las figuras 17 (D), (E) y (F)).

Además, un voltaje V_{M-0} de un punto neutro 914d de las resistencias conectadas en estrella 914u, 914v y 914w se expresa mediante:

V_{M-0} = (1/3) \ (V_{u-0} + V_{v-0} + V_{w-0})

(ver la figura 17 (H)).

Por lo tanto, mediante la obtención de una diferencia E_{N-0} - V_{M-0} (ver la figura 7 (I)). De los voltajes E_{N-0} y V_{M-0}, se pueden extraer los 3n componentes armónicos contenidos en las formas de onda de voltaje inducido del motor. Más aún, dado que cada una de las expresiones mencionadas arriba no dependen de la corriente, no hay restricción en las expresiones condicionales y, por lo tanto, pueden ser aplicadas a un periodo de conducción arbitrario. Esto es, cuando el periodo de conducción se establece largo, en la etapa de giro de alta velocidad, se puede conseguir la detección de la posición del polo magnético sin la utilización de un sensor de posición de polo magnético, incluso cuando la amplitud de la corriente se haga grande. En un caso en el que se adopte la conducción de 180º, también, el proceso de detección de la posición del polo magnético puede conseguirse sin utilizar un sensor de posición del polo magnético.

Lo anterior ha descrito solamente el control de excitación de un motor CC sin escobillas en un estado en el que el motor CC sin escobillas trabaja en estado continuo. Sin embargo, cuando el motor CC sin escobillas se para, no se puede efectuar el control de excitación anteriormente mencionado porque, entonces, no se genera voltaje inducido. Por lo tanto, al iniciar la operación del motor CC sin escobillas, se hace obligatoria la utilización de un inversor alimentado en voltaje operado externamente, y se aplica un voltaje CA trifásico, de modo que el rotor gire mediante una operación síncrona. Después, se genera un voltaje inducido cuando el rotor comienza a girar. Por lo tanto, el motor CC sin escobillas puede ser objeto del anterior control de excitación.

Se requiere que los aparatos eléctricos tales como acondicionadores de aire, aspiradoras y lavadoras eléctricas reduzcan su consumo eléctrico y, en años recientes, se están adoptando cada vez más los motores CC sin escobillas o los inversores, que han atraído la atención pública. Mediante la aplicación del sistema de excitación del motor CC sin escobillas según la presente invención a tales aparatos eléctricos, se reduce más el consumo eléctrico que en los aparatos eléctricos convencionales que meramente emplean un motor CC sin escobillas o un inversor.

Lo anterior ha descrito el caso en el que un inversor alimentado voltaje es controlado mediante PWM. La presente invención puede también ser aplicadas similarmente a un caso en el que un inversor alimentado en voltaje este controlado mediante PAM (un caso en el que se proporciona un elemento de conmutación en el conversor 902a y se controla el elemento de conmutación para modular una amplitud de pulso).

Además, dado que el producto de la velocidad de giro y el par es la salida del motor, se puede constituir un sistema de control de par con la incorporación de un sensor de par.

Aplicación industrial

Los motores CC sin escobillas así como otros motores y sus métodos de control de acuerdo con la presente invención resultan adecuados para ser utilizados en aparatos eléctricos tales como acondicionadores de aire de inversores y otros acondicionadores de aire, lavadoras eléctricas y aspiradoras.

Claims

1. Un método para controlar un motor CC sin escobillas que incluye los pasos de detectar una velocidad de giro y una posición del rotor de un motor CC sin escobillas (803,913) excitado mediante un inversor alimentado en voltaje (802, 912), caracterizado por los pasos de:

establecer una amplitud de voltaje de salida del inversor alimentado en voltaje (802,912) en una amplitud especifica que se determina sobre la base de la velocidad de giro detectada y establecer, en respuesta a una diferencia entre una orden de la velocidad de giro dada al motor CC sin escobillas (803,913) y la velocidad de giro detectada, una orden de conmutación para el inversor alimentado en voltaje (802,912) tal que la fase relativa al voltaje contraelectromotriz del motor se establezca en una fase específica y tal que una anchura de conducción de voltaje terminal del inversor alimentado en voltaje (802,912) se establezca en 180º en ángulos eléctricos.

2. El método para controlar un motor CC sin escobillas según la reivindicación 1, en el que el rotor del motor CC sin escobillas (913) es un rotor que tiene un imán permanente dispuesto en su interior.

3. El método para controlar un motor CC sin escobillas según la reivindicación 1, comprendiendo el método adicionalmente los pasos de obtener un primer voltaje de punto neutro mediante la conexión de las resistencias (914u, 914v, 914w), que están conectadas en uno de sus extremos, respectivamente, a los terminales de salida de las fases individuales del inversor alimentado en voltaje (912), entre sí en el otro extremo, obtener un segundo voltaje de punto neutro mediante la conexión entre sí en un extremo de los devanados del estátor (913u, 913v, 913w) de las fases individuales del motor CC sin escobillas (913), y detectar una posición de polo magnético del rotor del motor CC sin escobillas (913) sobre la base de una diferencia entre el voltaje del primer punto neutro y el voltaje del segundo punto neutro.

4. Un sistema motor CC sin escobillas en el que se detectan una velocidad de giro y una posición de rotor de un motor CC sin escobillas (803,913), caracterizado por:

unos medios de control de inversor (806,918) para establecer una amplitud de voltaje de salida del inversor alimentado en voltaje (802,912) en una amplitud especifica que se determina sobre la base de la velocidad de giro detectada y para establecer, en respuesta a una diferencia entre una orden de velocidad de giro para el motor CC sin escobillas a (803,913) y la velocidad de giro detectada, una orden de conmutación para el inversor alimentado en voltaje (802,912) tal que la fase relativa al voltaje contraelectromotriz del motor se establezca en una fase específica y tal que una anchura de conducción de voltaje terminal del inversor alimentado en voltaje (802,912) se establezca en 180º en ángulos eléctricos.

5. El sistema motor CC sin escobillas según la reivindicación 4, en el que el rotor del motor CC sin escobillas (913) es un rotor que tiene un imán permanente dispuesto en su interior.

6. El sistema motor CC sin escobillas según la reivindicación 4, que comprende adicionalmente resistencias (914u, 914v, 914w) que están conectadas en un extremo, respectivamente, a los terminales de salida de las fases individuales del inversor alimentado en voltaje (912) y están conectadas en el otro extremo entre sí; unos medios de salida de un voltaje diferencia (915) para recibir, como entradas, el voltaje de un primer punto neutro obtenido en el otro extremo de la resistencias (914u, 914v, 914w) y el voltaje de un segundo punto neutro obtenido en un extremo de los devanados del estátor (913u, 913v, 913w) de las fases individuales del motor CC sin escobillas (913) en el que los devanados del estátor están conectados entre sí y para suministrar, como una salida, un voltaje diferencia entre los voltajes de los dos puntos neutros; y unos medios sensores de la posición del rotor para detectar a una posición del polo magnético del motor CC sin escobillas (913) sobre la base del voltaje diferencia.

7. Un aparato eléctrico en el que se adopta el sistema motor sin escobillas según la reivindicación 4 como fuente de accionamiento.