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EP1067473B1 - Integrator - Google Patents

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Publication number
EP1067473B1
EP1067473B1 EP00107682A EP00107682A EP1067473B1 EP 1067473 B1 EP1067473 B1 EP 1067473B1 EP 00107682 A EP00107682 A EP 00107682A EP 00107682 A EP00107682 A EP 00107682A EP 1067473 B1 EP1067473 B1 EP 1067473B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
resistance
capacitance
output
input
current source
Prior art date
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Expired - Lifetime
Application number
EP00107682A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP1067473A1 (de
Inventor
Reiner Bidenbach
Ulrich Dr. Theus
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
TDK Micronas GmbH
Original Assignee
TDK Micronas GmbH
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Filing date
Publication date
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Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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    • G—PHYSICS
    • G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
    • G06G—ANALOGUE COMPUTERS
    • G06G7/00—Devices in which the computing operation is performed by varying electric or magnetic quantities
    • G06G7/12—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers
    • G06G7/18—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for integration or differentiation; for forming integrals
    • G06G7/184—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for integration or differentiation; for forming integrals using capacitive elements
    • G06G7/186—Arrangements for performing computing operations, e.g. operational amplifiers for integration or differentiation; for forming integrals using capacitive elements using an operational amplifier comprising a capacitor or a resistor in the feedback loop

Definitions

  • the invention relates to an integrator comprising a transconductance amplifier, the output of which is fed back to its inverting input via an integration capacitor, and a first current source having a parasitic parallel capacitance.
  • Such integrators can be used for example in an analog-to-digital converter.
  • analog-to-digital converters which will be described and explained below.
  • the Indian Fig. 4 Imaged integrator is composed of a transconductance amplifier V whose output is fed back via an integration capacitor Ci to its inverting input and at the non-inverting input a reference voltage V2 is applied.
  • a reference voltage V1 is connected to a series connection of an adjustable resistor R1 and a current source Q1 with a parasitic parallel capacitance Cp.
  • the common connection point of the variable resistor R1 and the current source Q1 is connected to the inverting input of the transconductance amplifier V.
  • FIG. 5 an integrator is shown in which the adjustable resistor is realized as a switched capacitor C1. This integrator can therefore be integrated to save space.
  • the in the 4 and 5 shown integrators are used for example as an analog-to-digital converter.
  • the adjustable resistor R1 and the switched capacitor C1 are adjusted in response to the voltage V0 at the output of the transconductance amplifier so that the current flowing through the adjustable resistor receives the input current from the power source.
  • the analog-to-digital converter is to convert the analog current of an integrated photodiode PD into digital values
  • the unfavorable case arises that the photodiode has a large parasitic parallel capacitance Cp and, due to the low input current, an unfavorable ratio of parasitic parallel capacitance Cp to integration capacity Ci of Cp / Ci of about 100, whereby the amplification bandwidth product is reduced by about this factor, ie by about two powers of ten.
  • the bandwidth should be large enough, while at the same time the DC gain should also be large in order to ensure the integration function even at low frequencies.
  • acceptable bandwidth and DC gain can be achieved.
  • the document FR 2 226 785 A (CORECI CIE REGUL CONTROLE INDL, 1974-11-15) discloses an integrator having a transconductance amplifier whose output is fed back to its inverting input via an integrating capacitance and a parasitic parallel capacitance current source having one terminal at a reference potential and another Terminal is connected via a resistive device to a second reference voltage.
  • the invention solves this problem according to claim 1, characterized in that at a voltage divider of a first and a second resistor and the current source with the parasitic Parallel capacitor is a second reference voltage and that the connection point of the first and the second resistor is connected to the inverting input of the transconductance amplifier.
  • the output of a transconductance amplifier V at which an output voltage Vo is removable, according to the embodiment of Fig. 1 connected via an integration capacitor Ci with its inverting input.
  • a reference voltage V1 At the ends of the series connection of the resistors R1 and R2 and the Current source Q1 formed voltage divider is a reference voltage V1.
  • the additional resistance R2 makes it possible to achieve a significantly higher gain bandwidth product if the resistance R2 is dimensioned accordingly.
  • the additional resistor R2 acts as a decoupling resistor.
  • resistor R2 With a capacitance value of the integration capacitor Ci of about 30.10 -15 F, the value of resistor R2 is about 450 K ⁇ , assuming a 10 MHz bandwidth. Appropriately, R2 is dimensioned slightly larger.
  • a second embodiment of the invention is shown, which differs from the first in the Fig. 1 illustrated embodiment differs in that the additional resistor R2 is replaced by a MOS transistor, which operates in the region of weak inversion.
  • a voltage is applied to the gate electrode of the MOS transistor T1, which is lower than the reference voltage V2 in accordance with V G > V ⁇ 2 + V TH is chosen, where V G. the gate voltage at the Tranwssitor T1 and V TH is the threshold voltage of the Transsitors T1.
  • the resistor R1 may be replaced by a switchable capacitance.
  • the example shown is a first-order sigma-delta analog-to-digital converter which converts analog optical signals into digital electrical signals as a measuring converter with a photodiode input.
  • the output of the transconductance amplifier V is connected via the integration capacitor Ci to its inverting input.
  • a reference voltage V2 At the non-inverting input of the transconductance amplifier V is a reference voltage V2.
  • V1 At the two ends of a voltage divider, which is constructed as a series circuit of a switched capacitor C1, the source-drain path of a MOS transistor T1 and a photodiode PD, there is a reference voltage V1.
  • the source of the MOS transistor T1 is connected to the inverting input of the transconductance amplifier V whose output is connected to the input of a threshold detector D.
  • the gate electrode of the MOS transistor T1 is connected to the gate electrode and the drain electrode of a MOS transistor T2.
  • the photodiode PD is represented by its equivalent circuit diagram drawn as a current source Q1 with a parasitic parallel capacitance Cp whose capacitance value is on the order of 3.10 -12 F. Furthermore, it is expedient to choose a value of, for example, about 30.10 -15 F for the integration capacity CI. This value depends on the capacitance value of the capacitor C1, which in turn depends on the photocurrent and the resolution of the A / D converter.
  • the control circuit S controls in response to the voltage Vo at the output of the transconductance amplifier V, the switched capacitor C1 and the count of the counter Z.
  • the transistor T1 acting as an ohmic resistor R2 is shown connected in series with a switched capacitor C1, the invention is not limited thereto. Rather, the switched capacitor C1 can also be realized by a switched current source, a switched resistor or a resistor itself.
  • "ohmic device” always means the series connection of an ohmic resistor (R2 or T1) to a further circuit part, wherein the circuit part may be an ohmic resistor R2, a switched capacitor C1 or a switched current source.
  • the invention is suitable for integrators that receive their input signal from an analog signal source with a relatively high parasitic parallel capacitance. It is therefore particularly suitable for sigma-delta analog-to-digital converters, which are often also called delta-sigma analog-to-digital converters be designated and their input signals are supplied by a photodiode.
  • Sigma-delta analog-to-digital converters are for example in Herbert Bernstein, Analog Circuit Technology with Discrete and Integrated Components, Wegig Verlag, Heidelberg 1997 (ISBN 3-7785-2296-5) on page 480 to 485 and in David A. Jons, Ken Martin, Analog Integrated Circuit Design, John Wiley and Sons, New York, Toronto 1997 (ISBN 0-471-14448-7) at pages 531-551 described. For purposes of disclosure, this publication is incorporated herein by reference.

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Description

  • Die Erfindung betrifft einen Integrator aus einem Transkonduktanzverstärker, dessen Ausgang über eine Integrationskapazität auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist, und einer ersten Stromquelle mit einer parasitären Parallelkapazität.
  • Derartige Integratoren können beispielsweise in einem Analog-Digital-Umsetzer eingesetzt werden. In den Fig. 4 und 5 sind bekannte Analog-Digital-Umsetzer gezeigt, die im folgenden bebeschrieben und erläutert werden.
  • Der in der Fig. 4 abgebildete Integrator ist aus einem Transkonduktanzverstärker V aufgebaut, dessen Ausgang über eine Integrationskapazität Ci auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist und an dessen nichtinvertierendem Eingang eine Referenzspannung V2 anliegt. An einer Reihenschaltung aus einem verstellbaren Widerstand R1 und einer Stromquellen Q1 mit einer parasitären Parallelkapazität Cp liegt eine Referenzspannung V1. Der gemeinsame Verbindungspunkt des einstellbaren Widerstandes R1 und der Stromquelle Q1 ist mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers V verbunden.
  • In der Fig. 5 ist ein Integrator gezeigt, bei dem der einstellbare Widerstand als geschaltete Kapazität C1 realisiert ist. Dieser Integrator ist daher platzsparend integrierbar.
  • Die in den Fig. 4 und 5 dargestellten Integratoren werden beispielsweise als Analog-Digital-Umsetzer eingesetzt. Der einstellbare Widerstand R1 bzw. die geschaltete Kapazität C1 werden in Abhängigkeit der Spannung V0 am Ausgang des Transkonduktanzverstärkers so eingestellt, dass der den einstellbaren Widerstand durchfließende Strom den Eingangsstrom aus der Stromquelle aufnimmt.
  • Wenn der Analog-Digital-Umsetzer zum Beispiel den anlogen Strom einer integrierten Fotodiode PD in digitale Werte umsetzen soll, so tritt der ungünstige Fall auf, dass sich in Folge der großen parasitären Parallelkapazität Cp der Fotodiode und in Folge des niedrigen Eingangsstrom ein ungünstiges Verhältnis von parasitärer Parallelkapazität Cp zu Integrationskapazität Ci von Cp/Ci von etwa 100 ergibt, wodurch das Verstärkungsbandbreitenprodukt um etwa diesen Faktor - also um etwa zwei ZehnerPotenzen - vermindert wird. Jedoch sollte insbesondere bei Einsatz einer geschalteten Kapazität als steuerbarer Widerstand die Bandbreite groß genug sein, während gleichzeitig die Gleichstromverstärkung ebenfalls groß sein sollte, um die Integrationsfunktion auch bei kleinen Frequenzen zu gewährleisten. Weil diese beiden Forderungen aber gegenläufig sind, ist eine akzeptable Bandbreite als auch eine tolerable Gleichstromverstärkung zu erzielen.
  • Das Dokument FR 2 226 785 A (CORECI CIE REGUL CONTROLE INDL, 1974-11-15) offenbart einen Integrator mit einem Transkonduktanzverstärker, dessen Ausgang über eine Integrationskapazität auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist und eine eine parasitäre Parallelkapazität aufweisende Stromquelle, die mit einer Klemme an ein Bezugspotential und mit einer anderen Klemme über eine ohmsche Einrichtung an eine zweite Referenzspannung geschaltet ist.
  • Es ist daher Aufgabe der Erfindung, einen Integrator mit einem Transkonduktanzverstärker und einer Integrationskapazität so zu gestalten, dass der bisherige Stand der Technik weitergebildet wird.
  • Die Erfindung löst diese Aufgabe gemäß Anspruch 1 dadurch, dass an einem Spannungsteiler aus einem ersten und einer zweiten Widerstand und der Stromquelle mit der parasitären Parallelkapazität eine zweite Referenzspannung liegt und daß der Verbindungspunkt des ersten und des zweiten Widerstandes mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers verbunden ist.
  • Der zweite nicht beim Stand der Technik vorgesehene Widerstand ist so dimensioniert, daß die Verhältnisse des Rückkoppelnetzwerkes jωCi/ (R2 + jωCp) so geändert sind, daß ein wesentlich höheres Verstärkungsbandbreiteprodukt erzielt wird. Es zeigen:
    • Fig. 1
    ein erstes Ausführungsbeispiel der Erfindung,
    Fig. 2
    ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung,
    Fig. 3
    den Einsatz der Erfindung in einem Meßumsetzer,
    Fig. 4
    ein erstes Ausführungsbeispiel eines bekannten Integrators, und
    Fig. 5
    ein zweites Ausführungsbeispiels eines bekannten Integrators.
  • Der Ausgang eines Transkonduktanzverstärkers V, an dem eine Ausgangsspannung Vo abnehmbar ist, ist gemäß dem Ausführungsbeispiel von Fig. 1 über eine Integrationskapazität Ci mit seinem invertierenden Eingang verbunden. Der gemeinsame Verbindungspunkt zweier Widerstände R1 und R2, die zusammen mit einer in Reihe geschalteten Stromquelle Q1 mit einer parasitären Parallelkapazität Cp einen Spannungsteiler bilden, ist ebenfalls mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers V verbunden. An den Enden des als Reihenschaltung aus den Widerständen R1 und R2 sowie der Stromquelle Q1 gebildeten Spannungsteilers liegt eine Referenzspannung V1. Am nichtinvertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers V liegt eine Referenzspannung V2. Wie bereits erwähnt, ist es durch den zusätzlichen Widerstand R2 möglich, ein wesentlich höheres Verstärkungsbandbreiteprodukt zu erzielen, wenn der Widerstand R2 entsprechend dimensioniert wird. Der zusätzliche Widerstand R2 wirkt als Entkopplungswiderstand.
  • Der Widerstand R2 wird mindestens so groß dimensioniert, wie das Verstärkungsbandbreitenprodukt multipliziert mit dem Kapazitätswert des Integrationskondensators Ci ist. Die Formel hierfür lautet: R ⁢ 2 ≥ 2 ⋅ π ⋅ f ⋅ Ci
    Figure imgb0001
     wobei
    • Ci = Kapazitätswert der Integrationskapazität,
    • f = Bandbreite (z.B. 10 MHz).
  • Bei einem Kapazitätswert des Integrationskondensators Ci von etwa 30.10-15 F ergibt sich für den Widerstand R2 ein Wert von etwa 450 KΩ, wenn 10 MHz Bandbreite angenommen wird. Zweckmäßigerweise wird R2 etwas größer dimensioniert.
  • In Fig. 2 ist ein zweites Ausführungsbeispiel der Erfindung gezeigt, das sich vom ersten in der Fig. 1 abgebildeten Ausführungbeispiel dadurch unterscheidet, daß der zusätzliche Widerstand R2 durch einen MOS-Transistor ersetzt ist, der im Bereich schwacher Inversion arbeitet. Hierzu wird eine Spannung an die Gate-Elektrode des MOS-Transistors T1 gelegt, die niedriger als die Referenzspannung V2 gemäß V G > V ⁢ 2 + V TH
    Figure imgb0002
     gewählt ist, wobei VG. die Gatespannung an dem Tranwssitor T1 und VTH die Schwellspannung des Transsitors T1 ist.
  • Sowohl bei dem ersten in der Fig. 1 gezeigten als auch bei dem zweiten in der Fig. 2 abgebildeten Ausführungsbeispiel der Erfindung kann der Widerstand R1 durch eine schaltbare Kapazität ersetzt sein.
  • Bei dem in Fig. 3 gezeigten Beispiel handelt es sich um einen Sigma-Delta-Analog-DigitalUmsetzer erster Ordnung, der als MeßUmsetzer mit einem Fotodiodeneingang analoge optische Signale in digitale elektrische Signale umsetzt.
  • Der Ausgang des Transkonduktanzverstärkers V, an dem die Ausgangsspannung Vo abgreifbar ist, ist über die Integrationskapazität Ci mit seinem invertierenden Eingang verbunden. Am nichtinvertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers V liegt eine Referenzspannung V2. An den beiden Enden eines Spannungsteilers, der als Reihenschaltung aus einer geschalteten Kapazität C1, der Source-Drain-Strecke eines MOS-Transistors T1 und einer Fotodiode PD aufgebaut ist, liegt eine Referenzspannung V1. Die Source des MOS-Transistors T1 ist mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkes V verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines Schwellwertdetektors D verbunden ist. Die Gate-Elektrode des MOS-Transistors T1 ist mit der Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode eines MOS-Transistors T2 verbunden. An der Source des MOS-Transistors T2 liegt die Referenzspannung V2, während der Kollektor des MOS-Transistors T2 über eine Stromquelle Q2 an ein Bezugspotential angeschlossen ist. Der Ausgang des Schwellwertdetektors D ist mit dem Eingang einer Steuerschaltung S verbunden, deren erster Ausgang mit dem Eingang eines Zählers Z und deren zweiter Ausgang mit dem Schalteingang der geschalteten Kapazität C1 verbunden ist. Die Fotodiode PD ist durch ihr Ersatzschaltbild dargestellt, das als Stromquelle Q1 mit einer parasitären Parallelkapazität Cp gezeichnet ist, deren Kapazitätswert in der Größenordnung von 3.10-12 F liegt. Des weiteren ist es zweckmässig, für die Integrationskapazität CI einen Wert von beipielsweise etwa 30.10-15 F zu wählen. Dieser Wert hängt vom Kapazitätswert des Kondensators C1 und dieser wiederum vom Photostrom und der Auflösung des A/D-Umsetzers ab.
  • Die Steuerschaltung S steuert in Abhängigkeit von der Spannung Vo am Ausgang des Transkonduktanzverstärkers V die geschaltete Kapazität C1 sowie den Zählerstand des Zählers Z.
  • Wenngleich im Zusammenhang mit dem Ausführungsbeispiel von Fig. 3 der als ohmscher Widerstand R2 wirkende Transistor T1 in Reihe zu einer geschalteten Kapazität C1 geschaltet gezeigt ist, so ist die Erfindung hierauf nicht beschränkt. Vielmehr kann die geschaltete Kapazität C1 auch durch eine geschaltete Stromquelle, einen geschalteten Widerstand oder einen Widerstand selbst realisiert sein. Mit "ohmscher Einrichtung" ist im Sinne der oben beschriebenen Erfindung immer die Reihenschaltung eines ohmschen Widerstandes (R2 oder T1) mit einem weiteren Schaltungsteil gemeint, wobei der Schaltungsteil ein ohmscher Widerstand R2, eine geschaltete Kapazität C1 oder eine geschaltete Stromquelle sein kann.
  • Die Erfindung ist für Integratoren geeignet, die ihr Eingangssignal von einer analogen Signalquelle mit einer verhältnismässig hohen parasitären Parallelkapazität erhalten. Sie ist daher insbesondere für Sigma-Delta-Analog-Digital-Umsetzer geeignet, die häufig auch als Delta-Sigma-Analog-Digital-Umsetzer bezeichnet werden und deren Eingangssignale von einer Fotodiode geliefert werden.
  • Sigma-Delta-Analog-Digital-Umsetzer sind beispielsweise in Herbert Bernstein, Analoge Schaltungstechnik mit diskreten und integrierten Bauelementen, Hüthig Verlag, Heidelberg 1997 (ISBN 3-7785-2296-5) auf Seite 480 bis 485 und in David A. Jons, Ken Martin, Analog Integrated Circuit Design, John Wiley and Sons, New York, Toronto 1997 (ISBN 0-471-14448-7) auf Seite 531 bis 551 beschrieben. Zum Zwecke der Offenbarung wird auf diese Veröffentlichung vollinhaltlich Bezug genommen.
    • Bezugszeichenliste
    • R1
    Widerstand
    R2
    Widerstand
    Ci
    Integrationskapazität
    C1
    geschaltete Kapazität
    Cp
    parasitäre Parallelkapazität
    V
    Transkonduktanzverstärker
    V1
    Referenzspannung
    V2
    Referenzspannung
    Vo
    Ausgangsspannung
    Q1
    Stromquelle
    Q2
    Stromquelle
    PD
    Fotodiode
    D
    Schwellwertdetektor
    S
    Steuerschaltung
    Z
    Zähler
    T1
    Transistor
    T2
    Transistor

Claims (6)

  1. Integrator mit
    einem Transkonduktanzverstärker (V), dessen Ausgang über eine Integrationskapazität (Ci) auf seinen invertierenden Eingang rückgekoppelt ist und an dessen nichtinvertierenden Eingang eine erste Referenzspannung (V2) geschaltet ist, und mit,
    einer eine parasitäre Parallelkapazität (Cp) aufweisende erste Stromquelle (Q1), die mit einer Klemme an ein Bezugspotential und mit einer anderen Klemme über eine ohmsche Einrichtung an eine zweite Referenzspannung (V1) geschaltet ist,
    dadurch gekennzeichnet, dass
    die ohmsche Einrichtung ein Spannungsteiler mit einem ersten Widerstand (R1) und einem zweiten Widerstand (R2) ist, und dass der Verbindungspunkt des ersten Widerstandes (R1) mit dem zweiten Widerstand (R2) unmittelbar mit dem invertierenden Eingang des Transkonduktanzverstärkers (V) verbunden ist.
  2. Integrator nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die erste Stromquelle (Q1) mit der parasitären Parallelkapazität (Cp) eine Fotodiode (PD) ist.
  3. Integrator nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß für der zweiten Widerstand (R2) ein erster MOS-Transistor (T1) vorgesehen ist, der im Bereich schwacher Inversion betrieben wird.
  4. Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 3,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der erste Widerstand (R1) als geschaltete Kapazität (C1), als geschaltete Stromquelle oder als steuerbarer Widerstand
  5. Integrator nach Anspruch 3 und 4,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß die Gate-Elektrode des ersten MOS-Transistors (T1) mit der Gate-Elektrode und der Drain-Elektrode eines zweiten MOS-Transistors (T2) verbunden ist, an dessen Source die erste Referenzspannung (V2) liegt und dessen Drain über eine zweite Stromquelle (Q2) an ein Bezugspotential angeschlossen ist, daß der Ausgang des Transkonduktanzverstärkers (V) mit dem Eingang eines Schwellwertdetektors (D) verbunden ist, dessen Ausgang mit dem Eingang einer Steuerschaltung (S) verbunden ist, deren erster Ausgang mit dem Eingang eines Zählers (Z) und deren zweiter Ausgang mit dem Steuereingang der geschalteten Kapazität (C1) oder dem steuerbaren Widerstand verbunden ist.
  6. Integrator nach einem der Ansprüche 1 bis 5,
    dadurch gekennzeichnet,
    daß der zweite Widerstand (R2) mindestens so groß dimensioniert wird, wie das 2π-fache des Verstärkungsbandbreitenprodukt multipliziert mit dem Kapazitätswert der Integrationskapazität (Ci) ist.
EP00107682A 1999-07-09 2000-04-10 Integrator Expired - Lifetime EP1067473B1 (de)

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