DE4223274A1 - Treiberschaltung fuer induktive lasten - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Treiberschaltungen für induktive Lasten gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1.

Induktive Lasten werden in einem weiten Anwendungsbereich, der Kraftfahrzeugsysteme und Industrieanlagen enthält, verwendet. Bei­ spielsweise wird eine induktive Last zusammen mit ihrem Treiber dazu verwendet, den Schaltvorgang in einem Fahrzeug mit automatischer Kraftübertragung zu steuern.

In solchen Systemen wird ein Treiber wie etwa ein MOS-Transistor da­ zu verwendet, eine Solenoidspule zu betätigen. Parallel zur Solenoid­ spule ist eine Diode geschaltet, um den MOS-Transistor zu schützen. Der MOS-Transistor wirkt als Schalter, um die Solenoidspule aufgrund von an sein Gate gelieferten Steuersignalen mit Strom und Spannung zu versorgen, wobei diese Steuersignale wiederum durch die Steuerschal­ tung des Systems gesteuert werden.

Wenn der Transistor in den leitenden Zustand oder in den Sperrzustand geschaltet wird, werden am Drain des Transistors hohe Strom- und Spannungsänderungen hervorgerufen. Derartige große Änderungen können eine Anzahl von Problemen zur Folge haben: Beispielsweise kann durch die Strom- und Spannungsänderung eine HF-Strahlung er­ zeugt werden, die die Funktion anderer elektronischer Bauelemente im System nachteilig beeinflussen können; ferner können die Strom- und Spannungsänderungen in der Versorgungsspannung ein unerwünschtes Rauschen hervorrufen.

Es ist bekannt, daß zur Beseitigung dieser Probleme die Geschwindig­ keiten, mit denen sich der Strom und die Spannung ändern, während des anfänglichen Schaltens des MOS-Transistor-Treibers in den leiten­ den Zustand oder in den Sperrzustand gesteuert werden müssen. Die Spannungsänderung wird im allgemeinen durch die Verwendung eines zwischen den Drain und das Gate des MOS-Transistors geschalteten Widerstands- und Kondensator-Netzwerks erzielt. Die Stromänderung wird unter Verwendung einer Rückkopplungsschaltung gesteuert, die einen den Drain-Strom über einen Abtastwiderstand erfassenden Lese­ verstärker und einen mit dem Ausgang des Leseverstärkers und dem Gate des MOS-Transistors verbundenen zweiten Kondensator, der die Rückkopplung vom Ausgang des Leseverstärkers bewirkt, umfaßt.

Da für die Steuerung der Änderungsgeschwindigkeit der Spannung und des Stroms zwei Kondensatoren erforderlich sind, dauert es sehr lange, bis beide Kondensatoren auf einen Wert oberhalb der Transistor- Schwellenspannung aufgeladen bzw. auf einen Wert unterhalb dieser Transistor-Schwellenspannung entladen sind. Dadurch wird die Schalt­ dauer des MOS-Transistors erhöht, was bei einigen Anwendungen ei­ nen wesentlichen Nachteil darstellen kann.

Um die Schaltdauer zu verbessern, kann die Vorspannung für die Kon­ densatoren niedrig, d. h. ungefähr bei 5 V gehalten werden (bei einer Versorgungsspannung von 12,5 V). Dies führt jedoch zu dem weiteren Problem, daß bei niedrigen Spannungen der Leistungsverlust im Tran­ sistor Bedeutung erlangt.

Ferner erfordert die obenbeschriebene Schaltung Kondensatoren mit Werten in der Größenordnung von Nanofarad und ferner im Wider­ stands-Kondensator-Netzwerk einen Widerstand mit einem Wert in der Größenordnung von 10². Eine solche Schaltung kann daher nicht inte­ griert werden.

Es ist daher die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Treiber­ schaltung für induktive Lasten zu schaffen, durch die die erwähnten Nachteile des Standes der Technik beseitigt werden können.

Diese Aufgabe wird bei einer Treiberschaltung für induktive Lasten der gattungsgemäßen Art erfindungsgemäß gelöst durch die Merkmale im kennzeichnenden Teil des Anspruches 1.

Die Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung benötigt in der Rückkopplungsanordnung lediglich einen einzigen Kondensator, um sowohl die Änderungsgeschwindigkeit des Stroms als auch die Ände­ rungsgeschwindigkeit der Spannung zu steuern. Dadurch wird gewähr­ leistet, daß die Verzögerung vor dem Schalten der Treibereinrichtung in den Durchlaßzustand oder in den Sperrzustand minimal gehalten wird.

Ein weiterer Vorteil dieses Aufbaus besteht darin, daß die erfindungs­ gemäße Treiberschaltung zu ihrer Fertigung weniger Fläche als eine entsprechende Schaltung des Standes der Technik erfordert. Das bedeu­ tet, daß die Treiberschaltung auf einem einzigen Chip integriert werden kann. Hierdurch werden die Gesamtkosten für die Treiberschaltung verringert.

Vorzugsweise umfaßt die Treibereinrichtung einen Leistungs-Feldef­ fekttransistor, dessen Drain-Elektrode mit einem ersten Anschluß, des­ sen Gate-Elektrode mit dem Steueranschluß und dessen Source-Elek­ trode mit einem zweiten Anschluß verbunden ist. Der Leistungs-Feldef­ fekttransistor kann eine Einrichtung umfassen, die ein Abtast-Stromsi­ gnal erzeugt, das zu dem an die induktive Last gelieferten Stromsignal proportional ist. Ein Vorteil dieses Merkmals besteht darin, daß für die Abtastung des in die induktive Last fließenden Stroms keine weiteren Komponenten erforderlich sind.

Die Treiberschaltung kann ferner einen zwischen den Steueranschluß und den Kondensator geschalteten Puffer umfassen.

Weitere Aufgaben, Merkmale und Vorteile der Erfindung sind in den Unteransprüchen, die sich auf bevorzugte Ausführungsformen der vor­ liegenden Erfindung beziehen, angegeben.

Die Erfindung wird im folgenden anhand einer bevorzugten Ausführungsform mit Bezug auf die Zeichnungen näher erläutert; es zeigen:

Fig. 1 eine Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung;

Fig. 2 eine Treiberschaltung des Standes der Technik;

Fig. 3a einen Spannungs-/Zeit-Graphen für die Treiberschaltung von Fig. 1; und

Fig. 3b einen Drain-Strom-/Zeit-Graphen für die Schaltung von Fig. 1.

Zunächst wird mit Bezug auf Fig. 2 eine herkömmliche Treiberschal­ tung 2 beschrieben. Diese Treiberschaltung 2 umfaßt einen Leistungs- Feldeffekttransistor (FET) 4, der über eine Schutzdiode 6 mit einer Spannungsversorgungsleitung V_SS verbunden ist, die bei Anwendungen in Kraftfahrzeugen typischerweise durch die Batteriespannung von 12,5 V gegeben ist; die Anode der Diode 6 ist mit der Drain-Elektrode des Leistungs-Feldeffekttransistors 4 verbunden. Der Leistungs-Feldef­ fekttransistor 4 treibt eine induktive Last 8, die parallel zur Diode 6 ge­ schaltet ist.

Der Strom in der Drain-Elektrode wird mittels eines Nebenschlußwi­ derstandes R_S, der mit der Source-Elektrode des FET 4 verbunden ist, abgetastet. Der andere Anschluß des Widerstandes R_S ist mit Masse verbunden. Der Nebenschlußwiderstand R_S erzeugt in einem Knoten A, der den Übergang zwischen der Source-Elektrode und dem Neben­ schlußwiderstand R_S darstellt, eine Spannung, die zu dem in der Drain- Elektrode abgetasteten Strom proportional ist. Diese Spannung wird über einen Widerstand 12 in den invertierenden Eingang eines Verstär­ kers 10 eingegeben. Der nichtinvertierende Eingang des Verstärkers 10 liegt auf Masse. Der Ausgang des Verstärkers 10 ist über einen Wi­ derstand 14 mit dem invertierenden Eingang rückgekoppelt. Der Ver­ stärker 10 ist durch Vorspannungen -15 V und +15 V vorgespannt.

Der Ausgang des Verstärkers 10 ist mit einem Anschluß eines ersten Kondensators C₁ verbunden. Der andere Anschluß des ersten Konden­ sators C₁ ist mit der Gate-Elektrode des FET 4 verbunden.

Zwischen die Drain-Elektrode und die Gate-Elektrode des FET 4 ist ein Widerstands-/Kondensator-Netzwerk geschaltet, das einen mit einem zweiten Kondensator C₂ in Reihe geschalteten Widerstand 16 umfaßt. Eine Steuerschaltung 18 erzeugt Steuersignale, die den Schaltvorgang des FET 4 steuern.

In dem Widerstands-Kondensator-Netzwerk 16 stellt der Kondensator C₂ eine Einrichtung dar, mit der die Geschwindigkeit der Spannungs­ änderung (dV/dt) während des Schaltvorgangs des FET 4 gesteuert werden kann. Der Abtastwiderstand R_S, der Verstärker 10 und der er­ ste Kondensator C₁ stellen eine Einrichtung dar, durch die die Ge­ schwindigkeit der Stromänderung (dI/dt) während des Schaltvorgangs des FET 4 mittels einer Rückkopplungswirkung gesteuert werden kann.

Wie in der obigen Einleitung bereits erwähnt, besitzt diese herkömmli­ che Treiberschaltung der Fig. 2 eine Reihe von Nachteilen. Die beiden Kondensatoren C₁ und C₂ bewirken hinsichtlich der Schaltdauer des FET 4 eine Verzögerung, da mehr Zeit erforderlich ist, um beide Kon­ densatoren auf die Schwellenspannung des FET 4 aufzuladen.

Ferner besitzen die Kondensatoren C₁ und C₂ Werte in der Größen­ ordnung von Nanofarad, während der Widerstand 16 einen Wert von ungefähr 300 besitzt, weshalb die Schaltung nicht integriert werden kann.

Nun wird mit Bezug auf Fig. 1 eine Treiberschaltung 40 gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung beschrie­ ben. Diese Treiberschaltung 40 besitzt einen Leistungs-FET 42. Dieser Leistungs-FET 42 ist so beschaffen, daß er eine Stromabtastfähigkeit besitzt. Ein solcher Transistor ist im Stand der Technik wohlbekannt; beispielsweise besitzt der TMOS*)-Abtast-FET-Transistor mit der Nummern MTP30NO8M von der Motorola Inc. eine Stromabtastfähig­ keit [*): TMOS ist ein Handelsname der Motorola Inc.].

Der FET 42 treibt eine induktive Last 44 wie etwa eine Solenoidspule, die zwischen die Drain-Elektrode des FET 42 und eine Leistungsver­ sorgung V_b geschaltet ist.

Eine Diode 46, deren Kathode mit V_b verbunden ist und deren Anode mit der Drain-Elektrode verbunden ist, schützt den FET 42 gegen hohe Stromspitzen. Ein Ausgang der Treiberschaltung 40 (Aus) ist mit dem Knoten X zwischen der induktiven Last 44 und der Drain-Elektrode des FET 42 verbunden.

Die Source-Elektrode des FET 42 ist im Knoten Y mit dem nichtinver­ tierenden Eingang des Verstärkers 48 verbunden. Zwischen den Knoten Y und Masse ist ein Lesewiderstand R_Lese geschaltet. Der invertierende Eingang des Verstärkers 48 ist über einen Widerstand R₂ mit Masse verbunden. Der Ausgang des Verstärkers 48 wird an die Basis-Elek­ trode eines bipolaren Transistors T₁ geliefert, wobei die Emitter-Elek­ trode dieses Transistors T₁ über einen Widerstand R₁ mit dem invertie­ renden Eingang des Verstärkers 48 verbunden ist und die Kollektor- Elektrode des Transistors T₁ mit einem Knoten C verbunden ist.

Mit dem Knoten C ist ein Anschluß eines Kondensators C₁ verbunden, dessen zweiter Abschluß mit zwei Stromquellen I₁ und I₂ verbunden ist. Die Stromquellen I₁ und I₂ dienen dazu, den Kondensator C₁ ab­ wechselnd aufzuladen und zu entladen. Diese Stromquellen werden durch Steuersignale gesteuert, die durch eine Steuerschaltung wie etwa eine (nicht gezeigte) Mikrosteuereinrichtung des die Treiberschaltung 40 enthaltenden Systems erzeugt werden. Somit wird der Kondensator aufgrund der Steuersignale entweder aufgeladen oder entladen.

Der zweite Anschluß des Kondensators C₁ ist außerdem mit einem Puf­ fer 50 verbunden, dessen Ausgang mit dem Gate des FET 42 verbun­ den ist. Der Puffer 50 wirkt als Spannungsfolger mit hoher Ein­ gangsimpedanz und niedriger Ausgangsimpedanz, um die parasitäre Kapaziät des FET 42 zu entladen. Ferner besitzt er eine hohe Anstiegs­ geschwindigkeit.

Die Treiberschaltung 40 umfaßt ferner einen Widerstand R₄, der mit dem Knoten X und mit der Basis eines Bipolartransistors T₂ verbunden ist. Die Kollektor-Elektrode des Transistors T₂ ist über einen Wider­ stand R₅ mit dessen Basis verbunden, während die Emitter-Elektrode des Transistors T₂ über einen Widerstand R₃ mit dem Knoten C ver­ bunden ist. Die Transistoren T₁ und T₂ werden durch eine Spannungs­ quelle V₅ vorgespannt. Die Widerstände R₄ und R₅ bilden ein Span­ nungsteiler-Netzwerk. Selbstverständlich muß der Widerstand R₅ nicht mit der Kollektor-Elektrode des Transistors T₂ verbunden sein, er muß jedoch stets mit der Spannungsquelle V₅ verbunden sein.

Wenn keine Strom- oder Spannungssteuerung ausgeführt würde, würde beispielsweise dann, wenn der FET 42 in den Durchlaßzustand geschal­ tet wird, der Strom, der zur induktiven Last 44 und zur Diode 46 fließt, vollständig durch den FET 42 fließen. Dies würde eine schnelle Änderung des Drain-Stroms und der Drain-Spannung hervorrufen, was wiederum in der induktiven Last HF-Strahlungsprobleme, Rausch- Probleme usw. erzeugen würde. Daher ist es das Ziel der erfindungs­ gemäßen Strom- und Spannungssteuerung, die durch die Rückkopp­ lungsanordnung (R_Lese, 48, C₁, T₁, 50, R₄, R₅, T₂) gebildet wird, si­ cherzustellen, daß beim erstmaligen Schalten des FET 42 in den Durchlaßzustand ein Teil des Stroms weiterhin durch die Diode 46 fließt, um große Spannungs- und Stromänderungen zu vermeiden, wo­ bei vor dem Schalten des FET 42 in den Durchlaßzustand oder in den Sperrzustand eine minimale Verzögerung gewährleistet ist.

Der Aufbau des TMOS-Lese-FET 42 ist derart, daß er den in die Drain-Elektrode fließenden Strom abtasten kann und einen in die Source-Elektrode des Lese-FET fließenden Strom erzeugen kann, der zum Drain-Strom I_L proportional ist. Das Verhältnis des Drain-Stroms zu dem in die Source-Elektrode fließenden Strom ist n : 1, wobei n eine von der Geometrie des FET 42 abhängige ganze Zahl ist. Es können auch alternative Einrichtungen zum Abtasten des in den Drain des FET fließenden Stroms verwendet werden, etwa ein FET und ein Neben­ schlußwiderstand, wie dies in Fig. 2 gezeigt ist, wobei die Verwendung einer solchen Einrichtung für den Fachmann offensichtlich ist.

Der Source-Strom fließt durch den Widerstand R_Lese und erzeugt am Knoten Y eine Spannung V_Lese, die zum Drain-Strom I_L proportional ist. Die Gleichung für V_Lese ist durch

gegeben, wobei I_source der durch die Source-Elektrode fließende Strom ist.

Die Spannung V_Lese, die an den nichtinvertierenden Eingang des Ver­ stärkers 48 angelegt wird, wird durch diesen Verstärker 48 verstärkt: Der Verstärkungsfaktor wird durch das Verhältnis der Widerstände R₃ und R₂ bestimmt. Der Transistor T₁ am Ausgang des Verstärkers 48 invertiert das Spannungssignal, so daß an der Kollektor-Elektrode des Transistors T₁ eine invertierte Spannung anliegt. Die Spannung an der Kollektor-Elektrode V_T1 ist durch die folgende Gleichung gegeben:

Die Ausgangsspannung V_Aus am Knoten X wird über den Spannungstei­ ler R₄ und R₅ an die Basis-Elektrode des als Emitterfolger geschalteten Transistors T₂ angelegt. Dann wird die Spannung V₂ an der Basis- Elektrode des Transistors T₂ zur Spannung am Kollektor T₁ addiert, um eine Spannung V_c zu erzeugen, die durch die folgende Gleichung gegeben ist.

V_c = V_T2 + V_T1. (3)

Es gilt jedoch:

Umordnung der Gleichung (4) ergibt:

Einsetzen der Gleichungen (5), (2) und (1) in die Gleichung (3) ergibt:

Bekanntlich gilt:

wobei V_c die Spannung über dem Kondensator C₁ und i der Auflade /Entladestrom des Kondensators C₁ ist.

Daher ergibt sich aus Gleichung (7) und dem Differential der Glei­ chung (6):

Somit ist aus Gleichung (8) ersichtlich, daß durch die Wahl von geeig­ neten Werten für die Widerstände R₂ bis R₅, für n, für den Widerstand R_Lese, für den Kondensator C₁ und für den Strom i die Änderungsge­ schwindigkeit der Spannung dV/dt und des Stroms dI/dt unter Verwen­ dung der einen einzigen Kondensator C₁ umfassenden Rückkopplungs­ anordnung festgelegt werden kann.

Nun wird außerdem auf die Fig. 3a und 3b Bezug genommen. Die Fig. 3a zeigt einen Graphen der Spannung gegen die Zeit, während die Fig. 3b einen Graphen des Drain-Stroms I_L gegen die Zeit zeigt.

Im Zeitpunkt T₀ wird an die Stromquellen I₁ und I₂ ein Steuersignal (das Rechtecksignal in Fig. 3a) angelegt, so daß der Kondensator C₁ aufgeladen und der FET 42 auf Durchlaß geschaltet wird. In Fig. 3a ist gezeigt, daß im Zeitpunkt T₀ die Gate-Spannung V_Gate des FET 42 an­ steigt, wodurch dieser auf Durchlaß geschaltet wird, wenn die Span­ nung seine Schwellenspannung übersteigt, wodurch der Drain-Strom I_L unter der Steuerung der Rückkopplungsanordnung so lange ansteigt, bis er im Zeitpunkt T₁ das Maximum erreicht. Die Fig. 3a zeigt die zum Maximum von 8 V ansteigende Gate-Spannung V_Gate. Diese Werte stel­ len lediglich beispielhafte Werte dar. Die Drain-Spannung V_Aus sinkt während der Periode zwischen T₀ bis T₁ leicht ab. Daraus ist ersicht­ lich, daß während dieser Periode dI/dt erheblich größer als dV/dt ist, so daß die Rückkopplungswirkung die Stromänderung dI/dt effektiv steuert. Wenn der Drain-Strom sein Maximum im Zeitpunkt T₁ erreicht hat, bleibt er verhältnismäßig konstant, andererseits fällt die Drain- Spannung (V_Aus) ab. Diese starke Zunahme von dV/dt wird im Knoten C erfaßt, wobei die Rückkopplungswirkung die Spannungsänderung dV/dt steuert. Zwischen den Zeitpunkten T₁ und T₂ wird der FET 42 schnell auf Durchlaß geschaltet, wobei der FET 42 während dieser Zeit die induktive Last 44 treibt.

Im Zeitpunkt T₂ wird der Kondensator C₁ aufgrund der an die Strom­ quellen I₁ und I₂ angelegten Steuersignale entladen, so daß der FET 42 in den Sperrzustand geschaltet wird. Die Gate-Spannung V_Gate fällt ab, wobei der FET 42 in den Sperrzustand versetzt wird, wenn die Span­ nung unter die Schwellenspannung des FET 42 abgefallen ist. An­ schließend steigt die Drain-Spannung V_Aus ungefähr auf die Dioden- Spannung oberhalb der Versorgungsspannung V_b an, während der Drain-Strom auf Null absinkt. Während dieser Zeit steuert die Rück­ kopplungswirkung die Änderungen dV/dt und dI/dt wie oben beschrie­ ben.

Zusammenfassend umfaßt die erfindungsgemäße Treiberschaltung eine Rückkopplungsanordnung, die die Änderungsgeschwindigkeit der Drain-Spannung und außerdem des Drain-Stroms während des Schalt­ vorgangs steuert, wobei gewährleistet ist, daß vor dem Schalten des Transistors in den Durchlaßzustand oder in den Sperrzustand nur eine minimale Verzögerung bewirkt wird. Die Rückkopplungsanordnung verwendet einen einzigen Kondensator, der eine geringere Fläche be­ legt, so daß die Treiberschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung in einer einzigen integrierten Schaltung integriert werden kann.

Obwohl die vorliegende Erfindung mit Bezug auf einen Leistungs-FET beschrieben worden ist, kann selbstverständlich auch ein Leistungs-Bi­ polartransistor verwendet werden, um die induktive Last zu treiben.

Claims (10)

1. Treiberschaltung für induktive Lasten, mit
einer Treibereinrichtung (42) mit einem mit der induktiven Last (44) verbundenen ersten Anschluß, einem zweiten Anschluß und einem Steueranschluß, wobei die Treibereinrichtung (42) an die induk­ tive Last (44) ein Stromsignal liefert; und
eine Rückkopplungseinrichtung (R_Lese, 48, C₁, 50) zur Steue­ rung des an die induktive Last (44) gelieferten Stroms, wobei die Rückkopplungseinrichtung versehen ist mit einer Stromabtasteinrich­ tung (42, R_Lese, 48, T₁), die mit dem zweiten Anschluß verbunden ist, um das an die induktive Last (44) gelieferte Stromsignal abzutasten und um an ihrem Ausgang ein Spannungssignal bereitzustellen, das das an die induktive Last (44) gelieferte Stromsignal darstellt, und einem Kon­ densator (C₁), der mit dem Ausgang der Stromabtasteinrichtung (42, R_Lese, 48, T₁) und mit dem Steueranschluß der Treibereinrichtung (42) verbunden ist und aufgrund der Spannung am Ausgang der Stromabta­ steinrichtung (42, R_Lese, 48, T₁) die Spannung am Steueranschluß steu­ ert,
dadurch gekennzeichnet, daß die Rückkopplungseinrichtung (R_Lese, 48, C₁, 50) eine Span­ nungskombinationseinrichtung (C) umfaßt, die mit dem Ausgang der Stromabtasteinrichtung (42, R_Lese, 48, T₁) und mit dem zweiten An­ schluß verbunden ist, um ein das Spannungssignal am zweiten An­ schluß darstellendes Spannungssignal mit dem Spannungssignal am Ausgang der Stromabtasteinrichtung (42, R_Lese, 48, T₁) zu kombinie­ ren, wobei die Rückkopplungseinrichtung (R_Lese, 48, C₁, 50), die an die induktive Last (44) gelieferten Strom- und Spannungssignale steuert.

2. Treiberschaltung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeich­ net, daß die Treibereinrichtung einen Leistungs-Feldeffekttransistor (42) umfaßt, dessen Drain-Elektrode mit dem ersten Anschluß, dessen Gate-Elektrode mit dem Steueranschluß und dessen Source-Elektrode mit dem zweiten Anschluß verbunden ist.

3. Treiberschaltung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Stromabtasteinrichtung umfaßt:
einen ersten Widerstand (R_Lese), der mit dem zweiten An­ schluß verbunden ist, um ein Abtastspannungssignal zu erzeugen, das zu dem an die induktive Last (44) gelieferten Stromsignal proportional ist;
eine Spannungsverstärkungseinrichtung (48), die mit dem er­ sten Widerstand (R_Lese) verbunden ist, um das abgetastete Spannungssi­ gnal zu verstärken; und
eine Invertereinrichtung (T₁), die mit der Spannungsverstär­ kungseinrichtung (48) und mit dem Ausgang der Stromabtasteinrich­ tung verbunden ist, um das verstärkte abgetastete Spannungssignal zu invertieren, um an ihrem Ausgang ein Spannungssignal bereitzustellen, das das an die induktive Last (44) gelieferte Stromsignal darstellt.

4. Treiberschaltung gemäß Anspruch 2 und 3, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der Leistungs-Feldeffekttransistor eine Einrichtung um­ faßt, um für den ersten Widerstand (R_Lese) ein abgetastetes Stromsignal bereitzustellen, das zu dem an die induktive Last (44) gelieferten Stromsignal proportional ist.

5. Treiberschaltung gemäß Anspruch 3 oder 4, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Invertereinrichtung einen ersten Bipolartransistor (T₁) umfaßt, dessen Basis-Elektrode mit der Spannungsverstärkungseinrich­ tung (48) verbunden ist und dessen Kollektor-Elektrode mit dem Aus­ gang der Stromabtasteinrichtung verbunden ist.

6. Treiberschaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprü­ che, gekennzeichnet durch
eine Spannungsteilereinrichtung (R₄, R₅), die mit dem ersten Anschluß verbunden ist; und
einen zweiten Bipolartransistor (T₂), dessen Emitter-Elek­ trode mit der Spannungskombinationseinrichtung (C) verbunden ist und dessen Kollektor-Elektrode mit einer ersten Spanungsversorgungsleitung (V₅) verbunden ist, wobei die Spannungsteilereinrichtung (R₄, R₅) einen Teil des Spannungssignals am ersten Anschluß an die Basis- Elektrode des zweiten Bipolartransistors (T₂) anlegt.

7. Treiberschaltung gemäß Anspruch 6, dadurch gekennzeich­ net, daß die Spannungsteilereinrichtung einen zweiten und einen dritten Widerstand (R₄, R₅) aufweist, die zwischen den ersten Anschluß und die erste Spannungsversorgungsleitung (V₅) in Reihe geschaltet sind, wobei der Übergang zwischen dem zweiten und dem dritten Wider­ stand (R₄, R₅) mit der Basis-Elektrode des zweiten Bipolartransistors (T₂) verbunden ist.

8. Treiberschaltung gemäß Anspruch 5 und 6, dadurch gekenn­ zeichnet, daß die Spannungskombinationseinrichtung einen Knoten (C) aufweist, der mit der Emitter-Elektrode des zweiten Bipolartransistors (T₂) und mit der Kollektor-Elektrode des ersten Bipolartransistors (T₁) verbunden ist.

9. Treiberschaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprü­ che, gekennzeichnet durch eine erste und eine zweite Stromquelle (I₁, I₂), die aufgrund von ersten bzw. von zweiten Steuersignalen den Kon­ densator (C₁) abwechselnd aufladen bzw. entladen.

10. Treiberschaltung gemäß einem der vorangehenden Ansprü­ che, gekennzeichnet durch eine Schutzdiodeneinrichtung (46), die mit einer zweiten Spannungsversorgungsleitung (V_b) und mit dem ersten Anschluß verbunden ist.