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EP0837479B1 - Elektromagnettreiberschaltung - Google Patents

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Publication number
EP0837479B1
EP0837479B1 EP97117371A EP97117371A EP0837479B1 EP 0837479 B1 EP0837479 B1 EP 0837479B1 EP 97117371 A EP97117371 A EP 97117371A EP 97117371 A EP97117371 A EP 97117371A EP 0837479 B1 EP0837479 B1 EP 0837479B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current
signal
voltage
value
coil
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Lifetime
Application number
EP97117371A
Other languages
English (en)
French (fr)
Other versions
EP0837479A2 (de
EP0837479A3 (de
Inventor
Trent Lynn Goodnight
Vijay Manilal Dharia
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Deere and Co
Original Assignee
Deere and Co
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Deere and Co filed Critical Deere and Co
Publication of EP0837479A2 publication Critical patent/EP0837479A2/de
Publication of EP0837479A3 publication Critical patent/EP0837479A3/de
Application granted granted Critical
Publication of EP0837479B1 publication Critical patent/EP0837479B1/de
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F7/1844—Monitoring or fail-safe circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01F—MAGNETS; INDUCTANCES; TRANSFORMERS; SELECTION OF MATERIALS FOR THEIR MAGNETIC PROPERTIES
    • H01F7/00—Magnets
    • H01F7/06—Electromagnets; Actuators including electromagnets
    • H01F7/08—Electromagnets; Actuators including electromagnets with armatures
    • H01F7/18—Circuit arrangements for obtaining desired operating characteristics, e.g. for slow operation, for sequential energisation of windings, for high-speed energisation of windings
    • H01F7/1844—Monitoring or fail-safe circuits
    • H01F2007/1855—Monitoring or fail-safe circuits using a stored table to deduce one variable from another

Definitions

  • the invention relates to an electrical circuit for applying of an oscillating electric current to a coil of a Electromagnets, through which the electromagnet is dependent on Input or guide signals can be controlled.
  • Electromagnets are preferably the electromagnet a hydraulic control valve.
  • the control of the current is in such an application difficult because of the primary electrical properties of the Control valves, resistors and inductors not known and are not predictable.
  • the resistance of the coil of the Electromagnets can move within the temperature range the coil is exposed to change over 100%.
  • the inductance of the coil due to changes in the Temperature, the voltage pulse frequency and the supply voltage change by well over 100%.
  • the Amplitude of the voltage pulses in a range between 9 and 16 Volts.
  • US-A-4,764,840 describes a driver control circuit for one Solenoid through the for an initial pull-in period maximum current flow is adjustable to a fast ensure initial tripping of the solenoid. It a second hold period closes with a shorter one Holding current that is sufficient to the solenoid in its hold triggered position. For this, a Coil current value recorded and two separate comparators fed. Each comparator receives during the pull-in period, their duration by a monostable multivibrator fixed maximum and minimum Reference thresholds by which a maximum and a minimum Current limit set for a pulsating coil current become. After the pull-in period is over, the holding period a maximum and a minimum holding current limit set. No measures are specified to avoid the Coil current during the tripping phase, for example during switching a transmission between two gears Taxes.
  • DE-A-43 29 917 discloses a circuit arrangement for clocked supply of an electromagnetic consumer, in which a control unit is provided by means of which from the difference between an instantaneous signal on Consumer and a definable guide signal pulse width modulated control signal is formed. With this pulse width modulated control signal becomes a circuit breaker controlled by which the electromagnetic consumer with an electric current is applied. A modulation upper and lower limit current values are not described.
  • the object underlying the invention is seen in to design a generic electromagnetic driver circuit in such a way that the problems mentioned at the beginning are overcome.
  • an average current is to be generated, which in linear relationship with the input or command signal stands.
  • an electrical circuit provides one oscillating electrical current to the coil of a Electromagnets to cause the electromagnet to move in Dependency of a predetermined variable command signal to move.
  • the solenoid driver circuit powers the coil with a stream which variable upper and lower Has limit voltage values.
  • the lower limit voltage value increases essentially a constant relationship to the upper one Limit voltage value.
  • the limit voltage values can also with Peak current value or peak current value.
  • the solution according to the invention enables precise current control of the solenoid driver with an immediate Respond, i.e. a minimal time delay between the current setpoint and the actual current in the coil.
  • the Solenoid driver can be used with just a few components produce low cost.
  • the requirements for the microprocessor are very small because the microprocessor is only marginal intervenes in the current control (software effectiveness).
  • the frequency of the electromagnetic driver can be easily Way at a nominal operating point (nominal current, resistance, Optimize inductance and power supply) by suitable resistors for the circuit can be selected.
  • the circuit according to the invention enables maximum fault detection of the solenoid driver circuit. It is also advantageous that when switching on and / or during a Reset mode of the microprocessor from the solenoid driver circuit current output to the solenoid is zero.
  • the Circuit a signal divider through which of the command signal an upper limit voltage signal value and a lower limit voltage signal value, which is a constant relationship to the upper one Limit voltage signal value takes, are generated.
  • a current measuring resistor generates a current measurement voltage that flows through the current the coil corresponds.
  • a first comparator compares them Current measurement voltage with the upper limit voltage signal value.
  • a second Comparator compares the flow measurement voltage with the lower one Limit voltage signal value.
  • a current driver supplies a driver current the electromagnetic coil as a function of the output signals, which generated by the first comparator and the second comparator be so that the coil current has a lower limit current value which is essentially in a constant ratio to the upper limit current value.
  • the average current follows linear to the limit current because the lower peak is always in one constant percentage ratio to the given upper Limit current stands. Because the relationship between the borders or Peaks is constant, the linearity is maintained between Average current and specified limit current even if the inductance and / or the resistance of the coil or when the supply voltage changes. Because the amplitude value between the limits or peaks with the average current increases, is the frequency range of the electromagnetic driver minimized.
  • the electromagnetic driver circuit 10 controls that to the coil L1 an electromagnetically operated transmission control valve, not shown applied current depending on an analog Voltage control signal V-CMD, which from the PWM output (Pulse pause modulation) of a microprocessor MP is generated.
  • the command signal preferably has a voltage range of 0 to 5 volts, which with a desired coil current from 0 to Corresponds to 1000 mA. Therefore, convert one to a regulated one Power supply from 5 volt connected pull-up resistor R15 and an inverter 12 the command signal from PWM, which has a duty cycle of 0% to 100% has an analog voltage of 5 to 0 volts.
  • there becomes a 2 millisecond filter circuit consisting of the Resistor R14 and capacitor C5 are used.
  • the filtered command signal is then sent to a voltage divider applied, which is formed from the resistors R11 and R10 and a lead voltage at the connection between R11 and R10 V-PU (upper voltage limit) delivers.
  • a capacitor C4 which is connected in parallel to resistor R10 additionally a slight filtering contribution.
  • the voltage V-PU becomes the + input of a reset command comparator 14 and one between V-PU and earth through the resistors R8 and R9 Formed voltage divider supplied.
  • V-PL lower voltage limit
  • the output of the reset command comparator 14 is via a Resistor R6 connected to + 5 volts and connected to an input of a Set-reset flip-flops 18 (with Schmidt trigger input), that of two cross-linked NAND grids 20, 22 and a capacitor C2 is formed.
  • the output of the set command comparator 16 is via a resistor R7 connected to + 5 volts and to another input of the Set-reset flip-flops 18 created.
  • V-PU is also connected to the + input of a comparator 24 with a grounded capacitor C3 part of a shutdown circuit 26 is created.
  • a threshold which corresponds to a coil current of approximately 150 mA.
  • Capacitor C6 Between Earth and the connection point between R12 and R13 is located Capacitor C6.
  • the output of the comparator 24 (and the Switch-off circuit 26) has the input IN of a driver 28 connected.
  • the output OUT of driver 28 is at one end the solenoid coil L1 and a freewheeling diode D1 with earth connected.
  • the other end of the coil L1 is above the current measuring resistor R2 connected to earth.
  • the voltage across resistor R2 is proportional to the current flowing through coil L1. High frequency noise of this voltage is caused by the resistance R3, the capacitor C1 and the resistor R5 filtered out, to generate a voltage VSENSE. Through the diode D2 voltage compensation is suppressed (voltage transients).
  • the voltage VSENSE is connected to the + input of the Comparator 16 and applied to the input of the comparator 14.
  • a comparator 30 has a + input at which VSENSE is present, and an input at which the voltage VSHUTOFF is present.
  • the output of the comparator 30 is via a pull-up resistor R1 connected to + 5 volts and is directly connected to the status input ST of the driver 28 connected. He pulls the ST Entrance down if VSENSE is below VSHUTOFF.
  • the exit of the comparator 30 generates a status signal which is sent to a digital input of the microprocessor MP is applied.
  • the microprocessor can detect errors in the circuit, if the command voltage V-PU is greater than a value that corresponds to a coil current of 150 mA. The status signal will ignored if the command signal is not greater than 150 mA is.
  • the driver is preferably a Profet from Siemens or a Equivalent to this, which is capable of a line break or detect a short in coil L1. If the driver 28 detects an error, it pulls his status line ST down.
  • Comparator 16 pulls its output to ground when VSENSE closes becomes small (smaller than V-PL).
  • the comparator 14 pulls its Output to earth if VSENSE becomes too large (larger than V-PU).
  • the resistors R8 and R9 are like this selected that V-PL is 78.5% of V-PU. If VSENSE under V-PL, the driver 28 is turned on (set) and remains switched on until VSENSE rises above V-PU. If VSENSE reaches the value V-PU, the driver is switched off (reset) until VSENSE falls below V-PL again.
  • V-PU To ensure that driver 28 is off when the lead tension is too low (for example, static friction of the electromagnet), V-PU and a small constant voltage VSHUTOFF in the comparator 24 fed. If the lead voltage of the microprocessor MP is less than a value with a coil current of 150 mA corresponds, the comparator 24 pulls the input of the driver 28 low, turns off the driver 28 and prevents the flip-flop 18 turns on the driver 28.
  • the average current follows through the Coil L1 linear to the limit current, because the lower limit current always is in a constant relationship to the upper limit current.
  • the peak-to-peak amplitude also increases the ratio between the lower limit and however, the upper limit remains constant. The linearity remains even if the inductance and / or the Change the resistance of the coil L1 and / or if the Supply voltage fluctuates.
  • This circuit operates at a variable frequency.
  • the Frequency varies as a function of the command voltage, the Resistance and inductance of the coil as well as the Supply voltage. However, since the peak-to-peak amplitude increases in the same way as the average current Frequency variation much less than when the peak-to-peak amplitude would be constant.
  • R8, R9 can be the frequency of the nominal Operating point (nominal current, resistance and inductance the coil and supply voltage) can be optimized.
  • Only one of these control circuits can be used for several drivers be used provided the drivers are never at the same time are switched on.
  • a forward driver and a backward driver on a common drive and Use current measuring circuit.
  • the Input of the forward driver via an AND gate with a Forward switch and the reverse driver with an AND gate a reverse switch.
  • the microprocessor then drives the same command signal circuit regardless which valve (forward or reverse valve) is actually controlled.
  • the circuit is simple and consists of inexpensive Components.
  • the load on the microprocessor is extreme low since he. only has to generate the PWM command signal. Its A / D inputs are not used unnecessarily because of the Average current is not measured by the microprocessor. No equations or tables are required to To convert switching break ratios into current values, because of the Relationship is linear.
  • the PWM signal should be one have a fairly high frequency, so the time constant of the R14-C5 filter can be minimized or D / A converter can be used. It should be emphasized that resistance R2 is like this be chosen as large as possible and preferably a tolerance of ⁇ 1%.
  • Resistors R8, R9, R10, R11 and R14 preferably have a tolerance of ⁇ 1%.
  • the Ground path between the current measuring resistor R2 and the Comparators 14, 16, 24 and 30 should have a very low impedance exhibit.
  • the accuracy of the 5 volt control supply voltage for inverter 12 is also important.
  • inverted Power switching device instead of inverted Power switching device with an inverted device an inverting driver intermediate stage can be used.

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Description

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltung zum Anlegen eines oszillierenden elektrischen Stromes an eine Spule eines Elektromagneten, durch die der Elektromagnet in Abhängigkeit von Eingangs- oder Führungssignalen ansteuerbar ist. Bei dem Elektromagneten handelt es sich vorzugsweise um den Elektromagneten eines Hydrauliksteuerventils.
Um den an die Kupplungen eines Lastschaltgetriebes angelegten Hydraulikdruck zu steuern ist es wünschenswert, mit Analogstrom gesteuerte Elektromagnetventile zu verwenden. Für eine gleichmäßige, vorhersehbare Einstellung der Getriebeelemente beim Umschalten zwischen zwei Gängen wird eine genaue Stromsteuerung gefordert. Wegen der Belastbarkeit ist es bei Fahrzeugen nicht zweckmäßig den Strom für ein analoges Ventil durch die Steuerung der Spannungszufuhr zu dem Ventil einzustellen. Zur Erzeugung der gewünschten Führungsgröße wird daher die Speisespannung pulsförmig in schneller Frequenz einund ausgeschaltet. Die Induktivität in der Spule des Elektromagneten speichert beim pulsweisen Einschalten der Spannung Energie und gibt Energie frei, wenn die Spannung abgeschaltet wird, so daß eine Durchschnittspannung erzeugt wird.
Die Steuerung des Stroms ist bei solch einer Anwendung jedoch schwierig, da die primären elektrischen Eigenschaften der Steuerventile, Widerstände und Induktivitäten nicht bekannt und nicht vorhersehbar sind. Der Widerstand der Spule des Elektromagneten kann sich innerhalb des Temperaturbereichs, dem die Spule ausgesetzt ist, um über 100% ändern. Ebenso kann sich die Induktivität der Spule infolge von Änderungen der Temperatur, der Spannungspulsfrequenz und der Versorgungsspannung um weit über 100% ändern. Desweiteren kann die Amplitude der Spannungspulse in einem Bereich zwischen 9 und 16 Volt liegen.
Es ist bekannt die pulsierende Spannung zu filtern, ihren Durchschnittswert zu messen und die Führungsgröße solange zu kompensieren bis der gewünschte Durchschnittsstromwert erreicht ist. Solch eine Technik arbeitet jedoch bei Anwendungen für Getriebesteuerungen nicht befriedigend. Dies liegt daran, daß während einer Umschaltung der an das Ventil angelegte Führungswert sich schnell ändert. Der Führungswert steigt entweder schnell an oder fällt schnell ab, je nachdem, ob das Getriebeelement herankommt oder weggeht. Um den Realzeitmittelwertstrom zu messen muß die Führungsgröße für eine bestimmte Zeit konstant gehalten werden. Hierfür steht während einer Umschaltung jedoch nicht die erforderliche Zeit zur Verfügung. Es ist daher wünschenswert einen Ventiltreiber zur Verfügung zu haben, welcher einen genauen Strommittelwert für eine Spule mit einem unbekannten Widerstand und einer unbekannten Induktion erzeugt, ohne daß eine Feedback-Messung des Strommittelwerts erforderlich ist.
Die US-A-4,764,840 beschreibt einen Treibersteuerkreis für eine Magnetspule durch den für eine anfängliche Einzieh-Periode ein maximaler Stromfluß einstellbar ist, um eine schnelle anfängliche Auslösung der Magnetspule sicherzustellen. Es schließt sich eine zweite Halte-Periode mit einem geringeren Haltestrom an, der ausreicht, um die Magnetspule in ihrer ausgelösten Stellung zu halten. Hierfür wird ein Spulenstromwert erfaßt und zwei separaten Komparatoren zugeführt. Jeder Komparator empfängt während der Einzieh-Periode, deren Dauer durch einen monostabilen Multivibrator vorgegeben wird, feste maximale und minimale Referenzschwellwerte, durch die ein maximaler und ein minimaler Stromgrenzwert für einen pulsierenden Spulenstrom festgesetzt werden. Nach Ablauf der Einzieh-Periode wird während der Halte-Periode ein maximaler und ein minimaler Haltestromgrenzwert eingestellt. Es werden keine Maßnahmen angegeben, um den Spulenstrom während der Auslösephase, beispielsweise während einer Umschaltung eines Getriebes zwischen zwei Gängen, zu steuern.
Die DE-A-43 29 917 offenbart eine Schaltungsanordnung zur getakteten Versorgung eines elektromagnetischen Verbrauchers, bei der eine Regeleinheit vorgesehen ist, mittels der abhängig von der Differenz zwischen einem Momentanwertsignal am Verbraucher und einem festlegbaren Führungssignal ein pulsweitenmoduliertes Steuersignal gebildet wird. Mit diesem pulsweitenmodulierten Steuersignal wird ein Leistungsschalter angesteuert, durch den der elektromagnetische Verbraucher mit einem elektrischen Strom beaufschlagt wird. Eine Modulation oberer und unterer Grenzstromwerte wird nicht beschrieben.
Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe wird darin gesehen, eine gattungsgemäße Elektromagnettreiberschaltung derart auszubilden, daß die eingangs genannten Probleme überwunden werden. Insbesondere soll ein Durchschnittstrom erzeugt werden, der in linearem Zusammenhang mit den Eingangs- oder Führungssignal steht.
Die Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Lehre des Patentanspruchs 1 gelöst. Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung gehen aus den Unteransprüchen hervor.
Erfindungsgemäß liefert eine elektrische Schaltung einen oszillierenden elektrischen Strom an die Spule eines Elektromagneten, um den Elektromagneten zu veranlassen, sich in Abhängigkeit eines vorgegebenen veränderlichen Führungssignals zu bewegen. Die Elektromagnettreiberschaltung versorgt die Spule mit einem Strom, welcher veränderliche obere und untere Grenzspannungswerte aufweist. Dabei nimmt der untere Grenzspannungswert im wesentlichen ein konstantes Verhältnis zu dem oberen Grenzspannungswert ein. Die Grenzspannungswerte können auch mit Spitzenstromwert oder Scheitelstromwert bezeichnet werden.
Die erfindungsgemäße Lösung ermöglicht eine genaue StromSteuerung des Magnetspulentreibers mit einem unmittelbaren Ansprechen, d.h. einer minimalen zeitlichen Verzögerung zwischen dem Stromsollwert und dem tatsächlichen Strom in der Spule. Der Magnetspulentreiber läßt sich mit wenigen Komponenten bei niedrigen Kosten herstellen. Die Anforderungen an den Mikroprozessor sind sehr gering, da der Mikroprozessor nur geringfügig in die Stromregelung eingreift (Software-Effektivität). Die Frequenz des Elektromagnettreibers läßt sich auf einfache Weise bei einem nominalen Betriebspunkt (Nominalstrom, Widerstand, Induktivität und Spannungsversorgung) optimieren, indem geeignete Widerstände für die Schaltung ausgewählt werden. Desweiteren ermöglicht die erfindungsgemäße Schaltung eine maximale Fehlererkennung der Elektromagnettreiberschaltung. Es ist auch von Vorteil, daß beim Anschalten und/oder während eines Rücksetz-Modus des Mikroprozessors der von der Elektromagnettreiberschaltung an die Magnetspule ausgegebenen Strom Null ist.
Gemäß einer bevorzugten Ausgestaltung der Erfindung enthält die Schaltung einen Signalteiler, durch den von dem Führungssignal ein oberer Grenzspannungssignalwert und ein unterer Grenzspannungssignalwert, welcher ein konstantes Verhältnis zu dem oberen Grenzspannungssignalwert einnimmt, erzeugt werden. Ein Strommeßwiderstand erzeugt eine Strommeßspannung, die dem Strom durch die Spule entspricht. Ein erster Komparator vergleicht die Strommeßspannung mit dem oberen Grenzspannungssignalwert. Ein zweiter Komparator vergleicht die Strömmeßspannung mit dem unteren Grenzspannungssignalwert. Ein Stromtreiber liefert einen Treiberstrom an die Elektromagnetspule als Funktion der Ausgangssignale, welche durch den ersten Komparator und den zweiten Komparator erzeugt werden, so daß der Spulenstrom einen unteren Grenzstromwert aufweist, der im wesentlichen in einem konstanten Verhältnis zu dem oberen Grenzstromwert steht. Der Durchschnittsstrom folgt linear dem Grenzstrom, weil die untere Spitze immer in einem konstanten Prozentverhältnis zu dem vorgegebenen oberen Grenzstrom steht. Weil das Verhältnis zwischen den Grenzen oder Spitzen konstant ist, erhält sich die Linearität zwischen Durchschnittsstrom und vorgegebenem Grenzstrom selbst dann, wenn sich die Induktivität und/oder der Widerstand der Spule oder wenn sich die Versorgungsspannung ändert. Da der Amplitudenwert zwischen den Grenzen oder Spitzen mit dem Durchschnittsstrom zunimmt, ist der Frequenzbereich des Elektromagnettreibers minimiert.
Anhand der Zeichnung, die in einer Figur ein Ausführungsbeispiel der Erfindung zeigt, werden nachfolgend die Erfindung sowie weitere Vorteile und vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der Erfindung näher beschrieben und erläutert.
Die Elektromagnettreiberschaltung 10 steuert den an die Spule L1 eines nicht dargestellten elektromagnetisch betätigten Getriebesteuerventils angelegten Strom in Abhängigkeit eines analogen Spannungsführungssignals V-CMD, welches von dem PWM-Ausgang (Pulspausenmodulation) eines Mikroprozessors MP erzeugt wird. Vorzugsweise hat das Führungssignal einen Spannungsbereich von 0 bis 5 Volt, welcher mit einem gewünschten Spulenstrom von 0 bis 1000 mA korrespondiert. Daher wandeln ein an eine geregelte Spannungsversorgung von 5 Volt angeschlossener Pull-up-Widerstand R15 und ein Inverter 12 das Führungssignal von PWM, welches ein Pulspausenverhältnis (duty cycle) von 0% bis 100% aufweist, in eine analoge Spannung von 5 bis 0 Volt um. Dabei wird eine 2-Millisekundenfilterschaltung bestehend aus dem Widerstand R14 und der Kondensator C5 verwendet.
Das gefilterte Führungssignal wird dann an einen Spannungsteiler angelegt, welcher aus den Widerständen R11 und R10 gebildet wird und an der Verbindung zwischen R11 und R10 eine Führungsspannung V-PU (oberer Spannungsgrenzwert) liefert. Ein Kondensator C4, der parallel zum Widerstand R10 angeschlossen ist, liefert zusätzlich einen leichten Filterungsbeitrag. Die Spannung V-PU wird dem + Eingang eines Rücksetzbefehl-Komparators 14 und einem zwischen V-PU und Erde liegenden durch die Widerstände R8 und R9 gebildeten Spannungsteiler zugeführt. An der Verbindung zwischen R8 und R9 steht ein Signal V-PL (unterer Spannungsgrenzwert) an, das in einem konstanten Verhältnis (Prozentwert) zu V-PU steht und das an den - Eingang eines Setzbefehl-Komparators 16 angelegt ist.
Der Ausgang des Rücksetzbefehl-Komparators 14 ist über einen Widerstand R6 mit + 5 Volt verbunden und an einen Eingang eines Setz-Rücksetz-Flipflops 18 (mit Schmidt-Trigger-Eingang) angelegt, der aus zwei überkreuz miteinander verbundenen NAND-Gittern 20, 22 und einem Kondensator C2 gebildet ist. Der Ausgang des Setzbefehl-Komparators 16 ist über einen Widerstand R7 mit + 5 Volt verbunden und an einen weiteren Eingang des Setz-Rücksetz-Flipflops 18 angelegt.
V-PU ist desweiteren an den + Eingang eines Komparators 24, der mit einem geerdeten Kondensator C3 Teil einer Abschalt-Schaltung 26 ist, angelegt. Ein durch die Widerstände R12 und R13 gebildeter Spannungsteiler, der zwischen + 5 Volt und Erde liegt, erzeugt eine Abschaltspannung VSHUTOFF, die an den - Eingang des Komparators 24 angelegt ist, so daß der Komparator 24 so lange ein Abschaltsignal erzeugt, bis V-PU einen Schwellwert erreicht, der einem Spulenstrom von ungefähr 150 mA entspricht. Zwischen Erde und der Verbindungsstelle zwischen R12 und R13 liegt ein Kondensator C6. Der Ausgang des Komparators 24 (und der Abschalt-Schaltung 26) ist mit dem Eingang IN eines Treibers 28 verbunden. Der Ausgang OUT des Treibers 28 ist mit einem Ende der Magnetspule L1 sowie über eine Freilaufdiode D1 mit Erde verbunden.
Das andere Ende der Spule L1 steht über den Strommeßwiderstand R2 mit Erde in Verbindung. Die Spannung über dem Widerstand R2 ist proportional zu dem durch die Spule L1 fließenden Strom. Hochfrequentes Rauschen dieser Spannung wird durch den Widerstand R3, den Kondensator C1 und den Widerstand R5 herausgefiltert, um eine Spannung VSENSE zu erzeugen. Durch die Diode D2 erfolgt die Unterdrückung eines Spannungsausgleichs (Spannungstransienten). Die Spannung VSENSE wird an den + Eingang des Komparators 16 und an den - Eingang des Komparators 14 angelegt.
Ein Komparator 30 weist einen + Eingang, an dem VSENSE anliegt, und einen - Eingang, an dem die Spannung VSHUTOFF anliegt, auf. Der Ausgang des Komparators 30 ist über einen Pull-up-Widerstand R1 mit + 5 Volt verbunden und ist unmittelbar an den Status-Eingang ST des Treibers 28 angeschlossen. Er zieht den ST Eingang runter, wenn VSENSE unter VSHUTOFF liegt. Der Ausgang des Komparators 30 erzeugt ein Statussignal, welches an einen digitalen Eingang des Mikroprozessors MP angelegt wird. Damit kann der Mikroprozessor Fehler in der Schaltung feststellen, sofern die Führungsspannung V-PU größer als ein Wert ist, der einem Spulenstrom von 150 mA entspricht. Das Statussignal wird ignoriert, sofern das Führungssignal nicht größer als 150 mA ist.
Vorzugsweise ist der Treiber ein Profet von Siemens oder ein Äquivalent hierzu, welches in der Lage ist, eine Leitungsunterbrechung oder einen Kurzschluß in der Spule L1 festzustellen. Wenn der Treiber 28 einen Fehler feststellt, zieht es seine Statusleitung ST nach unten.
Der Komparator 16 zieht seinen Ausgang nach Erde, wenn VSENSE zu klein wird (kleiner als V-PL). Der Komparator 14 zieht seinen Ausgang nach Erde, wenn VSENSE zu groß wird (größer als V-PU). In dem vorliegenden Beispiel sind die Widerstände R8 und R9 so ausgewählt, daß V-PL 78,5% von V-PU beträgt. Wenn VSENSE unter V-PL liegt, wird der Treiber 28 eingeschaltet (gesetzt) und bleibt eingeschaltet bis VSENSE über V-PU ansteigt. Wenn VSENSE den Wert V-PU erreicht, wird der Treiber ausgeschaltet (zurückgesetzt) bis VSENSE wieder unter V-PL fällt.
Um sicherzustellen daß der Treiber 28 ausgeschaltet ist, wenn die Führungsspannung zu tief liegt (um beispielsweise Haftreibungen des Elektromagneten zu überwinden), werden V-PU und eine kleine konstante Spannung VSHUTOFF in den Komparator 24 eingespeist. Wenn die Führungsspannung des Mikroprozessors MP kleiner ist als ein Wert, der mit einem Spulenstrom von 150 mA korrespondiert, zieht der Komparator 24 den Eingang des Treibers 28 nach tief, schaltet den Treiber 28 aus und verhindert, daß der Flipflop 18 den Treiber 28 einschaltet.
Mit dieser Schaltung folgt der Durchschnittsstrom durch die Spule L1 linear dem Grenzstrom, weil der untere Grenzstrom immer in einem konstanten Verhältnis zum oberen Grenzstrom steht. Mit ansteigendem Führungswert steigt auch die Spitzen-zu-Spitzen-Amplitude an, das Verhältnis zwischen unterem Grenzwert und oberem Grenzwert bleibt jedoch konstant. Die Linearität bleibt sogar dann bestehen, wenn sich die Induktivität und/oder der Widerstand der Spule L1 ändern und/oder wenn die Versorgungsspannung schwankt.
Diese Schaltung arbeitet bei einer veränderlichen Frequenz. Die Frequenz variiert als Funktion der Führungsspannung, des Widerstands und der Induktivität der Spule sowie der Versorgungsspannung. Da jedoch die Spitzen-zu-Spitzen-Amplitude in gleicher Weise ansteigt wie der Durchschnittsstrom, ist die Frequenzvariation viel geringer als wenn die Spitzen-zu-Spitzen-Amplitude konstant wäre. Durch die Einstellung des Verhältnisses des Spannungsteilers R8, R9 kann die Frequenz des nominalen Betriebspunktes (nominaler Strom, Widerstand und Induktivität der Spule und Versorgungsspannung) optimiert werden.
Für mehrere Treiber kann lediglich eine dieser Steuerschaltungen verwendet werden, sofern die Treiber niemals zur selben Zeit eingeschaltet sind. Beispielsweise können ein Vorwärtstreiber und ein Rückwärtstreiber auf eine gemeinsame Ansteuer- und Strommeßschaltung zurückgreifen. Auf einfache Weise kann der Eingang des Vorwärtstreibers über eine UND-Glied mit einem Vorwärtsschalter und der Rückwärtstreiber über ein UND-Glied mit einem Rückwärtsschalter verknüpft werden. Der Mikroprozessor treibt dann die selbe Führungssignalschaltung an ohne Rücksicht darauf, welches Ventil (Vorwärts- oder Rückwärtsventil) tatsächlich angesteuert wird.
Die Schaltung ist einfach aufgebaut und besteht aus preiswerten Komponenten. Die Belastung des Mikroprozessors ist extrem gering, da er. lediglich das PWM Führungssignal erzeugen muß. Seine A/D-Eingänge sind nicht unnötig belegt, weil der Durchschnittsstrom nicht durch den Mikroprozessor gemessen wird. Es sind keine Gleichungen oder Tabellen erforderlich, um Schaltpausenverhältnisse in Stromwerte umzuwandeln, da der Zusammenhang linear ist. Das PWM Signal sollte jedoch eine ziemlich hohe Frequenz haben, so daß die Zeitkonstante des R14-C5-Filters minimiert werden kann oder auch D/A-Konverter verwendet werden können. Es sei betont, daß der Widerstand R2 so groß wie möglich gewählt werden und vorzugsweise eine Toleranz von ± 1% haben sollte. Ebenso sollten die Widerstände R8, R9, R10, R11 und R14 vorzugsweise eine Toleranz von ± 1% haben. Der Erdungspfad zwischen dem Strommeßwiderstand R2 und den Komparatoren 14, 16, 24 und 30 sollte eine sehr geringe Impedanz aufweisen. Die Genauigkeit der 5 Volt Regelversorgungsspannung für den Inverter 12 ist ebenfalls wichtig.
In folgender Tabelle sind konkrete Komponenten angegeben, die in der in der Figur dargestellten elektrischen Schaltung verwendet werden können. Diese Komponenten sind lediglich beispielhaft angegeben. Es können auch andere Komponenten verwendet werden, ohne daß der Schutzumfang vorliegender Erfindung verlassen wird.
Beispielhafte Komponenten
Widerstände
R1, R6, R7, R15 10 kOhms
R2 1.0 kOhms
R3, R5 4.7 k
R4 2.7 k
R8 13 k
R9 47.5 k
R10 10.2 k
R11 23.7 k
R12 27.4 k
R13 1.0 k
R14 6.04 k
Kondensatoren
C1 47 pf
C2, C3, C4, C6, C7 .047 Mf
C5 .33 Mf
Dioden
D1 GI S2G
D2 BAV99
integrierte Schaltungen
12 74HC14 (Sechsfach-Schmidt-Trigger-Inverter)
14, 16, 24, 30 20, 22 LM2901 (Vierfach-Komparator) 74HC132 (Vierfach-Schmidt-Trigger-NAND-Gitter)
28 BTS410F
Mikroprozessor 8 Bit (80C517A)
Auch wenn die Erfindung lediglich anhand eines Ausführungsbeispiels beschrieben wurde, erschließen sich für den Fachmann im Lichte der vorstehenden Beschreibung sowie der Zeichnung viele verschiedenartige Alternativen, Modifikationen und Varianten, die unter die vorliegende Erfindung fallen.
Beispielsweise könnte anstelle der invertierten Leistungsschalteinrichtung eine invertierte Einrichtung mit einer invertierenden Treiberzwischenstufe verwendet werden.

Claims (6)

  1. Elektrische Schaltung zum Anlegen eines oszillierenden elektrischen Stroms an eine Spule (L1) eines Elektromagneten, um den Elektromagneten in Abhängigkeit von Spannungsführungssignalen (V-CMD) zu bewegen, dadurch gekennzeichnet daß die Schaltung die Spule (L1) mit einem Strom versorgt, welchem variable obere und untere Grenzspannungswerte (V-PU, V-PL) entsprechen, wobei der untere Grenzspannungswert (V-PL) im wesentlichen einen konstanten Prozentsatz des oberen Grenzspannungswerts (V-PU) einnimmt, welche Grenzspannungswerte (V-PU), V-PL) dem Vergleich mit einem Spannungsmeßsignal (VSENSE) dienen, das dem genannten oszillierenden elektrischen Strom an der Spule (L1) entspricht.
  2. Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch
    einen Signalteiler (R8, R9), der aus dem Spannungsführungssignal (V-CMD) einen oberen Signalwert (V-PU) und einen unteren Signalwert (V-PL) erzeugt, wobei der untere Signalwert (V-PL) einen konstanten Prozentwert des oberen Signalwertes (V-PU) einnimmt,
    einen Stromsensor (R2) zur Erzeugung eines Spannungsmeßsignals (VSENSE), welches den Strom durch die Spule (L1) repräsentiert,
    einen ersten Komparator (14), der das Spannungsmeßsignal (VSENSE) mit dem oberen Signalwert (V-PU) vergleicht,
    einen zweiten Komparator (16), der das Spannungsmeßsignal (VSENSE) mit dem unteren Signalwert (V-PL) vergleicht,
    eine Leistungsschalteinrichtung (28), die an eine Spannungsquelle und die Magnetspule (L1) angeschlossen ist und die in Abhängigkeit der Ausgangssignale des ersten und des zweiten Komparators (14, 16) die Spule (L1) mit der Spannungsquelle gesteuert verbindet oder von dieser trennt.
  3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Setz-Rücksetz-Flipflop-Schaltung (18) zwischen den Komparatoren (14, 16) und der Leistungsschalteinrichtung (28).
  4. Schaltung nach Anspruch 2 oder 3, gekennzeichnet durch eine Abschalt-Schaltung (26), an deren ersten Eingang der obere Signalwert (V-PU) und an deren zweiten Eingang ein Abschaltsignal (VSHUTOFF) angelegt ist und deren Ausgang mit einem Eingang (ST) der Leistungsschalteinrichtung (28) verbunden ist, wobei der Abschalt-Schaltkreis (26) derart arbeitet, daß die Leistungsschalteinrichtung (28) ausgeschaltet ist bis der obere Signalwert (V-PU) das Niveau des Abschaltsignals (VSHUTOFF) erreicht.
  5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, gekennzeichnet durch einen Fehlerdetektor-Schaltkreis (30) zur Erzeugung eines Fehlersignals, sofern das Spannungsführungssignal (V-PU) größer ist als ein bestimmter Wert (VSHUTOFF).
  6. Schaltung nach einem der Ansprüche 3 bis 5, gekennzeichnet durch einen Stromtreiber (28) zum Anlegen eines Treiberstroms an die Magnetspule (L1) als Funktion von Ausgangssignalen der Set-Rücksetz-Flipflop-Schaltung (18), wobei der Stromtreiber (28) die Magnetspule (L1) mit einem Strom versorgt, der veränderliche obere und untere Grenzstromwerte aufweist und wobei der untere Grenzstromwert im wesentlichen einen festen Prozentwert des oberen Grenzstromwertes einnimmt.
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